ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA

DISEÑO Y CONSTRUCION DE UN CONVERTIDOR DEFRECUENCIA DE 60-400 Hz TRIFÁSICO DE 200 V 600 W

PARA CARGA RESISTIVA

LUIS MARCELO ACONDA GUAMANZARA

TESIS PREVIA LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO ENLA ESPECIALIZACION ELECTRÓNICA Y CONTROL

Certifico que que el presentetrabajo ha sido realizado ensu totalidad por el Sr. LuisMarcelo Aconda G.

/gol Banda" GamboaDIRECTOR DE TESIS

A MI QUERIDO

PADRE

AGRADECIMIENTO

A la Escuela PolitécnicaNacional, sus profesores yAutoridades, por la formacióncientífica y tecnológica que mebrindaron

ÍNDICE

1. CAPITULO I . GENERALIDADES

1.1. INTRODUCCIÓN 11.1.1. Fundamentos del transistor bipolar de juntura (BJT) 11.1.2. Características capacitivas del BJT .................................................. 11.1.3. Encendido del BJT 21.1.4. Apagado del BJT 31.1.5. Área de operación segura 31.1.6. Transistor darlington de potencia 4

1.2. MODOS DE FUNCIONAMIENTO DEL SISTEMA .............................. 5

1.3. DIAGRAMA EN BLOQUES 6

1.4. ANÁLISIS DE LOS BLOQUES FUNCIONALES 61.4.1. Inversor DC - AC trifárico de potencia 61.4.2. Operación básica del circuito transistorizado 71.4.2.1. 'Onda cuasi-senoidal de cuatro niveles. 81.4.2.2. Onda cuasi-senoidal de tres niveles. 91.4.3. Transformador trifásico 600VA-400Hz. 101.4.4. Rectificador monofásico tipo puente semicontrolado. ..................... 121.4.5. Circuitos de control de rectificador puente semicontrolado. .............. 141.4.6. Transformador monofásico de potencia. 161.4.7. Generador de pulsos para el puente trifásico transisíorizado. ......... 171.4.7.1. Circuito generador de pulsos. 171.4.7.2. Disparo de dos transistores simultáneos del circuito puente. 181.4.7.3. Disparo de tres transistores simultáneos del circuito puente ............ 19

1.5. CIRCUITOS AUX. DE PROTECCIÓN - POLARIZACIÓN. 191.5.1 Circuito snubber de encendido. 201.5.2 Snubber de apagado. 211.5.3 Circuito snubber de s&bre corriente 221.5.4 Snubber para configuración tipo puente. 241.5.5 Protección de sobre corriente 241.5.6 Circuitos rectificadores de polarización 24

CAPITULO II . DISEÑO Y COSTRUCCION DE UN CONVERTIDORTRIFÁSICO DE 600W 200V 400 Hz.

2.1 Requerimientos técnicos del sistema. 26

2.2 Diseño del inversor trifásico tipo puente transistorizado 262.2.1 . Construcción de un transformador trifásico de 400 Hz. 272.2.2 Generación de la onda cuatro niveles con carga L . 342.2.3 Generación de la onda tres niveles carga L . 362.2.4 Determinación de los elementos de potencia del puente ............ 38

transistorizado .2.2.5 Diseño de los circuitos de disparo y control de los transistores de

potencia 392.2.6 Protección de los transistores, contra sobre corrientes. 412.2.6.1 Apagar el transistor de potencia Q1. 412.2.6.2 Suspender las fuentes de alimentación 422.2.7. Red Snubber para el circuito tipo puente. 442.2.8. Protección de sobre voltaje 452.2.9. Disipador de calor 45

2.3. DISEÑO DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS PARA ELDISPARO DE 2 Y 3 TRANSISTORES DE POTENCIA. 46

2.4. DISEÑO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPOPUENTE SEMICONTROLADO. 50

2.4.1. Diseno del circuito de control de disparo. 522.4.2. Encendido del puente transistorizado y fijación del voltaje nominal del

sistema. 53

2.5. DISEÑO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POT. ......... 55

2.6 CIRCUITOS AUXILIARES. 632.6.1. Protección de sobre corriente a la salida 632.6.2. Circuito ON-OFF del circuito 642.6.3. Fuentes de polarización de los circuitos de control 652.6.3.1 Polarización del circuito de control de disparo trifásico. 652.6.3.2 Polarización del circuito de control del puente semicontrolado 682.6.3.3 Fuente de polarización de los circuitos manejadores de base de los

transistores de potencia. 69

CAPITULO ill .- PRUEBAS EXPERIMENTALES.

3.1 RENDIMIENTO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DEPOTENCIA 72

3.2 PRUEBAS DEL RECTIFICADOR SEMICONTROLADO . 73

3.3 PRUEBAS DEL PUENTE TRANSISTORIZADO TRIFÁSICO 753.3.1 Onda 4 NIVELES3.3.2 Onda 3 NIVELES

3.4 PRUEBAS DE RENDIMIENTO DEL EQUiPO . 763.4.1 Onda 4 NIVELES .3.4.2 Onda 3 NIVELES .

3.5 FORMAS DE ONDA DEL INVERSOR. 78

CAPITULO IV .- EVALUACIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS.

4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS EXPERIMENTALES. 864.2 DESCRIPCIÓN DE LOS ELEMENTOS DE OPERACIÓN Y

PROTECCIÓN DEL EQUIPO. 874.3 OPERACIÓN DEL EQUIPO 884.4 CONDICIONES DE INSTALACIÓN DEL EQUIPO. 884.5 ESPECIFICACIONES DEFINITIVAS. 894.6 ANÁLISIS TÉCNICO ECONÓMICO. 89

CAPITULO V.- CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES.

5.1. Conclusiones 925.2. Recomendaciones 93

REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS 95

ANEXO N° 1 . - Diagramas circuitaies y placas impresas. 96

ANEXO N° 2 .- Especificaciones técnicas 97

PROLOGO

Como antecedente se debe destacar que en un importante centro demantenimiento aéreo del país, debido a las actividades que allí se efectúan,requiere la utilización de generadores trifásicos de 400 Hz 200V como porejemplo el equipo "HOBART BROTHERS COMPANY" de 60KVA. Este convertidores del tipo motor - generador con un motor eléctrico trifásico de 480V 60Hz yuna potencia de 75 KW ; cuando funciona en vacío consumen 15A por fase yen el encendido ocasiona una corriente de arranque de 125A.

El citado generador tienen como cargas : una sección de motores , bancos deprueba, laboratorios de instrumentación, electricidad y electrónica . Normalmente elsuministro de energía con 400Hz a los laboratorios no es continuo sinoperiódico, donde se efectúa el chequeo y reparación de partes eléctricas oelectrónicas del avión, con baja potencia en el orden de 20W a 100W.

Económicamente, e! costo de operación de este tipo de convertidor es muy altopor la potencia del motor eléctrico , mientras que desde el punto de vistaeléctrico para estos laboratorios el rendimiento del generador es muy bajo,relacionando el suministro de energía eléctrica que requiere la carga y elconsumo de los motores de 60Hz.

Luego de haber descrito esta realidad y como una aplicación de la electrónicade potencia , se decide trazar como objetivo de esta tesis, el diseño yconstrucción de un convertidor electrónico de frecuencia de 60Hz a 400Hzpara el uso apropiado en los laboratorios señalados, con una salida trifásicade 200V mas el neutro y una potencia de 600W, con la opción de obtenerdos tipos de onda cuasi senoidal de tres y cuatro niveles.

Inicialmente se plantea los fundamentos teóricos indispensables para la mejorcomprensión del conversor implementado, así como de la técnica empleada yse explica de manera detallada la obtención de los dos tipos de onda.

Luego se explica ei diseño de la parte de ' potencia y de los circuitos demando para la conducción de los transistores , que se usan como switches delinversor, poniendo especial interés en las protecciones del mismo. Acontinuación se presentan los resultados experimentales obtenidos a partir de laoperación del equipo, lo cual sirve de base para las conclusiones y re-comendaciones generales sobre el tema.

CAPITULO

GENERALIDADES

1.1 INTRODUCCIÓN

1.1.1.FUNDAMENTOS IMPORTANTES DEL TRANSISTOR BIPOLAR DEJUNTURA (BJT) [1 ]

Los transistores pueden ser del tipo PNP o NPN, siendo el segundo el más comúny que lo vamos a utilizar en este diseño, aprovechando su característica de trabajoen la región de saturación o como switch electrónico.

Estructuralmente podemos mencionar que existen dos diferencias importantes conel resto de transistores:

• El espesor de suebase es mayor, por lo que se determina que la ganancia decorriente p es pequeño (menor a 15).

• El colector de un transistor NPN está compuesto de dos capas con dopaje deportadores perfectamente identificados N- y N+, llamando a la zona negativacomo "Región de Drift".

Base Y Emisor

Región DriñN-

ColectorTFigura 1.1 Estructura de un BJT de potencia NPN

1.1.2. CARACTERÍSTICAS CAPACITIVAS DEL BJT.

Debido a las características eléctricas se determinan unas capacitancias, prin-cipalmente entre el emisor colector y la base emisor, que no permite que seencienda y apague instantáneamente el transistor. En el proceso de encendido seproduce un retardo porque primero se debe cargar las capacitancias CBE para quefluya la IB requerida y luego obtener una subida de la corriente del colector a suvalor de encendido, todo esto en un tiempo que depende de la CC-E-

Para el apagado, al transistor se le debe remover las cargas de la base quemantiene la corriente de saturación lc en un tiempo mínimo de almacenamiento ts yluego la corriente del colector descenderá en un lapso .que depende de la constantede tiempo, determinada por la capacitancia de la juntura B~E.

1.1.3. ENCENDIDO DEL BJT [1]

De la magnitud de la corriente del colector depende el valor de la corriente mínimade base o la menor cantidad de carga almacenada, que debe ser mantenida en elBJT a fin de ser encendido, con estos antecedente en la figura 1.2 se muestra lasecuencia de encendido y apagado de un transistor de potencia.

VBE

'CE

Encendido

td (on)

t'BE

trí

(ON)

tfvl

IB(OKF)

VBE (OFF)

t fv 2 ts t rvl t |v2 t

Figura 1.2 Encendido y Apagado del BJT

El primer tiempo parcial td(on) se produce al acumularse las cargas en la base hastaobtener un voltaje VBE aproximado a 0,6 V, instante en el cual la corriente de colectorsube, alcanzando su valor de encendido en un tiempo de retraso trí y al mismoinstante el VCE empieza a descender.

En ttvi se produce la cuasi saturación a medida que la inyección de portadores en laregión Drift se incrementa desde la base. En tfv2 el descenso de VCE es lentadebido a que desciende la ganancia de corriente (3, entrando así a la región de durasaturación y por último se llega a la región de saturación completa del transistor.

1.1.4. APAGADO DEL BJT [1]

Se desearía que al disminuir la corriente de base se apague el BJT, pero esto nosucede, porque el voltaje VBE se mantiene hasta cuando duren las cargasalmacenadas en la base, a pesar que IB = O .

En la práctica, las cargas de la base deben ser extraídas abruptamente por mediode una corriente negativa controlada por un circuito manejador de base, cuyofuncionamiento se explica posteriormente. Con este circuito, el proceso de apagadose inicia cuando el VBE es cambiado a un valor negativo y en consecuencia seproduce una circulación inversa de IB durante un tiempo de almacenamiento ts, la lcpermanece en su valor de estado de encendido; luego de este tiempo el transistorentra en cuasi saturación cuando el voltaje VCE empieza a decrecer, como seaprecia en la figura 1.2

Cuando la distribución de carga almacenada y reducida a O en la juntura C-B al finalde la región draift, el voltaje VCE sube lentamente en trvl y el transistor entra en laregión activa normal.

El incremento de la ganancia p hace que el VCE llegue a un valor igual que el de lafuente con mayor rapidez cuando la lc carga la capacitancia de la juntura C-B en untiempo trv2 y la le empieza a caer.

Después de un intervalo de tiempo de caída de corriente en tfl, el neto de la cargaalmacenada es removida y la lc = 0. El BJT entra en corto y la capacitancia de lajuntura B-E se carga negativamente con el circuito manejador de base y estaría listopara el siguiente período de encendido.

1.1.5. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA[1].

Es ía capacidad que tiene un BJT para disipar potencia, cuando por su base fluyeuna corriente determinada con el objeto de mantenerlo encendido. Tenemos dosáreas de operación: Directa e Inversa. La primera en régimen de conducción serepresenta en el área de subrayado de la figura 1.3 y ésta puede ampliarse si eltransistor trabaja en pulsos de muy corta duración. Dentro de esta área dedisipación, el BJT puede trabajar en forma segura la misma que es limitada por losparámetros lc y VCE que determinan valores de potencia establecidos por elfabricante.

los lo

IcM

Tj maax

/

. _ — _ — - — : V1» '

O.OOOOU1- sSegunda

^^ ruptura

0.00001 s

0.0001 s

¿VCR logVceBV ceo

Figura 1.3 Área de Operación Segura Directa

La curva de operación segura inversa determina la capacidad de manejarcorrientes y voltajes con la juntura B-E polarizados inversamente.

1.1.6. TRANSISTOR DARLINGTON DE POTENCIA

En esta tesis se emplean transistores darlington cuya configuración consta en lafigura 1.4, que se caracteriza por tener ganancias de corriente hpe en saturaciónmuy baja, en consecuencia se necesita una corriente de base muy alta en el ordende unidades de amperios.

D2

R2

Ql

R1

.01

Figura 1.4 Conexión Darlington

En esta estructura, el transistor auxiliar QD es el que proporciona la corrientenecesaria a la base del transistor principal QI para su activado y el factor deamplificación (3 equivalente es igual al producto de los factores de los dostransistores.

El transistor principa! es eí que actúa directamente con la carga y estaconfiguración es encendida y apagada con un circuito que maneja su terminal debase, semejante al control que se efectúa con un BJT de potencia convencional.

La presencia de las resistencias R-i y R2 disminuyen el tiempo de apagado de lostransistores al descargar las capacitancias existentes B~E y adicional D2 sirvecomo un camino directo de la IB negativo para el apagado de QD y enconsecuencia QI. D1 es un diodo de protección en anti-paralelo incorporado en eltransistor para cargas inductivas.

1.2. MODOS DE FUNCIONAMIENTO DEL SISTEMA

Este equipo puede generar dos tipos de onda que son escogidas por medio de unselector ubicado en el panel frontal. Una de las ondas es cuasi-senoidal trifásicade cuatro niveles con una potencia máxima de 600VA 200V a 400 Hz, cuyasaplicaciones son diversas en aviación.

Figura 1:5 Onda cuasi-senoidal de cuatro niveles.

Con el mismo selector podemos escoger la generación de una onda trifásicacuasi-senoidal de tres niveles 600VA, 200V, 400Hz. Como se presenta en lafigura 1.6.

Figura 1.6 Onda cuasi-senoidal de tres niveles

1.3. DIAGRAMA EN BLOQUES

El sistema está conformado principalmente de cinco bloques que se describensegún la figura 1.7 y como se detalla a continuación ;

• Transformador monofásico de potencia .• Fuente de polarización de los circuitos de control.• Circuito rectificador monofásico tipo puente semi-controlado .• Circuito generador de pulsos que activan un circuito puente transistorizado

de potencia.• Inversor DC - AC trifásico de potencia.

FIJADOR DE VOLTAJE

FUENTE DE POLARIZACIÓN

Figura 1.7 Diagrama en bloques del sistema

1.4. ANÁLISIS DE LOS BLOQUES FUNCIONALES.

1.4.1. INVERSOR DC-AC TRIFÁSICO DE POTENCIA.

Consiste básicamente de un circuito puente transistorizado como el de la figura1.8, cuya carga es un transformador trifásico D -Y. Este puente está compuestode tres ramales, cada uno tiene un transistor ubicado en la parte superior y otroen la parte inferior al cual se le aplica un voltaje rectificado E.

E (VDC)

Figura 1.8 Puente trifásico transistorizado

1.4.2. OPERACIÓN BÁSICA DEL CIRCUITO TRANSISTORIZADO.

La manera como se activa los transistores es importante para obtener la formade onda en la carga. Con la ayuda gráfica se lo puede explicar de la siguientemanera:

1.4.2.1. ONDA CUASI-SENOIDAL DE CUATRO NIVELES [3].

En la figura 1.9 se puede apreciar tos siguientes gráficos :

Figura 1,9a: En cualquier instante se activan simultáneamente dos transistoresdel puente, controlados desde sus bases, eliminándose por completo la posibilidadde que se activen dos transistores del mismo ramal, por lo que se produciría uncorto circuito franco. Se tiene un problema en los instantes de conmutaciónlocalizados en ios tiempos : [ O, 1/6, 2/6, 3/6, 4/6, 5/6, 1] T, por lo que se pondráénfasis en ¡mplementar circuitos que controlen el inicio y el final de estos pulsos.

En la figura 1.9b : Para los tres primeros pulsos de reloj que compone la onda ;asociando valores de voltaje y flujos de corrientes, se obtiene un circuito equi-valente de la carga para esos instantes.

Figura 1.9c: Se presentan las formas de onda de voltaje que se obtienen en lacarga trifásica del circuito, en base al punto anterior.

CLR

CLK

B,

B4

B6

V

1/6T 2/6T 3/6T 4/óT 5/6T T

En el circuitogenerador de pulsos

Figura 1.9a Diagrama de pulsos aplicados a los transistores de potencia.

t : O - T7S

VAB = '/*VBC = -'/,£

Figura 1.9 b Circuito equivalente de la carga.

-J5.

VBC

Ve-CA

E/2

-E/21

-E

3/6T

Figura 1.9c Forma de Onda de voltaje en la Carga.

Figura 1.9 Obtención de la onda cuasi-senoidal de 4 niveles

1.4.2.2. ONDA CUASI-SENOIDAL DE TRES NIVELES [3] .

En el gráfico 1.10 se aprecia que en el mismo instante se activan trestransistores, uno de cada ramal y secuencialmente dos de la posición superior yuno inferior o viceversa. Al igual que en el caso anterior, en la Figura 1.6 sepresenta el análisis para la obtención de esta onda.

vMu ci circuito ¡iuncmOür ik-pulsos

O 1/6T 2/6T 3/6T 4/6T 5/óT TFigura 1.10a Diagrama de tiempo de pulsos aplicados a los transistores de Potencia.

i: O a T-6 t : Tj6 a 2T/6 T : 2TV6 a 3t/6

VBC = - VBC =V = - E

Figura 1.10 b Circuito equivalente en la carga.

VABE

-E

VBC

'CA

E

1/61 2/6T 3/6 F 4/6T 5/6T TJ.

Figura l.lOc Forma de onda de voltaje en la carga.

Figura 1.10 : Obtención de la onda cuasi-senoidal de tres niveles.

1.4.3. TRANSFORMADOR TRIFÁSICO 600VA - 400 HZ

Un transformador para 400 Hz se puede construir tomando en cuenta lassiguientes consideraciones :

10

1.- Relacionando la cuantificación de Neuman de la Ley de Faraday ; estableceque la fem media inducida en una bobina N espiras es :

Emed = f N0 B 1CTV ecuación 1.4

F* = Factor de forma

Esto significa que no se puede dejar de tomar en cuenta la frecuencia, debido aque se establece el flujo mutuo máximo admisible para la frecuencia o una tensióndada. Así, los transformadores proyectados para funcionar a una frecuenciaestablecida, no pueden funcionar con otra frecuencia sin las correspondientesvariaciones de tensión [4] como se deduce a continuación :

F = 400 Hz

EP Voltaje PrimarioES Voltaje SecundarioS PotenciaIP Corriente Primarials Corriente Secundaria

EP'= EP ce 60/400IP' = s/EpIP - Ip'Sí i r— i

— Ip tp

f = 60 Hz

EP'Es'S1

IP'Is'

ecuación : 1 - 5ecuación : 1 - 6ecuación ; 1 - 7ecuación : 1 - 8

Con esta aclaración podemos construir transformadores a diferentes frecuenciasde trabajo, en base de procedimientos conocidos para aquellos que funcionan a60Hz.

CONSIDERACIONES GENERALES PARA LA CONSTRUCCIÓN DE UN TRANS-FORMADOR .-

Se mencionan los siguientes aspectos [4] :

Frecuencias .-La velocidad de variación del flujo en el circuito magnético 30 I d\. tiene unainfluencia predominante en la forma del ciclo de histéresis dinámico. Cuanto máselevado es el termino dH / dt o de inducción, mas elevada deberá ser la intensidad •magnetizante. El campo magnético debe ser más elevado para compensar elefecto de las comentes de Foucault.

11

Espesor de las chapas .-Si para una frecuencia de utilización impuesta se desea reducir las corrientes deFoucalt, es necesario aumentar la resistencia a la circulación de estas corrientes,o sea elegir un material con reluctancia más elevada o utilizar chapas magnéticasde menor espesor.

Tensión aplicada .-Cuanto más elevada es la tensión de alimentación, mayor es la velocidad de lavariación del flujo y por consiguiente las corrientes de Foucault son más intensas yel ciclo de histéresis dinámico es más ancho,

Temperatura .-Una elevación de la temperatura tiene por consecuencia la disminución de lainducción de saturación y el aumento de la resistividad eléctrica del materialmagnético.

Pérdidas en el circuito magnético .-Para magnetizar un núcleo es necesario suministrar cierta energía, debido a quelos materiales ferromagnéticos se oponen a un cambio de estado, hay sensiblespérdidas de energía que se disipan en calor.

Además, por efecto joule las corrientes de Foucault engendra pérdidas adiciona-les.

Para un ciclo de histéresis dinámico no podemos afirmar lo que era válido en elcaso del estudio del ciclo de histéresis de un material "estático" ya que laintensidad del campo en el núcleo es igual en todo instante a la del campo creadopor arrollamiento. Esta última es más elevada ya que la corriente que recorre elarrollamiento es necesaria no solo para magnetizar sino también para compensarla producción de las corrientes parásitos de Foucault. Todas estas pérdidas enconjunto toman el nombre de "pérdidas en el núcleo".

1.4.4. RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPO PUENTE SEMICONTROLADO.

Se elige la construcción de este tipo de rectificador por las siguientes razones :

• Este equipo va a trabajar solamente con 110-120V - 1 Ph

• Es necesario una regulación de voltaje o mantener el valor E indicado en lafigura 1.8 , por posibles variaciones de voltaje de la red de alimentación osobrecarga del equipo.

12

CIRCUITO DE

DISPARO

fusible

220V 60H2Vr Co

G1

DI

G2 -C1

D2

Cs(td)

CF

OV

Figura 1.11 Rectificador monofásico semicontrolado tipo puente.

En el diseño de los conversones estáticos se requiere tomar en cuanta los si-guientes aspectos básicos y especificaciones del equipo [5] ;

• Diseño de las redes supresoras de transistores• Elección apropiada de los disipadores de calor• Dimensionamiento de ios fusibles y/o disyuntores.

Suponiendo que la corriente media que necesita el puente transistorizado es id,cada elemento del conversor conducirá esa corriente Id durante medio período delínea y e! otro medio período permanecerá bloqueado. En consecuencia lascorrientes de cada elemento serán :

media — Id / 2

rms =IdV2

m¿v = Irms x "V2

ecuación : 1 - 9ecuación : 1 -10ecuación : 1 - 11

El valor máximo de voltaje que deberá soportar cada elemento en estado debloqueo es igual ai valor pico máximo de voltaje entre las líneas de alimentaciónentregado por el secundario del transformador monofásico de potencia. Porejemplo :

Con un 10% de seguridad 200xV2x 1.1 = 31 Ov

Es importante limitar la velocidad de subida del voltaje aplicado al SCR colocandouna red R-C en paralelo [6]. Un método sencillo para determinar los valores R1 yC1 sin necesidad de conocer los valores de impedancia del circuito, sino tan solo

13

las características y la corriente que circula por cada tiristor [6]. Se basa en lassiguientes ecuaciones :

C' = 2,5 nF It ecuación : 1 - 12A

R' = 2/3 VDRM ecuación : 1 - 13ITM

IT = Corriente media del tiristorVDRM = Voltaje máximo repetitivo del tiristorITM - Corriente máxima en el tiristor

Con estos resultados y en base a las recomendaciones se puede calcular losvalores R y C para las distintas configuraciones del conversor AC - DC [6].

C 1 = 2C' ecuación ; 1 - 14R2= R ' /2 ecuación: 1 - 15

1,4.5. CIRCUITO DE CONTROL DEL RECTIFICADOR PUENTE SEMiCON-TROLADO.

A este circuito están acoplados otros que cumplen las siguientes funciones :

* Un circuito que precise exactamente el valor E , fijando un ángulo dedisparo a los SCR.

• Un circuito temporizado que en el encendido del equipo no permite que sepolarice a este controlador sino en un tiempo mayor a 2.5 m. seg. , con elobjeto de que los pulsos sincronizados que llegan a los transistores de potenciacumplan al menos un ciclo completo antes de ser aplicados a éstos, debido aque no sabemos en que condiciones iniciales se encienden los F-F al momentodel activado t < 0.

• Un generador de función rampa que trabaja luego de que es polarizado estecircuito, para que el voltaje rectificado se incremente desde O hasta E, con elfin de disminuir el 3V / 5t de los transistores de potencia, en el instante deencendido del equipo.

Este circuito tiene las siguientes características :

7. Circuito de disparo tipo cosenoidal .-

Con este circuito efectuamos un control lineal de voltaje a la salida delrectificador, al realizar la comparación de la parte más lineal de la funcióncoseno, comprendida en el rango de 40° a 140° con un valor de la variable

14

Ve, obteniéndose un pulso positivo para el disparo de los SCRs con un tiempo deduración o ángulo de disparo que puede variar también en forma lineal. Estasfunciones se pueden apreciaren la figura 1.12.

Este circuito comparador es un compensador de fase (figura 1.13) cuya función detransferencia es la siguiente [7]:

_RxP2-XcP2R(P\-

Donde R<P2

-lOv

lOy

V Cos Wt

Ve

O

-lOv

Yo

Gl L

-lOv <Vc< lOv

Wt

Wt

Wt

Figura 1.12 Variación del voltaje con referencia cosenoidal.

15

VIN = VS£fS WT

Figura 1.13 Circuito de disparo

La amplitud de Av es la unidad en todo el margen de frecuencias y el retraso defase D viene dado por la fase de Av respecto a la frecuencia [7].

D(w) = - 2 d I dw [arctang (Xw) / P,]0= 2arctang27ifCP1

PI = tang (6/2)2 TI FG ecuación : 1 -16

En e! circuito anterior se compara la función de muestreo V Cos wt con el va-lor de Ve que va a variar de - 10V< Vc< OV .

2- Variable de control Vc.-

Es importante por las siguientes razones :• Fija exactamente ei valor de E .• Como variable sirve para realizar una realimentación de voltaje de la salida

del sistema a la entrada, para mantener constante el valor de E .• En el encendido del equipo, podemos .variar este parámetro como una función

rampa.

1.4.6 TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA .

Se requiere un transformador cuyo devanado primario se energice a I20v - 60Hzcon una potencia mayor 600 VA. Debe tener un número de devanadossecundarios todos aislados eléctricamente según la figura (1.14), los que sealimentarán a circuitos rectificadores de voltaje que polarizan a todos loscircuitos que a continuación se detalla :

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¡ I ) ' - Generdor de pulsos! i >— "* -

Control de disparo rectf. semicontld

: Disparo transistor Q1

120V-60 H Disparo transistor Q3

¡ £ ;•-.• Disparo transistor Q5! \o transistores Q2-Q4-Q6

Al rectificador semícontralado

Figura 1.14 Transformador monofásico de potencia y control

1.4.7 GENERADOR DE PULSOS PARA EL PUENTE TRIFÁSICO TRANSIS-TORIZADO .

De este circuito depende la obtención de las dos formas de onda objeto de estatesis , el mismo que consta de los bloques detallados en la figura 1.15.

1.4.7.1 CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS .

• Circuito contador en anillo programado .-

Es un tipo de contador que debe iniciar a la salida de uno de sus F-Fs enestado 1L y resto de F-Fs en O L [8 ] , Esta condición debe cumplirse cuando seenergice inícialmente el circuito, así que es necesario aplicar un preset al contadoren el estado inicial requerido antes de aplicar pulsos al reloj. Una manera sencillade hacerlo es aplicando un pulso momentáneo a la entrada DC SET de uno de losF- F [8] y otra entrada DC Clear del resto de F-Fs.

• Generador de onda controlada por voltaje VCO.-

Para obtener exactamente la frecuencia deseada , se opta por la posibilidad detrabajar un generador de pulsos cuadrados controlada por voltaje VCO como esel SN74LS 629 que se lo calibra a una f - 2400 Hz, puesto que en cada períodode la f = 400 Hz necesitamos 6 pulsos, como se aprecia en las figuras : (1.9) y(1.10).

17

Q1

Figura 1.15 Generador de pulsos para el puente transistorizado trifásico.

Este tren de pulsos se aplican a los relojes de los F-Fs y a un divisor de lafrecuencia para 6, este último pulso obtenido va a la entrada de un circuitoestable que presenta un pulso de Reset mínimo, que sirve para restablecer lascondiciones iniciales del contador de anillo en cada período de la f = 400 Hz.

• Circuitos amplificadores y opto acopladores .-

La señal de salida de los seis F-F van circuitos seguidores de voltaje yentregados individualmente a un opto acoplador. Este elemento permite acoplarla señal de este circuito que está a nivel de TTL con otros que trabajan a nivelesde voltaje diferentes y altas potencias.

1.4.7.2. DISPARO DE DOS TRANSISTORES SIMULTÁNEOS DEL CIRCUITOPUENTE.

Asociando el diagrama de tiempo de la figura (1.9a) y el de la figura (1.15) seprecisa la utilización del F-F SN 74 LS74A, que se caracteriza por tener lassiguientes condiciones de operación [9] :

18

COND.

123456

PNÍP1 ÍT OT rrPRE

LHLHHH

CLR

HLLHHH

CLK

XXXtt

L

D

XXXRLX

Q

HLH tHLQo

Q

LHH tLHQo

Es necesario que el pulso obtenido a la salida de un F-F debe estar en fasecon el que llega a la base de su respectivo transistor de potencia. Al activardos transistores simultáneamente para obtener la onda de 4 niveles en la carga,se puede apreciar que la alternativa N° 2 es la única para establecer lascondiciones iniciales de funcionamiento del contador en anillo con CLR = OLEn las alternativas 4 y 5 el contador trabajará normalmente con CLR = 1L.

1.4.7.3. PUENTE DISPARO DE TRES TRANSISTORES SIMULTÁNEOS DELCIRCUITO PUENTE.

Como en el numeral anterior, se asocian los diagramas (1.10a) y (1.15) conel mismo circuito lógico y otras condiciones adicionales que se explicaránen un próximo tema ; se puede asegurar las condiciones iniciales con CLR = Oy una operación de desarrollo del contador con CLR = 1.

1.5 CIRCUITOS AUXILARES DE PROTECCIÓN Y POLARIZACIÓN

La protección de los BJT en régimen de conmutación es importante, ya que es elinstante crítico de los elementos de potencia, por esta razón se debe utilizar loscircuitos o red Snubber de: encendido, apagado y sobre voltaje, y com-plementariamente las protecciones de sobre-corriente y elementos disipadores detemperatura ; la información ampliada de gráficos y resolución matemática se laencuentra en la referencia [1 ].

El BJT trabajando con ondas cuadradas y altas frecuencias obligadamente estáconectado a inductancias parásitas y en especial a! de la carga, que afectan en elinstante de encendido y apagado. Este fenómeno se aprecia en figura (1.16).

19

L1

u a ' L e

L1 L1: INDUCTAWCIA PARÁSITA

Le: INDUCTAMCIA DE CARGA

Figura 1.16 Inductancias parásitas de un transistor de potencia trabajando a altafrecuencia.

ic Encendido

switcheo ideal

• VApagado

K VCE

Figura 1.17 Curvas de encendido y apagado de los transistores sin protección Snubber

1.5.1 CIRCUITO SNUBBER DE ENCENDIDO [1].

El propósito de este circuito es reducir el 8i / di del transistor al encendido yademás el VCE se reduce al menor valor y en consecuencia su disipación. Esto seaprecia mejor en los siguientes gráficos :

Figura 1.18 Circuito Snubber de Encendido

20

En la figura (1.16) se presenta los voltajes y corrientes para valores pequeños ygrandes de las inductancias Ls.

Ls pequeñoE

Ls grande

tñ

le

VCE

trf

Figura 1.19 Formas de onda de voltaje y corriente con Snubber de encendido

Para seleccionar el valor RLS se debe considerar el apagado en la que se generaun sobre voltaje del transistor en un valor igual a :

= 0,1 E.

RT.S = 0.1 E ecuación : 1-17Ir

Para obtener el valor Ls se debe considerar el apagado, la corriente en lainductancia debe tender a cero de modo que la energía se elimine y el circuito estélisto para el siguiente encendido. Para este objetivo es importante la constante detiempo.

Ls / RLS -» t apagado min>2,3 l_s / RLS ecuación : 1 - 18

1.5.2 SNUBBER DE APAGADO [1].

Este circuito asegura que el voltaje VcE sig,q en.cero en el transitorio de apagado,mientras la corriente disminuye, para ello se utiliza el siguiente circuito.

-N

Figura 1.20 Circuito Snubber de apagado

21

.-4

Para el diseño de sus elementos se debe considerar previamente que antes delapagado, la corriente I0 del transistor esta altamente inductiva y el voltaje VCE - 0.

Al momento del apagado, la lc del BJT decrece con una ai / St, mientras que lacorriente por el capacitor es (I0 - le), de acuerdo a las siguientes expresiones :

les = lo t 0 < t < t f it f i

Ves = I Jo' les di

Ves = lo t2

2 Cs tfi

Si: t= tfi Ves = E

Cs = lo tfi2E

ecuación: 1 - 19

Por medio de la figura (1.21) podemos visualizar el tipo de capacitor que debemosescoger:

le

RBSQAlo

VceVd

Figura 1.21 Formas de onda y trayectorias durante el apagado

22

Si escoge un valor pequeño a Csi el voltaje del capacitor alcanza el valor de Eantes que la le del transistor sea cero. Pero si Cs > Cs-t el tiempo que se demoraen cargarse hasta- E es mayor que tf¡.

La presencia del capacitor alcanza el tiempo de caída de voltaje de modo queaparece una energía adicional a ser disipada por el transistor durante el períodode descarga del capacitor. Esta situación se corrige mediante el uso de una Rs enla cual se disipa la energía acumulada en el capacitor en los instantes deencendido del transistor.

WR = Ce E¿ ecuación : 1 - 20

Af escoger la resistencia se debe ver que el pico de corriente que lo atraviesa seamenor que la corriente de recuperación reversa del diodo (Irr) la cual puede limitara 0,2 I0.

Ro - ecuación : 1 - 210.2 lo

1.5.3 CIRCUITO SNUBBER DE SoBRÉV'OLTÁTE [ 1 ].

Figura 1.22 Circuito Snubber de sobre voltaje

En este caso asumimos que es .posible agrupar todas las inductancias en Lo.Inicialmente el transistor está conduciendo el voltaje en el capacitor Cov es igual aE y la corriente a través de Ls es I0. Durante el apagado el transistor se abre a laenergía almacenada en L0 se transfiere a C0v por medio de D0v- Igualandoenergías se obtiene:

Cpy Ay CE.-max - Lp le

2 2

23

Si tenemos un sobre voltaje de AVCEmax = 0,1 E

Coy = 100 Loln- ecuación : 1 -22Ez ^ ^

y en términos de _ = CSi

CQV =/^2QQ x Lo In^Csi ecuación : 1 - 23

1.5.4 SNUBBER PARA CONFIGURACIÓN TIPO PUENTE [1].

Figura 1.23 Ramal del inversor tipo puente con Snubber

Este circuito contiene en una misma configuración los tres tipos de circuitosanalizados anteriormente y protege a los dos transistores y diodos de recuperaciónde cada ramal.

El diseño del circuito Snubber para un ramal del conversor DC - AC tipo puente serealiza como si se tratara de un Snubber independiente.

1.5.5 PROTECCIÓN DE SOBRE CORRIENTE

Para proteger a los transistores de potencia trabajando a alta frecuencia senecesita que sea por medios electrónicos y se descarta el uso de fusibles. Estetrabajo lo realiza el circuito de la figura (1.24) en base a la resistencia Re quees el censor de corriente de carga donde se produce una caída de tensión . Estevalor es comparado con un voltaje de referencia fijado, tomando como base ala corriente máxima que se permitiría circular por el transistor de potencia.

24

Q4

Figura 1.24 Circuito de protección de sobre corriente en el transistor de potencia.

Si el valor de VRE > Vc, el circuito bloquea al transistor driver , aplicando unvoltaje negativo a la base-con la que dejaría fuera de operación al BJT en caso desobre corriente.

1.5.6.- CIRCUITOS RECTIFICADORES DE POLARIZACIÓN .-

De la figura 1.14, se observa que el transformador monofásico de potenciaentrega voltajes reducidos por medio de los bobinados secundarios que tienentap center, el cual será procesado en rectificadores de onda completa ,filtrados y fijados los voltajes por medio de diodos zener. Dependiendo de lanecesidad de los circuitos a los cuales se polarizará se obtendrán voltajespositivos+Vcc y voltajes negativos-Vcc con referencia a GND.

En este diseño se requiere cierto número de estos circuitos con voltajes ycorrientes diferentes, por lo son físicamente independientes y aisladoseléctricamente.

25

CAPITULO II

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN COVERTIDOR TRIFÁSICODE 600 VA 200V - 400 Hz

2.1 REQUERIMIENTOS TÉCNICOS DEL SISTEMA .-

El objetivo de este trabajo es obtener un convertidor de frecuencia trifásicocon ondas cuasi senoidal de tres y cuatro niveles de amplitud, bajo lassiguientes condiciones y objetivos :

CONDICIONES: V in = 110- 120vF in = 6 0 HzNo fases = 1

OBJETIVOS : Vout = 200 vF out = 400 HzN° fases = 3

Potencia = 600 VAForma de onda = Cuasi senoidal

Clase de onda = - cuatro niveles- tres niveles

PARA CARGA : Tipo Resistivo

2.2 DISEÑO DEL INVERSOR DE POTENCIA TRIFÁSICO TIPO PUENTETRANSISTORIZADO .

En referencia al gráfico (1.7), este circuito consta de los siguientes bloquescomo son :

* Transformador trifásico de potencia.* Puente trifásico íransistorizado.* Circuitos de mando y control de los transistores de potencia* Circuitos y elementos de protección

2.2.] CONSTRUCCIÓN DE UN TRANSFORMADOR TRIFÁSICO DE 400 HZ

La conexión apropiada que podemos dar al transformador trifásico es deltipo D-Y para acoplar al puente transistorizado.

26

En nuestro medio no existen textos en los que se encuentre establecido unprocedimiento para e! escogimiento específico del material y métodos deconstrucción de un transformador monofásico o trifásico de muy bajapotencia. Por esta razón, se optó por pedir asistencia técnica en la empresade transformadores "ECUATRAN" ( ciudad de Ambato ) y que consiste de unprocedimiento muy práctico como es el siguiente :

• Tomar en cuenta todos los requerimientos del numeral 1.4.3• Para transformar una fuente de tensión trifásica, se necesita un banco de

tres transformadores como presenta la figura 2.1 . Estos transformadoresindividuales tienen los mismos valores nominales de potencia y de tensiónen alta y baja.

• Es muy importante que cada una de sus bobinados sean identificados ymarcados adecuadamente, de manera que el subíndice de número imparpresenta polaridad instantánea positiva en ambos lados de baja y altatensión.

hU H2 Hi H2 Hi H2

xi

Fig. 2.1 Tres transformadores monofásicos idénticos y perfectamente marcados

Conexión del transformador trifásico D-Yo

Según la figura 2.1 y con la polaridad establecida se procede a conectarlos tres transformadores monofásicos de acuerdo al esquema de la fig. 2.2

NEUTRO

ia. 2.2 Conexión de un transformador trifásico DYo

El puente trifásico transistorizado entrega un voltaje de 115VRMS albobinado primario en configuración delta y con una relación detransformación de 1 ;1 se obtendrá en el bobinado secundario conectadoen estrella, un voltaje trifásico de 200 VRMS con neutro . Este paso sepuede representar vectorialmente de la siguiente manera .

PRIMARIO : SECUNDARIO :

VAB = 115 LO° VXY = 200 L-30° V XN = 115 L 0°

V DC = 115 Ll20° V YZ = 200 L 90° V YN = 115 L 120°

V CA = 115 L-1200 V zx = 200 L 150° V ZN = 115 L-1200

Importancia del neutro [10].-

• Por la configuración estrella del secundario, se puede producir unadistorsión en la forma de onda de tensión cuando esté en vacío o sincarga, ya que la corriente del tercer armónico se hace preponderante. Estasituación se corrige proporcionando una línea neutro a tierra.

• Un camino para las corrientes desequilibradas.

• Un medio por el cual puede proporcionarse un servicio eléctrico doble,tanto la tensión trifásica superior para las potencias y cargas de motoresmayores como una tensión monofásica inferior para las cargasmonofásicas.

• Un medio por el cual las tensiones de fase se equilibran en relación conlas tensiones de línea.

En función del voltaje rectificado E, se determinan los voltajes eficaces paralos dos tipos de onda :

VRMS (ONDA 4 NIVELES) - (1 / \'2) EVRMS (ONDA 3 NIVELES) = (V2 / V3) E

Para el caso extremo :E = Vmax = 115V * V 2

E = 162,6 V * 163V

La potencia de cada transformador monofásico será :

• Ejemplo el transformador monofásico A:

28

600VASA - — = 200 VA

1.- La fuerza contra electromotriz es:

£ = K E medio

£ = K ( 4 f N B A 1 0 8 ) ecuación : 2.1K : Factor de forma de la onda

E a f i c a xK = ! • ecuación : 2.2

E m e d i o

1 / \Para la onda 4 niveles: K = = 1.066

Para la onda 4 niveles : K =2 / 3

De los dos valores se escoge 1.066 para obtener el mayor valor de A

Luego: £ = 4.264 f N B A 108

2.- En la Empresa "Ecuatran " se consigue el material para el núcleo deltipo "Numetal" cuyas características se presentan en el Anexo 2.1 y serecomienda que B = 6.650 Gaus, W = 6.75 g r / c c y una relación V /vueltas = 1.6El área del núcleo es :

E ! NA = ~

4,264 xfx B

•1.6A = = 14.2 cirr

4,264 x 400 x 6650

3.- El tipo de construcción del núcleo, se decide por el acorazado quees el más conveniente para el caso y fácil de construir por el tipo deláminas obtenidas , según se muestra en la figura 2.3

Figura 2.3 Núcleo tipo acorazado

4,- Para este tipo de transformadores se' acostumbra usar arrollamientosconcéntricos como el de la siguiente figura:

Ns Np

bt

Np Ns

Figura 2.4 .- Disposición física concéntrica de los bobinados

Los datos constructivos del transformador son :

InputOutputPotenciaConexiónTipoV/vuelta

115 VRMS200 VRMS600 VAD-Yestructura tipo núcleo1.6 V/ vuelta

30

5.- Número de espiras del primario Np = 1 1 5 / 1 . 6 = 72 vueltas

6,- Número de espiras del secundario Ns = 200 /V 3 = 72 vueltas1.6

Del anexo N° 2.2 se aprecia que J = 2.8A/cm2

7.- Corriente del primario: 3 x Ip x115V = 600 VAip = 1,739 A

8.- Corriente del secundario : ^3 x Is x 200 V = 600 VAIs = 1,739 A

9,- Área de! conductor primario - secundario ;Secc = 1,739 / 2.8 =0,62 mm2

Este dato determina el calibre del alambre N° 21 AWG , cobre esmaltado.

10,-Area ocupada por el bobinado primario: 0,4105 mm"x72 - 29,55 mm2

11.- Espesor del molde de la bobina: 4.5 mm

12.-Altitud déla bobina: 72x0,7229x1,03 ~ 53,61 mm

13.-Altura de! núcleo : 53,61 + 4,5 = 58,11 mm

14.- Número de capas del primario: 1

15.- Perímetro de cada bobina = 2x7 + 2 x 2 = 18 cm

16. Pérdidas en el Cu del Primario y Secundario

Resistencia del alambre N°21 AWG :

R = (1.7241X 106x 18x72) / 0,04105

PR = !2x R = (1,74)2x 0.54W

PR = 1.633W

17. Pérdidas total de Cu en las tres fases :

3 x 1,633x2 = 9,798 W

18. Dimensiones del núcleo :

A = 8p cm B = 3 cm

C = 2 cm D = 7 cm

E = 2 cm

19. Pérdidas en el núcleo;

Volumen del núcleo = 3 x 0,95 x (14,2) x 8,15 = 329,709 cm3

Peso = 329,709x6,75 = 2.225,53 g = 2,22 Kg

Del Anexo No. 2.1 se obtiene que para 7.000 gaus => 2,54 W / Kg

a ; Potencia Hierro = 5,652 W

Pérdidas en las placas del yugo :

V = 2 x 7 x 1 x 0,95(20 + 8,5) cm3

Peso = 379,05x6,75

Peso = 2558,6 g

Peso = 2,558 Kg

Flujo en las chapas del yugo:

7000 x — = 3450g¿n¿y14,2 6

Del anexo No.2.1 se obtiene que para 3450 gaus @ 2,38 W/Kg

Potencia = 2,56 x 2,38 W

Potencia = 6,098 W

b ) Pérdida total del Núcleo:

P = 5,652+ 6,098 W

P = 11,75 W

32

Añadiendo un 10 % por pérdidas = 12,92 W

20. Pérdida Total Cu + Hierro:

Pérdida Total Cu + Hierro = 9,798 + 12,92 = 22,718 W

21. Eficiencia:Eficiencia = ( 6 0 0 ) 7 ( 6 0 0 + 2 2 , 7 1 8 ) = 96,3%

Pruebas del transformador%

Las pruebas se realizan Individualmente para cada transformador monofásico ,como son básicamente las pruebas de cortocircuito y circuito abierto trabajando a60 Hz.

Se obtuvo los siguientes resultados referidos al secundario de cada transformador:

PRUEBA

Circuito abierto. Vp=10,7V

Corto circuitoV = 3 V

ler. TRANSISTOR

P = 13W1 = 0,1 A

P=10,7W1 = 3,1 A

2do. TRANSISTOR

P = 13W1 = 0,11 A

P=11,3WI = 3,4 A

3er. TRANSISTOR

P = 1 2 WI = 0,9 A

P=11 ,2WI = 3,3 A

\e estos datos obtenemos los siguientes parámetros:Z = — = 0,96Qi 3

e = arcCo¿\^=- =73,04°

= ZSen73,04° = 0,

Xe = wLe

2x60

Ip 23S9

2.2.2 GENERACIÓN DE LA ONDA CUATRO NIVELES CON. CARGA L

En el gráfico N° 1.8 se observa el flujo de corriente hacia el tranformadorconectado como carga del puente transistorizado, para obtener los gráficos dela figura 2.5 con los cuales podemos realizar el siguiente análisis :

Vms(pnda cuatro niveles)——¿= E ecuación. 2.4V2

VRMS = H5V

E = V2x115V = 163V

La corriente de fase que se alimenta desde el puente transistorizado a la cargainductiva conectada en delta, se expresa así:

IRMS (cada carga) = 600 / 3x115 = 1,74 A

Por definición general tenemos : i = EtL

Observando la figura 2.5 , para t - 2T/6 y reemplazando en la ecuación de!segundo lapaso, tenemos que :

lAB = Imáx = E/ 2L [ 2T/6 +T/6 ] = EX/ 4L

Luego : E = 4 L F Imáx

T - 1/F

La corriente IAB en cada uno de los seis lapso componentes del periodo será :

IAB = E t/L O -T6

IAB « E/2L [ t+ 1T/6 ] -T-^-6 6

IAB -E/2L [t- 5T/6 ]

34

I A B = - E / L [ t - 4 T / 6 ] -T~>-T

IAB = - E / 2 L [ t - 4 T / 6 ] -T^-T6 6

IAB = E/ 2L [t- T] -T-+T6

Se determinó que :

Imáx = E / 4LF ecuación : 2.5

Consecuentemente el valor RMS de la corriente IAB , será la siguiente ex-presión :

IRMS(AB) = íj;( 8 / 2 7 ) Imáx ecuación : 2.6

Sabemos que : IRMS = 1,74 A

Luego; lMAx = 3,196 A

L = E / 4 F Imáx ecuación; 2.7

L = 163 / 4x400x3.196

L = 31,87 mH

La corriente de fase "A" que ingresa a la carga inductiva es ¡A = ¡AB — ¡CA,determinándose que la IMAX en esta fase es = 3,196 A y la corriente máxima con laque debe abastecer el transistor Q-i trabajamdo en la generación de una ondacuatro niveles será:

IBC

I/6T 2/6 T 3/6 T 4/6 T^v.

IMAX

IOA f.

IMAX

Figura 2.5 Generación de la Onda cuatro niveles. Carga L

2.2.3. GENERACIÓN DE LA ONDA TRES NIVELES. CARGA L

De las curvas del gráfico 2.6 se obtiene los siguientes valores:

\tres niveles) = —~ E ecuación :2.8

36

Si el voltaje RMS a la salida del puente transistorizado es 115 V

E = 115 V(3/2) = 141 VDC

Corriente en la carga es I RMS = 600 = 1,74 A3 x 115

Con referencia al gráfico 1,8 y a las figuras del gráfico 2.6, la función de la corrienteIAB en todo ei periodo, está expresada así:

lAB = (E/L)t - lomáx O -» 2/6 T

IAB = lo máx 2/6 T ~> 3/6T

IAB = - (E /L) t + lo máx 3/6 T -> 5/6T

IAB = - lo máx 5/6 T -* 6/6T

Donde para t - 2T / 6, la IAB = lo máx y reemplazando en su ecuación témenos :

lAB = lo máx = CE/L)2T/6 - lomáx

lo máx = E / 6 LF ecuación ; 2.9

ecuación : 2.10

loMAX - 2,34 A

L = E / ( 6 F lomáx) ecuación : 2.11

L = 141 25,1 mH6x400x2.34

La corriente máxima que debe circular por un transistor del puente trifásico paraeste tipo de onda y en un determinado lapso , es la suma de las corrientes quecirculan por los otros dos transistores ubicados en el lado opuesto de los otrosramales, entoces para ei transistor Q1 tenemos que ;

I CQI = 2 Imáx = 4,68 A

37

1/fiT 2/ííT 3/6 T 4/6 T :'6T T

IBC

>MA.\1

MAN

~ 'MAX

Uu ~ UB -

Figura 2.6 Generación de la onda tres niveles. Carca L.O C3

2.2.4. DETERMINACIÓN DE LOS ELEMENTOS DE POTENCIA DEL PUENTETRANSISTOR1ZADO.

Para dimensionar los elementos de potencia se toma como referencia los valoresmáximos de corrientes y voltajes determinados anteriormente.

De la generación de onda de tres niveles carga L concluimos que la corrientemáxima que deben soportar los transistores de potencia y diodos de conmutaciónes de 4.66 A, por lo que con fines de dimensionamiento, el elemento debesoportar por lo menos tres veces más de lo indicado.

Con respecto al voltaje, el peor de los casos se da para cuando los capacitores delos circuitos Snubber se cargan hasta el doble de la fuente DC de voltaje E, por lo

38

que se recomienda escoger un transistor y diodo para un valor de 2,5 E porseguridad.

Estos elementos deben tener tiempos de respuesta mucho mayores a 2,5 msegpara una relación de trabajo de 0,33. Luego de lo establecido los transistores depotencia BJT son de configuración Darlington, por lo que se elige a NTE98 y comodiodo de conmutación a! NTE506, cuyas características y especificacionestécnicas se adjuntan en los Anexos 2.3 y 2.4 respectivamente.

2.2.5. DISEÑO DE LOS CIRCUITOS DE DISPARO Y CONTROL DE LOSTRANSISTORES DE POTENCIA.

En el Diagrama N°1 se presenta : el circuito de disparo del puente transistoriza-do de potencia.

En este diagrama se describe las siguientes características ;

• Cada transistor de potencia tiene un circuito de control y polarización individualcon voltajes : + 12 V , - 3 V , GND

• Amplifica ía señal enviada desde e! circuito generador de pulsos por medio deopto acopladores y lo procesa con fines de control.

• Tiene un circuito driver manejador de base.

• Se puede controlar la relación de trabajo para evitar cortocircuitos en lospuntos de conmutación explicados en el numeral (1.4.2.)

• Se ejerce un control de sobrecorriente.

En el Anexo 2.5 tenemos las características opto acoplador NTE3044 y sedeterminó que para ld - 40 mA , lc = 30 mA , VCE = 0,6 V

T = 390 Q , 1/2 W

Variación de la Relación de Trabajo del Pulso de Control,

Aprovechando la característica capacitiva C - E del opto transistor que en vez deproducirse un flanco (-) del pulso V¡ se da una curvatura de descarga con untiempo de demora de 0,02 m seg, el cual se puede comparar con el valor Vs quees regulado con el potenciómetro P1 y se consigue disminuir la relación dve trabajodel pulso en la salida V-i , en un tiempo máximo Td que es suficiente para evitar

39

cruces de conducción entre los transistores que operan en la misma rama delpuente trifásico. En otras palabras se crea "un tiempo muerto" Td de la onda V-jcomo se presenta en la figura 2.7

Vd

Vi

0,6

VI

12V

td 12V

-3 V

Figura 2.7 ' Control de tiempo de activado del BJT

Circuito Manejador de Base del BJT

La señal V-j se obtiene de un comparador LM324 (sus características lasencontramos en el Anexo 2.6), del cual se puede obtener ondas cuadradas conflancos positivos y negativos perpendiculares. Esta señal se aplica a un circuitoamplificador de corriente del tipo par complementario, funcionando en regiónactiva norma! conformado por los transistores J-\ T2 que manejan el encendido yapagado del transistor darlintong Q-i (este circuito es tomado de la referencia [ 1 ]).

Por recomendaciones específicas en [1], la corriente de base mínima para queun transistor de potencia trabaje en la región de saturación debe ser igual a :

(1,5*2)^- ecuación : 2-12

Observando las especificaciones de! transistor dariingtong NTE98 del Anexo 2.3tenemos que :

40

Los transistores T-i y T2 son respectivamente el ECG1especificaciones técnicas ubicadas en el Anexo N° 2. 7

y ECG193 con

D -r "

VCE(TI}

Rc =

en el encendido = 2 V.en el encendido - 1.2V.

12 — 2K — 1 2K- - — : —- 8,8F

Normalizado : R =

En el instante en el que V1 pasa a ser negativo, el transistor Q-i deberíaapagarse en ese mismo instante, pero no sucede así por existir la característicacapacitiva BE, como se explicó en el numeral ( 1.4.2 ) . Luego es necesarioque se produzca una extracción abrupta de estas cargas, que se io puede realizarpor medio del transistor T2 que en ese instante está activado y es llevado a unafuente negativa de un valor inferior al VBE especificado en Q-j.

2.2.6. PROTECCIÓN DE LOS TRANSISTORES DE POTENCIA CONTRASOBRE CORRIENTES.

Básicamente el funcionamiento de esta protección se efectúa a partir de uncircuito operaciona! U^ que compara el voltaje de referencia V2 cuyo valor esdeterminado por la caída de tensión que se produce en una resistencia desondeo Re al circular una corriente máxima que podemos permitir pasar porel transistor de potencia . Por io que. si VRe > V2 , a la salida delcomparador U3 tenemos un nivel positivo. A partir del cual se aplica doscircuitos de protección de sobre corriente con los siguientes criterios :

2.2.6.1 APAGAR EL TRANSISTOR DE POTENCIA Q1.

La amplitud de esta señal se controla con un potenciómetro R3 y es invertida enel amplificador U2, para tener un voltaje V6 y V7 negativo en la bases deT1 y Q1 respectivamente, logrando su apagado instantáneo.

Se precisa que : 7r(^n/;zox = 5 A

Re = 0.18

El divisor de voltaje conformado por R4 y RS esta tomando de la fuente -3V, yaque la referencia (GND) de este circuito está ubicada en el emisor deltransistor Q-j. Para los circuitos que activan los transistores de potencia Q2) Q4 yQ6 según el diagrama citado el divisor se lo toma de la fuente +12V.

VRE = 0.18x5 = 0.9

Rx3l'0,9 =

R4 =2 .3R5

R4 - 23 KQ 0.25WR4 = 10 KQ 025W

Para los transistores pares ;

R14 = 12.33R15

R14 = 120 KQ 0.25W

R15 = 10 KQ 0,25W

R2 y R3 = 10 Ka 0.25W

Para visualizar el instante de falla se utiliza un diodo Led ECG3003 cuyas ca-racterísticas se adjuntan en el Anexo 2. 8.

JJ

2.2.6.2. SUSPENDER LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN.

Con esta seña! se activa también el opto transistor OT1 con el objetivo dedesconectar instantáneamente la fuente continua E, ya que este elementoaplica un pulso positivo en la entrada del circuito mono estable, conformado

por un timer 555 (ver el Diagrama N° 2 , que presenta el circuito censor desobre corriente de los transistores de potencia S.C.) y la salida se obtieneun pulso positivo con un tiempo de duración suficiente con el que sepuede activar al transistor T7 y en consecuencia a la bobina del contactorCs , abriendo un contacto normalmente cerrado ubicado entre la fuente E yel puente transistorizado.

En este instante se activa también el contactor C1 que tiene uno de sus con-tactos NC en el circuito ON - OFF de! sistema, precediéndose a desactivar to-talmente el equipo.

Esta secuencia es importante , puesto que en el instante de apagado delequipo no podríamos predecir la transición que tomarán los pulsos aplicadosal puente de potencia hasta que todas las fuentes lleguen a OV. Por esta razóntambién se ubica el pulsante de apagado OFF del equipo en paralelo con losopto transistores que llegan a este circuito.

Sus valores se determinan de la siguiente manera :Del Anexo 2.5 , e! opto acoplador ECG 3044 se consideran los siguientes:

lc(on) = 10mA @ VCE = OV

Vcc - VER50 =

le

26V - 5VR50 =

10 mA

R50 * 2,2 K c¿ , 0.25W

R51 = VE / IER51 - 5 / 10mAR51 * 470a , 0.25 W

Rz = Vcc - 5 V / izRz = 26 V- 5 V / 80 mARz * 220 £ , 2W

R53 = Ve- 0.6 V / 1B (T1 )R53 = 5 V- 0.6 V / 60 mAR53 - 69 £ , 2 W

2.2.7. RED SNUBBER PARA EL CIRCUITO TIPO PUENTE.

En la figura (1.20) se resumen las protecciones tipo Snubber para un circuitotransistotrizado tratados en el numeral 1,5. Para tal efecto, se tomará en cuentalos valores de corriente y voltaje críticos determinados anteriormente.

f=400 Hz.

Relación de trabajo = 0,5

lo = 4,68 A, E = 163V

t off = t (off state)= 0,125 m seg.

t f¡ = 2 m seg .

De la ecuación 1.17 Rs = 0 , 1 x 1 6 3 7 4,68Rs = 3,48 Q 76W

En nuestro medio se puede conseguir dos resistencias de 8 W - 40 W que sepueden colocar en paralelo y ser equivalentes a! valor especificado para RS.

toff. x. Rs

De la ecuación 1.18 Ls <-2,3

Ls< 0,189 mH

luego Ls = 95,2 p.H

lDe la ecuación 1.19 CSI =

CS1 = 4 }68x2x10'3 / 2x163 =

Csi = 33 uF - 400V

De la ecuación 1.2.1 Ro = E/ 0,2 x lo

Ro = 163 / 0,2 x 4,68

Ro = 150,3 Q

•*- RO ~ 2

44

PRO = 0,033 x10 3 x (163)2x400 / 2

PRO - 0,25 W

R0= 150 W, 0,25 W

De la ecuación 1.22 C0 = -5—

Cs = 7,99 uf

C s = 10 uf , 400 V

2.2.8. PROTECCIÓN DE SOBREVOLTAJE VCE.

Otra alternativa de protección contra sobre voltaje de los transistores de potenciaes colocar un diodo zener de valor (2 a 3) x E conectado ai emisor - colector, conel fin de que todo voltaje excedido al valor máximo especificado por el BJT searecortado por este semiconductor a un valor de 400 V colocando dos diodoszener ECG 5166 .

En el Diagrama N°3 se presenta conjuntamente las protecciones Snubber y sobrevoltaje de un ramal del puente trifásico.

2.2.9. DISIPADOR DE CALOR.

Los problemas térmicos son los más importantes que afectan a lossemiconductores. Puede afirmarse sin temor a exagerar que la mayoría de fallasencontradas son debido a temperatura excesiva en las uniones.

A pesar de no existir fórmulas de diseño fijos que proporcionen lasespecificaciones de los disipadores para determinada aplicación, existen unospuntos que se deben tomar en cuenta [12] para seleccionar el tipo de disipador,que en resumen se refieren a la resistencia térmica del disipador:

• La eliminación por conducción desde el material usado que depende de suestructura y de la mayor superficie en contacto con el ambiente.

• La eliminación de temperatura por radiación (se aconseja que el acabado deldisipador sea de color negro mate).

• La eliminación de temperatura por convección pura que depende de ladiferencia de temperatura entre el aire y el disipador.

La combinación de estos caminos de eliminación del calor es lo que se conocecomo coeficientes de expansión térmica (d) que para material de aluminio es :

45

3 mW / cm¿

Luego de la selección de los disipadores térmicos que requieren ios tiristores,diodos y transistores, los que contribuyen a ios conversores estáticos del equipoconstruido, se ha utilizado las referencias expuestas anteriormente y ciertosresultados experimentales como monogramas necesarios para su dimen-sionamiento que al contrario nuestro mercado local carece de estos datos.

En la práctica, tomando en cuenta cómo se puede ensamblar en la placa delcircuito impreso, se ha escogido disipadores de Al con aletas verticales, cuyaforma y dimensiones garantizan un adecuado enfriamiento por convección naturaly una resistencia térmica razonable de la forma que se presenta en la figura 2.9.

Donde : A= 5,8 cm B = 5,1 cmE = 2,9 cm

C = 6 cm

Figura 2.9 Forma y dimensiones de los disipadores térmicos.

2.3. DISEÑO DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS PARA ELDISPARO DE 2 Y 3 TRANSISTORES DE POTENCIA.

Con referencia a la figura 1-15 y continuando con lo planteado en el numeral1.4.7, se necesita que el circuito esté polarizado con una fuente de+5V, yaquetrabaja con elementos lógicos TTL.

El Diagrama N°4 presenta: el generador de pulsos para el puente transistorizadoG.P, en el cual podemos ver el desarrollo de este diseño.

En una de las curvas características del VCO 74L5629 de la figura (2-10)podemos determinar por interpolación el valor del capacitor ( C21 = 0,02 pF ) quehace que genere pulsos cuadrados a una frecuencia cercana a 2.400 Hz ; pero al

46

conectar un potenciómetro de 50 Ko a! pin CONT FREC, se logra precisar conexactitud esta frecuencia y con 2,8 V como señal de control.

'LM24. '[.M2P., 'LS6M

OUTIMJT PREOUPNCYvi

EXTEBNAL CAPACITANCF

.-.L.,-I_K I - H j o - ? 10-6•"' Cnnacitaiicrí - T

10 5

Figura 2-10 Función F(C)

La frecuencia obtenida es aplicada directamente a los relojes de los F-F ydividida por 6 en el c.i. ECG4022 con características indicadas en e! anexo N°2.10. Los pulsos de 400 Hz pasan por el circuito aestable, obteniéndose unpulso con flanco (-) que se aplica a los CLR del anillo, asegurándose lascondiciones iniciales con las que deben trabajar los F-Fs en (t = 0) en cadaperíodo de la f=400Hz como se aprecia en la Figura2.11.

VCO (out)F=2400 Hz.

-5-6

5V-5t r

Figura 2-11 Ondas obtenidas a l a salida del VCO, divisor de frecuencia ycircuito aestabie.

47

El "Selector N°2" permite cambiar la estructura del anillo de F-Fs haciendoactivar dos o tres transistores de potencia y en cada caso las condicionesiniciales (c.i) son diferentes . Para este propósito se utiliza ei flip flopSN74LS74A con características establecidas en el Anexo 2.11.

Cuando el CLR = 1 y PRE = Vcc se produce una transferencia de datos desdela salida de cada F-F a ía entrada de otro contiguo, de acuerdo a los pulsos dereloj que en este caso son 6 en un tiempo de 2,5 m seg. Como se visualiza en lossiguientes cuadros ;

• Desplazamiento de pulsos para ei activado de 2 transistores según la figura1.12.

t = 2,5 mseg.

CLKC.I.

1°Oí

3C

4°?°6°

O U TFF1

111000n

FF20011000

FF30001]00

FF40000310

FF500000i1

FF61100001

Figura 2-12 : Estado de los F-Fs para el activado de dos transistores.

Cuando CLR = 1 y PRE = Vcc , se observa que cada F-F se encuentraactivado continuamente durante dos pulsos de reloj.

Si CLR =1 , PRE = Vcc en un tiempo tendiendo a O, se establecen lascondiciones iniciales con los FF : 2, 3, 4 y 5, con un nivel OL fijado en la salida Q,mientras que el F-F 1 y 6 con un nivel 1L en su salida Q.

Para cerrar el Lazo desde el FF6 al FF1 se lo hace por medio de un inversorlógico para igualarlos a los otros F-F, que tienen normalizada la entrada D ysalida Q.

• Desplazamiento de pulsos para el activado de 3 transistores.

El análisis anterior se aplica para este caso, y lo más importante es que paralos dos casos se utiliza todos los elementos del circuito y los cambios circuitalesque se requieren, se efectúan por medio de un switch de dos posiciones"SELECT 2" instalado en ei circuito selector de onda y encendido "S.O.", porestar ubicado en la parte frontal del equipo.

48

t = 2,5 m seg.

CLKC.I.1°2°3°4°5°6°

O U TKF1

1111000

KF20011100

FF300011

. 10

FF40000111

FF50100011

FF61110001

Figura 2-13 : Estado de los FFs para el activado de tres transistores.

De la salida de cada F-F pasa a un circuito amplificador de comente que alimentaal diodo de un opto transistor en serie con un led que permite visualizar elfuncionamiento de las F-F(s).

Con el propósito de prueba y para visualizar el funcionamiento del circuito seubica un selector "SELECT3" al cual se le puede aplicar en uno de suscontactos un generedor de pulsos de 10Hz.

Délos Anexos 2.5 y 2.8 se consideran los siguientes valores :

Led ECG3003 VF = 2.2V @ IF = 35 mAOpto NTE3044 VF = 2V @ IF = 40 mA

Puesto que estos dos elementos están enserie y para asegurar el activado delopto acoplador se considera que: I = 30 mA , VF (led) -1.2V y VF(opt) = 2V

R21 =

R21 =

R21

R22 =

R21 =

VCC - VF(led)- VF(opt)

30 mA

5V - 1.2 V - 2V

30 mA

68 Q 0.25 W

VCC - VCE(ON)

14 mA

5V - 0.2 V

14 mA

49

R21 = 330 Q 0.25 W

2.4. DISEÑO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR MONOFÁSICO TIPO PUENTESEMICONTROLADO.

En ios numerales 2.2.2. y 2.2.3 se determinó la I máxima que va a circular por untransistor a plena carga es de 4,68 A, pero por motivo de diseño, a este valordebemos darle un margen de seguridad, y es así que la fuente entregará unacorriente directa Id =10Á, con la que procedemos a dimensionar los elementos delpuente rectificador semicontrolador presentado en la Figura 1.11.

La corriente de cada elemento es ;

Id— = 5A-

Id

I max= 10 A.

E! voltaje a la salida de! rectificador es :

E = Va = Vdo(1 - Cos a) ecuación : 2-13

Vdo = Vs V 2 x (2/n) ecuación : 2-14

Va= 163 V

Vs = Voltaje RMS en el secundario del transformador

163 = Vs x 0,9 x (1 - Cos a ) Ecuación : 2-15

El valor del ángulo para el disparo lo tomamos dentro de un rango en el que lafunción coseno tiende a ser linea!, esto es desde 40° a 140°.

a = 80°

163

0,9(1-(,tty.80°)

Vs = 220 V.

50

Los elementos semi conductores deben tener las características mínimas

VoRM-311 Vx1,1 - 342,1 v.

Por seguridad se escogen los siguientes elementos ;

El tiristor ECG 59 25 20 A - 600 V

El diodo ECG 55 59 20 A - 600 V

ver Anexo 2.12

nF IdDe la ecuación 1-12 : C = 2,5x—-x—-

A 2

C'= 12,5 nF

C322 - 0,02 uF-600 V

De la ecuación 1-13 R=-I max

2 342,1R=-x ~

3 10

R'= R322 = 22,80 Q

R322 =110

R322 - 10Q-0, 25 W

El filtro capacitor CF se dimensiona de la siguiente relación

c =

E 163= - = - = 16,30

r = % en rizado = 5%

f= 120 Hz

51

r~< ,

2^3*163*120*0,05(1 + 0,

C = C F = 2.716,5 uF,

Luego : C F = 3.300 uF - 500 V DC

Paralelo a CF se conecta una resistencia de 5.200 Q - 5 W en paralelo, con elpropósito de que la energía almacenada pueda disiparse adecuadamente en Rcuando el equipo se apague.

2.4.1. DISEÑO DEL CIRCUITO DE CONTROL DE DISPARO DE LOS SCR.

El circuito es alimentado por una fuente de ± 12 V y su referencia GND estáconectado al terminal positivo E y su funcionamiento es según se presenta en elDiagrama N°5 ( Del circuito de disparo del puente rectificador semicontroladoR.S.)

T° / ¿D ' O "\e la ecuación 1-16 R = —

1 27r.fC}

d = C31 = 0,1 uf

C = 80°

f = 6 G H z .

P! = R305 = 22.255 Q

PI es un potenciómetro de 50 K Q con el que se fijará exactamente el desfasajeen 90° de la seña! de entrada y salida del operacional U1A.

VJN es una señal de muestreo del voltaje secundario del transformador (220 V) enel circuito de disparo :

V|N = 10 Sen Wt.

R302 * 18VPor tanto; 10V =

R301 + R302

R302 = 10 Ka - 0,25 W

R301 = 15 Ka - 0,25 W.

52

De la salida de U2 se aplica al Gate del SCR por medio de un amplificador decorriente :

IG = 40 mA.

VGj=1,5V.

12 -0.6 - 1.5Por tanto ; RG =

40mA

RG= R313 s 270 a - 0,5 W

La resistencia dei emisor de T1 Re = = 40 90.036,4

= R314 = 47 a-0,5 W

En este diagrama tenemos el selector "SELEC4" cuya presencia es pormotivo de prueba , para fijar manualmente el valor de E por medio delpotenciómetro R325 . En la otra posición permite el paso de Ve con variacióntipo rampa .

En relación a la ecuación 2-13 podemos decir que en el encendido de los SCRsinicia en ( a = 0°) y el valor de E crece de O V a 163 V en un tiempo determinado.

2.4.2. ENCENDIDO DEL PUENTE TRANSISTORIZADO Y FIJACIÓN DELVOLTAJE NOMINAL DEL SISTEMA.

La aplicación deí voltaje E a! puente transistorizado debe ser tomando encuenta dos detalles :

• Dando un tiempo de espera o asegurando que los pulsos aplicados alos transistores de potencia sean estrictamente los establecidos en losgráficos N°2-12 y N°2-13.

• Aplicar e! voltaje E según la variación de una seña! rampa, evitandouna activación instantánea y violenta de los transistores de potencia

En el Diagrama N°5 se ubica un circuito temporizado , el cual permiteaplicar la fuente Vcc-12V a! circuito de disparo luego de 10 segundos de

ser encendido e] sistema; por lo que antes de este tiempo el circuito notrabajará,

El tiempo es fijado por una red RC en la que R220 = 10Ko y C220 = 100uFque son elementos de un circuito comparador conformado por un c.i. MC 1741ilega a activar a un relé de 12V.

En el Diagrama N° 6 (Circuito de activado del puente transistorizado y selec-tor de onda S.O.) se puede resumir por el diagrama de bloques de la Fig 2-14.

•función f-ampa

-FC- t :>= -a±t-b

REF.

/

-Fijador

\

del

\R

V norn.

VcC-t}

OD J .

i-f icadar de

HDDV

Figura 2-14 .- Diagrama en bloques del circuito de encendido del puentetransí sí orizado

Este circuito también entra a funcionar luego de 10 seg. de activado elsistema , y es así que el amplificador de la función rampa f(t) = - a * t + bgenera un voltaje V1 que va de OV a +10VDC en un tiempo determinadopor eí condensador C41 = 220 uF y el potenciómetro R403 de 50 kQ . Comose observa el generador de esta función está conformado por tresoperacionales en la que U4 con el transistor T41 dan condiciones iniciales a!circuito integrador U3 , mientras que U5 funciona como circuito diferenciadorde un lazo realimentado de! integrador y una constante de referencia igual a Vcc.

La señal V1 es invertida en U2 e ingresa a un sumador U1 . En esteamplificador se puede ver que cuando V1 =0, Ve es igual a cualquiera de losvoltajes de referencia, por ejemplo -9V para la onda de tres niveles.Se requiere la presencia de dos valores diferentes de voltajes como referencia,ya que como veremos más adelante para una cierta carga , alimentarlo con

54

200V RMS requiere un voltaje Ve =-1.6V para la onda 4 niveles y Ve = -5.7Vpara la onda 3 niveles, luego son diferentes situaciones que son escogitadaspor el mismo selector" SELECT2".

E! incremento lineal de V1 produce una disminución lineal de Ve y de igualmanera el incremento del valor de E en el circuito puente transistorizado y enconsecuencia en el voltaje de salida del conversor; es por ello que se elaboraun circuito fijador de voltaje nominal , a través de una seña! de muestreo tomadopor un transformador conectado a la salida del sistema conversor y entregandoun voltaje de 4 VRMS a 400Hz y en cualquiera de los dos tipos de onda.

Esta señal ingresa a un circuito rectificador de onda completa y su procesocontinua al pasar por un circuito que conforma el c.i. U7, donde se determina elvalor medio de la onda . En la salida de este circuito se puede fijar con elpotenciómetro R430 para que cuando el voltaje a la salida trifásica delgenerador sea 200V nos de un valor medio de -1.4V a la entrada delcomparador V6 y al llegar a este valor se active el relé "C4", con lo que desdeese instante e! valor de V1 se mantiene constante si no existe disminución en elvoltaje de muestreo.

En este mismo circuito se encuentran montados tres elementos en el panel deoperación del equipo : un potenciómetro para ajuste fino del voltaje de salida elcual es habilitado por un selector "ADJ" que esta ubicado junto a este elemento yel selector N° 2 para escogitar el tipo de onda .

2.5. DISEÑO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA.

Es necesario realizar un recuento de todos los voltajes y corrientes para diseñarlos bobinados secundarios que alimentan a los diferentes circuitos, y son lossiguientes :

a) Puente semiconírolado 220 VRMs , 7 ARMs

b) Circuito de disparo monofásico DC : (± 12 V , 0,6 A)RMS (15 V , 0,6)

c) Circuito generador de pulsos para el disparo del puente trifásico :

DC : (5V , 0,6 A)RMS : (15 V , 0,6)

d) Manejador de base de los transistores Q-i , Q3 y Qs:

DC : (12 V , 1 A, d = 0,5 ) ; ( -3 V , 0,5 A , d = 0,5 )RMC: (15 , 1 , 5 ) ; (5 V, 0,5 A)

' e) Manejador de base de los transistores Q2 , CU y Qe :

DC : (12 V , 1,5 A); (-3 V , 0,5 A)RMC: (15 , 1 , 5 ) ; (5 V, 0,5 A)

Para los tres últimos transistores que tienen sus emisores conectados a la mismareferencia (OV) se utiliza un solo circuito de polarización.

d = relación de trabajo

Para determinar exactamente el valor de corriente en la mayoría de los casos sedebería multiplicar por 0,707, pero por seguridad se lo ajusta a la unidad.

Luego :

PT = (220 x 7) + 2 (15 x 0,6) + (6 x 0,6) + 3 (15 x 1 x 0,5) + 3 (5 x 0,5 x 0,5)+ (15x1 ,5 )+ (5x0,5)

PT= 1540 + 72,85

PT= 1613 VA

El desarrollo del diseño de este transformador se lo hará en base a un métodopráctico planteado en la referencia [13 ] y [14 ].

DATOS DEL DISEÑO :

VP= 120 V

Vs = Todos los voltajes especificados en el gráfico (1.14) como 220 V y 30 V contap center, etc.

P = 1.613 VA

Enfriamiento - aire

Tipo - Estructura tipo núcleo

Datos de! núcleo = 10.000 GAUS -1,78W/Kg, w = 7,53 g r /cc

Hierro lamido E -I con gramo orientado M4

En la Figura 2.15 se presenta una sugerencia matemática o gráfica con la cualpodemos determinar la relación v / vueltas :

56

10 100 1000 ¡0.000

<VA

. Volt per rara T. kV.A. cnrrc for trinsfonner

Figura (2-15) Relación de los voltios por vuelta de un transformador.

1) Donde ;

De la ecuación 1.4senoidal

£ = 4,44 F x N x B x A 10"8 para la onda

A

E

N4.44*60*9,550

A = 39,9cm¿

2) Número de bobinas primarias ;120

vueltas

>) Número de bobinas secundarias :

220

LO I vueltas

Nota: Los secundarios S0, S00, $1, S3l S5 y S246 , por las característicasdetalladas deben ser construidos de manera similar tanto en número devueltas , calibre de alambre y con tap center.

4) N5Q = 30 /1,01 = 30 vueltas de los cuales 15 vueltas se realizan en unsentido y las restantes en el otro.

57

5) Corriente en el primario : IP = 1613 VA/ 120V = 13,44 A

6) Corriente en ios secundarios :- Bobinado para el puente semi controlado : Uc = 7-Bobinado para los circuitos de polarización: lsc-1 ,5A

7) Calibre del alambre primario : r = lp / d

d = 2,80 mm

r = 13,44/2,8

r =4,8

Se escoge convenientemente el calibre de alambre AWG No. 10 cobreesmaltado

s = 5,2617 mm2

d = 2,58 mm

w = 46,8 gr/m

8) Calibre de alambre secundario :

- Bobinado para el puente semi controlado r =7 /2 ,8

r =2,5

Por seguridad se elige alambre AWG No. 13 cobre esmaltado

s = 2,624 mm2

d = 1,823 mm

w = 23,35 gr/ m

- Bobinado para los circuitos de polarización :r = 1,5/2,8

r = 0,536

Calibre AWG No. 19 s = 0,65 mm2

d = 0,11 mm

58

w= 5,8 gr/m

9) Área mínima ocupada por el bobinado primario :

A = 5,26 x 119 = 625,94 mm2

A = 6f26 cm2

Se recomienda fijar una relación de 1 a 10 entre altura y ancho

10) La longitud del carrete de bobina es : L = 8 cm

11) Número de vueltas que se puede ubicar en cada capa de bobina

V 8B(P} 0,258

= 31 vueltas para e! primario

V 8= 43 vueltas para secundario-163 VB(AC, 0,1823

V 8— fí8— oo vueltas para la fuentes de polarización

12) Número de secciones o capas por bobinado :

119

espesor =0,258 x 4espesor = 10,32 mm

218N$(AQ = — =6

espesor = 6 x 1,83espesor = 10,98 mm

Número de capas de los bobinados secundarios de polarización

6*30- =3

88

espesor = 3 x 0,9.1 = 2,73 mm = 0,27 cm

59

13) Dimensiones del núcleo :

A= 11,4cmB = 17,1 cmC = ",7 cm

D = 2,85cmE = 5,7 cmF = 8,5 cm

H = 2,8 cm

14) Disposición física de los bobinados :

Ks Np Np ; ; Ns

15) Aislante entre bobinas primarias y secundarias del tipo Kraft 0,05 m.

Espesor = 0,15 mm.

CALCULO PE PERDIDA8 •-

16 ) Cálculo de pérdidas en el núcleo ;

60

Vol = 39,9x8,5x0,95 cm3

Vol = 322, 19cm3

Masa = V x ó

Masa =322,19x7,5

Masa = 2,255 Kg.

Pérdida dei núcleo = 2,255 x 2,2

Pérdida dei núcleo = 4,96 Watios

17 ) Pérdidas en láminas de sujeción :

Vol = 2 (25,6 x 2,85 x 7 x 0,85 ) cm3

Vol = 868,224 cm3

Masa = V 5 = 868,2 x 7,5 Kg.

Masa = 6,512 Kg.

Densidad de flujo = 4775 gauss - 0,2 W / gr

Punto de sujeción = 6,512 x 0,2 W

Punto de sujeción = 1,302 W

18 ) Sumatoria de pérdidas en el hierro más un 10 % :

PFe= (4,96 + 1,302) x 1,1 =6,262 W

PFe = 6,262 W

PERDIGASEN EL COBRE

19 ) Longitud de una vuelta :

2 (5,7 +7) = 25,4 cm

20 ) Longitud de todo el alambre primario :

L = 25,4x119 cm

. 6]

L = 3044,6 cm.21 ) Resistencia del primario :

R = d (I/A)

!,724;cl(r6Jc3Q44,60,0526

R = 0,099 Q

PR= (13,44)2x 0,099

PR= 17,88 W

22 ) Resistencia secundaria AC :

L = 25,4x219cm

L = 5562,6 cm

I,724;cl0-6;c5562s6/? = — —

0,0183

R= 0,520

PR. secundaria AC - 72 x 0,52

PR. secundaria - 25,48 W

23 ) Resistencia de los bobinados de polarización :

L = 25,4x30cm

L = 762 cm

0,0065

R = 0,202 Q

P = 0,202 (0,62 + 0,62 x 2 + 12 x 3 + 0,52 x 3 + 1,52 + 0,52) W

P = 0,2 (7,33) W

Pso=1,4W

62

24 ) Sumatoria de las pérdidas en e! cobre más el 10 % ;

Pcu= 1,1 (17,88 + 25,48 +1,4) W

Pcu-49,23 W

25 ) Sumatoria de las pérdidas en el hierro y cobre :

Pr - Pe + Pcu

Pr = 6,26+ 49,23

Pr = 55,496 W

26 ) Eficiencia a plena carga;

16131613 + 55,49

= 96.6%

2.6. CIRCUITOS AUXILIARES

Dentro de este bloque encontramos aquellos elementos o circuitos que sirven parala protección, operabilidad y polarización de todo el sistema electrónico construido.

2.6.1. PROTECCIÓN DESOBRE CORRIENTE A LA SALIDA

En los terminales de salida del transformador de 400 Hz, se conecta un relé desobrecogiente trifásico, e! cual consta principalmente de un relé térmico conreposición automática, con la factibilidad de regular el rango de corriente máximapermisible desde 0,5 a 4A y un aislamiento de 250 V.

El relé es calibrado de acuerdo a la siguiente expresión;

&ÜO. \'Á = Í3.T2007

'£00

Fusibles para el cortocircuito del transformador trifásico.

• Fusible para el bobinado primario ;

Potencia = V3 Ip VA

63

600W = V3 Ipx 115Ip = 3,015 A

Se debe instalar fusibles de 3 A 250v en lastres fases.

• Fusible para el bobinado secundario :

Potencia = V3 Is Vxy600W = V3 Isx 200

Is = 1.74 A

Los fusibles que corresponde instalar son de 2 A 250v en las tres fases

SECUNDARIO

RT

Figura 2.16 Protección de sobrecorriente a la salida del Sistema.

2.6.2 CIRCUITO ON-OFF DEL EQUIPO.

Para el encendido y apagado de! circuito se utilizarán dos pulsantes queconjuntamente con el mecanismo automático de un relé térmico y un switchselector del tipo de onda que se va a generar; actúan la bobina de un contactor yenergiza el transformador de potencia.

I J C'^___S_«s«is —S.-.c.i- J C^:i .\ >

KEUTRO

Figura 2.17 Circuito automático de encendido y apagado del Sistema.

64

En el gráfico 2.17 se aprecia que cuando está trabajando el equipo y se deseacambiar la generación del tipo de onda a la otra, se produce un apagado total delsistema por lo que se deberá empezar nuevamente con el ciclo de encendido quese detalla de la siguiente manera;

• Se presiona el pulsante ON.• Después de 10 segundos se polariza el circuito de control de disparo del

rectificador semicontrolado.• Por último el voltaje E crece desde cero voltios después de transcurrido

aproximadamente 12 segundos, y es entonces cuando el equipo estágenerando en condiciones óptimas.

2.6.3 FUENTES DE POLARIZACIÓN DE LOS CIRCUITOS DE CONTROL.

De acuerdo a la estructura electrónica establecida se necesita contar condiferentes circuitos de polarización, puesto que ciertos bloques específicos debentrabajar con un aislamiento eléctrico o porque la ubicación del elemento principal apolarizar requiere que se fije un nivel referencial de voltaje distinto. Es así que setiene los siguientes circuitos de polarización :

2.6.3.1. POLARIZACIÓN DEL CIRCUITO DE CONTROL DE DISPAROTRIFÁSICO:

Vcc = 5 V

GND=OV

I = 0,6 A.

Para obtener estos parámetros se requiere del circuito rectificador regulado de lafigura 2.18 y se describe de la siguiente manera;

DI

VI

h|fl

VIf\2

Ci

1+

REGULADOR

DE

VOLTAJE

^

5 VDC

C2.4-

T

Figura 2.18 Rectificador de onda completa con regulación de voltaje

65

C, =—r= /=- ecuación, 2,17

donde; RLi ^Vode/Iodc,

VoDC = 20 V

loDC = 0,7 A

fi = 120 Hz

TI = 10% de rizado

Q = — r - - - — = 712V3 x 28,57 x 120 x 0,1(1 + 0,W3)

C,= 1000^-257

C2 filtra el rezado que se produce al introducir la señal de control de frecuenciaque es igual a 2,4 KHz.

1 «R,27TfC2

C7 » ecuación > 2,18

,0,6

C » - - - - 7,22 2^rx 2400x8,33

El regulador de voltaje consiste del siguiente circuito:

66

20 VDC IL.1

<<¿

> RC>

\3

VV—

OH

^ v v •

~ 0.1

W k!fl

sr

/\/

> Rl>

RS

Figura 2.19 Regulador de voltaje de 5V 0,6A

TCG272

le = 2 A

ÍFE = 25 Oí

Si; IC2 = 20 mA

Q2: C536E5D

le = 500 mAVCE = 80 V

= 100

= 20-30j,u

,2 100

1-1 5*^* 1 D*l' I *0¿

h = 1 mA

67

R2 =,6 + 0,6 4,2

ImA ImA

R2 = 4,7 KQ

lL=lc i -0,6A

-/!+/ = 600 + 1ha ~ 2500

IBI = 0,24 mA

1 = IBI + Ic2

1 = 0,24+ 10= 10,24 mA

^ 20-6,23" 10,24

Ra = 1500Q -0.5W

2.6.3.2 POLARIZACIÓN DEL CIRCUITO DE CONTROL DEL PUENTESEMICONTROLADO:

V+- 12 V

V- = - 12 V

GND = 0

I = 0,5 A.

Se emplea el circuito de la figura 2.19.

Lo, i^¿ C3 |j

p

,

ií""1 "

C^ _"

-- C2

_i

^ C-4

- i.z-VOc

Figura 2.20 Circuito rectificador de ± 12 V

68

Se utiliza el diodo Zener ECG

Vz= 12V-0.5 W

C ... /-N1 - C3

Si :lz= 10 mA

V -Vr> _ * IN Y Z

' 500+10

Rz= 15Q-5W

De la ecuación 2.18;

2?rxl20x-05

2.6.3.3 FUENTE DE POLARIZACIÓN DE LOS CIRCUITOS MANEJADORESDE BASE DE LOS TRANSISTORES DE POTENCIA.

Utilizando la misma configuración de la figura 2.19 se tienen tres fuentes igualesde polarización para los transistores de potencia del puente trifásico Q-i , Q3 y Q5

con ios siguientes requerimientos:

^ 12 V v- = -3V

!MAX.= 1 A lMAX.= + 0,5A

Relación de Trabajo:

5 = 0,5 5 = 0,5

l = 0,5 a 1 = 0,25 A

69

Rzi = 15 Q 5W

RZ2 = 68 Q 5W

C2 = 47 uF

C4 = 10 uF

Una última fuente de polarización para el manejo y control de los transistores depotencia Q2 , CU y Qs que deben facilitar los siguientes parámetros:

= 12 V V- = -3V

1 = 1 I = 0,5 A

8 = 1 5 = 1

Rzi =8Q-10 W

- 10 W

C4 = 47

Banco de resistencias para la salida en vacío

Con el objetivo de obtener la forma de onda que puede generar elequipo a la salida del transformador trifásico cuando está sin carga, seinstalan tres resistencias de bajo consumo conectadas a cada una de lasfases y el neutro .Estas resistencias son de 1000 Q 10W.

• Extractor de calor

Los diferentes bloques circuitales producen disipación de calor yespecialmente aquellos que se los denominan de potencia que vienen aelevar la temperatura de trabajo de todo el equipo y es por ello que seinstala un ventilador para que se produzca la extracción del aire calientepara renovar con aire proveniente del medio exterior y tratar de disminuir latemperatura.

70

Este elemento se ubica estratégicamente junto a los transformadores ypuente transistorizado y se caracteriza por ser de 12VDC 0.5 ADC 120 CFMAl igual que se procedió alimentar a circuitos anteriores, en formaindependiente se toma de un bobinado secundario , se rectifica y se fija en12V.

71

CAPITULO

PRUEBAS EXPERIMENTALES

Una vez comprobado el adecuado funcionamiento del equipo construido yrealizado los ajustes de los valores de elementos para cumplir con el objetivoplanteado, se procede a las pruebas experimentales.Los instrumentos utilizados en las pruebas son los siguientes :

• Multímetro digital TRUE RMS FLUKE 8060 con:Medición de voltaje ACMedición de voltaje DCMedición de frecuenciaMedición de resistenciasPinza amperimétrica DC 20 A máxMedición de junturas de semiconductores

• Pinza amperimétrica DK PRECISIÓN 350 AEscala de comente 200 A máx.Medición de resistencia 200 OHMEscala de voltaje AC 750 V máxFrecuencia de trabajo 500 Hz máx

• Osciloscopio BK PRESICION de dos canales 10 MHz

• Multímetro analógico SIMPSON MOD 260

• Fuente rectificada HEWLETT- PACKARD dos fuentes 0-50VDC 1 A máx.

• Banco de cargas resistivas.

A continuación se realizan las pruebas más importantes tendientes a verificar lascaracterísticas y especificaciones del equipo.

3.1 RENDIMIENTO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO DE POTENCIA

A partir de esta prueba y en adelante se procede a variar el valor del voltajerectificado obtenido en el puente semicontrolado "E", por medio del potencióme-tro R325 de 50KQ ubicado en la "placa de disparo del rectificador semicontroladoR,S." una vez que el conmutador "SELECT 4 " sea puesto en la posiciónmanual.

72

Con la utilización de una pinza amperimétrica digital DK 350A, el multímetroFLUKE 8060 y el multímetro analógico "Simpson" se procede a medir lacorriente y el voltaje a los dos lados del transformador para evaluar surendimiento como se presentan en la Tabla (3.1)

Vp

VRMS

110110110110110109.8

ip

ARMS

0.728.57 '9.6210.712.613.2

Pp

W

79.2942.71058.2117713861449.4

Vs

VRMS

0196.68167.81137.83133.98120.78

Is

ARMS

4.45.777.69

10.2

Ps

W

0865.40968.251047.531205.821231.96

n

0.9180.9150.890.870.85

Tabla 3.1 Cuadro de rendimiento del transformador monofásico de potencia a 120VÓOHz

3ÜU 600 900 1200 1500 W

Fig. 3.1 Rendimiento del transformador de potencia de entrada 120 V - 60Hz

3.2 PRUEBAS DEL RECTIFICADOR SEMICONTROLADO

Con e) uso de dos voltímetros de precisión en DC, se toman lecturas de losvalores de la variable Ve del control de disparo y el voltaje de salida delrectificador semicontrolado "E".

73

VeVDC-12-10.5-9-7.5-6-4.5-3-1.51

-0.8I -0.5

EVDC02085110115140155170200230270

Tabla 3.2 Obtención del voltaje E en función de Ve

Vc(V) -12 - lo -8 -6 -4

Fig3.2 Curva E (Ve)

Con el puente transistorizado generando una onda de cuatro niveles y luegotres niveles con la condición de alimentar a una misma carga, se procede aobtener la corriente y el voltaje que entrega el puente semicontrolado.

74

4 NIVELESloe

ADC3.88

3.89

3.723.142.65

E

VDC6194129160175

3IDC

ADC5.745.635.294.653.84

NIVELESE

VDC6194126153171

r

1.51.41.41.51.4

: |DC(3NIV) / lDC{4N!V)

Tabla 3.3 Flujo de corriente DC que debe abastecer el rectificador semicontroladotrabajando el equipo con una de las ondas

3.3 PRUEBAS DEL PUENTE TRANSISTORIZADO TRIFÁSICO.

Antes de conectar definitivamente el transformador trifásico de 400Hz y con elobjetivo de determinar la potencia activa máxima que puede entregar el puentetransistorizado, se conecta una carga resistiva en DELTA a los tres puntos desalida del puente : A- B - C . Esta prueba se realiza para los dos tipos de onda :

3.3.1 ONDA CUATRO NIVELES;

Se aplica una carga de 3 x (150W) + 3 x (200W)

la

ARMS

1.1

2.5

2.6

2.7

3.2

3.27

3.61

Va-b

VRMS39.3

68.4

87.6

98.2

110.1

114.3

124

la-b

ARMS

0.61

1.4

1.48

1.53

1.79

1.86

2.93

Pa-b

W

23.97395.76

129.65

150.25

197.08

212.6

363.32

ibARMS

1.2

2.5

2.55

2.6

3.32

3.2

3.58

Vb-c

VRMS40

67.3

87.2

97.1

109.3

115

123

Ib-c

ARMS

0.63

1.33

1.45

1.52

1.73

1.82

2.9

Pb-c

W

25.2

89.51

126.4

147.6

189.1

209.3

356.7

le

ARMS

1.3

2.5

2.63

2.64

3.22

3.25

3.55

Vc-a

VRMS40

67

86.4

97.3110.2

116

124.5

Ic-a

ARMS

0.6

11.43

1.45

1.56

1.7

1.82

2.9

Pc-a

W

24

765.8125.3151.8187.3

211.1361.1

PtotalW

73.17951.1

381.4

449.6

573.5

633

1081

la : Corriente de líneaVa-b : Voltaje de fasesla-b : Corriente de fasePa-b : Potencia monofásicaPtotal : Pab •*• Pbc + fea.

Tabla 3.4 Potencia activa obtenida directamente desde el puente transistorizadogenerando una onda cuasi senoidal de cuatro niveles

75

3.3.2 ONDA TRES NIVELES:

Se aplica una carga de 3 x (150W) + 3 x (200W)

laARMS

3.43.483.573.613.94

Va-bVRMS

7090108115125

la-bARMS1.96

22.12.112.26

Pa-bW

137.2180

226,8242.7282.5

IbARMS3.3

3.483.563.6

3.93

Vb-cVRMS70.390108115124

Ib-cARMS

1.92.12.22.162.28

Pb-cW134189238249283

leARMS

3.33.453.563.593.93

Vc-aVRMS

7089109114126

Ic-aARMS1.931.942.052.122.22

Pc-aW

135173222242279

PtotalW

405.9541.7686.8733.4843.8

la : Corriente de líneaVa-b : Voltaje de fases[a-b : Corriente de fasePa-b : Potencia monofásica

Tabla 3.5 Potencia activa obtenida directamente desde el puente transistorizadogenerando una onda cuasi senoidal de tres niveles .

3.4 PRUEBAS DE RENDIMIENTO DEL EQUIPO .-

Finalmente se instala al puente transistorizado el transformador trifásico de400Hz , esto es conectando desde las salidas del puente A - B - C al bobi-nado primario en DELTA, mientras que el secundario esta en configuraciónestrella, y de la misma manera se conecta la carga resistiva .

Con los instrumentos de medida adecuados se puede obtener datos paraevaluar la potencia activa que se logra obtener finalmente del equipo, partiendobásicamente de la idea del tipo de onda que está generando el puenteíransistorizado y esta prueba se lo efectúa para los dos tipos de onda.

3.4.1 ONDA CUATRO NIVELES ;

Se instalan c.resistivas conectadas en configuración estrella de los siguientesvalores d e 3 x ( 1 5 0 W ) + 3 x ( 200 W)

Ix-y

ARMS

Vx-y

VRMS

Vx-n

VRMSPx-n

W

1.13 72 40 45.2

1.6 170 97.5 1561.7 180 104 176.81.8 200 114 205.21.9 220 125 237.5

ly-z

ARMS

Vy-z

VRMS

1.15 731.61 1721.72 1831.82 2031.9 222

Vy-n

VRMS

40.5

98106116127

Py-n

W

46.6

158182211241

Iz-x

ARMS

1.121.161.651.71.8

Vz-x

VRMS

71169175198119

Vz-n

VRMS

4097103113124

Pz-n

W

44.8

113170192223

76

IpARMS5.611.912,512.713.1

Vp

VRMS110110110110110

Pin

W6161309137513971437

PtotalW

136.6426.3529.1608.4702

n

0.2220.3260.3850.4360.488

Ix-y : Corriente de faseVx-y: Voltaje de fasesVx-n : Voltaje fase neutroPx-n : Potencia de fasePin : Potencia de consumo del equipoPtotal = Px-n + Py-n + Pz-

Tablas 3.6 Cuadro del-rendimiento del equipo con el puente transistorizado generandouna onda cuasi-senoidal de cuatro niveles.

3.4.2 ONDA TRES NIVELES :

Se instalan resistivas conectadas en configuración estrella de ios siguientesvalores de 3 x ( 60 W ) + 3 x ( 200 W )

Ix-yARMS

1.21.621.781.97

Vx-yVRMS

108173200225

Vx-nVRMS

62.4100115130

Px-nW

74.92162204.7256.3

ly-zARMS

1.221.551.741.95

Vy-zVRMS

106170199223

Vy-nVRMS

6199114129

Py-nW

74.4153198252

Iz-xARMS

1.221.61.771.98

Vz-xVRMS

109173201224

Vz-nVRMS

63101113131

Pz-nW

76.86162.2200259.4

IpARMS

11.312.112.613.1

Vp

VRMS

110110110109

Pin

W

1243133113861428

Ptotaí | nW

226.2477.7603.1767.2

0.1820.3590.4350.537

Ix-y : Corriente de faseVx-y ; Voltaje de fasesVx-n : Voltaje fase neutroPx-n : Potencia monofásicaPin : Potencia de consumo del equipoPíotal = Px-n + Py-n + Pz-n

Tablas 3.7 Cuadro del rendimiento del equipo con el puente transístorizado generandouna onda cuasi senoidal de tres niveles.

3.5 FORMAS DE ONDA DEL INVERSOR

• Las formas de onda de voltaje obtenidas en los principales circuitos componentesde este generador de 400 Hz, se los pudo obtener con la utilización de unosciloscopio BK de dos canales y una cámara fotográfica, como se puedeapreciar en los Graf: ( 3.1) , (3.2) (3.3), (3.4), (3.5), (3.6), (3.7).

77

V.RECTFD: t -> 0.2 mSegVdivA-> lOxlOV/div

PULSO: t -> 0.2 mSeg./divA -> 1x1 V/div

Graf. 3.1 Onda del voltaje rectificado obtenido a la salida del puente semicontrolado y elpulso aplicado al Gate del SCR.

78

oVOLTAJE C-E: t -* 0.5 mSeg. / div

A-» 10x10 V /d ivVoltaje B-E: t -> 0.5 mSeg. / div

A -* 5 x 1 V / div

Graf. 3.2, Formas de onda de los voltajes C-E y B-E obtenidos en el transistor de potenciaQl del puente transistorizado generando onda cuatro niveles.

VOLTAJE C-E: t -»O

0.5 mSeg./div10x10 V/d iv

Voltaje B-E: t -> 0.5 mSeg. / divA -» 5 x 1 V / div

Graf. 3.3. Formas de onda de los voltajes C-E y B-E obtenidos en el transistor de potenciaQl del puente transistorizado generando onda tres niveles.

79

VOLTAJE A-B: to

0.5mSeg./div10x10 Y/div

Graf. 3.4. Formas de onda en la salida A - B del puente transistorizado generando ondacuatro niveles y con carga resistiva.

VOLTAJE A-B: t -> 0.5 mSeg. / divA-* 10 x 10 V/d iv

Graf. 3.5. Formas de onda en la salida A - B del puente transistorizado generando onda tresniveles y con carga resistiva.

80

Graf. 3.6 Formas de onda obtenidas a la salida del transformador trifásico de 400 Hzconfiguración D - Y? cuando el puente transistorizado genera onda cuatroniveles y la carga del equipo es resistiva.

VOLTAJE X - N: t -» 0.5 mSeg. / divA-» l O x 10 V /d iv

Graf. 3.6a Forma de onda de voltaje obtenido entre la fase X y el neutro del equipo.

VOLTAJE X - Y: tA-

O.SmSeg./div10x10 V/div

Graf. 3.6b Forma de onda de voltaje obtenido en las fases X - Y del equipo.

81

Graf. 3.7 Formas de onda obtenidas a la salida del transformador trifásico de 400 Hz deconfiguración D - Y, cuando el puente transistorizado genera onda tres niveles yla carga del equipo es resistiva.

OVOLTAJE X - N: t -» 0.5 mSeg. / div

A~> 10x10 V/div

Graf. 3.7a Forma de onda de voltaje obtenido entre la fase X y el neutro del equipo.

VOLTAJE A - B : t -» 0.5 mSeg. / divAH> 10x10 V/div

Graf. 3.7b Forma de onda de voltaje obtenido en las fases X - Y del equipo.

82

Graf. 3.8 Vista frontal del equipo convertidor del frecuencia 60 / 400Hz

83

Graf. 3.9 Vista posterior del equipo convertidor del frecuencia 60 / 400Hz

"84 '

Graf. 3.10 Vistas interiores del' equipo convertidor de frecuencia 60 / 400Hz

CAPITULO IV

EVALUACIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS

4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS EXPERIMENTALES.

Según la Tabla (3.1) y la Figura (3.1), se verifica que el transformadormonofásico de potencia para 120 V - 60 Hz es un elemento que puedeabastecer a este convertidor con una potencia superior a 1.2 KVA. Adicional sepuede observar que al sobrecargar a este transformador, su rendimiento baja al-rededor del 85% , debido a que se incrementan a las pérdidas en los bobinadosprimario y secundario.

Respecto al voltaje rectificado "E" entregado por el puente semicontrolado y deacuerdo a la Figura (3.2) podemos ver que este valor tiene una variación casilineal en el rango de 70 a 170 VDC respecto a la variable Ve.

Según la Tabla (3.3), el rectificador semicontrolado entrega mayor corrientecontinua cuando el puente trifásico transistorizado está generando una onda detres niveles, respecto al caso en el que se genera una onda de cuatro niveles -enuna relación aproximada de 3 a 2 .

La Tabla (3.4) presenta valores en el que se verifica que el puente trifásicotransistorizado está en capacidad de alimentar a una carga resistiva trifásicamáxima de 1000 W , al generar una onda de cuatro niveles

Los valores de la Tabla (3.5) certifica que, cuando el puente transistorizadotrifásico genera una onda de tres niveles , éste esta en capacidad de suministrara la carga resistiva una potencia máxima de 842 W.

Con el puente transistorizado generando una onda de cuatro niveles a la entradadel transformador D Y de 400Hz, se puede abastecer en el lado del secundariouna carga resistiva máxima de 700 W conectada en configuración estrella segúnse observa en la Tabla (3.6) y estableciéndose un rendimiento total del equipodel 48%. Valor determinado por esta potencia y el consumo de energía quedemanda a la entrada el transformador de potencia de 60 Hz.

En el caso en que el puente transistorizado alimenta al transformador trifásico conuna onda de tres niveles por el lado del primario, en el secundario se puedeenergizar una carga resistiva máxima de 767 W y conectado en configuraciónde estrella. El rendimiento total del equipo es el 53.7%.

Observando la imagen del Graf (3.6) en el que el puente transistorizadoentrega una onda de cuatro niveles al transformador trifásico, en el lado delsecundario se obtiene una onda cuasi-senoidal de tres niveles entre dos fases

por ejemplo X-Y, mientras que entre cualquiera de las fases y neutro se obtiene laonda cuasi - senoidal de cuatro niveles.

Al contrario de lo indicado anteriormente en el Graf (3.7) en el que el puentetransistorizado genera la onda tres niveles, a la salida del transformador trifásicose obtiene una onda cuasi - senoidal de cuatro niveles entre las fases, mientrasque entre fase y neutro tenemos la onda cuasi - senoidal tres niveles.

4.2 DESCRIPCIÓN DE LOS ELEMENTOS DE OPERACIÓN YPROTECCIÓN DEL EQUIPO.

Según el Graf (3.8), en la parte frontal del equipo constan los siguienteselementos :

• Un voltímetro con una escala máxima de 300VRMS y una frecuencia detrabajo de 400 Hz, que permite medir el voltaje entre fases.

• Una botonera incorporada ON-OFF para e! encendido y apagado del equipoy adjunto un indicador luminoso cuando el sistema está activado.

• Un conmutador trifásico que selecciona el voltaje de dos fases y conecta alos bornes del voltímetro mencionado.

• Un selector que permite establecer el tipo de onda que se puede obtener ala salida del generador es así que según lo señalizado se debe tomar lassiguientes consideraciones de trabajo :

CUATRO NIVELES :En vista que el equipo esta regulado para entregar una frecuencia de 400 Hzy con voltajes nominales establecidos, para este caso entre FASE -NEUTRO se obtiene la onda cuasi - senoidal de cuatro niveles con unvoltaje de 115 VRMS y entre FASES se obtiene la onda cuasi - senoidal detres niveles de 200 VRMS .

TRES NIVELES:Para esta alternativa el convertidor entrega entre FASE- NEUTRO una ondacuasi - senoidal de tres niveles con un voltaje nominal de 115 VRMS .Mientras que entre fases se obtiene una onda cuasi - senoidal de cuatroniveles de 200 VRMS .

• Se tiene un selector que nos da dos alternativas para obtener en la salida delequipo el voltaje nominal entre fases, uno que es automático y otro manualcon el que se puede realizar un ajuste fino del voltaje nominal observandoen el voltímetro.

87

• Ubicado al costado derecho del equipo encontramos una regleta de contactos,en la que se señaliza de donde se puede tomar los voltajes de las fases X-Y-Z, el neutro y la conexión de la puesta tierra del sistema a energizar,

En el Graf (3.9) se observa la ubicación de tres porta fusibles que sirve paralos siguientes efectos:

• Fusible de 15A 250V tipo cilindrico, de crista!, que protege de sobrecorrientes producidas a la entrada del transformador monofásico de60Hz.

• Fusible de 10A 250V tipo cilindrico, ubicado a la salida del bobinadosecundario de 220V y que alimenta al puente rectificador semicontrolado.

• Fusible de 10A 250V tipo cilindrico de acción rápida, ubicado a la salida delrectificador semicontrolado y que alimenta al puente transistorizado

4.3 OPERACIÓN DEL EQUIPO

1. Instalar en la regleta indicada, la carga resistiva trifásica que no sobrepaselos 600W de consumo, caso contrario las protecciones del equipo no permitiránsu funcionamiento.

2. Determinar el tipo de onda que se desea obtener a la salida del convertidorentre fases o entre fase - neutro como se destacó en el punto anterior,

3. Para el encendido se procede a activar el pulsante ON y luego de 10segundos la aguja del medidor de voltaje deflexionará desde el valor de OVhasta 200 V en un lapso adicional de 15 segundos.

4. El apagado se lo efectúa presionando el pulsante OFF.

4.4 CONDICIONES DE INSTALACIÓN DEL EQUIPO.

El equipo requiere los siguientes requerimientos físicos y eléctricos para suefectivo funcionamiento :

* El sitio de trabajo debe ser sobre una base que pueda soportar el pesodel equipo (45 Ib ).

* Se lo debe ubicar en un ambiente que tenga facilidad de ventilación .

* Por ser un punto de generación, aparte de las protecciones impíementadasen el equipo se debe instalar un centro de protecciones con fusibles de un

88

tiempo de respuesta lo mínimo posible antes de ser aplicado a las cargaseléctricas.

La toma de energía de 120V 60Hz que va alimentar a! equipo se la debehacer desde un tomacorriente polarizado con capacidad de abastecer unflujo de corriente de 20 A .

Se requiere de una conexión puesta a tierra con una diferencia de voltajecon neutro de 1.8VRMS como máximo.

4.5 ESPECIFICACIONES DEFINITIVAS.

Detalle del equipo

Voltaje Nominal

Potencia Nominal

: Convertidor trifásico tipo sólido de 60Hz a 400 Hz.

: - Voltaje entre fases 200 VRMS.-Voltaje entre fase y neutro 115 VRMS.

: 600 W

• tipos de Onda : Onda cuasi - senoidal de tres y cuatro Niveles.

• Voltaje de entrada : 95 a 130 VRMS.

• Rendimiento : 48 % para onda 4 Niveles y 53 % para tres niveles.

• Frecuencia de entrada : "59 a 61 Hz.

• Frecuencia de salida : Se puede variar manualmente de 350Hza420Hz.

• Tipo de carga : Solamente tipo RESISTIVO.

• Sobrecarga admisible : 116 %.

Temperatura de tra -bajo

Dimensiones

O a 35° centígrados.

AnchoAltoProfundidadPeso

40 cm23 cm58 cm45 Lb.

4.6 ANÁLISIS TÉCNICO ECONÓMICO.

A continuación se lista los materiales utilizados en la fabricación del prototipocon los respectivos precios.

PRECIOS EN SUCRES DE LOS MATERIALES UTILIZADOS EN LA CONSTRUCCIÓN.

ÍTEM1234567891011121314151617181920'2122232425262728293031323334353637383940

4142

43

4445464748

ELEMENTOSFiltro capacitivo de 3000 uF 500 VFiltro capacitivo de 220 uF 16 VFiltro capacitivo de 10 uF 400 VFiltro capacitivo de 100 uF 16 VFiltro capacitivo de 3300 uF 35 VFiltro capacitivo de 2200 uF 35 VCapacitor 0.1 uF50VCapacitor 0.02 pF 50 VCapacitor 0.01 uF 50 VCapacitor 0.03 uF 50 VC.l. SN74LS629C.l. 74 LS 74 AC.l. ECG4022C.l. LM555C.l. SN5404C.l LM324C.l M.C1741 CContactor trifásico - 5A - 250VDiodo zener 3 V 1 WDiodo zener 8 V 1 WDiodo zener 12 V 0.5 WDiodo zener 9 V 0.5 WDiodo zener 5 V 0.5 WInductancias 97 uHOpto acoplador NTE 3044Resistencia 10K 0.25 WResistencia 390 0.25 WResistencia 23 K 0.25 WResistencia 100 0.25 WResistencia 120 0.25 WResistencia 1 K 0.25 WResistencia 1.2 K 0.25 WResistencia 5.1 K 0.25 WResistencia 1.0 0.25 WResistencia 220 0.25 WResistencia 270 0.25 WResistencia 68 0.25 WResistencia 15 15 WResistencia 4.7K 5 WResistencia 10 40 WResistencia 150 0.25 WPotenciómetro de 50 KohmRelé de 12VDC 1ATransistor NTE 98Transistor ECG 273Transistor ECG 288Transistor ECG 85Transformador 120V / 220V 1500W60Hz

CANTO1435153412612121

13114411131242631063312246416

3113666

10

1

UNID.UdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUdUd

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55000.022000.028000.07000.04500.06500.08200.0

80000.02200.02200.01100.01100.01100.08500.06000.0800.0800.0800.0800.0800.0800.0800.0800.0800.0800.0800.0800.0

11000.02200.02200.0

800.04200.04500.0

200000.030000.01500.01500.0

250000.0

V/TOTAL60000.04800.03300.06000.0

25500.04500.02000.0500.01000.03000.055000.044000.028000.014000.04500.084500.08200.080000.08800.08800.01100.01100.01100.0

25500.072000.033600.04800.02400.08000.04800.02400.02400.0800.01600.01600.03200.04800.044000.02200.013200.02400.046200.013500.0

1200000.0180000.09000.015000.0

250000.0

90

49

505152535455565758596061

Transformador 3PH - 400Hz -1 1 5V600WDisipadores térmicosVoltímetro de 300 V máx. 400 HZConmutador 3Ph de medida 0.5 A 500VVentilador de aire de 200 CFMSomeras de 12 contactosFusibles de 5A 24VDCImpresión de placas de baquelitaEstructura metálicaBotonera ON-OFFSelector 2 posicionesCable flexible N° 1 8 AWGTornillos

V A L

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611168611211

OR T

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UdUdUdUdUdUdUdUdUdUdGlbGlb

3 T A L

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400000.0

72000.080000.060000.060000.090000.04000.0

180000.070000.025000.024000.070000.015000.0

3483100.0

91

CAPITULO V

CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES

5.1 CONCLUSIONES .-

AI concluir la construcción de este convertidor, objeto de estudio de la presentetesis se resalta las siguientes conclusiones ;

En base a! análisis de las pruebas realizadas y los resultados obtenidos, sepudo confirmar que se ha conseguido construir un convertidor de estado sólidode 400 Hz , que puede alimentar a una carga de 600W trifásica con unasalida en conexión estrella que permite obtener un voltaje entre fases de 200VRMS y entre fase y neutro 115 VRMS, con ondas cuasi senoidal de cuatro ytres ni veles. Parámetros eléctricos normalizados dentro de la actividad delman tenimiento aéreo.

La simplicidad de operación conseguida y los sistemas de protección imple-mentados permiten afirmar que el equipo está en el mismo nivel técnico decualquier generador estático de energía alterna.

El equipo está diseñado para ser utilizado principalmente en laboratorios deelectricidad, electrónica e instrumentación ; para alimentar a las mesas detrabajo, en las que se deben tomar muy en cuenta la potencia máxima deabastecimiento y el tipo de carga que debe ser conectada.

Por ser un generador trifásico y al utilizar un transformador de 400 Hz a lasalida del sistema en configuración D-Y, las ondas cuasi-senoidal de cuatro ytres niveles son necesariamente complementarias, puesto que en cualquieropción que se puede escoger con el selector ubicado en el panel deoperación, se obtendrá las dos ondas con diferentes valores de voltaje, es asíque si el selector esta en "4 NIV" se obtiene una onda de cuatro niveles entrela Fase - Neutro y tres niveles entre Fases. Para la opción "3 NIV" se obtieneuna onda de tres niveles entre Fase - Neutro y cuatro niveles entre Fases.

En la Tabla 3.1 señala que e! equipo al no tener carga instalada ( en vacío )durante una hora, produciría un consumo de 0.079 KW-H, por lo que sedebería pagar una planilla de consumo eléctrico de S/. 18,56.oo ( 235*S/./-KWH ). Si el equipo trabaja a plena carga durante una hora, la suma por talconcepto será de SI. 141.oo que es sumamente inferior a lo que se debe pagarpor alimentar la misma carga con el convertidor HOBART, descrito al inicio deeste texto.

92

Las ondas cuasi senoidal . de tres y cuatro niveles son dos alternativasimportantes para ser utilizadas en pruebas de partes o elementos eléctricos deun avión , pero es un requisito fundamental el valor del voltaje eficaz y sufrecuencia de trabajo.

En cuanto a! rendimiento propio del equipo, se pudo definir que cuando elpuente transistorizado genera una onda de tres niveles se produce mayorpérdida de energía en las etapas del sistema electrónico implementado.

Es necesario aclarar que un limitante de este equipo es el de ser capaz dealimentar solamente cargas resistivas.

El trabajo realizado debe ser considerado como el punto de partida para mejorardiseños similares y optimizar los costos, para lo cua! la experiencia detallada eneste texto puede resultar de enorme interés.

Todo el equipo ha sido construido con materiales y elementos que pueden seradquiridos en el mercado local y si no se lo consiguió de acuerdo a lascondiciones técnico - física, se procedió a adaptarlos, tomando en cuentasiempre su aislamiento eléctrico.

5.2 RECOMENDACIONES.-

• Los aspectos puramente tecnológicos en el montaje del equipo como son : elcableado, las conexiones, la ubicación de los elementos , etc. deben serrealizados con mucho cuidado, tratando de conseguir un acabado similar ai decualquier equipo industrial y sobre todo considerando que se debe darfacilidad para la reparación y mantenimiento del equipo en base a unadistribución y utilización de los elementos de conexión apropiada para el efecto.

• En lo que se refiere a la técnica en el diseño de las diferentes etapas delsistema, se recomienda estudiar la posibilidad de implementar un circuito derealimentación de corriente desde la salida del sistema hacia el circuito dedisparo del puente semicontrolado y realizar diferentes ajustes de loscircuitos, para que el sistema quede apropiado para alimentar también acargas inductivas.

• El circuito de control de disparo del rectificador semi controlado, es un diseñoque puede ser utilizado en otras aplicaciones prácticas como para la variaciónde la velocidad de motores DC, iluminación, etc., por tener en determinadorango un control lineal.

• El generador de pulsos implementado para el activado de los transistores depotencia del puente trifásico, puede ser modificado con el mejor criterio al

93

aumentar el número de F-Fs o determinar cuántos o que elementos deretención pueden activarse para obtener por ejemplo un sistema exafásico.

94

REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS

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[14] CoLone! Wm T. Me Lyman, transformer and inductor Desnig Hand book .

95

ANEXO 1

DIAGRAMAS CIRCUITALES Y PLACAS IMPRESAS.

96

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C

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163

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OC ELAB, POR:MARCELO OCONDft G.

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SN1 Y SN7 ; SE APLICA. EL. VOLTAJE E

SN2 Y SNS ; LLEGAN LOS PULSOS DE DISPARO

£N3 Y SNfc : CNP DE SUS FUENTES DE POLARIZACIÓN

SN4 : PUNTO DE CONECCION DE LA Cf

iRGñ

ELAB.POR: MARCELO ACONDA C.

REV.POR: DR. HUGO BANDA G.

DIAGRAMA No 3

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

Docum«nt Numb«rPROTECCIÓN SNUBBER

Y DE SOBREVOLTAJE E-C

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ESCUELA

POLITÉCNICA

NACIONAL

Docurrwnt Number- CIRCUITO GENERADOR DE

PUL505 AL PUENTE TRN^T. TRIFflSTCO

Dmtm :

Nov«mb«r

7, 1998[5h«et

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PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS PARA ELDISPARO DEL CIRCUITO PUENTE TRAHSISTORIZADO

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Docum«n-t Numb*r CIRCUITO DE DISPARO

DEL RECTIFICADOR SEMI CONTROLADO

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PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO DÉ CONTROL DE PULSOS PARA EL7 DISPARO DEL CIRCUITO RECTIFICADOR SEMICONTROLADO

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PLACA IMPRESA DEL CIRCUITO DE ENCENDIDO DEL PUENTETRANSISTORIZADO

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ELAB. POR: MARCELO ACONDA G.

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REV

51z*

AD«-t«

. POR ; DR . HUGO BANDA G.

DÍAGRAMA No 7

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

Document Number

CIRCUITOS F

PARA POLARIZACIÓN DE LOS BL

Janumny 16, 19991Sh««t

ÍECTIFI. REV

OftUES

CP

1

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i

PLACA IMPRESA DE LOS CIRCUITOS RECTIFICADORES QUEPOLARIZAN A TODOS LOS BLOQUES CÍRCUITALES

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ANEXO 2

CUADRO DE ANEXOS DE INFORMACIÓN TÉCNICA

Anexo 2. 1 Gráfico del tipo de material que se debe utilizar en laconstrucción de un transformador.

Anexo 2.2 Calibre de cables para la construcción de transformadores.

Anexo 2.3 NTE98 TRANSISTOR DE POTENCIA

Anexo 2.4 NTE 506. DIODO DE CONMUTACIÓN

Anexo 2. 5 ECG 3044

Anexo 2. 6

Anexo 2.7

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Anexo 2.12

Anexo 2.13

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ECG188-ECC

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SN74LS629

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EGG 5925

ECG5529

OPTO ACOPLADOR

CIRCUITO OPERACIONAL

TRANSISTORES NPN PNF

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NPN - SI, Hfgh Vollngc/High Specd

Power Dnrllnglon wilh Speod UP Dfode

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I, - . íi/íS Typ h,r - 40 Min

i Ir - .2//S Typ: TOH

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Diodes and Rectifiers (General Purpose) -U-

ECG Type

ECG109

ECG110MP

ECG 112

ECGI13A

ECG 114

ECG115

ECG116

ECG117

ECG 120

ECG 125

ECG 156

ECG173BP

ECG177-

ECGI78MP

ECG50Ó

ECG 507

ECG515

ECG519

ECG525

ECG551

ECG552 .

ECG558

Deicriplloo

Gen Purp

Malched Díode Paír

UHF Mixer

Common Calhode DualDiode, Cenler Tap, TVHoríz

Series Dual Diodei, TVHoríz

Common Anode, DualDiode, TV Hortz AFC

Gen Purp Recl

Gen Purp Rect, MelalCoie

Color TV Convg Rect

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Gen Purp Recl

TV Damper

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Matched Diodo Pair,AFC, AFT, e tc .

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Gen Purp Recl,Goling, Centc-ríng

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Damper

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PIN Diodes

ECG Type

ECG 553

ECG 555

Deicrípríon and Appllcallon

SI PIN Diadc, UHF, VHF Swlrch

SI PIN Diode, Gen Purp and VHF Swlrch

Max. Power(mWJ

200 '

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¡TransistorsBi-Polar TypesMáximum Ratings At 25° C Ambient Unless Otherwise Noted

ECG Type

ECG70

ECG71

ECG72

ECG73

ECG74

ECG75

ECG76

ECG77

ECG78

ECG79

ECG80

ECGS1

ECG82

ECG83

ECG84

ECG 85

ECG86

ECGB7ECG87MP*

ECG88ECG88MP-

ECG89

ECG90

ECG9I

ECG92

ECG93

ECG74

ECG 75

Descríption and Application

NPN-SÍ, HV Pwr Amp,Swítch

NPN-SÍ, HÍ Currenr Amp,Fasf Swítch

NPN-SÍ, H! Current Amp,Fast Switch

NPN-Si, HVAmp, Switch

NPN-SÍ, Gen Purp Amp,Switch

NPN-SÍ, HÍ Pwr Amp,Switch

NPN-Si, CATV BrcodbandAmp

.NPN-Si, CATV BroadbondAmp

NPN-Si, RF PO, CB,27 MHz, 3 W

NPN-SI, RF PO, CB,27 MHz, 9 W

NPN-Si, HV Sw, HorizDriver

Dual NPN-Si, Swítch,DC to VHF Amp

Dual PNP-Si, Switch,DC to VHF Amp

Dual NPN-Si, Hi Speed Sw,Gen Purp Amp

Dual PNP-Si, Hi Speed Sw,Gen Purp Amp

NPN-SÍ, Switch, GenPurp Amp

NPN-Si, HÍ Gain DCRegulotor, Amp

NPN-Hi Pwr Linear Amp(Compl to ECG88)

'PNP-HÍ Pwr Linear Amp(Compl to ECG87)

NPN-SÍ, Horíz Output withDAMPER DIODE - Circuí! pacje 47

NPN-SÍ, Hi Goin, GenPurp Amp (Compl to ECG91)

PNP-SI, Hi Gain, GenPurp Amp (Compl ro ECG90)

NPN-Si, Audio Pwr Amp(Comp! to ECG93)

PNP-SÍ, Audio Pwr Amp(Compí ro ECG92)

NPN-Si, Gen Purp PwrDC Regulator

NPN-SÍ, Hi Voltage Amp,Sw, Isoloted Stud

CollectorTo BaseVolts

BVCBO

180

150

120

220

100

100

50

50

36

36

700

75

60

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250

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1500

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160

160

300

250

CollectorTo Emitter

Volts

BVCEO

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90

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200

100

80

30

30

18

18

300

40

60

30

30

70 (CES)

150

250 (CEX)

250 (CEX)

600

120

120

160

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250

Base toEmitterVolts

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6

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6

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5

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5.

6

Max.Coi lectorCurrent[,- Amps

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10

10

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5

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10

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7

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15

15

5

3

Max.CollectorDiss.PD

Watts

250

200

115

85

60

50 ,

5

3.5

5

10

8 ÍTC 25°C)1 (TA 25°C)

2 rotal

2 total

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50

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50

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100

70

Freq.in

MHz

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20

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40

30

50 min

1800

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—

13

250 min

200 min

250

200

200 min

15

3

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—

350

150

80

60

2.5 mín

40

CurrenlGain

hFE

30 min

20 min

30 mín

15 mín

60 min

40 min

30 mín

30 min

5 min

5 min

SOTyp

100 min

100 mtn

ISOTyp

1 SOTyp

120 min

400 min

20 min

20 min

5 min

400 min

400 min

120 min

120 min

90Typ

90 min

Package

Case

TO-63

TO-63

TO-61(Isolafed) .

TO-ól

TO-59

TO-111

TO-117

TO-39

TO-202M

TO-202M

TO-202J

TO-78

TO-78

TO78P

TO-78P

TO-92

TO-3

TO-3

TO-3

TO-3

TO-92M

TO-92M

TB-34

TB-3¿

TO-3

TO-59Isolated)

Fie.No.

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Packag* Outlinei - See P:

Díscrete LED Indicator Quilines

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ECG30Q5

ECG300Ó

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DeiCfiplioil

PN Gollium Afjenidc

PN Gollíutn Aricnído

PN Golliurn Ancriide

PN Gollium Apenido

PN Golllum Aricnido

Min •PowerOuiput

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200 PW

50 pW

MaxFoiwurd

Vnlíoye

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Reverle

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