Seguimiento del punto de máxima potencia de un...

Seguimiento del punto de máxima potencia de un panel solar para la carga de baterías de sistemas portátiles

TITULACIÓN: Ingeniería Técnica Industrial en Electrónica Industrial

AUTOR: Víctor García Pérez.

DIRECTOR: Ángel Cid Pastor.

FECHA: Noviembre del 2008

I

INDICE

1. Objetivos del proyecto ............................................................................................ 2

2. Introducción............................................................................................................. 4

2.1 Historia de la Energía Solar Fotovoltaica .......................................................... 5

2.2 Tipos de células y paneles fotovoltaicos............................................................ 6

2.2.1 Células de silicio monocristalino................................................................ 6

2.2.2 Células de silicio policristalino................................................................... 9

2.2.3 Células de silicio amorfo .......................................................................... 10

2.3 Fabricación y construcción de un Generador Fotovoltaico (GFV).................. 10

2.4 Conexión directa de la fuente a la carga. ......................................................... 11

2.5 Conexión mediante una etapa de adaptación entre la fuente y la carga........... 13

2.6 Descripción del Generador Fotovoltaico utilizado .......................................... 14

3. Adaptación de impedancias entre el GFV y la carga......................................... 16

3.1 Etapa de adaptación para un GFV mediante un buck con algoritmo MPPT ... 16

3.1.1 Análisis del convertidor BUCK................................................................ 17

3.1.2 Contabilización de las perdidas en el convertidor BUCK........................ 20

3.2 Algoritmo para la búsqueda del Punto de Máxima Potencia (MPPT)............. 25

3.2.1 Evolución del punto de trabajo de un panel fotovoltaico............................. 25

3.2.2 Descripción del algoritmo MPPT extremal.................................................. 28

3.3 Algoritmo MPPT digital .................................................................................. 29

3.3.1 Esquema de funcionamiento del algoritmo MPPT digital ....................... 29

3.3.2 Constitución del algoritmo MPPT............................................................ 31

3.3.3 Elección del microcontrolador.................................................................. 32

3.3.4 Explicación del programa......................................................................... 33

4. Control en modo deslizante .................................................................................. 40

4.1 Descripción del convertidor............................................................................. 40

4.1.1 Análisis del estado de conducción ON..................................................... 40

4.1.2 Análisis del convertidor en estado de no conducción OFF ...................... 41

4.2 Alcanzabilidad de la superficie de deslizamiento............................................ 42

II

4.3 Condición de transversalidad........................................................................... 43

4.4 Búsqueda de la superficie de deslizamiento .................................................... 43

4.5 Análisis de la estabilidad de la superficie de deslizamiento ............................ 44

4.6 Simulaciones de BUCK en modo deslizante ................................................... 46

5. Realización electrónica. ........................................................................................ 50

5.1 Esquema electrónico de la etapa de adaptación de impedancias ..................... 50

5.2 Esquema electrónico del convertidor BUCK................................................... 52

5.3 Planos del prototipo final ................................................................................. 55

5.4 Prototipo final .................................................................................................. 57

5.5 Medidas experimentales .................................................................................. 58

6. Presupuesto ............................................................................................................ 63

6.1 Precios unitarios............................................................................................... 63

6.2 Presupuesto descompuesto .............................................................................. 65

7. Conclusiones y mejoras......................................................................................... 68

8. Referencias Bibliográficas .................................................................................... 70

9. Anexo I: Programa en C del algoritmo MPPT para PIC18F1220 ................... 72

III

Índice de Tablas

Tabla 2.1: Espectro de luz y longitud de onda [2]............................................................ 5

Tabla 3.1: Análisis de pérdidas para un ciclo de trabajo igual a 0,5. ............................. 23



Tabla 3.4: Características PIC18F1220 [11] .................................................................. 33

IV

Índice de Figuras

Figura 2.1: Corte transversal de una célula fotovoltaica .................................................. 6

Figura 2.2: Circuito equivalente de una célula solar. ....................................................... 7

Figura 2.3: Curva característica (I-V) de una célula solar fotovoltaica............................ 8

Figura 2.4: Curva característica (I-V) de una célula solar................................................ 8

Figura 2.5: Curva característica (I-V) de una célula solar................................................ 9

Figura 2.6: Proceso de fabricación de un módulo solar [5]............................................ 11

Figura 2.7: Conexión directa de un GFV a una carga con diodo anti retorno................ 11

Figura 2.8: Esquema de un GFV con diodo la anti-retorno y diodos Bypass ................ 12

Figura 2.9: Punto de trabajo del modulo fotovoltaico .................................................... 12

Figura 2.10: Conexión mediante etapa de adaptación.................................................... 13

Figura 2.11: Representación de un convertidor DC/DC genérico.................................. 13

Figura 2.12: Foto de los paneles utilizados para formar el GFV.................................... 14

Figura 3.1 Implementación de la etapa de adaptación con un........................................ 16

Figura 3.2: Convertidor Buck para adaptar las impedancia de la carga al GFV ............ 17

Figura 3.3: Estructura típica de un BUCK ..................................................................... 17

Figura 3.4: Circuito equivalente durante el intervalo TON.............................................. 18

Figura 3.5: Circuito equivalente durante el intervalo TOFF............................................. 18

Figura 3.6: Grafica de tensión y corriente de la bobina.................................................. 19

Figura 3.7: Grafica de la corriente en el inductor........................................................... 20

Figura 3.8: Estructura de un BUCK mejorado para reducir ........................................... 21

Figura 3.9: Características IFV y VFP para diferentes puntos de trabajo de un GFV [8]. 26

Figura 3.10: Principio de funcionamiento de un algoritmo MPPT [5]........................... 26

Figura 3.11: Cambio de iluminación y en consecuencia las curvas de un generador de energía fotovoltaica [5]................................................................................................... 27

Figura 3.12: Esquema de funcionamiento del algoritmo MPPT .................................... 28

Figura 3.13: Esquema de funcionamiento del algoritmo MPPT numérico. ................... 29

Figura 3.14: Diagrama de bloques del algoritmo MPPT digital..................................... 30

Figura 3.15: Diagrama de bloques del algoritmo para el cálculo de la derivada ........... 32

V

Figura 3.16: Diagrama de bloques del TIMER 0 en modo 16 bits [11]. ........................ 35

Figura 3.17: Ejemplo de tiempo de conversión A/D [11] .............................................. 36

Figura 4.1: Estructura típica de un BUCK con sus dos estados ON y OFF ................... 40

Figura 4.2: Circuito equivalente de un convertidor BUCK en estado ON..................... 40

Figura 4.3: Circuito equivalente de un convertidor BUCK en estado OFF ................... 41

Figura 4.4: Convertidor BUCK controlado en modo deslizante .................................... 46

Figura 4.5: Formas de onda de un convertidor BUCK en modo deslizante 1................ 47



Figura 5.1: Esquema electrónico de la etapa de ............................................................. 50

Figura 5.2: Esquema electrónico de la MPPT digital..................................................... 51

Figura 5.3: Esquema electrónico del convertidor BUCK............................................... 52

Figura 5.4: Estructura de un amplificador diferencial.................................................... 53

Figura 5.5: Comparador con histéresis, con salida en colector abierto .......................... 54

Figura 5.6: Respuesta del comparador con histéresis..................................................... 55

Figura 5.7: Cara BOTTOM prototipo final .................................................................... 55

Figura 5.8: Cara TOP prototipo final ............................................................................. 56

Figura 5.9: Componentes Cara BOTTOM prototipo final ............................................. 56

Figura 5.10: Componentes Cara TOP prototipo final..................................................... 57

Figura 5.11: Foto cara TOP prototipo final .................................................................... 57

Figura 5.12: Foto cara BOTTOM prototipo final........................................................... 58

Figura 5.13: MPPT en estado estacionario ηMPPT=99,65% ............................................ 58

Figura 5.14: MPPT en estado estacionario ηMPPT=99,49% ............................................ 59

Figura 5.15: Respuesta a un aumento brusco de potencia.............................................. 60

Figura 5.16: Respuesta a una disminución brusca de potencia ...................................... 60

Figura 5.17: Arranque del sistema.................................................................................. 61

Figura 5.18: MPPT en estado estacionario con un incremento de radiación solar......... 61

VI

LISTA DE ABREVIACIONES

GFV Generador Fotovoltaico

PMP Punto de Máxima Potencia

MPPT Maximum Power Point Traking (Seguimiento del Punto de Máxima Potencia)

FV Fotovoltaica

PMAX Potencia Máxima

D Duty Cicle (Ciclo de trabajo)

POPI Power Out =Power Input

E/S Entrada/Salida

VII

AGRADECIMIENTOS

En primer lugar a mi familia y a Mª José, por darme parte de la energía necesaria para realizar este proyecto y estar a mi lado en los momentos difíciles de éste y en especial a mis padres por haberme dado la oportunidad de estudiar esta carrera.

A mi director de proyecto, Angel Cid Pastor, no solo por haberme guiado y ayudado en ciertos momentos de la realización del proyecto y dejarme solo en otros, sino también por todo lo que he aprendido de él.

A mis compañeros de carrera y en especial a Oscar Aragón, por el buen equipo que hemos formado durante toda la carrera, ser como es y estar siempre ahí.

A mis compañeros de laboratorio del GAEI, por crear un ambiente agradable de trabajo y ayudarme con conceptos necesarios para la realización de este proyecto.

A los técnicos del DEEEA, por todo lo que aprendí cuando estuve trabajando con ellos y la experiencia que obtuve en la realización de PCBs que ahora he necesitado para realizar el proyecto.

A todas las personas que han hecho posible la realización de este proyecto.

Gracias a todos.

VIII

RESUMEN

Este proyecto trata de la realización de un cargador solar de baterías con seguimiento del punto de máxima potencia (MPPT). La adaptación entre el panel solar y la batería se ha realizado mediante un convertidor reductor buck controlado en modo deslizante. De esta forma se impone un régimen deslizante a la corriente del inductor del convertidor. La referencia de este lazo de control proviene del algoritmo MPPT extremal.

El algoritmo MPPT capturará periódicamente la tensión y la corriente del panel solar, para calcular la potencia entregada por el mismo. En función de la derivada de potencia el algoritmo generará una referencia de corriente que en régimen estacionario forzará a que el punto de trabajo del panel solar este oscilando indefinidamente entorno al punto de máxima potencia.

El cargador de baterías se ha diseñado para aplicaciones portátiles de baja potencia como por ejemplo: PDA’s, cámaras de fotos, teléfono móviles...

CAPITULO 1: Objetivos del proyecto

1

CAPITULO 1

1. Objetivos del proyecto

CAPITULO 1: Objetivos del proyecto

2

1. Objetivos del proyecto El objetivo de este proyecto es poder cargar baterías de equipos portátiles, tales como PDAs, cámaras de fotos, móviles, etc. Esto se realizará obteniendo la energía de un generador fotovoltaico (GFV). Para ello se deseará buscar siempre el punto de máxima potencia de éste, ya que así se podrá realizar una carga más rápida de las baterías.

Éste objetivo se llevará a cabo mediante la implementación de un BUCK controlado en modo deslizante de modo que éste realizará una adaptación de impedancias entre la entrada y la salida para que la transferencia de potencia a la carga siempre sea la máxima disponible. La idea es que sea un equipo portátil, que se pueda llevar en una mochila cuando una persona quiera poder cargar las baterías de su equipo portátil en la montaña, lo que implica que éste sea lo más sencillo y pequeño posible, por lo que habrá que conseguir:

• Obtener rendimientos MPPT muy altos para aprovechar al máximo la potencia entregada por el GFV para la carga de las baterías.

• Reducir al máximo el número de componentes electrónicos para obtener una placa lo más pequeña posible.

• Reducir al máximo el consumo de la circuitería de control.

• Reducir el coste de fabricación del prototipo.

En la memoria se hace una introducción de la energía solar, la problemática existente en la actualidad y las formas de conectar y adaptar un generador fotovoltaico a una carga resistiva y a una de continua genérica. Después se explica el funcionamiento del algoritmo de control MPPT, el código implementado para el microcontrolador PIC18F1220 y también el funcionamiento del lazo de control en modo deslizante del convertidor con simulaciones que demuestran su funcionamiento. Finalmente, se hace una explicación de la realización electrónica de la parte de potencia y de control junto con un listado de los costes de los materiales para llevar a cabo el proyecto.

CAPITULO 2: Introducción

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CAPITULO 2

2. Introducción


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2. Introducción En la actualidad el uso de la energía eléctrica es necesario para prácticamente todo lo que rodea al ser humano, a nivel cotidiano y para el desarrollo industrial de un país. Hasta hace muy pocos años la energía solo se obtenía de minerales fósiles extraídos de la tierra. La cantidad de estos minerales es finita, de modo que si no se modera su uso en pocos años se habrán agotado, dejando así sin recursos naturales a las siguientes generaciones. El consumo de estas fuentes produce una contaminación atmosférica que da lugar a gases de efecto invernadero y un aumento de la polución. El Consejo de Ministros aprobó el 20 de julio de 2007 el nuevo Plan de Acción, para el periodo 2008 – 2012, de la Estrategia de Ahorro y Eficiencia Energética en España [1]. En él se propuso Generar un ahorro de 87,9 millones de toneladas de petróleo (el equivalente al 60% del consumo de energía primaria en España durante 2006) y permitir una reducción de emisiones de CO2 a la atmósfera de 238 millones de toneladas; concentrado sus esfuerzos en 7 sectores (Industria, Transporte, Edificación, Servicios Públicos, Equipamiento residencial y ofimático, Agricultura y Transformación de la Energía). Las energías renovables tales como la solar, la eólica, la hidroeléctrica y la obtenida de la biomasa deben desempeñar un papel importante para alcanzar este Objetivo; de todas las citadas, en este proyecto se tratará la energía solar fotovoltaica y como aprovecharla al máximo. El sol es una estrella cuya superficie está a una temperatura media de 5500ºC, y debido a complejas reacciones que producen una pérdida de masa, ésta se convierte en energía. Dicha energía liberada del sol, se transmite al exterior mediante la denominada radiación solar. La luz se puede convertir en electricidad mediante células solares. Existen dos tipos de luz: la visible y la invisible. La visible es la que su longitud de onda está comprendida entre 0,4 y 0,7 micrómetros. Por debajo de 0,4 micrómetros será luz ultra violeta y por encima de 0,7 será luz infrarroja, como se puede ver en la tabla 1.1. La luz ultravioleta es la más enérgica pero es la menos abundante aproximadamente un 7% del total, todo lo contrario que la luz infrarroja, que es muy abundante, sobre el 46% del total, pero mucho menos enérgica que la anterior. La mayor parte de la energía emitida por el sol se encuentra en la parte visible de dicho espectro y representa el 47 % del total de la energía.


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Longitud de onda (μm)

Longitud de onda (A°)

Luz ultravioleta (UV) menor a 0.4 menor a 4000 Violeta 0.46 4600 Azul 0.5 5000

Verde 0.56 5600 Amarillo 0.59 5900 Ámbar 0.61 6100

Luz visible

Rojo 0.66 6600 Luz infrarroja (IR) mayor a 0.7 mayor a 7000

Tabla 2.1: Espectro de luz y longitud de onda [2].

Equivalencias: 1μm = 10-6 metros (m) 1A°= 10-10 metros (m) 1μm = 10,000 A° La característica I-V de un generador fotovoltaico (GFV) depende del nivel de alumbrado y de la temperatura de la célula así como el envejecimiento del conjunto [4]. Además el punto de funcionamiento del GFV depende de la carga a la que esté conectado, por ello se introducirá una etapa de adaptación entre el generador y la carga para poder adaptar ambos elementos, ya que así se transferirá mayor potencia del GFV a la carga. En este proyecto se realiza un algoritmo de control que efectúe una búsqueda del punto de máxima potencia (PMP) del panel solar.

2.1 Historia de la Energía Solar Fotovoltaica Los primeros fenómenos fotoeléctricos datan del año 1808 de Hallwachs, pero quien anunció sus principios básicos fue Hertz en 1887 [3].

Los resultados experimentales que obtuvo fueron los siguientes:

• El efecto eléctrico es instantáneo, es decir, aparece con la radiación sin rastro sensible (el tiempo transcurrido es del orden de 3 nano segundos).

• El número de fotoelectrones emitidos, es decir, la intensidad de la corriente producida, es proporcional a la radiación recibida.

• Sobre la velocidad de la emisión no influye en absoluto la intensidad luminosa, ni su estado de polarización, pero si su frecuencia o longitud de onda.

• Para cada metal existe una frecuencia mínima de la radiación luminosa por debajo de la cual no se presenta el efecto fotoeléctrico.

En 1954 fue desarrollada la primera célula solar capaz de convertir, de un modo eficaz, la luz del sol en energía eléctrica por Chapin, Fueller y Perarson. Desde entonces ésta


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primera célula se ha ido mejorando y perfeccionando para la alimentación de satélites artificiales y alimentar pequeñas cargas en lugares remotos o de difícil acceso.

2.2 Tipos de células y paneles fotovoltaicos Una célula fotovoltaica es un dispositivo capaz de convertir la luz en electricidad, para ello ésta se basada en el fenómeno físico llamado efecto fotovoltaico que consiste en generar una fuerza electromotriz cuando la superficie de esta célula es expuesta a la luz. La tensión generada puede variar entre 0.3 V y 0.7 V con arreglo al material utilizado y a su disposición así como a la temperatura de la célula y del envejecimiento de la ésta. Normalmente se utilizan las formadas por una unión p-n, construidas a base de silicio monocristalino. Una célula FV se fabrica a partir de dos capas de silicio, la una con dopado P (dopada en el boro) y la otra dopado N (dopada al fósforo) que crea así una unión PN. Cuando los fotones son absorbidos por el semiconductor, transmiten sus energías a los átomos de la unión PN de tal modo que los electrones de estos átomos se liberan y crean electrones (cargas N) y hoyos (cargas P). Esto crea entonces una diferencia de potencial entre ambas capas.

ZONA DOPADA P

ZONA DOPADA N

UNIÓN PN

ICEL

VCEL

RADIACIÓN SOLAR

CARA DELANTERA

DESPLAZAMIENTO DE ELECTRONES

+

-

Figura 2.1: Corte transversal de una célula fotovoltaica

Existen varios tipos de células fotovoltaicas tales como: las de silicio monocristalino, las de silicio policristalino o las de silicio amorfo.

2.2.1 Células de silicio monocristalino Las células de silicio monocristalino son las más usadas en la actualidad. Esto puede deberse en gran parte a la importante industria que se ha montado alrededor del silicio, ya que es la base de todos los semiconductores, como transistores, circuitos integrados y otros componentes activos electrónicos. Por otro lado no se puede olvidar que el silicio es el segundo material más abundante en la Tierra, después del oxigeno. El porqué de que las células fotovoltaicas sean tan caras es por dos factores importantes. El silicio no se encuentra en estado puro y existen ciertos elementos difíciles de eliminar. Por otra parte, se ha de fundir y hacerse crecer para formar el


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monocristal, en esta etapa se invierte mucho tiempo y mucha energía. Otro aspecto importante es que, por el momento su uso está un poco limitado, no pudiéndose fabricar en grandes cantidades.

Una célula solar de silicio monocristalino que no es otra cosa que un diodo de unión p-n que se hace especialmente sensible a la iluminación, generando la corriente eléctrica. En la figura 2.2 se puede apreciar el generador de corriente fotogenerada, el diodo, un efecto capacitivo (expresado por un condensador) y dos resistencias de los propios materiales de fabricación.

Resistencia serie

Figura 2.2: Circuito equivalente de una célula solar.

Una célula solar como la representada en la figura 2.2, tiene una curva característica (I-V) que define el comportamiento y unos parámetros que se pueden apreciar en la figura 2.3. Estos son:

- Intensidad de cortocircuito, “ICC” es aquella que se produce a tensión cero, esta puede ser medida directamente con un amperímetro conectado a la salida de la célula solar y varía en función de la superficie y de la radiación luminosa a la que es expuesta.

- Tensión de circuito abierto, “VCA” es aquella que se puede medir cuando no hay

carga conectada y representa la tensión máxima que puede dar una célula y su valor oscila alrededor de los 0,5 V y depende de la temperatura a la que se encuentra.

- Potencia pico, “WP” es la potencia eléctrica máxima que puede suministrar una célula y es determinado por el punto de la curva I-V donde el producto de la intensidad producida y la tensión es máximo.


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Vp

Icc

Vca

I

V

IpWp

Figura 2.3: Curva característica (I-V) de una célula solar fotovoltaica.

Dos conceptos fundamentales que hay que saber de una célula fotovoltaica son:

a) La tensión de circuito abierto varía en función de la temperatura, a menor temperatura mayor tensión, pero aún determinado valor de ésta última, dicha tensión es constante como se puede observar en la figura 2.4.

b) La corriente de cortocircuito ICC suministrada por una célula solar es proporcional a la intensidad de la radiación y a la superficie de la célula.

Figura 2.4: Curva característica (I-V) de una célula solar fotovoltaica según la temperatura ambiente[4]


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En la figura 2.4 se ven las curvas I-V de un panel solar de silicio amorfo de 5 W, en ella se puede apreciar cómo afecta la temperatura, siento menor la tensión cuanto mayor es la temperatura.

En la figura 2.5 también se pueden apreciar las curvas I-V de un panel solar en dependencia de la radiación solar, a menor radiación, menor corriente y viceversa.

Figura 2.5: Curva característica (I-V) de una célula solar

fotovoltaica según radiación solar[4]

2.2.2 Células de silicio policristalino

Son aquellas obtenidas a partir de procesos que no necesitan un control exhaustivo de la temperatura en la solidificación del material de silicio, ni tampoco un crecimiento controlado de su red cristalina. Se les da el nombre de policristalinas porque la solidificación no se hace en un solo cristal sino en múltiples. Del primer rendimiento obtenido al inicio de la década de los ochenta, que se situaba entre el 7% y el 8%, se ha logrado llegar a valores próximos al 12%, siendo posible, en los procesos de fabricación refinados, llegar a valores del 14%. Una gran ventaja en la fabricación de células de silicio policristalino es la posibilidad de producirlas directamente en forma cuadrada, lo que facilita enormemente la fabricación de paneles solares compactos sin posteriores mecanizaciones de la célula. Hay diferentes tipos de silicio policristalino atendiendo al tamaño de los cristales que lo compone, que generalmente en los más modernos es mucho más pequeño que en las células más antiguas, lo que da un aspecto más homogéneo a su superficie. Existen investigaciones sobre la prefabricación en masa, proceso que utilizando un silicio de un grado solar, produce células policristalinas continuas de 60 cm de ancho, las cuales posteriormente se trocearían para obtener las células habituales que darán lugar a la fabricación de módulos fotovoltaicos estándar. Lo interesante de este proceso es que es totalmente continuo, y prácticamente sin intervención de mano de obra ni pasos intermedios, como ocurre en el silicio policristalino clásico. Además permitiría disponer de células de tamaños muy variados, e incluso hacer módulos de una sola


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célula, lo que permitiría nuevos conceptos de aplicación y tecnología a la industria fotovoltaica. A este tipo de células se les llama comercialmente APEX TM y al método de fabricación Silicon Film. Lo realmente novedoso de este sistema es su particular método de fabricación, que elimina la solidificación clásica y el corte de la oblea, dos pasos realmente costosos en el proceso de producción.

2.2.3 Células de silicio amorfo

La gran ventaja de la utilización del silicio amorfo para la fabricación de células fotovoltaicas es el espesor del material a utilizar, ya que puede llegar a ser 50 veces más finas que el equivalente fabricado en silicio monocristalino.

El silicio amorfo tiene unas propiedades totalmente diferentes al silicio cristalino. Por ejemplo, su elevada velocidad de recombinación producida por la gran cantidad de imperfecciones en la red cristalina, que crean núcleos activos para la recombinación. Este defecto se ve compensado en parte por la adición de hidrógeno (en proporciones cercanas al 50%) que hace disminuir la velocidad de recombinación de los portadores.

Este tipo de silicio presenta también un alto coeficiente de absorción, lo que permite la utilización de espesores de material activo muy pequeños.

Existen estudios para comprobar la viabilidad de fabricar células solares de silicio amorfo superponiendo varias capas, cada una sensible a unas determinadas radiaciones, con lo cual se podrían obtener rendimientos próximos a los del silicio monocristalino, al sumarse la efectividad de cada una de ellas, ya que desde que salió al mercado con un rendimiento entre el 3% y el 4% en su versión simple p-n, ha llegado a conseguir eficiencias del 9% sin ser multicapa y muy próximo al silicio monocristalino siendo multicapa.

Uno de los inconvenientes de la utilización de este tipo de células es la degradación que sufren al ser expuestas al sol después de un determinado tiempo de trabajo. La degradación de dicha potencia entregada es provocada por el Factor de Forma, esto es debido a la disminución de portadores, y se puede solucionar con una mayor utilización de células de silicio amorfo multicapa.

El coste de fabricación de las células de silicio amorfo es mucho menor que el del resto de tecnologías, por el poco material que se emplea y la facilidad de fabricación en masa, por lo que es muy recomendada para electrónica de consumo.

Una característica diferenciadora de las otras células solares y curiosa es que se pueden fabricar de colores o incluso traslúcidas, peculiaridades que le dan posibilidades de un uso más amplio.

2.3 Fabricación y construcción de un Generador Fotovoltaico (GFV) Para crear un GFV primero hay que fabricar las células que lo formarán. El silicio se obtiene principalmente de la sílice que hay que someter a un proceso de purificación para conseguir una pureza del silicio de prácticamente el 100%. Después el silicio puro se funde y se mezcla con impurezas de boro (a este proceso se le llama “crecimiento”).


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Del proceso de crecimiento se obtiene una barra la cual se cortará en obleas y se obtendrán las células. Este proceso se puede ver esquematizado en la figura 2.6.

Figura 2.6: Proceso de fabricación de un módulo solar [5]

Un GFV se crea mediante la asociación de células en serie o paralelo. Asociando las células en serie se aumenta la tensión total del GFV y si se asocian en paralelo aumenta la corriente de éste.

2.4 Conexión directa de la fuente a la carga. Es la forma más sencilla y económica de conectar un panel solar a una carga. Si esta carga es una batería hay que colocar un diodo anti retorno entre el GFV y la batería, para evitar así que durante la ausencia de sol la batería pueda descargarse sobre el panel dañándolo así de forma irreversible. Ésta conexión se puede observar en la figura 2.7.

Carga VGFGFV

IGFV

Figura 2.7: Conexión directa de un GFV a una carga con diodo anti retorno

En el caso de los paneles utilizados en éste proyecto se podría realizar esta conexión si no se deseara realizar una adaptación de impedancias. En el caso de paneles de mayor tensión hay que conectarlos como se ve en la figura 2.8, con dos diodos Bypass y uno anti retorno. Los diodos Bypass se ponen para proteger el GFV, porque éste está formado por la asociación de dos paneles en serie de 18 celulas cada uno, los diodos Bypass van en paralelo a cada bloque de las 18. Si a uno de ellos no le llegara radiación solar este haría de carga, dañándose de forma irreversible.


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GFV Diodo anti‐retorno

Diodos Bypass

Figura 2.8: Esquema de un GFV con diodo la anti-retorno y diodos Bypass

La característica I-V de un panel solar presenta un punto de máxima potencia (PMP), el cual es marcado por la impedancia de la carga, por ejemplo si se alimenta una carga resistiva tendrá uno diferente a si se alimenta una batería, el PMP cambia.

El punto de funcionamiento de un GFV es resultado de la intersección entre la característica I-V del GFV y la característica I-V de la carga.

Figura 2.9: Punto de trabajo del modulo fotovoltaico

en función de la radiación y la carga [6]

En la figura 2.9 se puede ver que según el valor de resistencia de carga se trabaja a un nivel u otro de potencia que además varía con el nivel de radiación solar. En la figura se pueden observar unos puntos marcados con una estrella, estos son los puntos en los que el panel está entregando la máxima potencia llamados PMP. En el caso de que la carga conectada fuera una batería, ésta será quien marcará el valor de tensión a la que trabajará el modulo. El punto donde se corta la tensión de la batería con la característica del panel está representado con un punto y este no corresponde a un PMP, además según el nivel de carga de la batería ésta varía la tensión en sus bornes, lo que modifica el punto de trabajo del panel.

R4 R3 R2 R1

E1 PMP1

E2

Ipv

Icc2

Icc1

PMP2

Vpv Voc2Voc1Vb


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2.5 Conexión mediante una etapa de adaptación entre la fuente y la carga. Si se desea optimizar la transferencia de potencia entre el modulo fotovoltaico y la carga se deberá introducir una etapa de adaptación que permita al panel y a la carga trabajar a ambos en condiciones optimas.

GFV

Vfv

Ifv +

-

Ic

Vc +

-

ETAPA DE ADAPTACIÓN CARGA

v

i

Figura 2.10: Conexión mediante etapa de adaptación

En la figura 2.10 se puede ver como se conecta una etapa de adaptación entre el GFV y la carga. En ella se ven reflejadas las tensiones y corrientes del generador fotovoltaico y las de la carga, todas ellas pueden ser diferentes, pero idealmente se cumplirá la igualdad (2.1) basada en POPI (Pout=Pin) que representa que la potencia a la salida del GFV será la misma que la de salida de la etapa de adaptación.

CFVMAXGFV PPP ==_ (2.1)

La solución optada para realizar la adaptación de impedancias es introducir un convertidor DC/DC. Un convertidor DC/DC genérico como el que se puede ver en la figura 2.11, es un circuito electrónico de potencia que convierte un valor de tensión continua en otro. Éste suele ser un circuito conmutado que se forma mediante la asociación de elementos almacenadores de energía, condensadores y bobinas más interruptores electrónicos como transistores o diodos. Dependiendo de cómo se realiza la asociación de los elementos se obtendrá una topología de convertidor u otra con unas propiedades diferentes que marcarán las características de cada convertidor.

Figura 2.11: Representación de un convertidor DC/DC genérico


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2.6 Descripción del Generador Fotovoltaico utilizado El Generador Fotovoltaico elegido para la realización del proyecto ha sido la asociación de 4 módulos MSX-01 que tiene las siguientes características:

Tensión de circuito abierto 10,3 V Tensión de funcionamiento en carga 7,5 V Intensidad mínima Ild(min) 135 mA Intensidad de funcionamiento típica Ild (typ) 150 mA Intensidad de cortocircuito (ICC) 160 mA Coeficiente de temperatura/tensión -37 mV/ºC Coeficiente de temperatura/corriente 0,15 mA Dimensiones 5’’x 4,182’’

Tabla 2.1: Especificaciones eléctricas del GFV MSX-01[7]

Dado que la aplicación de éste proyecto es cargar baterías de equipos portátiles y de baja potencia, éstas serán de tensiones inferiores a 7,5 V, por lo que la asociación de los paneles se realizará en paralelo para conseguir que la corriente de carga de las baterías sea lo más grande posible.

En la figura 2.12 se puede apreciar los cuatro paneles solares usados para cargar las baterías.

Figura 2.12: Foto de los paneles utilizados para formar el GFV

CAPITULO 3: Adaptación de impedancias entre el GFV y la carga

15

CAPITULO 3

3. Adaptación de impedancias entre el GFV y la carga


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3. Adaptación de impedancias entre el GFV y la carga

Un convertidor DC/DC recibirá una consigna u(t) de un circuito de control. Éste, observará el funcionamiento del generador fotovoltaico constantemente y la corriente de salida del convertidor, adaptando la consigna u(t) dada al convertidor DC/DC en función de la potencia máxima que puede dar el GFV, éste esquema funcional está representado en la figura 3.1.

Convertidor DC-DC

PMAX

SOL

Algoritmo MPPT

Carg

a D

C

S(x)= IREF - IL

I1 V1

+

-

u(t)

S(x) 0

1 u

V2

+

-

I2

IFV

VFV

GFV

IREF IL

Figura 3.1 Implementación de la etapa de adaptación con un

convertidor DC/DC en modo deslizante

El control del convertidor se realiza en modo de deslizamiento, esto significa que hace variar la corriente de salida del convertidor según una referencia de corriente. Ésta referencia la genera el algoritmo MPPT de modo que la potencia abastecida por el GFV sea la máxima disponible.

El algoritmo MPPT puede ser más o menos complicado para buscar el PMP, pero en general está basado en la variación del ciclo de trabajo, o como en el caso de éste proyecto de la corriente de referencia de un lazo de control en modo deslizante, con arreglo a las evoluciones de los parámetros de entrada del GFV (IPV y VPV).

3.1 Etapa de adaptación para un GFV mediante un buck con algoritmo MPPT A continuación en la figura 3.2 se muestra un convertidor DC/DC reductor llamado Buck, este tipo de convertidor puede ser utilizado para adaptar impedancias entre el GFV y la carga.


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Carga VGFV Señal de control DC

D CO VO

IO

CIN

IGFV

+

-

+

- GFV

Carga Señal de control u(t)

D

L

VO CIN

IGFV

+

-

+

-

Figura 3.2: Convertidor Buck para adaptar las impedancia de la carga al GFV

La adaptación entre el GFV y la carga puede hacerse variando el ciclo de trabajo del convertidor o como en éste proyecto variando la corriente de referencia IREF en el lazo de control, que al compararla con la corriente de salida del convertidor se consigue la señal de conmutación u(t), que hace que la carga reciba la corriente que sitúa al panel en el PMP.

3.1.1 Análisis del convertidor BUCK La estructura típica de un BUCK se puede ver en la figura 3.3, en la cual se puede apreciar que el interrumptor es un transistor MOSFET.

C S -VO

+L

-

VGFV

+ Carga D C

Figura 3.3: Estructura típica de un BUCK

Una característica deseable a la hora de analizar cualquier circuito es la utilización de técnicas lineales. Sin embargo los convertidores conmutados no son lineales y discontinuos, por tanto para su análisis se empezará por descomponerlo en subcircuitos cuyo funcionamiento sea lineal [9].

En todos los convertidores conmutados existen dos modos de funcionamiento, dependiendo de la continuidad o no de la corriente que circula por el inductor. Estos modos son:

Modo continuo: Este modo se da cuando la corriente en el inductor sea siempre mayor que cero durante todo el periodo de conmutación.

Modo discontinuo: Por el contrario este modo se da cuando la corriente en el inductor en algún instante es nula.

Estudiando el circuito para el modo continuo se puede dividir en dos análisis diferentes, uno mientras el transistor MOS está en conducción (TON), y otro cuando está cortado (TOFF) y no deja circular corriente.

Durante el intervalo de TON empieza a circular una corriente por el inductor, oponiéndose el inductor al paso de esta al principio y siendo un cortocircuito cuando ya está cargada. El circuito equivalente se puede observar en la figura 3.4.


18

Carga VPV

L

C Vo

io

iC

IL=i1

Figura 3.4: Circuito equivalente durante el intervalo TON

Durante el intervalo de TOFF el transistor deja de conducir, dejando abierto el circuito. En este momento la bobina se descarga a través de la carga y del diodo que ahora equivale a un circuito cerrado puesto que la corriente le entra por el ánodo.

El circuito equivalente durante el intervalo de TOFF está representado en la figura 3.5.

Carga VPV C Vo

io

iC

VL

IL=i2

Figura 3.5: Circuito equivalente durante el intervalo TOFF

Para analizar un convertidor CC/CC primero se hace la suposición de que es ideal, donde la potencia de entrada es igual a la de salida (POPI). La tensión media en un inductor durante un periodo completo es cero, esto implica voltios/segundo entregados igual a voltios/segundo aplicados. Ahora para saber la relación existente entre la tensión de entrada y la de salida del convertidor se tiene que cumplir que la tensión media en el inductor sea cero, por tanto:

( ) ( )

( ) TDVTDVTDV

TDVTDVV

OOin

OOin

·1·····

·1···

−=−⇓

−=−

(3.1)

La igualdad (3.1) se obtiene sabiendo que la tensión media en bornes de la bobina debe ser cero, de ahí que:

DVV inO ·= (3.2)

Donde el ciclo de trabajo D es un número comprendido entre cero y uno.

TTD ON= (3.3)


19

Donde T es la inversa de la frecuencia y TON:

OFFON TTT −= (3.4)

Después se analiza los niveles de carga y descarga de la bobina. Durante TON la bobina se carga a una tensión Vin-Vo y se descarga en TOFF hasta VO.

S

LVV Oin −

LVO−

IL

VL

‐Vo

Vin‐Vo

Área A

Área B

TON TOFF

T Área A = Área B

Figura 3.6: Grafica de tensión y corriente de la bobina

En la figura 3.6 se puede ver la grafica de la corriente de la bobina y la inclinación del tramo de TON y de TOFF, se muestra a continuación en la figura 3.7 con una grafica más detallada de la corriente por el inductor.

La corriente justo en el momento en que empieza TON es I1 y la corriente justo donde empieza TOFF es I2. Siendo i1 e i2 las corrientes instantáneas de TON y TOFF respectivamente, de modo que:

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⋅−⋅=

−− tLR

Ot

LR

eR

VeIi··

21 1 (3.5)

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⋅

−+⋅=

⋅−

⋅− t

LR

Oint

LR

eR

VVeIi 112 (3.6)

A continuación se muestra la figura 3.7, que es una representación más detallada de la corriente en el inductor, i1 e i2 son las corrientes que están representadas en los circuitos equivalentes de TON y TOFF de las figuras 3.4 y 3.5 respectivamente, las exponenciales están representadas como rectas en la figura 3.7 porque los tiempos de TON y TOFF son mucho menores que la constante de tiempo del circuito, por lo que se pueden linealizar como rectas.


20

Δi I1

I2

i1

TON TOFF

i

t

i2

Figura 3.7: Grafica de la corriente en el inductor

Una vez se tiene el valor de I1 e I2 restándolos como se observa en (3.7) se obtiene el incremento de corriente (Δi) que tendrá el inductor.

12 IIi −=Δ (3.7)

El incremento de la corriente en el inductor es lo primero que se tiene que saber para calcular el valor del inductor, además de la tensión que tendrá que soportar y la frecuencia a la que funcionará el convertidor, de modo que el inductor tendrá el valor:

ifVL L

Δ⋅⋅=

4 (3.8)

El convertidor BUCK es un convertidor reductor, de modo que como máximo la tensión de salida será la misma que la entrada para un Duty-Cicle igual a uno, y la tensión mínima serán cero volts para un Duty-Cicle igual a cero.

3.1.2 Contabilización de las perdidas en el convertidor BUCK En el apartado 3.1 se ha explicado el funcionamiento del convertidor BUCK pero no se ha hablado nada de las pérdidas tanto de conmutación como de conducción, de modo que en este apartado se estudiarán, para ver la potencia que se disipa especialmente en el diodo y si se puede mejorar.

Para la realización de este proyecto se busca tener el menor número de componentes y lo más pequeños posible, además de que tengan unas pérdidas pequeñas ya que se trata de muy poca potencia con la que tiene que trabajar y cada miliwatt disipado es muy importante, por ello se ha buscado para célula de conmutación dos MOSFETS integrados en un solo chip sustituyendo el diodo por un MOSFET ya que el MOSFET tiene menos perdidas que el diodo. El esquema del BUCK queda como se puede ver en la figura 3.8.


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C S

-VO

+L

-

VGFV

+ Carga C

MOS P

MOS N

Figura 3.8: Estructura de un BUCK mejorado para reducir

perdidas de conmutación

Para la elección de la célula de conmutación se han analizado tres integrados diferentes, estos son STS8C5H30L, IRF7389PBF, IRF9952PBF.

En primer lugar se analizarán las pérdidas en conmutación en las tres células de conmutación, para una misma corriente y una frecuencia fija, aunque el circuito funcionará a frecuencia variable, siendo como mínimo la frecuencia de funcionamiento100 kHz. Si la frecuencia aumenta las perdidas por conmutación aumentarán proporcionalmente al aumento de la frecuencia. Las perdidas en conmutación dura vienen definidas en la ecuación (3.9).

( )2

max FttIVP frDC

SW

⋅+⋅⋅= (3.9)

Siendo:

VDC = Tensión de conmutación Imax= Corriente máxima de conducción tr= Rise time (Tiempo de subida) tf= Fall time (Tiempo de bajada) F= Frecuencia de conmutación

Las perdidas en conmutación para el STS8C5H30L son:

( )( )

( )( ) mWHzAVP

mWHzAVP

PMOSSW

NMOSSW

19,92

1010010353535,05,7

69,192

10100101252535,05,7

39

39

=⋅⋅⋅+⋅⋅

=

=⋅⋅⋅+⋅⋅

=

−

−

Perdidas de conmutación totales= 28,88 mW

Las perdidas en conmutación para el IRF7389PBF son:

( )( )

( )( ) mWHzAVP

mWHzAVP

PMOSSW

NMOSSW

92,82

1010010482035,05,7

12,52

1010010261335,05,7

39

39

=⋅⋅⋅+⋅⋅

=

=⋅⋅⋅+⋅⋅

=

−

−



22

Las perdidas en conmutación para el IRF9952PBF son:

( )( )

( )( ) mWHzAVP

mWHzAVP

PMOSSW

NMOSSW

51,52

1010010142835,05,7

15,32

101001061835,05,7

39

39

=⋅⋅⋅+⋅⋅

=

=⋅⋅⋅+⋅⋅

=

−

−


Según el análisis de las pérdidas de conmutación se puede observar que el integrado que menos potencia disipa es el IRF9952PBF con una gran diferencia respecto al STS8C5H30L que consume más de tres veces más o casi la mitad del IRF7389PBF.

A continuación se calcularán las perdidas en conducción mediante (3.10)

DIRP ONDC2⋅= (3.10)

Las perdidas en conducción para el STS8C5H30L son:

][1086,635,0056,0

][1070,235,0022,032

32

mWDDP

mWDDP

PMOSDC

NMOSDC

⋅⋅=⋅⋅=

⋅⋅=⋅⋅=−

−

Perdidas en conducción totales = 9,55 · D [mW]

Las perdidas en conducción para el IRF7389PBF son:

][1011,735,0058,0

][1055,335,0029,032

32

mWDDP

mWDDP

PMOSDC

NMOSDC

⋅⋅=⋅⋅=

⋅⋅=⋅⋅=−

−

Perdidas en conducción totales = 10,66· D [mW]

Las perdidas en conducción para el IRF9952PBF son:

][1063,3035,025,0

][1025,1235,01,032

32

mWDDP

mWDDP

PMOSDC

NMOSDC

⋅⋅=⋅⋅=

⋅⋅=⋅⋅=−

−

Perdidas en conducción totales = 42,88 · D [mW]

Después de analizar las perdidas en conducción, se puede ver que dependiendo del ciclo de trabajo el que menos pérdidas tenía en conmutación es el que más pérdidas tiene en conducción. Por tanto a continuación se particularizarán los cálculos para diferentes valores de Duty Cicle.

En primer lugar se calculan las pérdidas totales de cada célula conmutadora para un ciclo de trabajo igual a 0,5 y en la tabla 3.1 se puede observar que el que integrado que menos pérdidas tiene con diferencia es el IRF7389PBF.


23

CÉLULA CONMUTADORA

PERDIDAS CONMUTACIÓN

[mW]

PERDIDAS CONDUCCIÓN

[mW]

PERDIDAS TOTALES

[mW]

IRF9952PBF 8,66 21,44 30,10

IRF7389PBF 14,04 5,33 19,37

STS8C5H30L 28,88 4,77 33,66

Tabla 3.1: Análisis de pérdidas para un ciclo de trabajo igual a 0,5.

En segundo lugar se va a repetir el mismo análisis pero para un D igual a 0,8 y se observará también que la mejor célula conmutadora es la misma que para uno igual a 0,5.

CÉLULA CONMUTADORA


[mW]


[mW]

PERDIDAS TOTALES

[mW]

IRF9952PBF 8,66 34,30 42,96

IRF7389PBF 14,04 8,48 22,53

STS8C5H30L 28,88 7,64 36,52


Según lo analizado hasta ahora la mejor célula conmutadora es IRF7389PBF, pero a continuación se realiza otro análisis para un ciclo de trabajo pequeño y se obtiene los resultados de la tabla 3.3.

CÉLULA CONMUTADORA


[mW]


[mW]

PERDIDAS TOTALES

[mW]

IRF9952PBF 8,66 8,58 17,24

IRF7389PBF 14,04 2,13 16,17

STS8C5H30L 28,88 1,91 30,79


En este último análisis se puede ver que para un Duty Cicle pequeño no es tan clara la diferencia entre IRF7389PBF y IRF9952PBF, ya que en los cálculos teóricos la diferencia es de 1 mW, por lo tanto la elección de uno de los dos se realizará en el laboratorio de forma experimental, ya que el convertidor funcionará con un ciclo de trabajo pequeño dado que tiene que reducir bastante la tensión y posiblemente la diferencia entre los dos sea mínima, o que dependiendo de las impedancias de cada MOSFET en concreto sean diferentes y disipe menos potencia en la práctica el que en la teoría disipa más.


24

Otras pérdidas que también hay que tener en cuenta son las que se disipan en los dos sensados de corriente, dado que el sensado de corriente se realiza mediante un amplificador diferencial (ver en la figura 5.4). Éste amplifica la tensión que cae en bornes de la resistencia de sensado de corriente, por la cual se hace pasar la corriente de entrada o la de salida, respectivamente para los sensados de entrada y de salida. La resistencia de sensado se coloca entre Va y Vb y la corriente se hace circular de Va a Vb, de forma que la tensión en Va es mayor que la que hay en Vb.

La resistencia de sensado de la corriente de entrada es de 1 Ω, por lo tanto la potencia disipada en esta resistencia cuando circula una corriente de 350 mA será:

P R sensado = R · I2 = 1 ·0,352 = 122,5 mW (3.11)

El sensado de entrada se realiza con una resistencia con un valor elevado para tener unas buenas medidas de corriente y que el ruido no le influya mucho a la señal, de forma que el valor del ruido sea muy inferior a la corriente que se quiere censar, esto implica unas pérdidas muy elevadas en el sensado que harán que el rendimiento del convertidor disminuya, de modo que una mejora a realizar sería disminuir las perdidas en el sensado. En el sensado de corriente de salida, la corriente que circula es mayor, para hacer una estimación de la potencia disipada lo calcularemos con 650 mA, por lo que se puede utilizar un valor de resistencia inferior y esta es de 500 mΩ, de forma que la potencia que se disipa es:

P R sensado = R · I2 = 0,5 ·0,652 = 211,3 mW (3.12)

Estos niveles de pérdidas de potencia son muy elevados por lo que el rendimiento del convertidor será muy alto, esto se podría mejorar disminuyendo las resistencias de sensado pero entonces habría que estudiar el problema del ruido que interferiría en la señal a sensar.


25

3.2 Algoritmo para la búsqueda del Punto de Máxima Potencia (MPPT)

Las células fotovoltaicas tienen una baja eficiencia de transformación de la energía capturada, por ello hay que buscar circuitos y algoritmos con los que aprovechar al máximo la potencia obtenida, gracias a estos se consigue aumentar la potencia de salida, independientemente de la posición del panel, las condiciones de la radiación solar, la temperatura a la que se encuentra y la carga que tiene conectada [10], esto se realiza mediante algoritmos que generalmente hacen variar el ciclo de trabajo del convertidor. En éste proyecto se hace variar la corriente de referencia del lazo de control.

A partir de 1968 empieza a aparecer en la literatura publicaciones sobre algoritmos que pretenden garantizar la transferencia de máxima potencia. El primer algoritmo MPPT que se implementó era muy simple, entre otras cosas porque la capacidad de los micro-controladores del momento era mucho menor que en la actualidad.

3.2.1 Evolución del punto de trabajo de un panel fotovoltaico. Para realizar la adaptación de impedancias necesaria para conseguir la máxima transferencia de potencia, se inserta entre el GFV y la carga un convertidor DC-DC, en el caso de éste proyecto, reductor, porque la carga es una batería de una tensión inferior a la del GFV.

En el apartado 3.1.1 se ha analizado el convertidor BUCK y en él se ha obtenido la relación entre la tensión de entrada y la de salida que se puede ver en (3.13), siendo E la tensión de la batería y D el ciclo de trabajo.

DEVIN = (3.13)

A continuación se estudiará la variación de un punto de potencia entregada por el panel a otro cualquiera mediante la variación del ciclo de trabajo. En la figura 3.9 se puede apreciar una grafica donde se ve la correspondencia de dos puntos de potencia del GFV, P1 y P2 con las tensiones V1 y V2. Para cada punto de potencia del GFV corresponde un ciclo de trabajo diferente.

Si se desea variar el punto de trabajo de un panel de P1 a un punto P genérico se tiene:

DP (t)= D1 + αt (3.14)

Donde α es una constante positiva.

Así pues la expresión de VP es:

α+=

1DEVP (3.15)

Por otra parte el punto P1 corresponde con:

11 D

EV = (3.16)


26

A partir de (3.14) y (3.15) se puede escribir:

( )tD

EtD

DVtVP αα +=

+⋅

=11

11 (3.17)

En éste análisis se puede ver que para una transición con un incremento positivo en el ciclo de trabajo, VP disminuye y la corriente entregada por el GFV aumenta.

De la misma manera para un incremento negativo en α, el ciclo de trabajo disminuye, la VP aumenta y la corriente entregada por el GFV disminuye.

Figura 3.9: Características IFV y VFP para diferentes puntos de trabajo de un GFV [8]

A continuación se muestra un ejemplo donde el algoritmo tiene que buscar el punto de máxima potencia del panel, para ello habrá que comparar dos puntos de potencia en dos instantes de tiempo diferentes y estudiar el signo de la derivada. Si para P1 en t-1 hay menos potencia que para P2 en t, significa que la derivada es positiva, la búsqueda es correcta y se está acercando al máximo, ver figura 3.10.

P1 Vopt

P(fv)

P2

P1

P2

P1 P2

dP>0

dP>0

dP<0

V(fv) Figura 3.10: Principio de funcionamiento de un algoritmo MPPT [5].


27

Si la derivada es negativa significa que se ha pasado del máximo y está realizando la búsqueda en sentido erróneo, por lo que ha de cambiarse el sentido de ésta.

Cuando se inicia el sistema la búsqueda es un proceso gradual que empieza en el origen de coordenadas en búsqueda de un primer máximo, que una vez encontrado se mantendrá oscilando alrededor de él. Los cambios bruscos de iluminación y de la carga pueden suceder de forma aleatoria, lo que supone que el generador podrá tener un PMP diferente para cada uno de las situaciones, tal y como se puede ver en el ejemplo de la figura 3.11. En el ejemplo de la figura 3.11 la búsqueda de la potencia se había alejado en el instante t-1 donde la potencia P0 había pasado el máximo, por ello el algoritmo invierte el sentido de búsqueda y en el instante t cuando la potencia corresponde a P1 se produce un cambio de iluminación y pasa al nivel de potencia P2 donde ésta es menor, lo cual implica que la derivada sea negativa y el algoritmo tenga que cambiar el sentido de búsqueda, alejándose así aún más del PMP pero cuando vuelva a evaluar la derivada cambiará el sentido de la búsqueda acercándose hacia el máximo hasta encontrarlo.

PMP2

PMP1 Pfv

Vfv

P0

P1

P2

dP>0

dP<0

Sentido de búsqueda

Sentido de búsqueda

Curva de potencia 1

Curva de potencia 2

Figura 3.11: Cambio de iluminación y en consecuencia las curvas de un generador de energía

fotovoltaica [5].


28

3.2.2 Descripción del algoritmo MPPT extremal

En la figura 3.12 se puede ver el principio de funcionamiento del algoritmo MPPT utilizado en este proyecto. En primer lugar lo que el algoritmo necesita es conocer las tensiones (VFV) y corrientes (IFV) en bornes del generador fotovoltaico, ya que estas dos medidas permanentes permiten definir lo mejor posible todo cambio de condición de funcionamiento del generador. Con esta información se puede calcular la potencia proporcionada por el GFV mediante la realización de una multiplicación.

Después, la salida del multiplicador se conecta a un circuito diferenciador y a un comparador que constituye la función “derivada de potencia” donde se obtiene el signo de la derivada para saber si el sentido de la búsqueda que se está realizando es el correcto y si se está acercando al PMP o no.

VFV αMultiplicador

analógico Diferenciador Comparador de histéresis

Flip-flop + retraso de inhibition

Integrador

Sensado corriente de

salida

IFV Señal de excitación del driver

Comparador de histéresis

Figura 3.12: Esquema de funcionamiento del algoritmo MPPT

La función derivada lleva un filtro pasa-bajos de forma que las señales de frecuencia superior a la calculada en (3.18) serán eliminadas. Este filtrado asegura que los armónicos debido a la frecuencia de conmutación no interfieran en el algoritmo de búsqueda. De modo que, la frecuencia de corte FC debe ser mayor que la frecuencia de las oscilaciones del punto de funcionamiento del GFV, en la relación expresada en (3.18).

81 MPPT

CC

TF

T == (3.18)

La salida del comparador de histéresis es introducida en un flip-flop que produce un retraso en la inhibición de alfa, que después de un tiempo fijado, determina si la dirección de la búsqueda del PMP debe cambiar o mantenerse. Este tiempo de espera es para asegurar que cuando el convertidor cambia el signo de búsqueda realmente tiene que hacerlo o debe mantenerlo.

A la salida del flip-flop se obtiene la señal de referencia llamada alfa, que se introduce en un integrador y después se introduce en el comparador con histéresis junto con la señal procedente del sensado de la corriente de salida y se obtiene la señal de activación del driver de los MOSFETS de potencia.


29

En el comparador de histéresis se determinará el Duty Cicle y la frecuencia de conmutación que será variable, además éste consta de un potenciómetro en el que se puede hacer que la frecuencia de conmutación sea más elevada o más baja ajustando la histéresis.

En el capítulo 4 se explica el lazo de regulación en modo deslizante que se implementa mediante este comparador de histéresis.

3.3 Algoritmo MPPT digital

El objetivo de éste algoritmo es la creación de la consigna del lazo de regulación en modo deslizante del convertidor buck. Éste tipo de control tiene una implementación circuital muy sencilla, además la implementación digital reduce el consumo y número de componentes. La aplicación al ser para equipos portátiles implica tener que:

• Obtener rendimientos MPPT muy altos para aprovechar al máximo las radiaciones solares para la carga de las baterías.

• Reducir al máximo el número de componentes electrónicos para obtener una placa lo más pequeña posible.

• Reducir al máximo las perdidas del control ya que toda la potencia que se disipa en el control no se puede utilizar para cargar las baterías

• Reducir el coste de fabricación del prototipo, ya que ha de ser un producto competitivo en el mercado.

Por el hecho de querer cumplir estos y otros objetivos se ha decidido implementar el algoritmo MPPT de forma digital mediante la utilización de un microcontrolador.

3.3.1 Esquema de funcionamiento del algoritmo MPPT digital

En la figura 3.13 se puede ver la implementación del algoritmo MPPT que se representaba en el apartado anterior en la figura 3.12 de forma digital.

τ

X d P ?

>0 <0

H Algoritmo

Delay

P alpha

Start timer

V I

Integrador α

PIC18F1220 Sensado corriente de

salida

Señal de excitación del driver

Comparador de histéresis

Figura 3.13: Esquema de funcionamiento del algoritmo MPPT numérico.

La figura 3.13 muestra el diagrama de bloques del algoritmo de búsqueda integrado en el microcontrolador PIC18F1220. En este microcontrolador antes de empezar el proceso


30

de búsqueda del PMP hay que configurar los registros (Convertidor A/D, temporizador, controlador de interrupciones, periféricos,…).

Una vez configurados los registros, se adquiere la tensión y la corriente de forma secuencial para tener una imagen de la potencia instantánea en ese momento. La adquisición de la tensión y de la corriente se hace de forma secuencial, porque el microcontrolador utilizado tiene un único convertidor A/D, aunque con siete canales de entrada.

Cuando se ha obtenido el valor de la tensión y la corriente se hace una multiplicación con ellos y así obtener una imagen de la potencia instantánea proporcionada por el GFV en ese momento. Esta parte del proceso tiene un problema, y es que cuando se realiza la multiplicación la señal lleva ruido de alta frecuencia proveniente de la conmutación de los transistores y puede ocurrir que justo en el instante en el que se realiza la adquisición haya un pico de potencia tanto positivo como negativo y el sistema lo entendería como que hay más potencia o menos y eso sería un error. Éste problema se ha solucionado muestreando dieciséis veces seguidas y calculando el valor medio de las muestras, así se tiene un valor más real de la potencia.

Gracias a realizar el muestreo de la señal, se puede hacer un estudio más exacto de la derivada de potencia del panel en el tiempo para determinar los cambios producidos en el GFV, y así saber si el sistema se mantiene oscilando entorno al PMP o si por el contrario se acerca o aleja de este punto.

De modo que el proceso descrito hasta éste punto se puede ver esquematizado en el diagrama de bloques representado en la figura 3.14.

Adquisición de la tensión

Adquisición de la corriente

Calculo de la potencia

Calculo de la Potencia media

Calculo de la derivada

Algoritmo MPPT

Configuración de registros

Figura 3.14: Diagrama de bloques del algoritmo MPPT digital


31

3.3.2 Constitución del algoritmo MPPT

Éste algoritmo trabaja según el resultado de la derivada de potencia, y el valor de una variable llamada alfa. Ésta variable es una variable binaria, la cual puede tener dos valores, valor alto ‘1’ ó valor bajo ‘0’. En éste proyecto si dicha variable está a nivel alto significa que el sentido de búsqueda es de izquierda a derecha y viceversa si está a nivel bajo. Para la derivada de potencia se dispone de otra variable que si la derivada es positiva se pone a ‘1’ y si la derivada es negativa se pone a ‘0’.

Por lo tanto con estas dos variables se puede situar al algoritmo en cuatro situaciones diferentes. La primera podría ser, derivada de potencia positiva y el valor de alfa a nivel alto, esto significaría que el control está acercándose al PMP en la dirección de izquierda a derecha. Otra situación posible es que la derivada de potencia sea positiva y el valor de alfa sea ‘0’, esta situación representaría que el algoritmo se había pasado del PMP y se está acercando a éste en la dirección de derecha a izquierda.

Por otro lado también puede ocurrir que la derivada de potencia sea negativa, lo que significaría que el sentido de la búsqueda es incorrecto. Cuando la derivada de potencia es negativa entra en juego una tercera variable, esta variable es la que indica que el temporizador ilustrado en la figura 3.13 ha terminado si está a nivel alto. A continuación se describirá las dos situaciones que se pueden dar cuando la derivada de potencia es negativa.

Si la derivada de potencia es negativa y la variable alfa está a nivel alto se consultará el valor de la variable H para saber si el temporizador a terminado o no, si el temporizador no ha terminado la variable estará a nivel bajo y el valor de alfa seguirá siendo ‘1’. Por el contrario si el temporizador había acabado la variable H estaría a ‘1’ y significaría que hay que cambiar el sentido de la búsqueda puesto que se ha pasado del PMP. Para cambiar el sentido de la búsqueda se pondrá a ‘0’ la variable alfa, y también se cambiará el estado de la variable H a nivel bajo para que cuando se vuelva a dar que la derivada es negativa y alfa sea ‘1’ el código sepa que el temporizador ya terminó.

El último caso posible es muy parecido a él último explicado, éste se da cuando la derivada de potencia es negativa al igual que el anterior pero la variable alfa está a nivel bajo. Al igual que en el caso anterior cuando se da éste caso se consulta el valor de la variable H y si es ‘0’ alfa continua con el valor ‘0’ y si esta a nivel alto alfa pasa a estar a nivel alto para cambiar el sentido de la búsqueda y H se inicia a cero de nuevo.

En la figura 3.15 se puede ver el diagrama de bloques del algoritmo que calcula la derivada de potencia.


32

Derivada de potencia positiva

Alpha =1


Alpha =1


Alpha =0


Alpha =0

SI

Alpha=1 Alpha=0

Calculo derivada

NO

Alpha=1

SI NO

Start timer

Alpha=1 H=0

¿H=0?

Alpha=1

Start timer

Alpha=0 H=0

¿H=0?

Figura 3.15: Diagrama de bloques del algoritmo para el cálculo de la derivada

3.3.3 Elección del microcontrolador En la elección del microcontrolador se ha elegido el fabricante Microchip por tener experiencia en trabajos anteriores con este fabricante y conocer el funcionamiento de algunos de sus microcontroladores PIC. Microchip tiene un número elevado de microcontroladores divididos en familias con características muy diferentes y más o menos prestaciones, por ello hay que elegir uno que se ajuste lo máximo a las necesidades de éste proyecto pero que tenga la posibilidad de ampliarlo en un futuro.

Puesto que para la implementación digital del algoritmo extremal, el número de entradas y salidas necesarias es pequeño y la capacidad de cálculo necesitada no es muy elevada se han descartado todos los PIC de gama alta y también los que tuvieran más de dos puertos de entrada/salida (E/S).


33

En un principio se pensó en la implementación en un PIC12F615 por tener un número pequeño de E/S y descartando los de gama inferior por no tener convertidor A/D, pero se vio que si en un futuro se quería ampliar o mejorar el proyecto y se necesitaban más E/S, éste se quedaría pequeño y habría que cambiar de microcontrolador. Por la posibilidad de mejorar éste proyecto se eligió un microcontrolador con dos puertos de E/S.

Una vez optado por un PIC de dos puertos de E/S otra característica deseada era que el microcontrolador dispusiera de la posibilidad de realizar multiplicaciones hardware, de forma que en una sola instrucción pudiera realizar la multiplicación de la tensión y la corriente de entrada para obtener la potencia que está proporcionando el GFV en un tiempo pequeño.

Por todo lo citado se ha elegido el PIC18F1220, ya que además tiene un precio económico. En la tabla 3.4 se muestran algunas de las características más importantes de éste PIC.

PIC18F1220

Operating frequency 40 MHz

RESETS (and DELAYS) PBOR/PLVD

Flash Memory 4kb

EEPROM Data Memory Bytes 256

RAM bytes 368

I/O PORTS PORTS A,B

Timers 4 (1-8bits, 3-16bits)

Capture/Compare/PWM Module 1

10 bit Analog to Digital Module 7 input channels

Serial Communications EUSART

I/O pins 16

Price 4,33 €

Tabla 3.4: Características PIC18F1220 [11]

3.3.4 Explicación del programa El programa completo en C del algoritmo MPPT está incluido en el anexo I de este documento.

Al principio del código se incluyen las bibliotecas necesarias para el buen funcionamiento del programa:

-P18f1220.h (librería PIC18F1220) -Stdio.h - Math.h


34

- Configuración del watch-dog como inactivo

Después se realiza la declaración de todas las variables globales necesarias para el funcionamiento del programa, en este caso hay un elevado número de variables, puesto que hay que realizar la adquisición de la tensión y corriente de entrada, calcular la potencia, potencia media y derivada.

En primer lugar se escribe la función de interrupción del Timer 0, esto se realiza de la siguiente manera. Primero se declara la función y después se utiliza la directiva #pragma code it=0x08 con el efecto de que el código de la función de la interrupción es colocado en la dirección de memoria 0x08 que es la dirección de memoria donde comienza a ejecutar el PIC una vez que recibe la interrupción.

Después se colocan las directivas _asm y _endasm que lo que hacen es permitir ingresar código ensamblador dentro del código C y avisar de que se ha terminado el código ensamblador, para introducir el salto a la dirección deseada con la función ensamblador goto. Esto es necesario en este caso puesto que las instrucciones a colocar en la dirección 0x08 no pueden superar los 2 bytes puesto que se solaparían con las siguientes bytes de memoria que son reservados para otras operaciones. Por lo tanto, la forma de asegurar que este problema no ocurra es incrustar código ensamblador cuyo largo es conocido.

Cuando la CPU llega al código de la función de la interrupción, si el timer ha desbordado, primero se reinicializa a ‘0’ y después se pone a ‘1’ la variable H utilizada en el código para indicar que el temporizador a acabado. Después dependiendo del valor de alfa si es ‘1’ ó ‘0’ se inicializa el temporizador con un valor mayor o menor, ya que éste tiempo será el que tardará en volver a consultar el signo de la derivada. Si la búsqueda de la potencia se está realizando hacia la derecha este tiempo será mayor que si es hacia la izquierda, esto es debido a que la inclinación de la curva de la potencia después del PMP es más grande, por tanto hasta llegar al PMP un incremento de tiempo supone un incremento pequeño de potencia, mientras que si la búsqueda de derecha a izquierda una vez superado el PMP un pequeño incremento de tiempo implica un incremento mucho mayor de potencia. Cuando la búsqueda se realiza de izquierda a derecha el tiempo es 20,6 ms y si por el contrario es de derecha a izquierda el tiempo es de14,9 ms.

Una vez se ha evaluado el valor de alfa se carga el valor correspondiente en los registros TMR0H y TMR0L, estos son los registros del contador del timer 0 en modo 16 bits en los que se carga la parte alta y baja respectivamente del valor a contar. Estos registros se pueden ver en la figura 3.16 donde aparece un diagrama de bloques del TIMER 0 en modo 16 bits.

Cuando ya se ha temporizado el tiempo deseado se para el timer 0, poniendo a nivel bajo el bit TMR0ON del registro T0CON.


35

Figura 3.16: Diagrama de bloques del TIMER 0 en modo 16 bits [11].

A continuación en el código está escrita la función de configurar registros del PIC, en esta función se inicializan todos los registros del PIC18F1220, para asegurar el buen funcionamiento del sistema. Las inicializaciones llevadas a cabo son las siguientes:

• Inicialización de los registros de conversión ADRESH y ADRESL a ‘0’ • Autorización de la interrupción del temporizador 0 • En el registro INTCON 2 se habilitan todas las interrupciones por flanco de

bajada • Deshabilitar las interrupciones externas (registro INTCON3) • Desactivación de temporizadores 2 y 3 (registro PIE1 y PIR1) • Ajustar el nivel de prioridad interrupciones como baja (convertidor, la

comparación, temporizador 1 y 2) (registro IPR1) • Desactivar la bandera de temporizador 3 (registro PIR2) • Prohibición de la interrupción del temporizador 3 (registro PIE2) • Ajuste del nivel de interrupción de prioridad baja (error del oscilador, EEPROM,

detector nivel de tensión bajo, temporizador 3) (registro IPR2) • Desactivación de las interrupciones nivel de prioridad (registro RCON) • Configuración del TIMER0 con una división de frecuencia del cristal de cuarzo

de dos • Configuración de las entradas AN0 y AN1 como entradas analógicas, estas

corresponderán a las entradas de tensión y corriente del GFV (registro ADCON1)

• Justificación del resultado adquirido a la izquierda (registro ADCON2) • Configuración de todos los puertos como salida a excepción de los pines AN0 y

AN1 que son configurados como entras.

Después hay que realizar una multiplicación de la tensión y corriente del panel para obtener una imagen de la potencia instantánea, para ello antes hay que configurar el convertidor Analógico/Digital (A/D) y asegurar que las tensiones que lleguen al convertidor nunca sean superiores a 5 V, de forma que hay que adaptar las señales que proporciona el panel. El prototipo está preparado para conectarle un panel que proporciona como máximo los siguientes parámetros:


36

VPV→0 a 10,3 V IPV→0 a 500 mA

Estas señales son adaptadas de forma que el sensor de tensión recibirá señales de 0 a 10,3 V y lo adaptará a nivel de 0 a 5 V y el sensor de corriente convertirá niveles de corriente de 0 a 500 mA a tensiones de 0 a 5 V.

El convertidor A/D que tiene el PIC18F1220 tiene 7 canales disponibles que se pueden utilizar, en este caso solo son necesarios dos, estos son el canal AN0 para la conversión de la tensión del panel, situado en la entrada RA0 del PORTA y para la convertir la corriente se utiliza el canal AN1 situado en la entrada RA1 del PORTA.

La adquisición de la tensión y la corriente no se puede realizar simultáneamente porque el convertidor solo tiene un canal de conversión, de modo que primero hay que convertir una variable y después la otra. Cada adquisición tarda un tiempo que se puede calcular como se ve en el ejemplo de la figura 3.17. En el ejemplo este tiempo se ha calculado para una temperatura de 50 ºC, y la conversión tarda 12,86 µs, hasta que no haya transcurrido ese tiempo no podrá empezar a realizar una nueva conversión. A mayor temperatura el tiempo de adquisición es mayor.

Figura 3.17: Ejemplo de tiempo de conversión A/D [11]

Primero se realiza la conversión de la corriente, para ello se declaran tres variables locales (y se inicializan a cero) que solo serán conocidas por la función (intensidad()). Estas variables son: intensidad_alta, intensidad_alta_total, intensidad_baja. Se efectúa un pequeño retraso para adquirir mejor la intensidad del GFV y efectuar la conversión. La conversión se realiza según lo configurado en el registro ADCON0 (Registro de control 0 del convertidor A/D). En este registro el PIC tiene constancia de:


37

• Activación del convertidor por el bit 0 (bit 0 = 1→ ON, bit 0= 0 → OFF) • Estado de conversión por el bit 1 (bit 1 = 1→ en curso, bit 1 = 0 → terminado) • Canal por el que se efectuará la conversión (bits 2,3,4) • Tensión de referencia para realizar la conversión (bits 6,7)

En primer lugar, se configura el registro para inicializar la conversión con valor 0x07 y se esperará a que se haya realizado la conversión, momento en que el registro ADCON0 tomará el valor 0x05 y se podrá consultar los registros ADRESH y ADRESL donde se guarda el resultado de la conversión de los ocho bits más altos y de los dos más bajos respectivamente. Ahora se tiene el resultado en dos registros de ocho bits y hay que juntar el resultado en una variable de dieciséis bits en la que se utilizarán los diez de menor peso, esta variable es intensidad_convertida que es devuelta por la función (intensidad()) para poder operar con ella desde cualquier otro sitio del programa. Después de realizar la captura de la corriente se realizará la captura de la tensión del GFV de la misma manera que se hizo con la corriente, solo cambia el canal de entrada al convertidor A/D y el nombre de las variables. Con la captura de la tensión y la corriente se hace una multiplicación y se obtiene la potencia instantánea en ese momento, pero para poder determinar un valor de la potencia más real se realizarán varios muestreos, ya que alrededor del valor fundamental de la potencia aparece ruido que puede distorsionar las medidas. Realizando varios muestreos y calculando el valor medio de todos ellos se reduce el error introducido por el ruido y así mejora la resolución de la potencia y con ello la de su derivada.

Para realizar la búsqueda del punto de máxima potencia se realizan dos medidas de potencia, la primera de P1 en el instante (t-1), esto se realiza tomando 16 muestras y calculando el valor medio, el resultado es almacenado en la variable potencia_media_total y la segunda de P2 en el instante (t).

Si P1< P2 quiere decir que el significado de la búsqueda es el correcto y que la derivada es positiva, y la salida PORTBbits.RB0 toma el valor ‘1’ ya que hay más potencia en la última medida que en la anterior. En caso contrario significa que se ha superado el punto máximo y hay que cambiar el sentido de la búsqueda puesto que la derivada de potencia es negativa, ello se realizará poniendo la variable PORTBbits.RB0 a nivel bajo.

En la función principal main()se implementa el diagrama de la figura 3.15. Si el panel proporciona tensión se activa a ‘1’ la variable alfa, después se entra en un bucle infinito donde siempre se buscará el PMP del panel.

Si la derivada de potencia es positiva (derivada_pot==1) y alfa está a nivel alto (PORTBbits.RB1==1), alfa continuará a nivel alto. Si no, si la derivada de potencia es negativa (derivada_pot==0) y alfa es ‘1’ (PORTBbits.RB1==1) se evalúa el valor de la variable H, si este es ‘0’ (H==0) alfa tomará el valor ‘1’ (PORTBbits.RB1=1), si la variable H no estaba a nivel bajo alfa se pone a nivel bajo (PORTBbits.RB1=0), la variable H se reinicializa a ‘0’ (H=0) y se inicializa el timer 0 (T0CONbits.TMR0ON=1).


38

Si la derivada de potencia es positiva (derivada_pot==1) y alfa está a nivel bajo (PORTBbits.RB1==0) alfa continua a nivel bajo (PORTBbits.RB1==0) si por el contrario la derivada es negativa (derivada_pot==0) y alfa es ‘0’ (PORTBbits.RB1==0) se evalúa el valor de la variable H, si es ‘0’ (H==0) alfa continua a ‘0’, si H no es ‘0’ alfa se pone a nivel alto (PORTBbits.RB1==1), H se inicializa a ‘0’ y se activa el timer 0 (T0CONbits.TMR0ON=1).

CAPITULO 4: Control en modo deslizante

39

CAPITULO 4

4. Control en modo deslizante


40

4. Control en modo deslizante Desde finales de los años 70, han aparecido contribuciones muy diversas que hacen referencia a la aplicación de regímenes de deslizamiento en el control de sistemas de estructura variable, a los cuales pertenecen los convertidores conmutados. En este apartado se explica los aspectos necesarios de la técnica de control en modo deslizante para el convertidor BUCK que es el implementado en este proyecto.

4.1 Descripción del convertidor Los convertidores conmutados operando en modo de conducción continua tienen dos tramos en cada periodo de conmutación, uno durante el estado de conducción TON y otro durante el estado de no conducción TOFF. En la figura 4.1 se puede ver el circuito equivalente de un convertidor BUCK con sus dos posibles estados, ON y OFF. A continuación se analiza el convertidor para cada uno de los estados.

C

-VO

+L

C OFF

ON

Carga

-

+

VC

-

+ VL -+Vg

Figura 4.1: Estructura típica de un BUCK con sus dos estados ON y OFF

4.1.1 Análisis del estado de conducción ON En primer lugar hay que analizar el circuito de la figura 4.1 para cada uno de sus dos posibles estados y encontrar las variables de estado que se necesitan para modelar el convertidor, estas son la corriente en el inductor iL y la tensión en el condensador vC.

En la figura 4.2 se puede ver el circuito equivalente de un BUCK durante el estado de conducción TON.

C

-VO

+L

C Carga

-

+

VC

-

+ VL -+Vg

IL

Figura 4.2: Circuito equivalente de un convertidor BUCK en estado ON

En el circuito de la figura 4.2, analizando la tensión en la bobina se obtiene una de las variables de estado buscadas, la derivada de corriente en él inductor:

•

=−=⇒⋅=−= LCgLL

CgL iL

VL

Vdtdi

dtdiLVVV (4.1)

Analizando la corriente en la bobina se obtendrá la derivada de tensión en el condensador:


41

•

=−=⇒+= CCLCC

L vRCV

Ci

dtdv

RV

dtdVCi · (4.2)

Juntando las ecuaciones (4.1) y (4.2) y escribiéndolas en forma matricial se obtiene el vector de estado X como se puede apreciar en la ecuación (4.3).

ON

ON

B

g

x

C

L

A

C

L LV

vi

RCC

Lv

ix⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡+⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

−

−=

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡= •

••

0·11

10

4434421

(4.3)

4.1.2 Análisis del convertidor en estado de no conducción OFF A continuación se analizará el convertidor cuanto está en estado OFF, su circuito equivalente se puede ver en la figura 4.3.

C

-VO

+L

C Carga

+

VC

-

+ VL -

-

+Vg

IL

Figura 4.3: Circuito equivalente de un convertidor BUCK en estado OFF

Volviendo a analizar la tensión en el inductor se encuentra una de las variables de estado, la derivada de corriente en el inductor:

•

=−=⇒⋅=−= LCLL

CL iL

Vdtdi

dtdiLVV (4.4)

Ahora se analiza la corriente en el inductor para obtener la otra variable de estado buscada, la derivada de tensión condensador:

•

=−=⇒+= CCLCC

L vRCV

Ci

dtdv

RV

dtdVCi · (4.5)

Al igual que en el estado de conducción, ahora se juntan las ecuaciones (4.4) y (4.5) y se escriben de forma matricial y se obtiene el vector de estado X como se puede ver en la ecuación (4.6).

OFF

OFF

Bx

C

L

A

C

L

vi

RCC

Lv

ix ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

−

−=

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡= •

••

00

·11

10

4434421

(4.6)


42

Las ecuaciones (4.3) y (4.6) pueden representarse como se ve en las ecuaciones (4.7) y (4.8) respectivamente.

( ) ONON BXAtx +=•

(4.7)

( ) OFFOFF BXAtx +=•

(4.8)

El objetivo de este análisis es encontrar una ecuación válida para cualquier instante de “t”, una ecuación con la forma de la igualdad 4.9, para ello se sumará la ecuación (4.7) y (4.8) en el algebra representado en (4.10).

UBXAx +=•

(4.9)

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )[ ]tUBtXAtxtUBtXAtx OFFOFFONON −⋅⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ +=+⋅⎥⎦

⎤⎢⎣⎡ +=

••

1 (4.10a)

( ) ( )[ ] [ ] ( ) [ ] ( )tUBBtXAABtXAtx OFFONOFFONOFFOFF ⋅−+−++=•

(4.10b) La igualdad representada en (4.10b) se puede representar con su Formula bilineal (4.11).

( ) [ ] [ ] UXBXAtx ⋅+++=•

γδ (4.11)

Donde: A=AOFF, B=AON-AOFF, δ=BOFF y γ=BON-BOFF

Para finalizar solo queda escribir la ecuación (4.11) de forma matricial y sustituyendo valores, de la forma que se puede ver en (4.12):

( )tuLVg

vi

RCC

Lv

ixC

L

C

L ⋅⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡+⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

−

−=

⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡= •

••

0·11

10 (4.12)

4.2 Alcanzabilidad de la superficie de deslizamiento El principal objetivo de la regulación de convertidores continua-continua mediante un modo de deslizamiento es forzar al sistema a alcanzar una determinada superficie S(x) conocida como superficie de deslizamiento, superficie de conmutación o dominio de deslizamiento y que se define en el espacio de estado. Entre las múltiples posibilidades de definición de la superficie de deslizamiento [12], una de ellas es la que se describe en (4.13):

S(x)=xi – K=0 (4.13)


43

La elección de una superficie de conmutación es una tarea difícil, ya que hay que realizar una serie de pasos y hasta que no se completan todos no se sabe si la elección ha sido acertada o no.

Se desea que la dinámica del sistema quede atrapada en la superficie de deslizamiento. Analizando 4.11 se puede ver que el campo vector (Bx + γ) se suma o no al resto de la dinámica (Ax+δ) según la acción de control, ya que u es 1 ó 0. Supongamos que, en el intervalo de conmutación ON (u=1), el vector de estado del sistema se encuentra en un lado de la superficie de deslizamiento siguiendo una trayectoria que se aleja de dicha superficie. Cuando se supera un determinado umbral de separación entre la posición del sistema y la superficie, el control cambia la estructura del sistema pasándose así al intervalo de conmutación OFF (u=0). Desde el punto de vista de la dinámica del sistema, se elimina el término (Bx + γ), de forma que la nueva trayectoria de la dinámica del sistema se dirige hacia la superficie. Cuando la nueva dinámica atraviesa la superficie alejándose de la y se supera el umbral definido para este intervalo OFF, se retorna a la estructura inicial del intervalo ON. Para que se produzca esta alternancia es necesario pero no suficiente que el campo vectorial (Bx + γ) no sea paralelo a la superficie de conmutación, o lo que es lo mismo no sea perpendicular a su gradiante. Si este campo vectorial es paralelo a la trayectoria de dinámica del sistema no la dirigiría hacia la superficie de conmutación y no existiría modo de deslizamiento [12].

4.3 Condición de transversalidad La condición de transversalidad significa que el control equivalente está definido y que existe superficie de deslizamiento, o lo que es lo mismo, el factor (Bx + γ) no debe ser tangente a la superficie de conmutación, esta definición está representada matemáticamente en (4.14).

( ) 0 Bx, ≠+∇ γS (4.14)

4.4 Búsqueda de la superficie de deslizamiento Para encontrar la superficie de deslizamiento primero hay que saber si puede existir o no, por ello, primero de todo se va a buscar si hay una superficie de deslizamiento de tensión S(x)= vC-K=0 aplicando la condición de transversalidad (4.14):

( )1,0=∂∂

+∂∂

=∇→→

jvsi

isS

CL

( ) [ ] 0000

1,0Bx, =+=⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡⋅=+∇ L

VgS γ (4.15)

El algebra expresado en (4.15) demuestra que no existe superficie de deslizamiento para la tensión, lo que significa que no se puede controlar la tensión de salida con el BUCK ya que la igualdad tendría que haber sido distinta de cero.

A continuación se buscará a ver si existe superficie de deslizamiento para la corriente de salida, la superficie planteada es S(x)= iL-K=0 Volviendo a aplicar la condición de transversalidad (4.14):


44

( )0,1=∂∂

+∂∂

=∇→→

jvsi

isS

CL

( ) [ ] 000

0,1Bx, ≠+=⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡⋅=+∇

LVg

LVg

S γ (4.16)

En (4.16) se demuestra que existe superficie de deslizamiento para la corriente, dado que el resultado es distinto de 0, por lo tanto esto significa que se puede controlar la corriente de salida del BUCK.

Ahora se buscará cuales son los límites de la superficie mediante la ecuación del control equivalente (4.17):

( )( ) 1u0; Bx,Ax,

eq <<+∇+∇

=γδ

SS

ueq (4.17)

Primero de todo será calculado la suma de (Ax+ δ) en (4.18):

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

−

−=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡+⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡⋅⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

−

−=+

RCv

Ci

Lv

vi

RCC

LCL

C

C

L

00

11

10Ax δ (4.18)

Después se calcula el producto vectorial ( )δ+∇ Ax,S en (4.19).

( ) ( )Lvv

RCCi

LvS C

CLC −=⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ ⋅−−⋅=+∇

1,0,1Ax, δ (4.19)

Por lo tanto el control equivalente queda tal y como se puede apreciar en (4.20).

Vgv

LVg

Lv

u CC

eq =−

−= (4.20)

Con el resultado del control equivalente podemos encontrar los limites de de la variable de controladora, 0 < ueq < 1, en (4.21) se pueden ver los extremos.

⎩⎨⎧

=⇒==⇒=vgvu

v

Ceq

L

100u

limites eq (4.21)

4.5 Análisis de la estabilidad de la superficie de deslizamiento

Para analizar la estabilidad de la superficie de deslizamiento en primer lugar hay que calcular la dinámica ideal que viene definida por (4.22).


45

( )

( ) ( )⎩⎨⎧

⋅+++==

equBxAxX γδ0S x (4.22)

Donde al substituir valores se obtiene (4.23).

( ) ( )

( )( )

⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪

⎨

⎧

⋅⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡+

⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

⋅−

−

=⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢

⎣

⎡

==⇒==

++

•

•

equ

C

BxAx

CvgvL

vg

vRCC

L

Kó

32144 344 21 γ

δ

01i

v

v

i

i0i0K-iS

L

C

C

L

LLLx

(4.23)

Suponiendo iL=K la igualdad (4.23) se ve reducida a (4.24) que es una ecuación lineal lo que implica una dinámica ideal.

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −=⇒−=⋅+⋅−=

••

RvK

CRCv

CK

vgvv

RCCCCC

C1v01iv C

LC (4.24)

En segundo lugar hay que buscar el punto de equilibrio del sistema, en el cual las derivadas de las variables de estado serán nulas.

La superficie impone el valor en equilibrio de iL y vC apreciado en (4.25).

RKvR

vKC

vv

K

CC

CC ⋅=⇒⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−==⇒=

=•

**

*

*L

100

i (4.25)

Por tanto las variables de estado en el punto de equilibrio que quedan son:

( ) ( )RKKvi CL ⋅== ,,X *** (4.25)

En este caso la variable que queda es •

Cv . Si el sistema vuelve al punto de equilibrio

después de una perturbación (e), se dirá que la variable •

Cv es estable en el punto de equilibrio.

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ +−=+=⇒+=

••

RevK

Cevevv C

CCC

** 10 (4.27)

De la ecuación (4.27) se deduce que •

Cv es igual a •

e , por tanto:

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +

−=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ +−=⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ +−=

•

ReRK

RK

CRevK

CRevK

Ce CC ·111 **

(4.28)

Operando (4.28) se obtiene la derivada de la perturbación:


46

eRC

e ⋅−=•

·1 (4.29)

Si se integra el valor de la derivada de la perturbación se obtendrá una expresión que dirá si el sistema es estable y tiende a cero en el infinito o si por el contrario es inestable.

( )[ ]

( )[ ] ( ) ( )CRtetedt

dted

dted

eed

RCdt

ee

t −=−=

=⇒−

=

∫

∫••

0lnlnln

ln1

0

τ

( ) ( ) RCt

eete−

⋅= 0 (4.30)

Como se puede ver es estable porque el sistema vuelve al equilibrio después de una perturbación.

4.6 Simulaciones de BUCK en modo deslizante El control en modo deslizante se realiza mediante un comparador con histéresis, de modo que éste es quien genera la señal de control del convertidor.

La figura 4.4 representa un BUCK controlado en modo deslizante, en el cual se introduce una señal de referencia en Iref y el BUCK se autoajusta para tener como corriente IOUT igual a la referencia. Esto se hace mediante una comparación con histéresis entre la corriente de referencia y la IOUT que es sensada en la resistencia de sensado 500 mΩ.

CO

CIN VGFV +

-GFV VO +

-

OPA 277

LM 311

100 kΩ

100 kΩ

20 kΩ

20 kΩ

2,2 kΩ 1 MΩ

500 mΩ

ILref

Carga

IOUT L

Figura 4.4: Convertidor BUCK controlado en modo deslizante

En la figura 4.5 se puede ver las formas de onda de la corriente de y la tensión de salida de un convertidor BUCK, a la carga hay conectada una resistencia con un valor fijo, de


47

modo que si el control baja la referencia, baja la corriente y por la ley de ohm baja la tensión en la carga.

Figura 4.5: Formas de onda de un convertidor BUCK en modo deslizante 1

En la figura 4.6 se puede ver ampliada la señal justo en el instante del cambio de la referencia, y además se puede apreciar como en estado estacionario la corriente sigue todo el tiempo a la referencia y durante el periodo transitorio consigue situarse en la referencia en un tiempo muy pequeño. En verde puede verse la salida del comparador de histéresis que es la entrada a los MOSFETS de conmutación y se puede apreciar como hasta que la corriente no ha disminuido hasta el valor de la referencia no vuelven a conmutar dejando así que la corriente descienda solamente hasta el valor ordenado por el control. También se puede apreciar que los picos de la corriente tienen todos la misma altura, esto es por el valor que tiene ajustado la histéresis y cuando este se va a superar, cambia el estado del comparador de ON a OFF o viceversa según proceda en cada instante.



48

Teóricamente se ha demostrado que con el BUCK se puede controlar la corriente de salida, en la figura 4.7 se puede ver como la corriente sigue a la referencia indistintamente de lo que ocurra en la salida y en la entrada. En el instante 0,5 ms la tensión de entrada cae hasta 4 volts y la corriente y la tensión de salida siguen igual, después en el instante 1 ms la referencia de corriente baja durante medio milisegundo y la corriente de salida la sigue y después en el instante 2 ms la resistencia de carga es dividida entre dos, por lo que la tensión es disminuida a la mitad pero la corriente sigue a la referencia con el mismo valor.

Además en la figura 4.7 al igual que en la 4.5 y 4.6 se puede apreciar como la tensión de salida (Vout) sigue las formas de onda del condensador que hay a la salida, exponenciales crecientes cuando sube la tensión como por ejemplo en el arranque o cuando la referencia de corriente sube y decrecientes cuando la referencia disminuye o la resistencia de carga se hace más pequeña.


CAPITULO 5: Realización electrónica

49

CAPITULO 5

5. Realización electrónica.


50

5. Realización electrónica.

En este capítulo se describe la realización de la adaptación de impedancias implementada en éste proyecto, explicando en detalle cada una de las partes del circuito. El esquema se puede dividir en dos partes muy diferenciadas, la parte de potencia y la parte de control.

En la figura 5.1 se puede observar el esquema general de la etapa adaptadora de impedancias, en el está representado el convertidor BUCK y también se puede ver un circuito auxiliar que es la parte de control. El control está formado por el bloque “CONTROL MPPT”, el sensado de corriente de entrada y de salida, un divisor de tensión para introducir al panel una tensión proporcional al control a la del panel y el comparador con histéresis para hacer trabajar el convertidor en modo deslizante.

VGFV CO

VPV

CIN +

- GFV

ALGORITMO MPPT

VO +

-

IPV OPA 277

LM 311

100 kΩ

100 kΩ

20 kΩ

20 kΩ

2,2 kΩ 1 MΩ

500 mΩ

Carga

BUCK

Lazo de control en modo deslizante

L

Figura 5.1: Esquema electrónico de la etapa de

adaptación de impedancias.

5.1 Esquema electrónico de la etapa de adaptación de impedancias

En el esquema de la figura 5.2 se pueden apreciar varias partes, una, la del oscilador mediante un cristal de cuarzo de 20 MHz, la alimentación del PIC a 5 V, procedentes de un regulador de tensión que es el que se encarga de alimentar el control de toda la placa, incluyendo los Amplificadores Operacionales utilizados para el sensado de corriente y el comparador de histéresis.

En el circuito también se puede apreciar un pulsador de reset que está conectado a un conmutador, éste está para seleccionar el pin que viene del ICD 2 para programar, o una vez programado para poder resetear el PIC externamente. Y por último se puede ver un filtro RC que está conectado a la salida del pin RB1. Este filtro está para integrar la señal cuadrada procedente del PIC, que posteriormente será introducida a un


51

comparador de histéresis, para ser comparada con el sensado de la corriente de salida y así obtener la señal de control de los MOSFETS.

El filtro RC está compuesto por un condensador de 1 µF y un potenciómetro de 1 MΩ, con el cual se puede ajustar el nivel de integración de la señal de salida del PIC y así ajustar la MPPT.

VCC

SW1

Selector

21

3

J10

ICD_CON

1

3524

6

Y1

20 MHz

C1

15 pF

C2

15 pF

R11k

SW2

RESET

13

24

R31 M

1 3

2

C31uF

U1

PIC18F1220

6

7

3

4

5

8

9

17

18

10

11

12

13

14

16

15

1

2

RA2

RA3

RA4/TOCKI

MCLR

Vss

RB0/INT

RB1

RB2

RB3

RB4

RB5

RB6/PGC

RB7/PGD

VDD

OSC1/CLKIN

OSC2/CLKOUT

RA0

RA1

C1

100 nF

Alpha

Tension_GFV

Intensidad_GFV

AlphaConsigna

5 V

5 V

Figura 5.2: Esquema electrónico de la MPPT digital.


52

5.2 Esquema electrónico del convertidor BUCK

Figura 5.3: Esquema electrónico del convertidor BUCK

VGPV

VGPV

VGPV

VGPV

J2CO

N2

12

R6

20 kohm

R2

1 ohm

R8

4,7 k

R3

4,7 k

R14

1 kohm

R9

100 kohm

R13

100 kohm

R520 kohm

R420 kohm

R12

POT

13

2

R152k2

D1

IRF9952

13 245 6 7 8

U3

TS78L05 31

2

VINVO

UT

GND

C3100 nF

J1CO

N2

12

R10

100 kohm

C2

1uF

C1

10uF

L147uH

+ -

U2

OPA277

4

62

7

3

+

-

U1OPA277

4

6

2

7

3

R1

1 ohm

R11

100 kohm

R720 kohm

C1

10uF

C1

10uF

C1

10uF

U5

TC4420

24 15

67

8

I/PGN

D

VDD

GN

D

O/P

O/P

VDD

C2

1uF

C2

1uF

C2

1uF

C4

100 nF

C5

100 nF

C6

100 nF

C7

100 nF

+-

U4LM

31123

7

65

41

8

Vin

Vin

5 V

5 V

5 V

5 V

Intensidad_GFV

Consigna

Tension_GFV


53

La figura 5.3 es el esquema de un convertidor BUCK, en el cual se puede ver además del propio convertidor otras cinco partes importantes en el proyecto, estas son, los dos sensados de corriente, el comparador con histéresis, el divisor de tensión a la entrada y el regulador de 5 V de tensión.

El regulador de tensión es un regulador lineal y es el encargado de suministrar 5 V a todos los circuitos integrados de la placa para poder realizar el control del BUCK.

El divisor de tensión en la entrada está para introducir una tensión en el convertidor Analógico/Digital proporcional a la que hay en el panel para que este pueda operar dentro de los márgenes de tensión. El convertidor A/D puede trabajar entre cero y cinco voltios y el panel proporciona una tensión entre 0V y 10 V de circuito abierto, por lo tanto si la tensión se divide entre dos, el convertidor verá una tensión máxima de 5 V.

El sensado de corriente se realiza mediante un amplificador diferencial, como el que se puede ver en la figura 5.4 en el cual se pone una resistencia entre los puntos Va y Vb por la que se hace pasar la corriente que se quiere censar, de modo que esta produce una caída de tensión proporcional a la corriente que circula.

Figura 5.4: Estructura de un amplificador diferencial.

A continuación se analiza el amplificador diferencial para ver que la tensión de salida es la que hay en la entrada multiplicada por una constante. Analizando por superposición se obtiene (5.1).

1

2

2

1

21

1 1RRV

RR

RRRVVo BA ⋅−⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+⋅

+⋅= (5.1)

Operando (5.1) se obtiene que la salida es la tensión en VA menos la que hay en VB multiplicado por la ganancia del cociente de R1 entre R2 tal como se ve en (5.2).

( )2

1

RRVVVo BA ⋅−= (5.2)

El control del BUCK para que busque la máxima potencia se implementa con un algoritmo MPPT basado en el modo deslizante que se implementa mediante un comparador con histéresis, que es el que proporciona la señal de conmutación de los


54

MOSFETS mediante la comparación del sensado de corriente de salida y de la señal de salida del PIC después de pasar por el integrador.

Figura 5.5: Comparador con histéresis, con salida en colector abierto

Un comparador es un circuito que satura a nivel positivo o +Vcc si la tensión en el pin positivo es mayor que en el negativo, o lo que es lo mismo si la tensión diferencial (Vid) es positiva y en caso contrario satura a –Vcc o cero volts.

En el caso de un comparador con histéresis como el de la figura 5.5 se obtiene el valor de la tensión diferencial como se aprecia en (5.3).

CONSIGOSENS VRR

RVRR

RVVVVid −+

⋅++

⋅=−= −+

21

1

21

2 (5.3)

La saturación positiva se dará cuando Vid sea superior a 0 V, lo que implica (5.4) y (5.5).

021

1

21

2 >−+

⋅++

⋅ CONSIGCCSENS VRR

RVRR

RV (5.4)

2

1

2

11RRV

RRVV CCCONSIGSENS ⋅−⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+> (5.5)

La salida del comparador será ‘0’ cuando Vid sea inferior a 0 V, lo que implica 5.6.

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+⋅<

1

21RRVV CONSIGSENS (5.6)


55

Vo

Vi

VOH

VTH

VOL

VTL

Figura 5.6: Respuesta del comparador con histéresis

5.3 Planos del prototipo final

A la hora de realizar el circuito impreso se ha decidido realizarlo a doble cara puesto que la placa sería de un tamaño menor. En las figuras 5.7 y 5.8 se pueden ver la ubicación de las pistas y conexiones del prototipo final del BUCK controlado en modo deslizante. Para la realización de estas placas ha sido necesaria la ayuda del software ORCAD 9.0.

Figura 5.7: Cara BOTTOM prototipo final


56

Figura 5.8: Cara TOP prototipo final

En las figuras 5.9 y 5.10 se pueden apreciar la localización de los componentes en las dos caras de la placa.

Figura 5.9: Componentes Cara BOTTOM prototipo final


57

Figura 5.10: Componentes Cara TOP prototipo final

5.4 Prototipo final A continuación se muestran las fotos del prototipo final. En la figura 5.11 se puede ver una foto de la cara superior del prototipo final y en la figura 5.12 la cara inferior.

Figura 5.11: Foto cara TOP prototipo final


58

Figura 5.12: Foto cara BOTTOM prototipo final

5.5 Medidas experimentales A continuación se presentan las medidas experimentales realizadas, donde se puede ver el funcionamiento de la MPPT para el convertidor BUCK utilizado en éste proyecto, el rendimiento del convertidor conmutado es de un 73,8% para niveles de potencia como los que se aprecian en las figuras 5.13 a 5.18.

Figura 5.13: MPPT en estado estacionario ηMPPT=99,65%

PGFV

VGFV

IGFV


59

En la figura 5.13 se puede ver el funcionamiento de la MPPT en estado estacionario para un nivel de potencia de 3 W, para este nivel de potencia el rendimiento MPPT obtenido es del 99,65 %.

La figura 5.14 también corresponde a un funcionamiento en estado estacionario para un nivel de potencia menor, de aproximadamente 2,5 W, en este caso el rendimiento MPPT obtenido es del 99,49 %.

Figura 5.14: MPPT en estado estacionario ηMPPT=99,49%

Ahora se muestran dos graficas en las figuras 5.16 y 5.16, donde el algoritmo MPPT es perturbado aumentando la potencia de entrada o disminuyendo la potencia.

En la figura 5.15 se puede ver que el periodo transitorio es un poco largo e irregular, esto es debido a que cuando se ha realizado la perturbación la conexión del panel que añadía más potencia no ha sido instantánea, y por ello el control ha reaccionado un poco lento pero al final ha encontrado el punto máximo y se mantiene oscilando entorno a él.

PGFV

VGFV

IGFV


60

Figura 5.15: Respuesta a un aumento brusco de potencia.

Figura 5.16: Respuesta a una disminución brusca de potencia

PGFV

VGFV

IGFV

PGFV

VGFV

IGFV


61

En la figura 5.17 se puede ver el arranque del sistema. Éste arranque ha sido realizado teniendo el control alimentado y conectando el GFV.

Figura 5.17: Arranque del sistema

En la figura 5.18 se puede ver una variación de la radiación solar y como el sistema reacciona, de repente empieza a haber más radiación solar por lo que hay más potencia disponible y el sistema va siguiendo el PMP.

Figura 5.18: MPPT en estado estacionario con un incremento de radiación solar

PGFV

VGFV

IGFV

CAPITULO 6: Presupuesto

62

CAPITULO 6

6. Presupuesto


63

6. Presupuesto

6.1 Precios unitarios Código

(RS) Referencia Inidades Descripción Precio

unitario

652-9771 C1,C2 2 Condensador ceramico 15 pF, 100 V

0,15 €

464-6688 C3,C11,C12,C13,C14,C15

6 Condensador smd 100 nF

0,06 €

487-9822 C4 1 Condensador MKT 100 V, 1 µF

0,34 €

538-2458 C5,C6,C7,C8,C9,C10 6 Condensador smd tantalo 10 µF

0,36 €

541-0351 D1 1 IRF9952 3,98 €

331-6421 J1 1 Conector RJ 6 0,64 €

494-8906 J2, J3 2 Regleta doble 0,55 €

432-4394 L1 1 Inductor 47uH 1,33 €

223-0427 R1, R17 2 Resistor 1kΩ 0,04 €

177-548 R2, R16 1 Potenciómetro multi-vuelta 1 M

3,86 €

618-3763 R3,R4,R9 3 Resistor 1Ω 0,04 €

223-0691 R8,R5, R10,R13,R14,R15

6 Resistor 100 kΩ 0,04 €

223-0590 R6,R7,R11,R1 4 Resistor 20 kΩ 0,04 €

223-0477 R18 1 Resistor 2,2 kΩ 0,04 €

360-6320 SW1 1 Selector 0,64 €

320-900 SW2 1 Pulsador de RESET 1,20 €

467-1959 U1 1 Micro controlador PIC18F1220

4,33 €

461-8677 U4,U3 2 Amplificador operacional smd

OPA277

2,31 €

857-159 U5 1 Comparador LM311 0,4 €

398-552 U6 1 Regulador de tensión 0,093 €


64

TS78L05

226-1853 Y1 1 Cristal de cuarzo 20 MHz

0,59 €

397-0249 1 Placa foto sensible doble cara 4 cm2

3,80 €

9762566 (Farnell)

U2 1 Driver de potenciaTC4420

1,40 €


65

6.2 Presupuesto descompuesto Código

(RS) Descripción Inidades Precio unitario Importe

652-9771

Condensador ceramico 15 pF,

100 V

2 0,15 € 0,30 €

464-6688

Condensador smd 100 nF

6 0,06 € 0,36 €

487-9822

Condensador MKT 100 V, 1

µF

1 0,34 € 0,34

538-2458

Condensador smd tantalo 10

µF

6 0,36 € 2,16 €

541-0351

IRF9952 1 3,98 € 3,98 €

331-6421

Conector RJ 6 1 0,64 € 0,64 €

494-8906

Regleta doble 2 0,55 € 1,10 €

432-4394

Inductor 47uH 1 1,33 € 1,33 €

223-0427

Resistor 1kΩ 2 0,04 € 0,08 €

177-548 Potenciómetro multi-vuelta 1 M

1 3,86 € 3,86 €

618-3763

Resistor 1Ω 3 0,04 € 0,12 €

223-0691

Resistor 100 kΩ 6 0,04 € 0,24 €

223-0590

Resistor 20 kΩ 4 0,04 € 0,16 €

223-0477

Resistor 2,2 kΩ 1 0,04 € 0,04 €

360-6320

Selector 1 0,64 € 0,64

320-900 RESET 1 1,20 € 1,20 €


66

467-1959

Microcontrolador PIC18F1220

1 5,97 5,97 €

461-8677

Amplificador operacional smd

OPA277

2 2,31 € 4,62 €

857-159 Comparador LM311

1 0,40 € 0,40 €

398-552 Regulador de tensión TS78L05

1 0,093 € 0,093 €

226-1853

Cristal de cuarzo 20 MHz

1 0,59 € 0,59 €

397-0249

Placa foto sensible doble

cara 4 cm2

1 3,80 € 3,80 €

9762566 (Farnell)

Driver de potenciaTC4420

1 1,40 1,40 €

Total: 26,23 €

CAPITULO 7: Conclusiones y mejoras

67

CAPITULO 7

7. Conclusiones y mejoras

CAPITULO 7: Conclusiones y mejoras

68

7. Conclusiones y mejoras

En este proyecto se ha podido desarrollar con éxito un seguidor de la máxima potencia de un panel solar mediante una etapa de adaptación de impedancias colocada entre el GFV y la carga, formada por un convertidor BUCK controlado por un lazo en modo deslizante y un algoritmo MPPT extremal, encargado de generar la corriente de referencia que el control tiene que imponer en la carga. A la salida del GFV, la corriente que está proporcionando y la tensión de éste son sensadas para que el algoritmo calcule la potencia instantánea en todo momento. Con el muestreo de la potencia se calcula la derivada de potencia y dependiendo del signo realiza la búsqueda del PMP en un sentido o en otro.

Como primera mejora o trabajo futuro a realizar en el prototipo desarrollado destacaría la necesidad de mejorar el rendimiento del convertidor. En el convertidor se pueden cambiar para mejorar su rendimiento el interruptor electrónico por un chip con un encapsulado más grande, de forma que tendría más superficie de enfriamiento y se reducirían las pérdidas en calor. También se podría cambiar las resistencias de sensado por otras de menor valor, ya que así la caída de tensión que se produciría sería menor y por tanto la potencia disipada disminuiría. Otra mejora posible a estudiar es la realización del sensado de corriente mediante circuitos integrados en lugar de la utilización de un amplificador diferencial configurado con resistencias externas.

Por otro lado también se podría estudiar la posibilidad de utilizar un regulador conmutado en vez de uno lineal para generar los 5 V que necesitan los circuitos integrados que realizan el control, ya que el utilizado disipa mucha potencia.

Estas mejoras, son posibles cambios a realizar en la circuitería diseñada pero si se observa el mercado de los cargadores de baterías se puede ver que existen cargadores automáticos, de forma que detectan cuando está cargada la batería y si la batería está defectuosa y por ello sufre un calentamiento. Para hacer de éste proyecto un cargador solar se podría introducir un sensor de temperatura donde se colocan las pilas o baterías a cargar y si la batería alcanza temperaturas elevadas el control corta el suministro de potencia a ésta.

Otra posible mejora a implementar respecto a la realización de un cargador de baterías solar podría ser la introducción de un diodo LED indicador del estado de carga, este por ejemplo se podría encender de forma intermitente lentamente si la carga es correcta, si la batería está defectuosa encenderse de forma intermitente rápidamente y si la batería está totalmente cargada encenderse permanente.

CAPITULO 8: Referencias bibliográficas

69

8. Referencias bibliográficas

CAPITULO 8: Referencias bibliográficas

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8. Referencias Bibliográficas

[1] Instituto para la diversificación y ahorro de energía http://www.idae.es/

[2] Luz características y estructuras http://www.unicrom.com/Tut_estruct_luz.asp

[3] Enrique Alcor Cabrerizo, Instalaciones solares fotovoltaicas. PROGENSA 1987-2002.

[4] Características paneles solares www.rsonline.es

[5] Imagen proceso de fabricación de una célula fotovoltaica http://images.google.es/

[6] Características técnicas del panel solar MSX-01 www.rsonline.es

[7] Alain Bilbao Learreta, 2006.“Réalisation de Commandes MPPT Numériques” PFC ETSE-URV-LAAS-CNR

[8] A. Cid Pastor “Conception et réalisation de modules photovoltaïques électroniques” PhD Dissertation of Institut National des Sciences Apliquées de Toulouse, LAAS-CNRS Report Number 06688 Toulouse, France, September 2006 (en francés).

[9] Apuntes Asignatura Electrónica de Potencia,de Ingeniería Técnica Industrial especialidad Electrónica Industrial URV. Javier Maixe ETSE-URV

[10] Articulo de desarrollo y prueba de un algoritmo para el aprovechamiento de la máxima transferencia de potencia de paneles fotovoltaicos (MPPT) Castillo V. Omar E., Fernández Herman

[11] "Datasheet PIC18F1220 ", http://www.microchip.com/ [12] R. Giral Castillón Sintesis de estructuras multimplicadoras de tensión basadas en

células convertidoras continua-continua de tipo conmutado. Tesis doctoral Universidad Politécnica de Cataluña (UPC) Barcelona, Julio 1999.

CAPITULO 9: Anexo

71

CAPITULO 9

9. ANEXO

CAPITULO 9: Anexo

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9. Anexo I: Programa en C del algoritmo MPPT para PIC18F1220

//Programa en C para control del MPPT digital para PIC18F1220[7]. #include <p18f1220.h> #pragma config WDT = OFF //Variables globales unsigned char derivada_pot,tension_baja,intensidad_baja; unsigned short int i,H,Ha,Hb,m; unsigned short int tension_alta,tension_convertida,tension_alta_total; unsigned short int intensidad_alta,intensidad_convertida; unsigned short int intensidad_alta_total,tension_panel; unsigned long int potencia,potencia_old,potencia_total; /* Funcion de interrupcion del Timer 0: El timer0 genera una interrupción al desbordarse. La variable H se pone 1. Paramos el timer0 para que vuelva a empezar con el valor deseado introducido por software.*/ void traiteIT(void); #pragma code it=0x08 void saut_sur_spIT(void) _asm goto traiteIT _endasm #pragma code #pragma interrupt traiteIT void traiteIT(void) if (INTCONbits.TMR0IF)

INTCONbits.TMR0IF=0; /* Flag de interrupcion del timer 0*/

H=1; // Indica que el timer ha finalizado if (PORTBbits.RB1==0) TMR0H=0x37; TMR0L=0x10; else TMR0H=0x6E;//TMR0H=0x37; TMR0L=0x20;//TMR0L=0x10; T0CONbits.TMR0ON=0;// Reinicializacion del timer 0

CAPITULO 9: Anexo

73

/*Funcion de inicializacion: Configuramos todos los registros del PIC para el buen funcionamiento del sistema */ void configurar_registros (void) i=0; m=0; H=1; potencia=0; potencia_old=0; ADRESH=0x00; // Poner a 0 el registro de conversion mas alto ADRESL=0x00; // Poner a 0 el registro de conversion mas bajo //TIMER 0

INTCONbits.TMR0IE=1; // Permitimos la int. por desbordamiento del timer0 INTCONbits.GIEH=1; // Permitimos todas las interrupciones enmascaradas

INTCONbits.TMR0IF=0; //Desactivamos el flag del timer0 INTCON2=0x00; //Todas las int. seran en el flanco de bajada INTCON3=0x00; //Deshabilitamos las interrupciones externas PIR1=0x00; //Deshabilitamos los flags de los timer 1 y2 PIE1=0x00; /*deshabilitamos la interrupcion de conversion y no permitimos la interrupción de los timers 1 y 2*/

IPR1=0x00; /*Configuramos la prioridad de las interrupciones como baja(conversor, comparador, timer1 y 2*/

PIR2=0x00; //Deshabilitamos el flag del timer3 PIE2=0x00; //No permitimos la interrupcion del timer3

IPR2=0x00; /* Configuramos la prioridad de las interrupciones como baja (fallo en el oscilador, memoria EEPROM, detector nivel bajo,timer3)*/ RCON=0x00; //Deshabilitamos la prioridad de nivel en las interrupciones T0CON=0x00; //configuramos el timer 0 con una división de 2 la frecuencia del oscilador

//Conversion analogico-digital

ADCON1=0x7C; // Config. de los pines AN0 y AN1 como entradas analogicas

ADCON2=0x92; // Resultado justificado a izquierda //Perifericos PORTA=0x00; TRISA=0x03; //AN0 y AN1 configuradas como entradas PORTB=0x00; TRISB=0x00; //Puerto B configurado como salida /*Funcion de conversion de intensidad: Convertimos la intensidad del panel al valor de referencia del PIC (5V).*/ unsigned short int intensidad (void) intensidad_alta=0; intensidad_alta_total=0; intensidad_baja=0;

CAPITULO 9: Anexo

74

for (i=0;i<1;i++) ADCON0=0x05; for (i=0;i<10;i++)

ADCON0=0x07; /* Corriente de conversion : conversion en el canal 1,empieza la conversion */

while (ADCON0!=0x05) intensidad_alta=ADRESH; /* Se guardan los 8 bits altos de la conversión en el registro ADRESH */ intensidad_alta_total=intensidad_alta<<8; /* Realizamos un desplazamiento para capturar posteriormente los dos bits de menor peso de la conversion ya que utilizamos una conversion sobre 10 bits*/

intensidad_baja=ADRESL; //Se guardan los 2 bits de menor peso en el regsitro ADRESL intensidad_convertida=intensidad_alta_total+intensidad_baja;

//Capturamos los 10 bits de la conversión (intensidad convertida)

return(intensidad_convertida); /*Funcion de conversion de tension: Convertimos la tension del panel al valor de tension de referencia del PIC18F1220 (5V) para poder trabajar.*/ unsigned short int tension (void) tension_alta=0; tension_alta_total=0; tension_baja=0;

for (i=0;i<1;i++) //Esperamos un poco antes de empezar la conversion

ADCON0=0x01; for (i=0;i<10;i++) //Tiempo de adquisicion correcta de la señal ADCON0=0x03; /* Tension de conversion: conversion en el canal 0, empieza la conversion*/

while (ADCON0!=0x01) // Esperamos hasta finalizar conversion tension_alta=ADRESH; /*Guardamos los valores de la tension convertida en los registros de conversion del PIC*/ tension_alta_total=tension_alta<<8; tension_baja=ADRESL;

tension_convertida=tension_alta_total+tension_baja; //Tension convert.

return (tension_convertida); //Funcion calculo de potencia unsigned long int calculo_potencia (void) unsigned long int x,y; x=tension(); // Conversion tension. y=intensidad(); // Conversion corriente.

potencia_total= x * y; // Calculo de la potencia: producto de V*I.

return (potencia_total);

CAPITULO 9: Anexo

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/*Funcion calculo de potencia media: Calculamos la potencia media de la señal para posteriormente hacer un mejor cálculo de la derivada de potencia, para aislar los ruidos de las señales analógicas y obtener una mejor resolucion de la grafica de potencia.*/ unsigned long int potencia_media (void) unsigned long potencia_media_total,muestreos_P,c_potencia; potencia_media_total=0; muestreos_P=0; c_potencia=0;

for (m=0;m<16;m++) //Muestreamos 16 puntos de la grafica de potencia

c_potencia=calculo_potencia();

/*Para hacer el muestreo vamos capturando los valores, los vamos sumando y posteriormente los dividimos por 16*/

muestreos_P=muestreos_P+c_potencia; potencia_media_total=muestreos_P>>4; //Division por 16 (desplazar 4 posiciones los bits hacia la derecha) return (potencia_media_total); /*Funcion de cálculo de derivada: Calculamos la derivada de potencia para detectar las variaciones de la potencia. Si nos acercamos o nos alejamos del punto maximo de potencia.*/ unsigned char derivada_potencia (void) unsigned char derivada; potencia = potencia_media(); //Capturamos un valor de potencia if (potencia>(potencia_old+30)) derivada=1; //Si es mayor, la derivada es positiva

PORTBbits.RB0=1; //Visualizamos el valor de la variable derivada potencia_old = potencia; //El valor anterior pasa a ser el actual.

else if (potencia<(potencia_old-30)) derivada=0;

PORTBbits.RB0=0; //Visualizamos el valor de la variable derivada potencia_old = potencia; //El valor anterior pasa a ser el actual.

return (derivada); // ********* PROGRAMA PRINCIPAL ********* // void main()

CAPITULO 9: Anexo

76

configurar_registros(); tension_panel=tension(); while(1) derivada_pot = derivada_potencia();//Capturamos el valor de la derivada PORTBbits.RB3=H; if ((derivada_pot==1)&&(PORTBbits.RB1==1)) PORTBbits.RB1=1; else if ((derivada_pot==0)&&(PORTBbits.RB1==1)) if (H==0) PORTBbits.RB1=1; else PORTBbits.RB1=0; H=0; //Timer T0CONbits.TMR0ON=1; else if ((derivada_pot==1)&&(PORTBbits.RB1==0)) PORTBbits.RB1=0; else if ((derivada_pot==0)&&(PORTBbits.RB1==0)) if (H==0) PORTBbits.RB1=0; else PORTBbits.RB1=1; H=0; //Timer T0CONbits.TMR0ON=1; else

Seguimiento del punto de máxima potencia de un...

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