Teoria de operacion de una fuente de poder en topologia FlyBack

7/23/2019 Teoria de operacion de una fuente de poder en topologia FlyBack

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Captulo 33 Teora de operacin del flyback

Regulador flyback sin aislamiento

El circuito bsico de la configuracin de un regulador flyback sin aislamiento y sus formas deonda se muestran en las Figuras 3.1 y 3.2, respectivamente. Cuando el transistor Q1 estencendido, el voltaje de entrada es aplicado a travs del inductor L y la corriente a travs dell se incrementa linealmente hasta lograr el valor pico ip.

La ecuacin para encontrar la corriente pico ipes:

Figura 3.1 Regulador de Switcheo Flyback

Figura 3.2 Formas de onda de la corriente del inductor L y del diodo.

Figura 3.2 Formas de onda del inductor L y el diodo D

Figura 3.1 Configuracin flyback sin aislamiento.


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Esto da lugar a una transferencia de energa de la fuente de entrada hacia el inductor:

Cuando el transistor Q1 se apaga, el voltaje se autoinduce en el inductor L, lo cual ocasiona quecircule corriente a travs del diodo D transfiriendo toda la energa almacenada en el inductor alcapacitor de salida y la carga RL ,disminuyendo la corriente del inductor linealmente de a cero,de acuerdo a la relacin:

La potencia entregada a la carga es igual a la energa pico almacenada en el inductor

multiplicada por el nmero de ciclos por segundo y se calcula de acuerdo a la ecuacin:

El voltaje inducido en el inductor L es tal que el voltaje de salida Eoes opuesto en polaridad alvoltaje de entrada . La relacin entre y se establece combinando las ecuaciones 3.1 y3.3.

La corriente directa de salida es igual a la corriente promedio a travs del diodo.

3.1 Condiciones de diseo

Las ecuaciones de diseo basadas en el modo de operacin discontinuo, con corriente pico fija atravs del inductor se muestran en la Figura 3.3. El peor caso ocurre cuando existe la siguientecondicin: el voltaje de entrada es bajo y la corriente de salida es mxima. Bajo este escenario, lafrecuencia es mxima y es cero, ya que el transistor se enciende tan pronto el diodo deja deconducir.

3.1)

3.2)

3.3)

3.4)

3.5)

3.6)


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2

1

2

3.2 Regulador flyback con transformador de aislamiento

El circuito regulador en topologa flyback con aislamiento y sus formas de onda se muestran enlas Figuras 3.4 y 3.5, respectivamente. Este circuito opera como se explica a continuacin:cuando el transistor Q1 se enciende, la corriente comienza a crecer linealmente, hasta alcanzar elvalor pico en el embobinado primario almacenando energa en el ncleo del mismo. Debido aque la polaridad del secundario es opuesta respecto a la del primario, ya que los devanados seconfiguran de esta forma, no hay transferencia de energa a la carga, puesto que el diodo D se

Figura 3.3 Formas de onda del regulador lyback y sus ecuaciones asociadas.


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polariza inversamente. Cuando el transistor Q1 se apaga, el voltaje en los devanados se inviertedebido a la autoinduccin del campo magntico previamente almacenado y en ese momento, eldiodo D conduce, cargando al capacitor C y proporcionando la corriente I L a la carga RL. Eltransformador de aislamiento T1 acta como transformador y como choke a la vez y por estarazn no es necesario agregar el inductor de salida. Sin embargo, en la prctica, se usa un

pequeo inductor entre el diodo D y el capacitor de salida C para nulificar los spikes de altafrecuencia que se producen debido a la conmutacin.

Figura 3.4 Convertidor flyback con transformador de

aislamiento.

Figura 3.5 Formas de onda de un convertidor flyback con transformador de aislamiento.


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3.3 Modo discontinuo vs continuo

Una vez que se decidi utilizar topologa flyback, la siguiente decisin que el diseador enfrentaes la eleccin entre utilizar el modo continuo o el modo discontinuo.

La Figura 3.6 compara las corrientes de primario y secundario y la energa almacenada en eltransformador para estos dos casos.

3.4 Ventajas del modo discontinuo

1.- Emplea un transformador relativamente pequeo debido a que la energa almacenada

promedio es baja.

2.- La estabilidad es ms fcil de lograr, porque a frecuencias menores a la mitad de la frecuenciade trabajo, no se refleja la inductancia en el secundario y por lo tanto en la funcin detransferencia no hay un segundo polo.

3.- Los rectificadores de salida trabajan con corriente cero cuando se empieza a polarizarinversamente el diodo de salida. Por lo tanto, los requerimientos de tiempo de recuperacininversa de los diodos no son crticos.

4.- Similarmente, en el tiempo de encendido del transistor, el nivel de corriente inicia en cero,

por lo que el tiempo de encendido no es crtico.

5.- Debido a que la corriente inicia de cero al momento del encendido del transistor, lageneracin de radiofrecuencias es baja.

Figura 3.6 a) Modo discontinuo b) Modo continuo


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3.5 Desventajas del modo discontinuo

1.- Las corrientes pico generadas en el transistor y en el diodo son aproximadamente del doble delos que seran en modo continuo.

2.- Existen mayores prdidas en regulacin cruzada, debido a que la inductancia de fuga y ladensidad de flujo del transformador son mayores en modo discontinuo.

3.- Las corrientes de ripple (rizo) son mayores y por lo tanto es necesario utilizar capacitanciasmayores obteniendo ESR adecuados, es por esto que la respuesta a transitorios es menor.

3.6 Transistor de conmutacin (switcheo)

El transistor de conmutacin switcheo usado en la topologa flyback debe ser escogido paraque pueda soportar el voltaje mximo drain-source Vdsmax durante el apagado y la corriente picoIP durante el encendido.

El voltaje mximo que puede manejar el transistor Q1 durante el apagado se calcula con lasiguiente ecuacin:

Donde

es el voltaje de entrada de corriente directa y

es el mximo ciclo de servicio.

La corriente de trabajo del MOSFET Q1 durante el tiempo de conduccin se calcula con lasiguiente ecuacin:

En donde:

= Es la corriente pico del primario del transformador-inductor T1= Es la relacin de vueltas primario-secundario del transformador T

1

Para derivar una expresin de corriente pico de trabajo de Q1 en trminos de la potencia de saliday el voltaje de entrada, la siguiente ecuacin se puede escribir para obtener la energa transferidadel inductor:

3.12)

3.13)

3.14)


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Donde = es la eficiencia del convertidor.

El voltaje a travs del transformador-inductor T1 se puede expresar con la siguiente ecuacin:

Si se asume que y , entonces, al sustituir estos valores en la ecuacin 3.15,se obtiene

, en funcin del inductor:

Sustituyendo la ecuacin 3.17 en la ecuacin 3.14se obtiene:

2 12 Resolviendo para :

Ahora, sustituyendo la ecuacin 3.19 en 3.13se obtiene la expresin para la corriente de trabajo del transistor Q1 en trminos de la potencia de salida:

3.7 Clculo del transformador en topologa flyback

Seleccin de la ferrita (core/ncleo).

Se deben considerar muchos factores al momento de hacer la seleccin de la ferrita. Los factoresque se deben tomar en cuenta son los siguientes:

a) Propiedades del material.b) Geometra de la ferrita.c) Propiedades emisivas de la superficie.d) La temperatura (temperatura rise).

3.15)

3.16)

3.17)

3.18)

3.19)

3.20)


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e) El tipo de ambiente donde el transformador trabajar.Seleccin del tiempo de encendido On period.

El tiempo mximo de encendido para el transistor de switcheo ocurre cuando: el voltaje de entrada esmnimo y la carga demanda la corriente mxima. En este caso utilizaremos como tiempo de encendidomximo el 50% del perodo total del trabajo.

Para este diseo la frecuencia de trabajo es 65 .Por lo tanto el tiempo de encendido mximo ser:

7.69 10sCalculo del voltaje DC de entrada mnimo VDCmin en la seccin del convertidor

Para calcular el nmero de vueltas en el primario se debe de considerar el voltaje DC de entrada

mnimo en el inicio del devanado del transformador, (una vez que fue rectificado); paraeste diseo, la especificacin del voltaje de entrada es de 90V. Para tener una banda deseguridad para este diseo, tomaremos como el voltaje de entrada AC mnimo de 85 Vrms ,tambin se debe considerar los voltajes de cada que existe en todo el trayecto de la entrada hastala terminal del transformador T1, ms el voltaje de rizo en el capacitor de entrada .

Este voltaje de rizo oscila tpicamente entre el 15% y el 30% del voltaje de entrada.Entonces tomando estas consideraciones el voltaje de entrada mnimo sera:

22 Donde: = es la cada de voltaje de los rectificadores del puente de diodos, igual a 0.7V por cada diodo= es la cada del circuito EMI + termistor + pistas, igual a 0.5V = es el voltaje de rizo, consideramos arbitrariamente el 23 % del voltaje de entrada de 85V 85 2 20 .7 0 .5 850.23 98.76 98.8

Clculo del mnimo nmero de vueltas en el primario .

Para este clculo se debe tomar en cuenta los siguientes factores:

a) Que el voltaje sea el mnimo, ya rectificado y filtrado.

3.21)


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b) El tiempo de encendido mximo, en este caso c) La densidad del flujo en Gauss. Para escoger la densidad de flujo existen varias formas,

una de ellas es observar las caractersticas del material escogido. Se recomienda tomar ladensidad mxima a

100,es decir en el peor de los casos, para evitar que se sature la

ferrita. Por experiencia, en configuraciones flyback la densidad de flujo se puede escogerentre 2000 y 2500 Gauss para empezar con el clculo, y despus, se puede verificar siesta densidad es la adecuada. Para este clculo se ha escogido 2500G.

d) rea efectiva de la ferrita, dato que se toma del manual del fabricante. Para este diseo,la ferrita seleccionada tiene una valor de 0.814 .

El mnimo nmero de vueltas del transformador del primario se puede calcular utilizando elenfoque volt-segundo para un slo periodo durante el tiempo de encendido , porque elvoltaje aplicado es una forma cuadrada.

Una vez que se tienen todos estos datos se utiliza la siguiente ecuacin:

Donde:

= Nmero mnimo de vueltas del primario

= Voltaje DC mnimo aplicado = Es el tiempo de encendido = 7.69 10seg = Densidad de flujo mxima AC (Gauss) = 2500 G= rea mnima transversal del ncleo 2 = 0.814 cm2

Sustituyendo los valores en la ecuacin 16) obtenemos el nmero de vueltas del primario

... 37.32 vueltasPara nuestro diseo utilizaremos 36vueltasCalcular el nmero de vueltas del secundario .

El voltaje de salida mximo especificado para este diseo es de 5.25V a la salida de la fuente; elvoltaje en el devanado del secundario VS debe tomar en cuenta la cada de voltaje en el diodorectificador de salida igual a 0.55V, ms la cada de voltaje por las pistas y el inductor de salida,este voltaje se considerar igual a 0.2V, por lo tanto, el voltaje mximo en el secundario ser:

3.22)


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5.25 0.55 0.2 6 .Es ms conveniente expresar el voltaje y el nmero de vueltas del primario como unla cocientevoltaje/relacin-vuelta, ya que de sta forma, nos permite calcular los volts por vuelta del

secundario.

98.836 2.74 Por lo tanto el nmero de vueltas en el secundario utilizando la ley del transformador es:

. 2.189 vueltasPara nuestro diseo el nmero de vueltas ser

2vueltas

Ahora con los nuevos valores encontrados, se recalcula el nuevo valor de volts por vuelta del

flyback

62 3 Donde:

= Nuevo valor de volts por vueltas del flybackRecalculo del tiempo de encendido ton mximo con la ecuacin:

Donde:

= Tiempo de encendido de Q1, = Perodo total, = Nuevo valor de volts por vueltas del secundario del flyback

= Volts por vuelta del primario

3.23)


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Sustituyendo los valores anteriores en la ecuacin 3.23), se obtiene el nuevo valor del mximodel ciclo de encendido:

..

8.04 10segClculo del nmero de vueltas del voltaje auxiliar bootstrap.

El voltaje Vcc que necesita el modulador PWM para poder comenzar a trabajar debe ser mayor a16V y una corriente mxima de 1mA. , para este diseo se consider que el voltaje = 18V 6 vueltas

Consideraciones generales:

Escoger el modo de operacin

La Figura 3.7 muestra la transferencia de energa completa, en el modo de discontinuo en el cualdestaca una corriente pico Ip muy grande, lo cual da lugar a grandes prdidas en el transistor deswitcheo, en los diodos y los capacitores de salida, adems de las prdidas por calentamiento en los embobinados del trasformador.

La Figura 3.8 muestra el resultado de utilizar un transformador con una mayor inductancia en suprimario, dando lugar a una pendiente pequea de corriente. Este modo de operacin se llama

transferencia de energa incompleta. La ventaja de este modo con respecto al anterior, es queexisten menos prdidas debido a la componente de DC de magnetizacin y a la altapermeabilidad de la ferrita lo cual da por resultado que se sature.

Figura 3.7 Transferencia de energa completa.


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La Figura 3.9 muestra la transferencia de energa ptima, con una aceptable corriente pico y unacomponente de DC efectiva de 1/3 del valor de ste.

Para ste diseo, se asumir que el modo de operacin es el de transferencia de energa completa

en modo discontinuo, como se muestra en la Figura 3.10.

Clculo de la inductancia del primario L

Con la forma de onda de la corriente del primario que muestra la Figura 3.10, se establecen lassiguientes ecuaciones, de la ecuacin 3.15), se despeja la corriente:

Figura 3.10 Forma de onda para transferencia de energa completa en modo discontinuo.

Figura 3.8 Transferencia de energa incompleta (mxima inductancia del primario).

Figura 3.9 Transferencia de energa incompleta (ptima inductancia del primario).


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Ya que la potencia entregada a la carga es igual a la energa pico almacenada en el inductormultiplicado por el nmero de ciclos por segundo como lo establece la ecuacin 3.14)

, y ya que , obtenemos:

Reacomodando la ecuacin 3.14), y la ecuacin 3.25), 2 , ysustituyendo el tiempo de encendido, , en la ecuacin 3.24), se hacen manipulacionesalgebraicas:

2 , 2 2 2 4 y se obtiene la ecuacin para calcular la corriente pico del primario:

Donde:

= eficiencia del convertidor = 65 %

100 . 92.3 98.8 , sustituyendo estos valores en la ecuacin 3.26) .. 3.736 Una vez encontrado el valor de la corriente pico del primario, utilizando la ecuacin 3.24),

, y el valor encontrado del tiempo de encendido mximo 8.04 10 paracalcular el valor mnimo de la inductancia requerida: 98.8 8.04 10

3.736 214.69 10

Considerando las tolerancias debido al material del ncleo (core) y el entrehierro (gap), seaumentar en un 35% ms el valor de la inductancia.

3.24)

3.25)

3.26)


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214.69 101.35 289.83 En la prctica, el valor nominal de la inductancia utilizada es de 300 20% .Usando el valor nominal de la inductancia, es necesario recalcular la corriente pico del primario

como sigue: 2 2

92.315.38 10300 10 3.076 Clculo del gap (entre hierro)

Una vez que se encontr el valor de la inductancia del primario y el nmero de vueltas , elentrehierro (gap) se puede obtener de la siguiente forma; si se asume que la mayor parte de lareluctancia estar en el aire del entrehierro (que es el caso normal), entonces, el tamao del

entrehierro l, se encuentra con la siguiente ecuacin:l (cm)Donde:

= Inductancia, 300 x 10-6 (H) 0.4 10 = Permeabilidad relativa igual a 1= Nmero de vueltas, 36

= rea efectiva de la ferrita, 0.814 (cm2)lgap = Espacio del entrehierro (cm)

Sustituyendo estos valores en la ecuacin 3.27)

l 0.4 10

0.4 360.814 10

300 10 0.04418

Convirtiendo los 0.04418 cm a pulgadas, se obtiene un gap de l 0.01739 de pulgada,redondeando, se utilizar un gap de 0.018 en el centro de la ferrita (core). La Figura 3.11ejemplifica el core tipo E con entrehierro central (central gap).

3.27)


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Densidad de flujo Verificacin y mrgenes de saturacinEs necesario verificar la densidad de flujo mxima en el ncleo (core), para asegurar que existaun margen adecuado de seguridad entre la densidad de flujo de trabajo mxima y la de saturacin.Es esencial prevenir que el ncleo se sature bajo cualquier condicin, incluyendo los cambiosrepentinos de carga (transient load) y alta temperatura. Esta densidad de flujo se puede calcularutilizando la ecuacin 3.22) como sigue:

Ahora se calcular la densidad de flujo pico con el voltaje de entrada mnimo y mximapotencia de salida. Donde

es el cambio en la densidad de flujo requerido para mantener el

voltaje pulsante aplicado, no incluyendo ninguna componente DC. Esto significa que esindependiente del tamao del gap. Sustituyendo los valores conocidos previamente:

98.88.04 1010360.814 2700

Para calcular la contribucin de la componente DC, se utiliza.

Donde:

4 10

Figura 3.11 Ferrita tipo E con gap.

3.28)


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Primero se calcula el valor de . 1.538 y se sustituyen los valores en 3.28) 0.4 10361.5380.4418910 0.015745 157.45

La suma de la componente de la densidad de flujo AC y DC para este diseo es:

2700 157.45 2857.454 Esta suma provee el valor pico de operacin para la ferrita. El cual se tiene que corroborar con la

especificacin del fabricante a 100

o

C y no debe ser excedida.Clculo de los calibres de los alambres para el transformador

Calcular el calibre del alambre del devanado primario (Np = 36 vueltas)

La corriente que se obtuvo es igual a:

2 292.315.38 10300 10 3.076

Ahora se calcula la corriente promedio, cuya forma de onda se muestra en la Figura 3.12utilizando la siguiente ecuacin:

2 3.072 1.53

El clculo de la corriente RMS se obtiene con:

3 3.070.53 1.25 Utilizando el catlogo de Magnetics en la tabla de calibres se observa que la capacidad demanejo de corriente conocida en ingls como Current Capacity (mA), para este diseo se usacomo base @ 500 circular mil/amp; de acuerdo al ctalogo de magnetics, el calibre del alambre

Figura 3.12 Forma de Onda de ip


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AWG 23 a 500 circular mil/amp maneja 1.02 A, y el alambre calibre AWG 22 maneja 1.28 A yaque la corriente RMS es igual a1.25 A, utilizaremos el calibre AWG 22.

Clculo del calibre del alambre del devanado Auxiliar (Naux = 18 vueltas)

El calibre del alambre deber manejar una corriente mnima para alimentar al modulador, cuyademanda es de aproximadamente 10mA, se calcula para 20mA.

De acuerdo al catlogo de Magnetics, se debe utilizar alambre de calibre AWG 40 pero debido aque es muy difcil manejar este calibre desde el punto de vista de manufactura, se utilizar elcalibre AWG 28, este maneja 3/8mA @500 circular mil/amp.

Clculo del calibre del alambre del secundario para la salida de 5V (N5 = 2 vueltas)

La corriente de salida es igual a 10 amperes, calcular la corriente RMS con la siguienteecuacin:

1.29 10 12.9 3.8 Circuitos snubber

Teora

Los snubbers son esenciales en cualquier fuente de poder. Sirven para mejorar el funcionamientode las fuentes en las siguientes reas:

1.- Mayor confiabilidad.2.- Mayor eficiencia.3.- Mayores frecuencias de trabajo.4.- Minimizan el tamao de la fuente.5.- Disminuye la EMI (Electromagnetic Interference).

Su principal funcin es absorber la energa de los elementos reactivos del circuito. Cuando unsnubber est bien diseado, el transistor de switcheo tendr una disipacin promedio menor, depico menor y voltajes y corrientes pico menores.

Para este diseo se utilizar el snubber de voltaje RCD (Resistencia, Capacitor, Diodo) en modo

clamp que sirve para recortar el voltaje que experimenta el MOSFET entre sus terminalesdrenaje-fuente para evitar exceder el parmetro mximo que el proveedor especifica. Eltransistor por si mismo tendr que soportar la potencia pico de disipacin durante el tiempo deapagado, slo el pico de voltaje ser limitado.


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Las Figuras 3.13 y 3.14 muestran la topologa de un convertidor flyback en modo discontinuocon varios componentes parsitos, tales como las inductancias de fuga del primario y delsecundario, una capacitancia de salida del MOSFET y otra en la unin del diodo de salida.

Figura 3.14 Formas de onda de un convertidor flyback en modo discontinuo.

Figura 3.13 Configuracin flyback con componentes parsitos.


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Cuando el MOSFET se apaga, la corriente del primario id carga a COSS del MOSFET en untiempo corto. Cuando el voltaje en la capacitancia COSS ( ) excede el voltaje de entrada ms elreflejo del voltaje de salida ( + ), el diodo del secundario conduce, as que, el voltaje en lainductancia magnetizante (Lm) es recortado (clamped) a . Por lo tanto, hay una resonanciaentre Llk1 y COSS con altas frecuencias y alto voltaje. Este voltaje excesivo puede causar que elMOSFET se dae. Adems se presenta otro fenmeno de resonancia entre Lm y COSS durante elperodo de operacin del MOSFET.

3.9 Diseo del snubber

El voltaje excesivo debido a la resonancia entre L lk1 y COSS debe ser suprimido a un nivelaceptable, agregando componentes adicionales al circuito para proteger el switch principal, elMOSFET. El circuito snubber RCD y sus formas de onda se muestran en la Figura 3.15.

Cuando el MOSFET se apaga y es cargado a ( ), la corriente de primario fluye alcapacitor a travs del diodo Dsn, el diodo secundario conduce al mismo tiempo.Por lo tanto, el voltaje a travs de la inductancia de fuga L lk1 es igual a ( ).La pendiente de la corriente se calcula como sigue:

Figura 3.15 Convertidor flyback con snubber RCD y sus formas de onda de corriente y voltaje.


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Donde

es la corriente que fluye hacia el circuito snubber,

es el voltaje a travs del

capacitor Csn, es la relacin de vueltas del transformador y Llk1 es la inductancia de fuga deltransformador, es la corriente pico del primario.El tiempo se obtiene como sigue:

El voltaje del capacitor ( ) se debe determinar con las condiciones de voltaje de entradamnimo y a mxima carga. Una vez que se determin, la potencia disipada en el circuitosnubber con las condiciones mencionadas se obtiene:

2 12 Donde es la frecuencia de trabajo del convertidor flyback igual a 65Khz. El voltaje se debeconsiderar de 2 a 2.5 veces el voltaje , ya que si Vsn es pequeo, puede resultar en daosseveros al circuito snubber. Por otro lado, la resistencia disipada en la resistencia , es igual a/ , el valor de la resistencia de obtiene:

La potencia de la resistencia se debe escoger en base a la potencia perdida. Y el voltaje de rizodel capacitor se calcula como sigue:

En general, es razonable considerar de 5 a 10% de voltaje de rizo. Por lo tanto, la capacitancia secalcula usando la ecuacin 3.33.

La corriente pico

se calcula tomando en cuenta el voltaje de entrada mximo y mxima

corriente de salida, esta ecuacin es:

Donde es la potencia de entrada y es la inductancia magnetizante del transformador.A continuacin se da un ejemplo para el clculo del circuito snubber:

3.29)

3.30)

3.31)

3.32)

3.33)

3.34)


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Las especificaciones para el convertidor flyback son: el rango de voltaje de entrada es de 85VACa 264VAC, 60W de potencia de salida, 5V de voltaje de salida (tomar el voltaje de salida reguladoal mnimo, que en este caso es igual a 4.75V) y la frecuencia de trabajo igual 65KHz.

Cuando el snubber usa un capacitor de 0.01 F y una resistencia de 20K, la Figura 3.16 muestrala forma de onda a 264VAC cuando el MOSFET est encendido. El voltaje total es igual a:374 +85.5 + 171= 630.5V

El voltaje de trabajo del MOSFET que se usar es de 600V y de acuerdo a las medicionesrealizadas, se excede este voltaje. Puede haber dos razones para que suceda esto: error en eldiseo del transformador o error en el diseo del snubber. Por lo tanto, el circuito snubber debeser rediseado. Para calcular la resistencia

se debe considerar que el voltaje

es el doble

de , = 2(18 x 4.75) = 85.5V, Llk1 es igual a 300H , y la corriente es igual a 300mAcon estos valores medidos se puede obtener la resistencia usando la ecuacin 3.32:

17112 30010 0.3 17117185.56510 20.527Se usa una resistencia de 22 K. La potencia disipada de se calcula como sigue:

171

2210 1.329

Asumiendo que el voltaje de rizo mximo del capacitor sea 5%, el capacitor se calcula usando laecuacin 3.33 y despejando .

1718.52210 6510 1.41 10

El valor usado fue de 4.7*10-8 F, y el resultado se muestra en la Figura 3.17.

Figura 3.16 Formas de onda del convertidor flyback.


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Figura 3.17 Formas de onda del convertidor flyback: capacitor de 0.047uF y resistencia de 22K.

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