Modelação Não Linea de T ansísto es de Modelação Não-Linear de ... · Amplificadores e...

Provas de Doutoramento

Modelação Não Linea de T ansísto es de

Provas de Doutoramento

Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas

Pedro Miguel Cabral

Orientador: Prof. José Carlos PedroCo-Orientador: Prof Nuno Borges CarvalhoCo-Orientador: Prof. Nuno Borges Carvalho

20/12/2006

1. Introdução

Este trabalho insere-se na área de electrónica de rádio-frequência (RF)

e microondas e visa a formulação, extracção e validação de um modelo

não-linear de transístores de elevada mobilidade electrónica (HEMT),

baseados na tecnologia emergente de Nitreto de Gálio (GaN).

Um modelo não linear para este novo tipo de dispositivos é fundamental

Ped

Um modelo não-linear para este novo tipo de dispositivos é fundamental

para se poder tirar partido das expectativas criadas à volta de

A lifi d d P ê i G N d b i di ã l d

ro M

. Cab

ral

Amplificadores de Potência, em GaN, de baixa distorção e elevada

eficiência.

Modelação Não-Linear de Transístores de Potência para RF e Microondas 2

20/12/06

1. Introdução (cont.)

Propriedade Unidades Si GaAs SiC GaN

Algumas propriedades eléctricas de materiais semicondutores

Propriedade Unidades Si GaAs SiC GaN

Energia da Banda Proibida

eV 1.1 1.42 3.26 3.49

Campo Eléctrico X 106 V/cm 0 3 0 4 3 0 3 0

pCrítico

X 106 V/cm 0.3 0.4 3.0 3.0

Constante Dieléctrica - 11.8 12.8 10.0 9.0

CondutividadeCondutividade Térmica

W/(cm-K) 1.5 0.5 4.5 >1.5

Mobilidade Electrónica

cm2/(V.s) 1500 8500 700 1000-2000

V l id d S t d 0 3 2 0 3

Ped

Velocidade Saturada (pico) dos Electrões

X 107 cm/s1.0

(1.0)1.3

(2.1)2.0

(2.0)1.3

(2.1)

A combinação destas propriedades pode levar a dispositivos, baseados em ro M

. Cab

ral

ç p p p p ,materiais como o SiC e GaN, a conseguirem lidar com maiores densidades depotência de um modo mais eficiente, quando comparados com transístoresbaseados em semicondutores já existentes, como o Si e GaAs.



E t d d A t

Apesar de vários modelos globais não lineares tenham sido já propostos paramuitos tipos de dispositivos, ainda não foi proposto nenhum para HEMTs em GaN

Estado da Arte

G L R

muitos tipos de dispositivos, ainda não foi proposto nenhum para HEMTs em GaNdesenhado para reproduzir as características de distorção do dispositivo.

Green e LeeCurtice Cúbico

RaayAngelov-Zirath

Sem capacidade de prever IMD

Não são apresentados dados de IMD

Ped

Como o dispositivo tem uma estrutura HEMT, a primeira escolha para a descriçãofuncional não linear de iDS(vGS,vDS) foi o conhecido Modelo de Chalmers, ou Modelod A l Zi th l t it G A HEMT

ro M

. Cab

ral

de Angelov-Zirath, consensualmente aceite para GaAs HEMTs.

Maior Vantagem: Capacidade de reproduzir a forma da transcondutância dedi iti HFET


dispositivos HFET.


Avaliar a capacidade do Modelo de Chalmers em prever o comportamento dos dispositivos GaN

40Class C

Pout e IM3 Medidos and Simuladoscom o modelo de Chalmers

@ Classe C, AB e A & VDS = 6V0

Class C

IM3

(dB

m)

FUND

@ Classe C, AB e A & VDS 6V

DUTf1 f2 f1 f22f1-f2 2f2-f1

5 0 5 1010 15

-40

-80

ModelledMeasured

Po

ut

& I

IMD

DUT -5 0 5 10-10 15Pin (dBm)

40Class AB

40Class A FUND

Ped

0

& IM

3 (d

Bm

) FUND

0

& IM

3 (d

Bm

)

ro M

. Cab

ral

-5 0 5 10-10 15

-40

-80

Modelled

Measured

Po

ut

&

IMD

-5 0 5 10-10 15

-40

-80

Pi (dB )

Modelled

MeasuredP

ou

t &

IMD


Pin (dBm) Pin (dBm)


Comparação entre a melhor aproximação conseguida pelo Modelo de Chalmers e as medidas de Gm(vGS) and Gm3(vGS).

0.20

0.30Modelled

Measured

Resultados para Gm(vGS) não podem ser considerados dramaticamente maus

0

0.10

Gm (

A/V

) considerados dramaticamente maus.

-0.10-8 -6 -4 -2 0

Vgs (V)

0.30Modelled

Measured

Ped

0.10

0.20

Gm

3 (

A/V

3 )

Falha completamente as derivadas de ordem mais elevada, em ro

M. C

abral-0.10

-8 -6 -4 -2 0

0

G

,particular ∂ 3iDS/∂ vGS3,

comprometendo assim a previsão de IMD.


-8 -6 -4 -2 0Vgs (V)


A dificuldade do Modelo de Chalmers em reproduzir a característica I/V de umHEMT vem, provavelmente da sua maior vantagem!

Descreve iDS(vGS) com uma tanh.

Produz Gm(vGS) com a forma sech(vGS)2. Como é sabido, esta é uma função simétrica em torno do pico de transcondutância.

Ped

Gm(vGS) notoriamente distinto daquela que foi extraído directamente das medidas de parâmetros S.

ro M

. Cab

ral

Já que não existem modelos capazes de prever as características de IMD destes dispositivos GaN, existe uma necessidade real de desenvolver um modelo capaz de

satisfazer estes requisitos


satisfazer estes requisitos. (provado pelo interesse de uma empresa Norte-Americana – Nitronex Corp.)

Objectivo:


Objectivo:• Formular, extrair, implementar e testar um modelo não-linear de circuitoequivalente para transístores de elevada mobilidade electrónica em Nitreto deGálio, capaz de prever com precisão as características de potência de saída,distorção de intermodulação e eficiência dos dispositivos.

Metodologia:

• Caracterizar os transístores e detectar semelhanças/diferenças comdispositivos de outras tecnologias;

• Ajustar um modelo já existente ou propor um novo bem como todo o sistemade extracção;

Ped

de extracção;

• Validar o modelo não-linear ao nível do transístor e sob uma aplicação real;

• Avaliar a robustez do modelo proposto, considerando a variabilidade do ro M

. Cab

ral

p p ,desempenho observado;

• Mostrar a aplicabilidade do modelo com o estudo das conversões AM/AM e


AM/PM.

Organização da Apresentação

1. Introdução

2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear í á

1. Introdução

2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear í ápara Transístores de Nitreto de Gálio (GaN)

3. Validação do Modelo Não-Linear

para Transístores de Nitreto de Gálio (GaN)


4. Robustez do Modelo Não-Linear

5 Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM



Ped

5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM

6. Conclusões Finais



ro M

. Cab

ral


2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear

Os dispositivos usados foram HEMTs de GaN num substrato de Si encapsuladosOs dispositivos usados foram HEMTs de GaN, num substrato de Si, encapsulados numa package para transístores de elevada Potência para RF e microondas.

PedHEMT de GaN Versão ampliada do interior da

package ro M

. Cab

ral

package


2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)

Função de TransferênciaCaracterísticas I V sob

1.0Vgs = 0 V

1.0

Função de Transferência iDS(vGS) e Gm(vGS) @ vDS const = 6 V

Características I-V sob condições estáticas

0.6

0.8

s[A

]

V 2 V

Vgs = -1 V

g

Gm

[S

]

0.6

0.8

Gm MAX = 0.330 S

0.2

0.4

Ids

Vgs = -3 V

Vgs = -2 V

Ids

[A]

&

0.2

0.4

Ped

0 2 4 6 8 100

Vds (V)

Vgs =- 5 V

Vgs = -4 V

Vgs [V]-8 -6 -4 -2 0

0

ro M

. Cab

ral

Transístor de Deplecção com uma Vpinch off ≈ -4.3 V consumindo um máximo de 1 A quando a VGS = 0 V.



Topologia do Modelo de Circuito Equivalente usado incluindo elementos Extrínsecos e Intrínsecos:

R31 C31

+

-

Rg RdLg

R11 R21

R

Cgs

Cgd

CdsI (V ' V ')

G D

Vgs'Vds'

+

-

Lg_B LdLd_B

D

D2

Cpg Cpd

Rs

C11 C21

RiIds(Vgs ,Vds )

Intrinsic

D1

Ped

S

ExtrinsicLs

ro M

. Cab

ralTrês redes R-C tentam reproduzir o impacto da estrutura p-Si/GaN/metal, especialmente uma f t t i ti b d â t S btid C ld F t


forte componente resistiva observada nos parâmetros S obtidos em Cold-Fet.


Extracção dos Elementos Lineares

Di iti d ti dDispositivos destinados a integrar amplificadores

de potência muito eficientes e de baixa

Cgd , Cds e Riconsiderados invariantes

com vGS

Operam na Zona de Saturação

eficientes e de baixa distorção

GS

Ped

Usando o Método de Dambrine

Extracção de todos os Elementos Extrínsecos e ro

M. C

abral

DambrineIntrínsecos Lineares



• iDS(vGS,vDS)

Extracção dos Elementos Não-Lineares

DS( GS, DS)

Utilização de um modelo desenvolvido para Si LDMOS que permite um controloUtilização de um modelo desenvolvido para Si LDMOS que permite um controlo

independente de quão abrupto é o turn-on, da subsequente suavidade da

saturação e largura do máximo de Gm(vGS).

• Formulação do Modelo

Ped

Construção passo a passo da função iDS(vGS,vDS)

ã

ro M

. Cab

ral

Em cada passo: Situação actual vs Forma Final de iDS(vGS,vDS)


Passo 1: Deslocamento linear2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)

Passo 1: Deslocamento linear

Parâmetro envolvido: VT

( ) TGSGSGS Vvvv −=1

( ) TGSGSGS Vvvv −=1 ( ) TGSGSGS Vvvv −=1

2.0

2.5

3.0

1.0

1.5

Ped0.5

1.0

1.5

VT

vG

S1(

V)

0

0.5

i DS/I

dss

ro M

. Cab

ral

-3 -2 -1 0 1 2 3-0.5

VGS (V)

VT1 VT2VT3

0

-6 -5 -4 -3 -2 -1 0

0

vGS (V)

-0.5


Passo 2: Suavidade da Saturação para valores elevados de v2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)

( ) ( ) ⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ Δ+−Δ+−+−= 2222

2 2

1VKVKvvvvv GSGSGSGSGS

Passo 2: Suavidade da Saturação para valores elevados de vGS

⎠⎝2

( ) ( )1

Δ=0 VK=0

( ) ⎟⎞⎜⎛ ΔΔ221

Parâmetros envolvidos: VK e Δ

( ) ( )VKVKvvvvv GSGSGSGSGS −−+−=2

12

6

VK3

( ) ⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ Δ−Δ++−= 22

2 2

1GSGSGSGSGS vvvvv

2

4

-2

2

VK

VG

S2 (

V)

VK1

VK2VK

-4

-2

0Δ

VG

S2

(V)

VK

Ped

-6

VK

VKVK VK 10

-8

-6

VK ro M

. Cab

ral

-10 -6 -2 2 6 10-10

VGS (V)

VK2VK1 VK3 -10 -5 0 5 10 15 20-10

VGS (V)

VK representa a tensão vg para a qual o dispositivo satura

Δ controla a suavidade da transição entre a zona linear e a saturação


dispositivo satura linear e a saturação


Passo 2: Suavidade da Saturação para valores elevados de v (cont )

⎞⎛1

Passo 2: Suavidade da Saturação para valores elevados de vGS (cont.)

( ) ( ) ⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ Δ+−Δ+−+−= 2222

11112 2

1VKVKvvvvv GSGSGSGSGS

1.5

1.0

0.5

i DS/I

dss

Ped

0

-0 5

i

ro M

. Cab

ral

-6 -5 -4 -3 -2 -1 0VGS (V)

-0.5


Passo 3: Controlo do Turn-on2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)

Passo 3: Controlo do Turn-on

Fornece uma função aproximante ao turn-on do dispositivo sempre diferenciável

( ) ( )VSTvGSGS

GSeVSTvv +⋅= 1ln3

Parâmetro envolvido: VST

( ) ( )VSTvGSGS

GSeVSTvv 21ln23 +⋅=( ) ( )VSTvGSGS

GSeVSTvv +⋅= 1ln3

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

Ped

0

0.5

i DS/I

dss

0.5

1.0

1.5

VG

S3 (

V)

ro M

. Cab

ral-6 -5 -4 -3 -2 -1 0

0

VGS (V)

-0.5-3 -2 -1 0 1 2 3

-0.5

0

VGS (V)

VST


VGS (V)

Passo 4: Transição entre Turn-on e Saturação2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)

( ) plinGS

GSDSv

vvi ⋅=

2

1 β

Passo 4: Transição entre Turn-on e Saturação

L

pGS

V

v+1

Turn-on exponencial seguido deuma zona quadrática que para

Parâmetros envolvidos: VL, plin e β

1.5

uma zona quadrática que, paravalores elevados de vGS selineariza.

1.0

dss

plin → 0 iDS(vGS) quadráticoplin → 1 iDS(vGS) tende asimptoticamente

Ped

0

0.5

i DS/Id

p DS( GS) ppara uma região linear quandovGS>VL

β factor de escala ro M

. Cab

ral

-6 -5 -4 -3 -2 -1 0VGS (V)

-0.5β factor de escala


Passo 5: Dependência com v2. Formulação e Extracção de um Modelo Não-Linear (cont.)

( ) DSTDST vVvV ⋅+= γ

Passo 5: Dependência com vDS

Parâmetro envolvido: γ

( ) ⎟⎞

⎜⎛ ⋅

+ DSvii t h1)()(

αλ

γ Para cada VDS, o valor de VGS para o qual existe um nulo de IM3 dá o valor de VT.

( ) ⎟⎟⎠

⎜⎜⎝

⋅⋅+⋅=psat

GS

DSDSGSDSDSGSDS

vvvivvi

3

1 tanh1)(),( λ

Parâmetros envolvidos: α, λ e psatFactor linear, para entrar em conta com o

Posicionar a transição entre azona linear e saturação. Oargumento foi alterado para

Gds ser não nulo na saturação.

Ped

g preproduzir o deslocamento datensão de joelho com vGS.

α e λ podem ser extraídos de curvas IVpulsadas nas regiões linear e de saturaçãoou então de Gd (vGS,vDS). ro

M. C

abral

ou então de Gds(vGS,vDS).


C t ã d i ( )


Construção de iDS(vGS,vDS)

U d P i i t i õParâmetros do modelo

Usados para Posicionar transições e controlar a sua

intensidade relativa

Permite quase que uma extracção parâmetro a parâmetro.

Ped

Infelizmente, como não existe ortogonalidade absoluta, o valor final dos parâmetros deve ser obtido através de uma optimização, comparando as

características modeladas e medidas das funções Gm, Gds, Gm2 e Gm3. ro M

. Cab

ral



Gm e Gds Medidos e Simulados @ VDS=6Vm ds DS

( )DSGSDS vviG

∂ , ( )DSGSDS vviG

∂=

,

0.30Modelled

Measured

0.04Modelled

Measured

( )GS

DSGSDSm v

vviG

∂∂

=,

DSds v

G∂

=

0.20

A/V

)

Measured

0.02

0.03

A/V

)

Measured

Ped

0

0.10

Gm (

A

0

0.01Gd

s (A

ro M

. Cab

ral

-0.10-8 -6 -4 -2 0

Vgs (V)

0

-8 -6 -4 -2 0Vgs (V)



Gm2 e Gm3 Medidos e Simulados @ VDS=6V

( )2

2

2,

2

1

GS

DSGSDSm

v

vviG

∂

∂= ( )

3

3

3,

6

1 DSGSDSm

v

vviG

∂

∂=

m2 m3 DS

0.30Modelled

Measured 0.30Modelled

Measured

GSv∂ 6 GSv∂

0.10

0.20

m2

(A

/V2 )

0.10

0.20

3 (

A/V

3 )

Ped

-0.10

0

Gm

0 10

0

Gm

3

ro M

. Cab

ral

Muito bons resultados até 3a ordem

0.10-8 -6 -4 -2 0

Vgs (V)

-0.10-8 -6 -4 -2 0

Vgs (V)


Muito bons resultados até 3 ordem


J ã d S h ttk• Cgs(vGS) +

-

( )[ ]( )CGSCgsC

GS VvKA

CvC −⋅+⋅+= tanh1)( 0

• Junção de Schottky

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−= 1T

GS

V

v

SG eII η

( )[ ]( )gsCGSgsCgsGSgs VvKCvC ++ tanh12

)( 0 ⎠⎝

Cgs Medido e Simulado @VDS=6V iD Medida e Simulada

4.0ModelledM d

gs @ DS D

0 04

0.05 Modelled

Measured

2.5

3.0

3.5

s (p

F)

Measured

0.03

0.04

I [A

]

Ped

2.0

Cg

s

1.50.01

0.02

ro M

. Cab

ral

-8 -6 -4 -2 01.0

Vgs (V)0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.50

V [V]



1. Introdução





Ped



ro M

. Cab

ral


3. Validação do Modelo Não-Linear (cont.)

âParâmetros S Medidos e Simulados@ Classe C, AB e A & VDS=6V

Validação ao nível do transístor

11 - - - - 0 0 0 0 0- 0

S1

2

S

-0.0

4

-0.0

3

-0.0

2

-0.0

1

0.0

0

0.0

1

0.0

2

0.0

3

0.0

4

-0.0

5

0.0

5

S

freq (1.000MHz to 1.000GHz) freq (1.000MHz to 1.000GHz)

PedS

22

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-25 25S2

1

ro M

. Cab

ral


freq (1.000MHz to 1.000GHz)freq (1.000MHz to 1.000GHz)


Conversões AM/AM e AM/PM Medidas e Simuladas@ Classe AB & VDS=6V@ DS

5.0 -30

Excitação: Sinal CW @ 900MHz

30

4.0

M (

dB

)

34

-32

M (

º)

2.0

3.0

AM

/AM

Modelled-36

-34

AM

/PM

Modelled

Ped

-10 0 10 20-201.0

Pin (dBm)

Measured

-10 0 10 20-20-38

Pin (dBm)

Measured

ro M

. Cab

ral

Boa concordância entre medidas e simulações.



Pout e IM3 Pout e IM3 Medidas e Simuladas@ Classe C & VDS=6V

Medidas e Simuladas@ Classe AB & VDS=6V

25 25

30

-10

10

25

3 (d

Bm

)

Class CFUND

30

-10

10

25

3 (d

Bm

)

Class ABFUND

-70

-50

-30

Po

ut

& I

M3

ModelledMeasured

IMD -70

-50

-30

Po

ut

& I

M3

ModelledMeasuredIMD

PedPara além de uma muito boa Boa previsão da IMD em sinal fraco

-15 -10 -5 0 5 10-20 15-90

Pin (dBm)

Measured

-15 -10 -5 0 5 10-20 15-90

Pin (dBm)

Measured

ro M

. Cab

ral

descrição da IMD em sinal fraco, omodelo consegue também prever,com boa precisão, o chamado large-i l IMD t t

e, tanto nas medidas como nomodelo, é possível a identificação deum vale.


signal IMD sweet-spot.


Pout e IM3 Medidas e Simuladas@ Classe A & V =6V@ Classe A & VDS=6V

10

25Class A

50

-30

-10

& I

M3

(dB

m)

FUND

-15 -10 -5 0 5 10-20 15

-70

-50

-90

Po

ut

&

Pi (dB )

ModelledMeasuredIMD

PedMuito boa descrição da IMD em sinal

Pin (dBm)

ro M

. Cab

ral

fraco e não é previsto nenhum large-signal IMD sweet-spot nem observadonas medidas.



Validação com uma Aplicação Real

Desenho de um Amplificador de Potência que optimizesimultaneamente Pout, PAE e IMR.

Validação com uma Aplicação Real

,

• VGS seleccionado para maximizar IMR;Classe AB → fornece o melhor compromisso.

• VDS=20 V → tirar partido da excursão de tensão corrente oferecidas por estes dispositivos.

fi d lifi d d ê i 900Fotografia do Amplificador de Potência a 900 MHz

Ped

ro M

. Cab

ral



-5

0

B)

-15

-10

|S1

1|

(dB

Modelled

Parâmetros S Medidos e Simulados@ classe AB & VDS=20V

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.40-20

Freq (GHz)

Measured

0

10

20

dB

)

10

-5

0

(dB

)

Ped

-10

0

|S21

| (

Modelled

Measured

-15

-10

20

|S2

2|

ModelledMeasured ro

M. C

abral

Bastante boa concordância entre medidas e resultados simulados

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.40-20

Freq (GHz)

Measured0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.40

-20

Freq (GHz)


Bastante boa concordância entre medidas e resultados simulados.


Pout Ganho e PAE Medidas e Simuladas @ Classe AB

40 50Modelled

Pout, Ganho e PAE Medidas e Simuladas @ Classe AB

17P1dB=2W

20

30

30

40

PA

E (

dB

m)

ModelledMeasured

15

16

n (

dB

)

0

10

10

20

(%)

Po

ut

14

Ga

in

ModelledMeasured G=15dB

PAE=32%

-15 -10 -5 0 5 10 15-20 20

-10 0

Pin (dBm)

-15 -10 -5 0 5 10 15-20 20

13

Pin (dBm)

Ped

Característica Ganho vs Pin, apesar do comportamento complexo de compressão de ganho seguida de expansão para acabar de novo em compressão.

ro M

. Cab

ral

Consequência directa do ponto de polarização seleccionado, relacionado com as características de distorção com duplo mínimo ambicionadas para o PA


características de distorção com duplo mínimo ambicionadas para o PA.


40Pout e IM3

Medidas e Simuladas@ Classe AB & VDS=20V 0

20

40

(dB

m)

VGS1=-4.20 VFUND

@ Classe AB & VDS 20V

IMD60

-40

-20

Po

ut

& I

M3

M d ll d

(Fcenter=900 MHz, ΔF=100 kHz) -15 -10 -5 0 5 10 15

-60

-80

Pin (dBm)

P Modelled

MeasuredClass AB

40 40

0

20

40

3 (d

Bm

)

VGS2=-4.15 VFUND

0

20

40VGS3=-4.10 V

FUND

Ped

-60

-40

-20

Po

ut

& I

M3

ModelledIMD -60

-40

-20

M d ll dIMD ro

M. C

abral

Boa concordância entre medidas e simulaçõesPin (dBm)

-15 -10 -5 0 5 10 15

-60

-80

ModelledMeasuredClass AB

-15 -10 -5 0 5 10 15

-60

-80

Pin (dBm)

ModelledMeasuredClass AB

IMD


Boa concordância entre medidas e simulações


1. Introdução





Ped



ro M

. Cab

ral



Novo conjunto de 11 transístores (já comerciais).

1 0

Características I-V sob condições estáticas

HEMT d G N

0.8

1.0

HEMT de GaN

0.4

0.6

I DS (

A)

Q

Ped

0.2

0 ro M

. Cab

ral

Versão ampliada do interior da

0 10 20 30 400

VDS (V)


ppackage

Variação 3D das componentes fundamentais e de distorção

4. Robustez do Modelo Não-Linear (cont.)

Variação 3D das componentes fundamentais e de distorção com Vgate e Pin

Ped

ro M

. Cab

ral



Erro médio quadrático entre medidas e a resposta média dosErro médio quadrático entre medidas e a resposta média dos 11 transístores

ΔVT=0.2V

Ped

ro M

. Cab

ral



Comparação entre o Modelo e a resposta média

40 40 40Class C Class AB Class A

ΔPout=1.5dBComparação entre o Modelo e a resposta média

dos 11 transístores

-20

0

20

40

ou

t [d

Bm

]

ModelledMeasured

-20

0

20

40

Po

ut

[dB

m]

ModelledMeasured

-20

0

20

40

Po

ut

[dB

m]

ModelledMeasured

-5 0 5 10 15 20-10 25

-40

-60

P

40ModelledM d

-5 0 5 10 15 20-10 25

-40

-60

P

40ModelledMeasured

-5 0 5 10 15 20-10 25

-40

-60

P

40ModelledMeasured

-40

-20

0

20

Po

ut

[dB

m]

Measured

-40

-20

0

20

Po

ut

[dB

m]

Measured

-40

-20

0

20

Po

ut

[dB

m]

Measured

Ped

-5 0 5 10 15 20-10 25

40

-60

20

40

]

ModelledMeasured

-5 0 5 10 15 20-10 25-60

20

40

]

ModelledMeasured

-5 0 5 10 15 20-10 25-60

20

40

m]

ModelledMeasured

ro M

. Cab

ral

-40

-20

0

60

Po

ut

[dB

m]

-40

-20

0

-60

Po

ut

[dB

m

-40

-20

0

-60

Po

ut

[dB

m


-5 0 5 10 15 20-10 25-60

Pin [dBm]-5 0 5 10 15 20-10 25

60

Pin [dBm]-5 0 5 10 15 20-10 25

60

Pin [dBm]


1. Introdução





Ped



ro M

. Cab

ral


5. Aplicação do Modelo ao estudo da conversão AM/AM (cont.)

Os Efeitos de memória longa podem ter diversas origens:

• Inerentes ao dispositivo activo – Efeitos Térmicos e Armadilhas de Portadores (Traps);

• Impostos por circuitos externos – Malhas de Polarização.VG VD

Biaseffects

v (t)

Z0

Z0

Ped

vRF(t)Z0

Thermal and Trappingeffects

ro M

. Cab

ral

Provas de efeitos dinâmicos podem aparecer sobre a forma de Histerese nos gráficos de AM/AM e AM/PM.



Se a LB de informação se estende desde DC até alguns MHz e se a impedância da malha de polarização varia dentro dessa gama de frequência, a resposta do

+VDD

p ç g q pamplificador pode apresentar efeitos de memória.

LB j0.5

j1

j2

Linear

DynamicCB

0 2 0 5 1 2

j0.2

0000

Ped

iDS(t)

vDS(t)Dynamic

Matching

Network

0.2 0.5 1 2

-j0.2

ro M

. Cab

ral

-j0.5

-j1

-j2



Ci it Si l d

DCVoltage Source

Circuito Simulado

Bias T não-ideal:+VGG +VDD

RFCLBZL(ω)

DC- 4.2 + 20

v t(t)

Bias T não-ideal:

LB=0.318mH CB=500pF Frequência Central (fc=900MHz);

4 Frequências de modulação.

Rs CB

vout(t)

Carga:R=50ΩC=1.8pF

vin(t)GaN Model

C 1.8pFZL(2ω)->cc

Versão simplificada d d l d i i

fm2

Ped

( )[ ] ( )ttAtv cmin ωω coscos1)( ⋅+⋅=

do modelo de circuito equivalente

Sinal AM c/índice de ZL(ω)

10kHz

250kHz

fm2

fm3

m2

indutivafm3

indutiva/

capacitiva f ro M

. Cab

ral

modulação unitário

Z

10Hz1MHz

fm1

fm4 fm4

capacitiva

pfm1

cc


1 F ê i d M d l ã f


1. Frequência de Modulação fm1

Análise estática → não serão visíveis efeitos de memória longa

nos gráficos de AM/AM.10kH

fm2

30

40fm1 = 10 HzZ

L(ω)

10Hz

10kHz

250kHz

fm1

fm4

fm3 Conversão AM-AM Dinâmica

10

20

30

_A

M [

dB

]1MHzm4

Assímptota

t t

0

10

-10

AM

_ constante para

sinais fracos

Ped

Como não são considerados nem efeitos térmicos

nem traps, a presença de efeitos de memória

-20 -10 0 10 20 30-30 40Pin [dBm] Na saturação, o

gráfico de AM/AM

seguirá uma recta ro M

. Cab

ral

p , p ç

longa (histerese nas curvas AM/AM) na zona de

potências médias dependerão apenas da ZBB

apresentada à saída do transístor

seguirá uma recta

de declive 1dB/dB.


apresentada à saída do transístor.


2 F ê i d M d l ã f 3 F ê i d M d l ã f

10kHzfm2

2. Frequência de Modulação fm2 3. Frequência de Modulação fm4

10kHzfm2

ZL(ω)

10Hz

250kHz

1MHz

fm1

fm4

fm3

ZL(ω)

10Hz

250kHz

1MHz

fm1

fm4

fm3

1MHz 1MHz

30

40fm2 = 10 kHz

Conversão AM-AM Dinâmica

30

40fm4 = 1 MHz


Ped10

20

M_

AM

[d

B]

10

20

M_

AM

[d

B]

ro M

. Cab

ral

-20 -10 0 10 20 30-30 40

0

-10

AM

-20 -10 0 10 20 30-30 40

0

-10

AM


-20 -10 0 10 20 30-30 40Pin [dBm]

-20 -10 0 10 20 30-30 40Pin [dBm]


4. Frequência de Modulação fm3

10kHfm2

ZL(ω)

10Hz

10kHz

250kHz

fm1

fm4

fm3

1MHzm4

30

40fm3 = 250 kHz


Ped10

20

30

_A

M [

dB

]

ro M

. Cab

ral

20 10 0 10 20 3030 40

0

-10

AM


-20 -10 0 10 20 30-30 40Pin [dBm]


1. Introdução





Ped



ro M

. Cab

ral



E t t b lh t i t t t ib i ã d l ã d• Este trabalho representa uma importante contribuição na modelação de

dispositivos activos fabricados em GaN;

O d l ã li d i it i l t i i d t t b lh f i• O modelo não-linear de circuito equivalente, originado neste trabalho, foi o

primeiro capaz de prever as características de distorção, observadas em HEMTs

de GaN;de Ga ;

• O procedimento de extracção aqui detalhado, alivia a necessidade de utilizar

optimização não-linear;p ç ;

• A extensa comparação entre resultados experimentais e medidos é também

considerada muito valiosa e pode servir como termo de comparação para futuros

Ped

p p ç p

trabalhos de modelação envolvendo GaN;

• A aplicação do modelo ao estudo do impacto da impedância de saída nas ro M

. Cab

ral

p ç p p

conversão AM/AM pode também ajudar a compreender e a compensar os efeitos

de memória estáticos e dinâmicos.


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