ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIERÍA DE … · del universo, hasta el nacimiento y muerte de...

ESCUELA TÉCNICA SUPERIOR DE INGENIERÍA DE TELECOMUNICACIÓN

UNIVERSIDAD POLITÉCNICA DE CARTAGENA

Proyecto Fin de Carrera

DISEÑO DE UN RECEPTOR ÓPTIMO EN LA BANDA DE 1420 MHZ PARA APLICACIONES

DE RADIOASTRONOMÍA (RADIOTELESCOPIO)

AUTOR: Francisco Javier Molero Madrid

DIRECTOR(ES): José María Molina García-Pardo José Luís Gómez Tornero

Cartagena: Julio / 2008

PROYECTO FIN DE CARRERA: Radiotelescopio.

_____________________________________________________________________________________ Fº Javier Molero Madrid ETSIT - UPCT

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Autor Francisco Javier Molero Madrid

E-mail del Autor [email protected]

Director(es) José María Molina García-Pardo, José Luís Gómez Tornero.

E-mail del Director [email protected], [email protected]

Título del PFC Diseño de un receptor óptimo en la banda de 1420 MHz para aplicaciones de radioastronomía (radiotelescopio).

Descriptores Radiotelescopio, radioastronomía, receptor superheterodino, VSS, Microwave Office.

Resúmen

La Radioastronomía posee una gran capacidad para investigar tanto astros a gran

distancia, como otros más cercanos, a menudo revelándonos aspectos del universo que no son observables en otras longitudes de onda. Debido a que el tiempo que la luz tarda en viajar desde un astro hasta nosotros puede ser muy grande, los objetos más alejados se nos muestran tal como eran hace mucho tiempo. Así, la Radioastronomía nos permite observar desde el estado primitivo del universo, hasta el nacimiento y muerte de las estrellas más cercanas. Es por estos motivos entre otros (como puede ser, y es, la búsqueda de inteligencia extraterrestre) por los que se hace necesario continuar investigando y perfeccionando este tipo de receptores (los radiotelescopios) para dotarlos de mejores prestaciones que nos permitan seguir ampliando las posibilidades de dar respuesta a los grandes interrogantes de la historia de la humanidad.

En este PFC se realiza un estudio en moderada profundidad de las funciones del software

VSS de Microwave Office necesarias para el diseño de un receptor óptimo de microondas en la banda de 1420 MHz, así como realización de otro estudio que nos permite encontrar la configuración óptima del mismo tanto en la colocación de sus dispositivos constituyentes como en la elección de los parámetros más determinantes de los mismos.

Titulación Ingeniero de Telecomunicación

Intensificación Sistemas y Redes de Telecomunicación

Departamento Tecnologías de la Información y las Comunicaciones.

Fecha de Presentación Julio - 2008



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ÍNDICE. 0. Idea y objetivos de este PFC…………………………………………………………..7 1. Introducción…………………………………………………………………………...9 1.1. Nociones históricas…………………………………………….....................9 1.1.1. La astronomía en la antigüedad…………………………………...9 1.1.2. La astronomía en la Edad Media………………………………….9 1.1.3. La teoría de Copérnico…………………………………………...10 1.1.4. Las leyes de Keppler y la teoría de Newton……………………...11 1.1.5. Astronomía moderna……………………………………………..11 1.1.6. Inicios de la radioastronomía…………………………………….12 1.2. Principios de radioastronomía……………………………………………..13 1.2.1. Radiofuentes del Sistema Solar…………………………………..13 1.2.2. Radiofuentes galácticas…………………………………………..14 1.2.2.1. Radiogalaxias…………………………………………..14 1.2.2.2. Quásares………………………………………………..14 1.2.3. Cosmología………………………………………………………15 1.3. Instrumentos astronómicos………………………………………………...15 1.3.1. Telescopios………………………………………………………15 1.3.1.1. Historia………………………………………………...15 1.3.1.2. Características………………………………………….18 1.3.2. Radiotelescopios…………………………………………………18 1.3.2.1. Historia…………………………………………………19 1.3.2.2. Características………………………………………….19 1.4. Partes principales de un Radiotelescopio………………………………….23 1.4.1. La antena…………………………………………………………24 1.4.1.1. ¿Qué es una antena?........................................................24 1.4.1.2. Parámetros generales de una antena……………………25 1.4.1.3. Tipos de antenas………………………………………..28 1.4.2. Amplificador de bajo ruido (LNA)………………………………29 1.4.2.1. ¿Qué es un amplificador de bajo ruido?..........................29 1.4.2.2. Características de un LNA……………………………..29 1.4.3. Amplificador de radiofrecuencia………………………………...32 1.4.3.1. ¿Qué es un amplificador de radiofrecuencia?.................32 1.4.3.2. Características y parámetros de un amplificador de RF..33 1.4.3.3. Clasificación de amplificadores de RF de potencia……36 1.4.4. Mezclador………………………………………………………..37 1.4.4.1. ¿Qué es un mezclador?...................................................37 1.4.4.2. Especificaciones de un mezclador……………………..39 1.4.4.3. Dispositivos utilizados como mezcladores…………....40 1.4.4.4. Tipos de mezcladores………………………………….40 1.4.5. Oscilador local…………………………………………………...41 1.4.5.1. ¿Qué es un oscilador?.....................................................41 1.4.5.2. Principio de funcionamiento de un oscilador………….42 1.4.5.3. Parámetros característicos de un oscilador…………….42 1.4.5.4. Tipos de osciladores…………………………………...45 1.4.6. Filtros de RF……………………………………………………..47 1.4.6.1. ¿Qué es un filtro de RF?.................................................47



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1.4.6.2. Definiciones importantes……………………………….48 1.4.6.3. Parámetros característicos de un filtro………………....48 1.4.6.4. Tipos de filtros…………………………………………49 1.4.7. Detector…………………………………………………………..51 1.4.8. Procesamiento de la señal………………………………………..52 1.4.8.1. Efecto Doppler…………………………………………53 1.4.8.2. Analizador de espectros………………………………..54 1.5. Medidas de distorsión en dispositivos de RF………………………………58 1.5.1. Distorsión lineal…………………………………………..……...58 1.5.2. Distorsión no lineal………………………………………………58 1.5.2.1. Distorsión no lineal en amplificadores………………...60 1.5.2.2. Medida de la distorsión no lineal………………………62 1.5.2.3. Otras medidas relacionadas con la distorsión………….64 1.6. Estado de la investigación de astronomía en España (1.999-2.001)…….…66 1.6.1. Demografía científica………………………………………….…67 1.6.1.1. Temas de investigación………………………………...67 1.6.1.2. Herramientas……………………………………….......69 1.6.1.3. Utilización de los recursos observacionales…………....70 1.6.2. Actividades de los centros y los investigadores……………….....71 1.6.2.1. Personal y su evolución………………………………...71 1.6.2.2. Personal por centros…………………………………....72 1.6.2.3. Infraestructuras en los centros……………………….....73 1.6.2.4. Financiación…………………………………………....74 1.6.2.5. Formación de investigadores…………………………...75 1.6.2.6. Participación en proyectos de instrumentación………...76

1.6.2.7. Acceso a instalaciones sin preasignación de tiempo.......76 1.6.3. Producción científica…………………………………………......77 1.6.3.1. ¿En qué revistas se publica?............................................78 1.6.3.2. Citas…………………………………………………….78 1.6.3.3. Publicaciones por investigador y por centro…………...80 1.6.4. Necesidades, según los investigadores…………………………...81 1.6.5. Conclusiones……………………………………………………..82 1.7. El futuro de la radioastronomía: Interferometría…………………………..82 1.8. Radiotelescopios en las autopistas de la información…………………...…85 1.8.1. La técnica VLBI………………………………………………….86 1.8.2. Ventajas científicas………………………………………………88 1.8.3. El éxito del e-VLBI europeo…………………………………......88 2. El radiotelescopio de la UPCT………………………...…………………………….89 2.1. Proyecto ORAC (Observatorio Radioastronómico de Cartagena)…...……90 2.2. Dispositivos diseñados y fabricados en la UPCT……………………...…..92 2.2.1. Amplificador de bajo ruido (LNA)……………………………....92 2.2.2. Mezclador……………………………………………………......97 2.2.3. Oscilador local (OL)…………………………………………....105 2.2.4. Filtro paso-banda………………………………………………..107 3. Herramienta de diseño……………………………………………………………...110 3.1. Necesidad de VSS………………………………………………………...111 3.2. Modelos comportamentales (Behavioral Model)………………………...113 3.2.1. Generadores de señal (Sources)………………………………...113 3.2.1.1. Fuentes senoidal (SINE)……………………………...113



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3.2.1.2. Generador de tonos (TONE)………………………….117 3.2.1.3. Generador de pulsos periódicos (PPULSE)…………..118 3.2.1.4. Generador de ruido blanco gaussiano (WHITENS)….120 3.2.2. Canal aditivo de ruido blanco gaussiano (AWGN)…………….134 3.2.3. Atenuador de radiofrecuencia (RFATTEN)……………………137 3.2.4. Amplificadores (amplifiers)………………………….…………137 3.2.5. Mezcladores…………………………………………………….145 3.2.6. Oscilador local………………………………………………….149 3.2.7. Filtros paso-banda (BPFB)……………………………………..150 3.3. Modelos basados en ficheros(File Based)………………………………..154 3.3.1. Amplificador File Based………………………………………..157 3.3.2. Mezclador File Based…………………………………………..165 3.3.3. Oscilador File Based……………………………………………173 3.3.4. Filtro paso-banda……………………………………………….175 3.4. Modelos basados en circuitos (Simulation Based)……………………….179 3.4.1. Amplificador Simulation Based………………………………...180 3.4.2. Mezclador Simulation Based…………………………………...188 3.4.3. Oscilador Simulation Based…………………………………….196 3.4.4. Filtro Simulation Based………………………………………...197 4. Estudio preliminar de dispositivos…………………………………………………200 4.1. Estudio preliminar de la fuente…………………………………………..203 4.1.1. Fuente sin ruido………………………………………………...204

4.2.2. Fuente con ruido. Cálculo de la temperatura de ruido de la antena.....................................................................................................208

4.2. Estudio preliminar del amplificador……………………………………...224 4.3. Estudio preliminar del mezclador………………………………………...243 4.4. Estudio preliminar del oscilador………………………………………….258 4.5. Estudio preliminar de los filtros…………………………………………..259 5. Diseño y estudio paramétrico de receptor óptimo.…………………………………264 5.1. Primera aproximación de la cadena de recepción………………………...265 5.2. Simulación de un esquema real…………………………………………..271 5.2.1. Esquema real con doble conversión en frecuencia……………..271 5.2.1.1. Componentes del circuito…………………………….272 5.2.1.2. Resultados…………………………………………….273 5.2.1.3. Ventajas de los receptores superheterodinos………….277

5.2.1.4. Ventaja de la doble conversión en frecuencia y sobre otros receptores………………………………………………..278

5.2.2. Esquema real con simple conversión en frecuencia……………279 5.2.3. Conclusiones……………………………………………………281 5.3. Recepción de una señal con ancho de banda (aproximación inicial)…….282

5.4. Recepción de una señal sencilla en condiciones reales (considerando el ruido captado por la antena)…………………………………………………..285 5.5. Recepción de una señal con ancho de banda real en condiciones reales (considerando el ruido captado por la antena)………………………………...288 5.6. En busca del receptor óptimo (1ª parte)…………………………………..291 5.6.1. Requisitos básicos del sistema………………………………….295 5.6.1.1. Ruido a la salida de un sistema……………………….295 5.6.1.2. Restricciones impuestas por el conversor A/D……….297 5.6.2. Añadiendo cables al receptor…………………………………...300



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5.6.3. Efecto del ancho de banda final (filtro de IF)………………….302 5.6.3.1. Empleando un filtro de IF con ancho de banda de 100MHz centrado en 124MHz………………………………..304 5.6.3.2. Empleando un filtro de IF con ancho de banda de 40MHz centrado en 124MHz………………………………….304 5.6.3.3. Empleando un filtro de IF con ancho de banda de 10MHz centrado en 124MHz………………………………….305 5.6.3.4. Conclusiones sobre la figura de ruido y el ancho de banda del filtro de IF………………………………………………….306

5.6.4. Ganancia vs. Figura de ruido vs. SNR………………………….307 5.6.4.1. Buscando la mejor SNR realizando una única conversión en frecuencia con dispositivos conocidos……………………..308 5.6.4.2. Buscando la mejor SNR realizando una única conversión en frecuencia mediante híbridos de dispositivos conocidos y comerciales……………………………………………………318 5.6.4.3. Estudio paramétrico de la ganancia óptima de IF realizando una conversión……………………………………..320 5.6.4.4. Estudio paramétrico de la frecuencia óptima de OL realizando una conversión……………………………………..321 5.6.4.5. Estudio paramétrico de la potencia óptima de OL realizando una conversión……………………………………..322 5.6.4.6. Propuesta final empleando circuito híbrido (conversión simple)…………………………………………………………324 5.6.4.7. Estudio paramétrico de la frecuencia óptima de OL del segundo mezclador realizando doble conversión en frecuencia……………………………………………………...326 5.6.4.8. Estudio paramétrico de la potencia óptima del segundo OL (doble conversión)………………………………………...328 5.6.4.9. Estudio paramétrico de la ganancia óptima (doble conversión)……………………………………………………328 5.6.4.10. Propuesta final empleando circuito (doble conversión)………..………………………………………..…329

5.7. En busca del receptor óptimo (2ª parte)…………………….....................335 5.7.1. Propuesta de circuito empleando dispositivos comerciales sin aplicar técnicas de criogenización (conversión simple)…………….…337 5.7.2. Propuesta de circuito empleando dispositivos comerciales sin aplicar técnicas de criogenización (conversión simple)……….………340 5.7.3. Propuesta de circuito empleando dispositivos comerciales sin aplicar técnicas de criogenización (conversión doble)………….…….341 5.7.4. Propuesta de circuito empleando dispositivos comerciales aplicando técnicas de criogenización (conversión doble)…………......344

5.8.Estudio de sensibilidad de receptor……….………………………………345 6. Conclusiones y líneas futuras……………………………………………………....348 6.1. Conclusiones……………………………………………………………...348 6.2. Líneas futuras……………………………………………………………..353 Agradecimientos....……………………………………………………………………354 Referencias………...………………………………………………………………….356 Anexos



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0. Idea y objetivos de este PFC.

Como ya hemos comentado, la Radioastronomía es la rama de la astronomía que estudia los objetos celestes y los fenómenos astrofísicos midiendo su emisión de radiación electromagnética en la región de radio del espectro.


distancia, como otros más cercanos, a menudo revelándonos aspectos del universo que no son observables en otras longitudes de onda. Debido a que el tiempo que la luz tarda en viajar desde un astro hasta nosotros puede ser muy grande, los objetos más alejados se nos muestran tal como eran hace mucho tiempo. Así, la Radioastronomía nos permite observar desde el estado primitivo del universo, hasta el nacimiento y muerte de las estrellas más cercanas. Es por estos motivos entre otros (como puede ser, y es, la búsqueda de inteligencia extraterrestre) por los que se hace necesario continuar investigando y perfeccionando este tipo de receptores (los radiotelescopios) para dotarlos de mejores prestaciones que nos permitan seguir ampliando las posibilidades de dar respuesta a los grandes interrogantes de la historia de la humanidad.

Desde la Universidad Politécnica de Cartagena queremos aportar nuestro granito

de arena contribuyendo activamente a esta causa; por ello, decidimos poner en marcha el diseño y construcción de un radiotelescopio realizado exclusivamente por alumnos y docentes de este centro; proyecto e idea original del Dr. D. José Luís Gómez Tornero y del que yo: Francisco Javier Molero Madrid, como proyectista, me siento enormemente orgulloso de participar.

Permítanme que, por primera y última vez en este documento, me dirija a

ustedes en primera persona del singular. Como han podido observar a lo largo de esta introducción, los radiotelescopios están basados en la sofisticación de esquemas de receptores superheterodinos y, éstos, a su vez, están formados por diversos dispositivos que, debidamente combinados, realizan la función para la cual han sido seleccionados.

Durante estos últimos años, distintos compañeros se han encargado de diseñar y

fabricar estos dispositivos, por tanto, llega el momento de concatenarlos para verificar su funcionamiento dentro del esquema global, así como buscar aquéllos valores de cada una de las figuras de mérito que permiten una recepción óptima. En esto consiste mi tarea precisamente, y es lo que podemos considerar el gran objetivo de mi proyecto. Por encima de los pequeños objetivos particulares (que ahora comentaré) está el gran objetivo global:

“El objetivo principal del proyecto es diseñar un receptor superheterodino en la banda de emisión del Hidrógeno (1420 MHz) así como realizar un estudio que nos permita encontrar la configuración óptima del mismo tanto en la colocación de sus dispositivos constituyentes como en la elección de los parámetros más determinantes de los mismos.”



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Por un lado, cuando hablamos de “configuración óptima en cuanto a la colocación de los dispositivos” nos referimos explícitamente al emplazamiento y cantidad de los mismos dentro de la cadena de recepción. Partiremos de un diseño estándar básico y, a partir de él, tendremos que determinar en cada punto de dicha cadena si es preferible colocar uno u otro dispositivo; además, también debemos comprobar qué posibles ventajas podríamos obtener empleando una cascada de varios dispositivos. Por poner un ejemplo ilustrativo de esta situación, a lo largo de la cadena de recepción tendremos la necesidad de colocar varias etapas amplificadoras que eleven el nivel de señal hasta valores adecuados. Pues bien, tendremos que investigar cuál es la mejor ubicación de estas etapas y cuántos amplificadores emplear ya que, si bien las señales con las que vamos a trabajar son tan débiles que difícilmente entraremos en la región de saturación de los amplificadores, no es menos cierto que varios de estos dispositivos dispuestos en cascada modifican algunas de sus características que es necesario estudiar para prevenir irregularidades (como bien enuncia la conocida Ley de Murphy: “cuando algo puede ir mal, va mal”).

Por otro lado, cuando hablamos de “configuración óptima en cuanto a la elección de los parámetros más determinantes” nos referimos a que cada dispositivo dentro de la cadena de recepción presenta una serie de parámetros característicos que regulan su funcionamiento. Nuestra misión será determinar, dentro de las propiedades de los dispositivos diseñados y fabricados en la universidad, cuáles de ellos resultan óptimos para una correcta detección de la señal.

Finalmente, existen otros sub-objetivos dentro de este objetivo global que resultan totalmente complementarios y necesarios para la realización final de nuestra obra. Los resumimos junto a lo que serán las distintas fases del proyecto:

• Búsqueda de documentación y consulta de la bibliografía relacionada. Evidentemente, no podemos comenzar un proyecto de radioastronomía sin tener ciertas nociones básicas sobre esta materia.

• Estudio y aprendizaje de la herramienta VSS de Microwave Office. Como todo software nuevo que necesitamos emplear, debemos conocer su funcionalidad básica y su capacidad de actuación.

• Estudio sobre VSS de los dispositivos empleados en el receptor y sus parámetros principales.

• Estudio y manejo sobre VSS de dispositivos basados en ficheros de entrada y salida así como dispositivos basados en modelos circuitales de inferior jerarquía. Mediante éstos, abordaremos otro de nuestros principales objetivos: obtener, a nivel de sistema, los mismos resultados que obtuvieron nuestros compañeros de proyecto a nivel de circuito.

• Composición del esquema general del receptor y estudio del mismo en busca de la configuración óptima de ubicación de los dispositivos y elección de sus parámetros (objetivo global).

• Redacción del proyecto y presentación.



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1. INTRODUCCIÓN.

La Radioastronomía es la rama de la astronomía que estudia los objetos celestes y los fenómenos astrofísicos midiendo su emisión de radiación electromagnética en la región de radio del espectro.

1.1 Nociones históricas. 1.1.1 La astronomía en la antigüedad.

La curiosidad de los pueblos antiguos con respecto al día y la noche, al Sol, la Luna y las estrellas les llevó a la conclusión de que los cuerpos celestes parecen moverse de una forma regular, lo que resulta útil para definir el tiempo y orientarse. La astronomía solucionó los problemas que inquietaron a las primeras civilizaciones, es decir, la necesidad de establecer con precisión las épocas adecuadas para sembrar y recoger las cosechas y para las celebraciones, así como de orientarse en las largas travesías comerciales o en los viajes.

Para los pueblos antiguos el cielo mostraba una conducta muy regular. El

brillante Sol que separaba el día de la noche salía todas las mañanas desde una dirección, el Este, se movía uniformemente durante el día y se ponía en la dirección opuesta, el Oeste. Por la noche se podían ver miles de estrellas que seguían una trayectoria similar girando en agrupamientos permanentes llamados constelaciones.

En la zona templada del hemisferio norte comprobaron que el día y la noche no duraban lo mismo a lo largo del año. En los días largos, el Sol salía más al Norte y ascendía más alto en el cielo al mediodía; en los días con noches más largas el Sol salía más al Sur y no ascendía tanto. La observación de las estrellas que aparecen por el Oeste antes del ocaso o por el Este antes del amanecer mostraba que la posición relativa del Sol cambia de forma gradual.

Los que observaban las estrellas en la antigüedad intentaban fijar los días e

incluso los meses y los años en un sistema de tiempo coherente, o calendario. Desde la antigüedad se ha pensado que los acontecimientos celestes, en especial los movimientos planetarios, tenían que ver con el destino de las personas. Esta creencia, llamada astrología, fomentó el desarrollo de esquemas matemáticos para predecir los movimientos planetarios y favoreció el progreso de la astronomía en el pasado. 1.1.2 La astronomía en la Edad Media.

La astronomía griega se transmitió más tarde hacia el Este a los sirios, indios y árabes. Los astrónomos árabes recopilaron nuevos catálogos de estrellas en los siglos IX y X y desarrollaron tablas del movimiento planetario. El astrónomo árabe Azarquiel (Figura 1.1), máxima figura de la escuela astronómica de Toledo del siglo XI, fue el responsable de las Tablas toledanas, que influyeron notablemente en Europa. En 1085,



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año de la conquista de la ciudad de Toledo por el rey Alfonso VI, se inició un movimiento de traducción del árabe al latín, que despertó el interés por la astronomía (entre otras ciencias) en toda Europa. Se tradujeron las Tablas toledanas y el Almagesto de Tolomeo y en 1272 se elaboraron las Tablas alfonsíes bajo el patrocinio de Alfonso X el Sabio; estas tablas sustituyeron a las de Azarquiel en los centros científicos europeos. En el siglo XV comenzaron a surgir dudas sobre la teoría de Tolomeo: el filósofo y matemático alemán Nicolás de Cusa (Figura 1.2) y el artista y científico italiano Leonardo da Vinci cuestionaron los supuestos básicos de la posición central y la inmovilidad de la Tierra. Figura 1.1.Azarquiel Figura 1.2. Nicolás de Cusa 1.1.3 La teoría de Copérnico.

La historia de la astronomía dio un giro drástico en el siglo XVI como resultado de las aportaciones del astrónomo polaco Nicolás Copérnico. Dedicó la mayor parte de su vida a la astronomía y realizó un nuevo catálogo de estrellas a partir de observaciones personales. Debe gran parte de su fama a su obra De revolutionibus orbium caelestium (Sobre las revoluciones de los cuerpos celestes, 1543), donde analiza críticamente la teoría de Tolomeo de un Universo geocéntrico (Figura 1.3) y muestra que los movimientos planetarios se pueden explicar atribuyendo una posición central al Sol más que a la Tierra.

No se prestó mucha atención al sistema de Copérnico, o sistema heliocéntrico,

hasta que Galileo descubrió pruebas para defenderlo. Gran admirador secreto de la obra de Copérnico, Galileo vio su oportunidad de probar la teoría copernicana sobre el movimiento de la Tierra cuando se inventó el telescopio en Holanda. En 1609 construyó un pequeño telescopio de refracción, lo dirigió hacia el cielo y descubrió las fases de Venus, lo que indicaba que este planeta gira alrededor del Sol. También descubrió cuatro lunas girando alrededor de Júpiter. Convencido de que al menos algunos cuerpos no giraban alrededor de la Tierra, comenzó a hablar y a escribir a favor del sistema de Copérnico. Sus intentos de difundir este sistema le llevaron ante un tribunal eclesiástico.



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Aunque se le obligó a renegar de sus creencias y de sus escritos, esta teoría no pudo ser suprimida.

Figura 1.3. Modelo de Tolomeo de un Universo geocéntrico. 1.1.4 Las leyes de Keppler y la teoría de Newton.

Desde el punto de vista científico la teoría de Copérnico sólo era una adaptación de las órbitas planetarias, tal como las concebía Tolomeo. La antigua teoría griega de que los planetas giraban en círculos a velocidades fijas se mantuvo en el sistema de Copérnico. Desde 1580 hasta 1597 el astrónomo danés Tycho Brahe observó el Sol, la Luna y los planetas en su observatorio situado en una isla cercana a Copenhague y después en Alemania. Utilizando los datos recopilados por Brahe, su ayudante alemán, Johannes Kepler, formuló las leyes del movimiento planetario, afirmando que los planetas giran alrededor del Sol y no en órbitas circulares con movimiento uniforme, sino en órbitas elípticas a diferentes velocidades, y que sus distancias relativas con respecto al Sol están relacionadas con sus periodos de revolución.

El físico británico Isaac Newton adelantó un principio sencillo para explicar las

leyes de Kepler sobre el movimiento planetario: la fuerza de atracción entre el Sol y los planetas. Esta fuerza, que depende de las masas del Sol y de los planetas y de las distancias entre ellos, proporciona la base para la explicación física de las leyes de Kepler. Al descubrimiento matemático de Newton se le denomina ley de la gravitación universal. 1.1.5 Astronomía moderna.

Tras la época de Newton, la astronomía se ramificó en diversas direcciones. Con esta ley de gravitación el viejo problema del movimiento planetario se volvió a estudiar



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Figura 1.4. Karl Jansky.

como mecánica celeste. El perfeccionamiento del telescopio permitió la exploración de las superficies de los planetas, el descubrimiento de muchas estrellas débiles y la medición de distancias estelares. En el siglo XIX, un nuevo instrumento, el espectroscopio, aportó información sobre la composición química de los cuerpos celestes y nuevos datos sobre sus movimientos.

Durante el siglo XX se han construido telescopios de reflexión cada vez mayores.

Los estudios realizados con estos instrumentos han revelado la estructura de enormes y distantes agrupamientos de estrellas, denominados galaxias, y de cúmulos de galaxias. En la segunda mitad del siglo XX los progresos en física proporcionaron nuevos tipos de instrumentos astronómicos, algunos de los cuales se han emplazado en los satélites que se utilizan como observatorios en la órbita de la Tierra. Estos instrumentos son sensibles a una amplia variedad de longitudes de onda de radiación, incluidos los rayos gamma, los rayos X, los ultravioletas, los infrarrojos y las regiones de radio del espectro electromagnético. Los astrónomos no sólo estudian planetas, estrellas y galaxias, sino también plasmas (gases ionizados calientes) que rodean a las estrellas dobles, regiones interestelares que son los lugares de nacimiento de nuevas estrellas, granos de polvo frío invisibles en las regiones ópticas, núcleos energéticos que pueden contener agujeros negros y radiación de fondo de microondas, que puede aportar información sobre las fases iniciales de la historia del Universo.

1.1.6 Inicios de la radioastronomía.

A finales del siglo XIX se llevaron a cabo intentos infructuosos para detectar la radioemisión celeste. El ingeniero estadounidense Karl G. Jansky (Figura 1.4), mientras trabajaba en Bell Laboratories en 1932, fue el primero en detectar ruidos provenientes de la región cercana al centro de nuestra galaxia, la Vía Láctea, durante un experimento para localizar fuentes lejanas de interferencias de radio terrestres. La distribución de esta radioemisión galáctica fue cartografiada por el ingeniero estadounidense Grote Reber, utilizando un paraboloide de 9,5 m que construyó en su patio de Wheaton, Illinois. En 1943 Reber también descubrió la largamente codiciada radioemisión del Sol. La radioemisión solar había sido detectada pocos años

antes, cuando fuertes estallidos solares produjeron interferencias en los sistemas de radar británicos, estadounidenses y alemanes, diseñados para detectar aviones.

Como resultado de los grandes progresos realizados durante la II Guerra Mundial

en antenas de radio y receptores sensibles, la radioastronomía floreció en la década de 1950. Los científicos adaptaron las técnicas de radar de tiempo de guerra para construir diversos radiotelescopios en Australia, Gran Bretaña, Países Bajos, Estados Unidos y la Unión de Repúblicas Socialistas Soviéticas, y muy pronto se despertó el interés de los astrónomos profesionales.



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1.2 Principios de radioastronomía.

La radioemisión cósmica, por lo que sabemos, proviene de procesos naturales, aunque de vez en cuando también se utilizan los radiotelescopios para buscar (hasta ahora sin éxito) posibles fuentes de radioemisión de inteligencia extraterrestre. Se ha reconocido que algunos mecanismos físicos producen la radioemisión observada.

A causa de los movimientos aleatorios de los electrones, todos los cuerpos emiten

radiaciones térmicas, o calor, características de su temperatura. Se han utilizado mediciones cuidadosas, en todo el espectro, de la intensidad de emisiones para calcular la temperatura de los cuerpos celestes lejanos, así como de los planetas del Sistema Solar y las nubes cálidas de gas ionizado de toda nuestra galaxia.

Sin embargo, las mediciones de la radioastronomía se ocupan con frecuencia de

las emisiones no térmicas mucho más intensas originadas por partículas cargadas, como los electrones y los positrones que se mueven a través de los campos magnéticos galácticos e intergalácticos. Cuando la energía de la partícula es tan alta que su velocidad se acerca a la velocidad de la luz, a la radioemisión de estas partículas 'ultrarrelativistas' se hace referencia como radiación de sincrotrón.


distancia, como otros más cercanos, a menudo revelándonos aspectos del universo que no son observables en otras longitudes de onda. Debido a que el tiempo que la luz tarda en viajar desde un astro hasta nosotros puede ser muy grande, los objetos más alejados se nos muestran tal como eran hace mucho tiempo. Así, la Radioastronomía nos permite observar desde el estado primitivo del universo, hasta el nacimiento y muerte de las estrellas más cercanas, pasando por galaxias más o menos lejanas y los planetas y cometas de nuestro sistema solar.

1.2.1 Radiofuentes del Sistema Solar.

El Sol es la radiofuente más brillante del cielo. Su radioemisión es mucho más

intensa de lo esperado de la emisión térmica de su superficie visible, que tiene una temperatura de cerca de 6.000 °C. Esto se debe a que la mayor parte de la radioemisión observada en longitudes de onda de radio más largas proviene de la atmósfera exterior, mucho más cálida, pero ópticamente invisible, que tiene temperaturas de cerca de 1.000.000 °C. Además de la emisión térmica, se producen explosiones y tormentas no térmicas, sobre todo durante los periodos de gran actividad de manchas solares, cuando la intensidad de radioemisión puede incrementarse en un factor de un millón o más en periodos de tiempo de una hora.

La otra fuente de radioemisión natural no térmica del Sistema Solar es el planeta

Júpiter. En longitudes de onda cercanas a los 15 m, Júpiter emite fuertes estallidos de radiación que provienen de regiones relativamente pequeñas, cerca de la superficie de la nube que gira con el planeta. La intensidad de estos estallidos parece estar muy condicionada por la posición del satélite Ío. Además, Júpiter está rodeado por extensos



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cinturones de radiación que irradian en la banda de microondas a longitudes de onda menores de un metro. 1.2.2 Radiofuentes galácticas.

La Galaxia (cuando se escribe con mayúscula la palabra se refiere a nuestra galaxia, también llamada Vía Láctea) emite ondas de radio como resultado de la radiación de sincrotrón de electrones de rayos cósmicos que se mueven dentro de su débil campo magnético. La emisión en línea de 21 cm del hidrógeno neutro también se observa en toda la Galaxia. Los pequeños cambios en la longitud de onda de 21 cm son producidos por el movimiento de nubes de hidrógeno desde o hacia un observador. Estos cambios (desplazamiento hacia el rojo) son un ejemplo del fenómeno conocido como efecto Doppler. Las nubes más distantes del centro de la Galaxia giran alrededor del centro a máxima velocidad y las observaciones del efecto Doppler se utilizan para medir la velocidad y determinar la posición de las nubes de hidrógeno. De esta forma, ha sido posible trazar las formas de los brazos espirales de la Vía Láctea, que todavía no se han observado en longitudes de onda ópticas. 1.2.2.1 Radiogalaxias.

La mayor parte de las galaxias emiten ondas de radio y lo hacen con potencias comparables a las de nuestra propia galaxia, unos 1032 W. Sin embargo, en el caso de las llamadas radiogalaxias, la radioemisión es de más de 100 millones de veces más fuerte. La mayor parte de esta potencia no se origina en las galaxias mismas, sino en nubes de gases ionizados y recalentados o plasma, situadas a cientos de miles o incluso millones de años luz de la galaxia madre. Estas radionubes gigantes pueden tener 100 veces el tamaño de la galaxia misma y se encuentran entre los objetos conocidos más grandes del Universo.

Para generar las fuertes radioemisiones de las radiogalaxias se necesita gran

cantidad de potencia, que puede ascender a una fracción significativa de la potencia total que resultaría de la combustión nuclear de una galaxia entera. El origen de esta potencia y la forma en que se convierte en radioemisiones han sido los problemas más importantes de la astrofísica desde que se descubrieron las radiogalaxias. 1.2.2.2 Quásares.

Los quásares parece que irradian con la luminosidad de cientos de galaxias, pero cada quásar es más pequeño que una galaxia normal en una relación de cerca de un millón. Los quásares tienen desplazamientos hacia el rojo muy grandes y, por tanto, se piensa que están a gran distancia de la Vía Láctea. Como los quásares parecen ser tan potentes, y como su radiación varía con rapidez, en principio se creyó que más bien serían débiles objetos cercanos en vez de potentes objetos distantes. No obstante, se han ido acumulando evidencias que apoyan la interpretación cosmológica de los desplazamientos hacia el rojo. Las radiogalaxias, los quásares y los brillantes objetos



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Figura 1.5. Telescopio en el Observatorio de Niza.

conocidos como objetos tipo BL Lacertae probablemente son fenómenos muy relacionados. 1.2.3 Cosmología.

Como las radiogalaxias y los quásares son radiofuentes con tanta potencia, pueden ser detectados a gran distancia. A causa del tiempo que tardan en llegar las señales a la Tierra desde las radiofuentes lejanas, los radioastrónomos pueden ver el Universo como era hace más de mil millones de años, o incluso el origen del Universo (la llamada Gran Explosión). Por desgracia, no es posible determinar la distancia a una radiofuente con sólo radiomediciones, de modo que es imposible distinguir entre una potente fuente lejana y una cercana pero relativamente débil. Sólo se puede determinar la distancia si la fuente es ópticamente identificada como una galaxia o un quásar que tiene un desplazamiento hacia el rojo mensurable. No obstante, de los estudios de la distribución de gran cantidad de radiofuentes, parece que cuando el Universo sólo tenía unos pocos cientos de miles de años, la cantidad de radiofuentes intensas era mucho mayor y sus dimensiones más pequeñas. 1.3 Instrumentos astronómicos.

Hablaremos principalmente de Telescopios y Radiotelescopios. 1.3.1 Telescopios.

Se denomina telescopio (Figura 1.5) a cualquier herramienta o instrumento que permite ver objetos lejanos. Es la herramienta fundamental de la astronomía, y cada desarrollo o perfeccionamiento del telescopio ha sido seguido de avances en nuestra compresión del Universo.

1.3.1.1 Historia.

El telescopio se inventó en Holanda, pero se discute la identidad del verdadero inventor. Normalmente se le atribuye a Hans Lippershey, un fabricante de lentes holandés, sobre 1608. En 1609, el astrónomo italiano Galileo mostró el primer telescopio registrado. El astrónomo alemán Johannes Kepler descubrió el principio del telescopio astronómico

construido con dos lentes convexas. Esta idea se utilizó en un telescopio construido por el astrónomo Christoph Scheiner, un jesuita alemán, en 1630.



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Debido a las dificultades producidas por la aberración esférica, los telescopios astronómicos deben tener una distancia focal considerable: algunos de hasta 61 m.

La invención del objetivo acromático en 1757 por el óptico británico John Dollond y el perfeccionamiento del cristal de roca óptico (vidrio flint) en 1754, permitieron pronto la construcción de telescopios refractores muy perfeccionados. Las lentes de Dollond tenían un diámetro de sólo 7,5-10 cm; en cualquier caso, todos estos telescopios tenían dimensiones modestas. A finales del siglo XVIII, Pierre Louis Guinand, un óptico suizo, descubrió los métodos para fabricar grandes discos de vidrio flint; después se asoció con el físico alemán Joseph von Fraunhofer. El descubrimiento de Guinand permitió la fabricación de telescopios de hasta 25 cm de diámetro.

El siguiente gran industrial de lentes telescópicas fue el astrónomo y fabricante de lentes estadounidense Alvan Clark. Junto con su hijo, Alvan Graham Clark, construyó lentes no sólo para los principales observatorios de su país, sino también para el Observatorio Imperial Ruso en Pulkovo y para otras instituciones europeas.

En el telescopio reflector se utiliza un espejo cóncavo para formar una imagen. Se han inventado numerosas variaciones de este telescopio y con él se han realizado muchos de los más importantes descubrimientos astronómicos. A principios del siglo XVII, un jesuita italiano, Niccolò Zucchi, fue el primero en utilizar un ocular para ver la imagen producida por un espejo cóncavo, pero fue el matemático escocés James Gregory quien describió por primera vez un telescopio con un espejo reflector en 1663. El físico y matemático inglés Isaac Newton construyó el primer telescopio reflector en 1668. En este tipo de telescopio la luz reflejada por el espejo cóncavo tiene que llevarse a un punto de visión conveniente al lado del instrumento o debajo de él, de lo contrario el ocular y la cabeza del observador interceptan gran parte de los rayos incidentes. Gregory solucionó esta dificultad en su diseño interponiendo un segundo espejo cóncavo, que reflejaba los rayos al ocular. Henry Draper, uno de los primeros astrónomos estadounidenses que construyó un telescopio reflector, utilizó con éxito un prisma de reflexión total en lugar de un espejo plano.

El físico y astrónomo francés Giovanni D. Cassegrain inventó un telescopio que

tenía un espejo convexo en lugar de uno cóncavo hacia 1672. El astrónomo inglés William Herschel inclinó el espejo de su telescopio y colocó el ocular de forma que no bloqueara los rayos incidentes. Los espejos de Herschel tenían un diámetro de 122 cm, y un tubo de unos 12,2 m de longitud. Los espejos de los telescopios reflectores solían hacerse de metal brillante, una mezcla de cobre y estaño, hasta que el químico alemán Justus von Liebig descubrió un método para colocar una película de plata sobre una superficie de cristal. Los espejos con baño de plata fueron muy aceptados no sólo por la facilidad de construcción del espejo, sino también porque se podía repetir el baño de plata en cualquier momento sin dañar su forma. El baño de plata ha sido sustituido por el revestimiento de aluminio, de mayor duración.

En 1931, el óptico alemán Bernard Schmidt inventó un telescopio combinado

reflector-refractor que puede fotografiar con nitidez amplias áreas del cielo. Este telescopio contiene una lente delgada en un extremo y un espejo cóncavo con una placa



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Figura 1.6. Telescopio Hubble.

correctora en el otro. El mayor telescopio Schmidt, con una lente de 134 cm y un espejo de 200 cm, está en el Observatorio Karl Schwarzschild, en Tautenberg, Alemania.

En la actualidad, el mayor telescopio reflector del mundo es el telescopio Keck,

de 982 cm, en el Observatorio Mauna Kea en Hawai. Entre la lista de reflectores de más de 254 cm de diámetro están el telescopio de 600 cm de diámetro del Observatorio Astrofísico de Rusia, cerca de Zelenchukskaya; el telescopio de 508 cm del Observatorio Monte Palomar, California, Estados Unidos; el de 420 cm del Observatorio del Roque de los Muchachos en las Islas Canarias, España; el instrumento de 401 cm del Observatorio Interamericano de Cerro Tololo cerca de La Serena, Chile; el telescopio de 389 cm del Observatorio Anglo-australiano cerca de Coonabarabran, en Australia; el de 381 cm del Observatorio Nacional Kitt Peak en Arizona, Estados Unidos, y el telescopio de 381 cm de Mauna Kea. Un telescopio estadounidense famoso, el Hooker de 254 cm, en el Observatorio Monte Wilson en Pasadena, California, fue cerrado desde 1985 a 1992, por causa de las presiones financieras, por los nuevos desarrollos tecnológicos y por el deseo de simplificar su funcionamiento.

El telescopio Keck incorpora una importante innovación en su diseño. La

superficie del espejo del telescopio consta de 36 segmentos hexagonales individuales, cada uno de los cuales puede moverse mediante tres pistones actuantes. Las técnicas electrónicas mantienen los segmentos alineados entre sí. La segmentación no sólo reduce el peso del aparato, sino que también hace que sea mucho más sencillo pulir el espejo gigante.

Otra importante innovación en el diseño de telescopios es el telescopio de espejos

múltiples (MMT), el primero de los cuales se terminó en 1979 en el Observatorio Monte Hopkins, Arizona, Estados Unidos. El MMT emplea un conjunto de seis espejos cóncavos de 183 cm (que deben reemplazarse por un solo espejo de 650 cm) para lograr la efectividad del acopio de luz de un único reflector de 450 cm de diámetro.

En 1991 el Observatorio Europeo Austral (ESO, siglas en inglés) comenzó la

construcción del VLT (Very Large Telescope), un complejo astronómico, el más sensible del mundo, formado por cuatro telescopios, cada uno con un espejo principal de 8,2 m de diámetro. Los telescopios podrán ser utilizados de forma independiente, pero en principio han sido diseñados para que funcionen totalmente sincronizados, a fin de combinar la luz captada por los cuatro y obtener una resolución equivalente a la de un único telescopio con un diámetro igual a la distancia máxima entre ellos. El VLT se está construyendo en Cerro Paranal,

en el desierto de Atacama (Chile). En mayo de 1998 se realizaron con éxito las primeras pruebas

de funcionamiento del primer telescopio del VLT.



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El telescopio espacial Hubble (Figura 1.6) tiene la ventaja de estar por encima de la atmósfera distorsionante de la Tierra. Fue lanzado en 1990 con múltiples problemas mecánicos y electrónicos y reparado en diciembre de 1993. Incluso antes de la reparación, proporcionó algunas imágenes mejores que las obtenidas con instrumentos situados en la Tierra. 1.3.1.2 Características.

Para caracterizar un telescopio y utilizarlo se emplean una serie de parámetros y accesorios:

• Distancia Focal: es la longitud focal del telescopio, que se define como la distancia desde el espejo o la lente principal hasta el foco o punto donde se sitúa el ocular.

• Diámetro del objetivo: Diámetro del espejo o lente primaria del telescopio. • Ocular: Accesorio pequeño que colocado en el foco del telescopio permite

magnificar la imagen de los objetos. • Lente de Barlow: Lente que generalmente duplica o triplica los aumentos del

ocular cuando se observan los astros. • Filtro: pequeño accesorio que generalmente opaca la imagen del astro pero que

dependiendo de su color y material permite mejorar la observación. Se ubica delante del ocular, y los más usados son el lunar (verde-azulado, mejora el contraste en la observación de nuestro satélite), y el solar, con gran poder de absorción de la luz del Sol para no lesionar la retina del ojo.

• Razón Focal: es el cociente entre la distancia focal (mm) y el diámetro (mm). (f/ratio)

• Magnitud límite: es la magnitud máxima que se puede ver en un lugar dado, es decir, el brillo de la estrella más débil visible.

• Trípode: Conjunto de tres patas generalmente de aluminio que le dan soporte y estabilidad al telescopio.

• Portaocular: Orificio dónde se colocan el ocular y la lente de Barlow.

1.3.2 Radiotelescopios.

Un receptor de radiotelescopio detecta y mide emisiones de radio de las fuentes celestiales. Éstas suelen consistir en radiación incoherente cuyas propiedades estadísticas no difieren del ruido originado del receptor o de la radiación de fondo acoplada al receptor por la antena. El nivel de potencia de la señal en este tipo de receptores suele ser muy pequeña (10-15 a 10-20 W). La potencia recibida de la radiación de fondo debería ser mucho mayor, por lo que es importante que el receptor sea lo más sensible y estable posible. Pero hay casos, como las explosiones solares o la radiación joviana, donde la radiación es relativamente fuerte, y cobran importancia otras características del receptor, como la habilidad de detectar la señal como una función en el tiempo.



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Figura 1.7. Primer Radiotelescopio.

1.3.2.1 Historia.

Poco después de la gran depresión, que golpeó a los Estados Unidos a principios de los años treinta, y en buena parte por el desarrollo de las técnicas del radar durante la primera Guerra Mundial, los astrónomos norteamericanos lograron echar el primer vistazo al cielo por medio de ondas de radio: ver con radiación invisible.

Situado en los vastos campos plantados

de papas de Nueva Jersey, el primer radiotelescopio (Figura 1.7) era un instrumento extraño, en nada parecido a los telescopios ópticos; pero su operación marcó una nueva época en la astronomía, comparable a la marcada por Galileo cuando, por vez primera, utilizó su pequeño telescopio para ver el cielo.

En realidad, ya antes se habían detectado

ondas de radio del espacio, aunque no con un radiotelescopio. La compañía de teléfonos Bell estudiaba las fuentes de "estática" (ruido) que interferían las comunicaciones de los barcos con las estaciones de tierra, y encomendó al joven ingeniero Kart Jansky la investigación. Jansky diseñó una antena que podía distinguir la dirección de la que provenía la estática. Después

de un año, logró distinguir entre tormentas eléctricas locales o distantes y estática de fondo proveniente del espacio. Ahora sabemos que lo que Jansky detectaba eran ondas de radio generadas en el gas de la Vía Láctea.

Con frecuencia se dice que los radioastrónomos "escuchan" el cielo. Aunque los

pioneros, como Jansky, efectivamente escuchaban, hoy día los radioastrónomos utilizan sus radiotelescopios más como ojos que como oídos. La señal es captada de manera similar a lo que hace un radio ordinario. Las señales llegan a nuestro radio de una gran cantidad de estaciones radioemisoras que radian en todas direcciones y a diversas longitudes de onda (frecuencia). Nosotros sintonizamos nuestros receptores a la longitud de onda que deseamos y el aparato extrae el mensaje de voces o música superpuesto a las ondas de radio, que escuchamos mediante una bocina.

1.3.2.2 Características.

Los receptores de radiotelescopios más comunes se asemejan en su construcción al receptor superheterodino, cuyo diagrama de bloques se muestra en la figura 1.8.

La señal que llega es aplicada a un mezclador consistente en una impedancia no lineal tal como un transistor o un diodo. La señal es mezclada con una de frecuencia variable generada localmente apareciendo en la salida del circuito mezclador una tercera señal igual a la señal original recibida, pero trasladada a una frecuencia igual a la diferencia entre la frecuencia del oscilador local y la frecuencia de la señal recibida. La



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salida del mezclador es inyectada al amplificador de frecuencia intermedia de sintonía fija, en el cual es amplificada y detectada.

Aunque el proceso de mezcla es inherentemente ruidoso, este inconveniente se

puede solventar incluyendo una etapa amplificadora delante del mezclador, si fuese necesario.

Las ventajas de la recepción superheterodina son directamente atribuibles al uso

del amplificador de frecuencia intermedia (FI). Como todas las señales son convertidas a la frecuencia intermedia, esta sección del receptor se puede diseñar de forma que tenga la selectividad óptima y de alta amplificación. La alta amplificación se obtiene fácilmente en el amplificador de frecuencia intermedia ya que funciona a una frecuencia relativamente baja, a la cual los transistores dan una buena ganancia de tensión.

Figura 1.8. Esquema de un Receptor Superheterodino.

Las características del receptor se pueden definir en términos de sensibilidad, selectividad, velocidad de sintonía, estabilidad, respuesta a frecuencias espúreas, margen dinámico de la señal y compresión de ganancia. Un receptor de comunicaciones bien diseñado debe ser capaz de recibir el modo de emisión utilizado en la banda de recepción y satisfacer los niveles mínimos de prestación en cuenta a todas estas características.

Sensibilidad. La sensibilidad de un receptor se define como la señal de entrada necesaria para que a la salida tengamos un valor de señal + ruido superior (usualmente en 10 dB) a la salida de ruido del receptor. Un receptor perfecto (exento de ruido) no generaría ruido interno y la sensibilidad estaría limitada únicamente por el ruido térmico.

El movimiento aleatorio de los electrones, o ruido de agitación térmica, es proporcional a la temperatura absoluta e independiente de la frecuencia cuando el ancho de banda total y la impedancia de entrada del receptor son constantes. El ruido se expresa en forma de una resistencia de ruido equivalente, o bien como el valor de



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resistencia que, conectada en el circuito de entrada de una etapa, produciría un ruido a la salida del circuito equivalente al ruido del dispositivo amplificador de la etapa.

El grado de aproximación de un receptor práctico a un receptor “perfecto” con anchos de banda iguales recibe el nombre de factor de ruido del receptor. Este factor queda definido por el cociente entre la relación señal ruido a la entrada y a la salida del receptor, de forma que cuanto mayor es el factor de ruido, más ruidoso es el receptor. El factor de ruido se define por:

Donde, F es el factor de ruido del receptor S es la potencia de señal de la fuente a la entrada del receptor So es la potencia de señal disponible a la salida del receptor No es la potencia del ruido a la salida del receptor k es la constante de Boltzmann (1’37·10-23 julios por ºK) B es el ancho de banda del receptor.

La cantidad KTB representa la potencia de ruido térmico a la entrada de un receptor con ancho de banda B a la temperatura T, suponiendo éste producido por una carga resistiva (antena). Si se hace pasar la señal a través de un receptor que amplifica sin añadir ruido, la relación entre la potencia de la señal y la potencia de ruido en la salida del receptor será la misma que en la entrada y el factor de ruido (F) será la unidad. Si el receptor añade ruido adicional, F será mayor que la unidad.

Figura de ruido. La figura de ruido es la expresión en decibelios del factor de ruido y puede escribirse como:

Donde N2 es la potencia del ruido a la salida del receptor a 290º K (17º C) y N1 es la potencia de ruido a la salida debida a la fuente a la misma temperatura.

Selectividad. La selectividad de un receptor es la aptitud que tiene para distinguir entre la señal deseada y las señales de frecuencias adyacentes muy próximas. El ancho de banda, o banda de paso del receptor, debe ser suficientemente amplio para dejar pasar la señal y sus bandas laterales si se desea una reproducción fidedigna de la señal. La sensibilidad dependerá de: • Los circuitos de sintonía de la sección de entrada.



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• Los posibles filtros que puedan aparecer en etapas posteriores como pueda ser la de F.I.

Estabilidad. La aptitud del receptor para permanecer sintonizado a una frecuencia elegida es una medida de la estabilidad del receptor. Los cambios ambientales tales como variaciones de temperatura, de la tensión de alimentación, de la humedad y los choques o vibraciones mecánicas tienden a alterar las características del receptor en un intervalo de tiempo dado. La mayoría de los receptores tienen, en mayor o menor grado, una variación constante de frecuencia denominada deslizamiento por calentamiento que ocurre durante los primeros minutos de funcionamiento. Una vez que los componentes del receptor han alcanzado la temperatura de funcionamiento, el deslizamiento se estaciona o es mucho más lento. El deslizamiento a largo término se puede manifestar en un periodo de días, semanas e incluso años, cuando los componentes envejecen o sus características varían gradualmente debido a ciclos de carácter térmico o al uso. Hoy en día es muy habitual encontrar receptores sintetizados que mantienen una alta estabilidad en frecuencia del receptor.

Velocidad de sintonía. Determina la resolución del sistema de sintonía, es decir, el mínimo incremento de frecuencia que se obtiene cuando actuamos sobre el dial. Actualmente se trabaja con sistemas sintetizados donde la velocidad de sintonía se controla digitalmente y depende en gran medida del sintetizador de frecuencia.

Respuestas espúreas. Un buen receptor debe rechazar las señales espúreas exteriores a la banda de paso del receptor y no generar señales espúreas dentro de esta banda. Aunque universalmente se acepta el receptor superheterodino como la mejor combinación de principios para la recepción óptima, el dispositivo presenta inconvenientes que deben ser reconocidos. La mayor dificultad de este tipo de receptor es su susceptibilidad a las varias formas de respuesta espúrea y la complejidad del diseño y ajuste necesario para reducir esta respuesta. La mayoría de las respuestas espúreas son resultado de una conversión de frecuencia.

Interferencia imagen. La elección de una frecuencia para el amplificador de FI implica varias consideraciones. Una de ellas concierne a la selectividad; cuanto más baja sea la frecuencia intermedia mayor será la selectividad obtenida. Por otra parte, desde el punto de vista de eliminación de la frecuencia imagen es deseable una frecuencia intermedia más bien alta. Las frecuencias imagen son una peculiaridad común a todos los receptores superheterodinos. Siempre hay dos frecuencias de señal que se combinan con una frecuencia dada para producir la misma frecuencia diferencia. Pongamos un ejemplo: sea un receptor superheterodino con su oscilador funcionando en una frecuencia más alta que la de la señal (lo cual es práctica común en muchos heterodinos), sintonizado para recibir una señal de 14,1 kHz. Suponiendo una frecuencia del amplificador de FI de 450 Hz, el circuito de entrada del mezclador estará sintonizado a 14,1 kHz y el oscilador a 14,1 + 450 Hz o sea 14,550 kHz de forma que al realizar la mezcla la señal de entrada quede desplazada a la FI. Sin embargo, ocurre que una señal fuerte situada a la frecuencia del oscilador más la frecuencia intermedia, es decir 15 kHz, dará también una frecuencia intermedia de 450 kHz en la salida del mezclador (ya que de éste traslada la señal a su entrada a la frecuencia |fin – fOL| ) y, por tanto, será también escuchada. De este hecho podemos decir que la frecuencia imagen



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está siempre separada de la señal deseada un intervalo igual al doble del valor de la frecuencia intermedia.

La única forma de eliminar la frecuencia imagen en este caso particular es hacer que la selectividad del circuito de entrada del mezclador, y de todos los circuitos que le preceden, sea suficientemente grande como para que la señal de 15 kHz nunca llegue al circuito de entrada del mezclador con suficiente amplitud como para producir interferencias.

Para cualquier frecuencia intermedia, las perturbaciones de interferencia imagen

son mayores a medida que aumenta la frecuencia a la cual está sintonizada la sección amplificadora de radiofrecuencia del receptor. Este hecho se debe a que, conforme vamos incrementado la frecuencia, nos vamos situando en el extremo de la banda de paso del amplificador y, por tanto, la diferencia de niveles entre la señal deseada y su señal imagen no es tan acusada.

Señales fantasma. Toda combinación de señales deseadas y no deseadas, junto con las del oscilador del mezclador y sus armónicos, puede producir señales en la misma frecuencia intermedia del receptor. Éstas, más las respuestas espúreas de la etapa mezcladora, se denominan chirps.

Muchas respuestas espúreas pueden ser reducidas por inclusión de la adecuada selectividad delante de la etapa del mezclador y mediante el uso de apantallamiento y filtrado para evitar que la señal no deseada sea captada por los pasos ulteriores del receptor.

Los productos de distorsión de intermodulación son señales espurias generadas en un dispositivo no lineal. Estas señales son difíciles de eliminar a no ser que las frecuencias de la señal del mezclador y la frecuencia intermedia se elijan cuidadosamente. Muchos productos indeseados del mezclador caen dentro de la banda de paso del receptor y siguen una relación predecible de frecuencia cuando el oscilador del mezclador está sintonizado. En una etapa mezcladora hay presentes múltiplos de la frecuencia de la señal y del oscilador que corresponden a los armónicos 2º, 3º, 4º, 5º, y 6º de las señales del mezclador. También hay otros productos mayor orden, pero usualmente están lo suficientemente atenuados como para no originar problemas de chirp.

1.4 Partes principales de un radiotelescopio.

Tal y como hemos comentado en el apartado anterior, los receptores de radiotelescopios más comunes se asemejan en su construcción al receptor superheterodino. De forma relativamente general, los dispositivos de que consta principalmente este tipo de receptor se muestran en la figura 1.9. En este apartado trataremos de realizar un estudio general de todos ellos para que se comprenda con relativa facilidad el comportamiento de cada uno de ellos y su misión dentro del esquema global.



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Figura 1.9.Diagrama de un receptor superheterodino típico

1.4.1 Antena. En este apartado comentaremos algunas características importantes de las antenas en general y de las parabólicas en particular, más comúnmente empleadas en aplicaciones radioastronómicas.

1.4.1.1 ¿Qué es una antena?.

La definición formal de una antena es un dispositivo que sirve para transmitir y recibir ondas de radio. Convierte la onda guiada por la línea de transmisión (el cable o guía de onda) en ondas electromagnéticas que se pueden transmitir por el espacio libre.

En realidad una antena es un trozo de material conductor al cual se le aplica una

señal y esta es radiada por el espacio libre. Las antenas deben de dotar a la onda radiada con un aspecto de dirección. Es decir, deben acentuar un solo aspecto de dirección y anular o mermar los demás. Esto es necesario ya que solo nos interesa radiar hacia una dirección determinada. Esto se puede explicar con un ejemplo, hablando de las antenas que llevan los satélites. Éstas acentúan mucho la dirección hacia la tierra y anulan la de sentido contrario, puesto que lo que se quiere es comunicarse con la tierra y no mandar señales hacia el espacio.

Las antenas también deben dotar a la onda radiada de una polarización. La polarización de una onda es la figura geométrica descrita, al transcurrir el tiempo, por el extremo del vector del campo eléctrico en un punto fijo del espacio en el plano perpendicular a la dirección de propagación. Para todas las ondas, esa figura es normalmente una elipse, pero hay dos casos particulares de interés y son cuando la figura trazada es un segmento, denominándose linealmente polarizada, y cuando la figura trazada es un círculo, denominándose circularmente polarizada.



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1.4.1.2 Parámetros generales de una antena.

Una antena va a formar parte de un sistema, por lo que tenemos que definir parámetros que la describan y nos permita evaluar el efecto que va a producir sobre nuestro sistema.

Impedancia. Una antena se tendrá que conectar a un transmisor y deberá radiar

el máximo de potencia posible con un mínimo de pérdidas. Se deberá adaptar la antena al transmisor para una máxima transferencia de potencia, que se suele hacer a través de una línea de transmisión. Esta línea también influirá en la adaptación, debiéndose considerar su impedancia característica, atenuación y longitud. Como el transmisor producirá corrientes y campos, a la entrada de la antena se puede definir la impedancia de entrada mediante la relación tensión-corriente en ese punto. Esta impedancia poseerá una parte real Re(w) y una parte imaginaria Ri(w), dependientes de la frecuencia. Si a una frecuencia una antena no presenta parte imaginaria en su impedancia Ri(w)=0, entonces diremos que esa antena está resonando a esa frecuencia.

Normalmente usaremos una antena a su frecuencia de resonancia, que es cuando

mejor se comporta, luego a partir de ahora no hablaremos de la parte imaginaria de la impedancia de la antena, si no que hablaremos de la resistencia de entrada a la antena Re. Lógicamente esta resistencia también dependerá de la frecuencia. Esta resistencia de entrada se puede descomponer en dos resistencias, la resistencia de radiación (Rr) y la resistencia de pérdidas (RL). Se define la resistencia de radiación como una resistencia que disiparía en forma de calor la misma potencia que radiaría la antena. La antena por estar compuesta por conductores tendrá unas pérdidas en ellos. Estar pérdidas son las que definen la resistencia de pérdidas en la antena.

Veamos este ejemplo: Queremos hacer una transmisión en onda media radiando 10 KW con una antena que presenta una impedancia de entrada Ze = 50 - j100 ohmios. Si aplicamos las fórmulas P = |I|2 x Real[Ze] |I|2 = P / Real[Ze] Obtenemos que |I| = 14.14 A. Si ahora aplicamos la ley de Ohm: |V| = |I| x |Ze| = 14.14 x (50 - j100) = 14.14 x 111.8 = 1580.9 V.

Por otra parte, si logramos hacer que resuene la antena, tendremos que la impedancia de entrada no tendrá parte imaginaria, luego Ze = 50 ohmios. Aplicando las mismas fórmulas de antes obtenemos que la intensidad que necesitamos es la misma |I| = 14.14 A, pero vemos que ahora la tensión necesaria es |V| = 707 V. Con este pequeño ejemplo vemos que hemos ahorrado más de la mitad de tensión teniendo la antena resonando que si no la tenemos. No se ha dicho, pero se ha supuesto que la parte real de la impedancia de entrada de la antena no varía en función de la frecuencia.

Eficiencia: Relacionado con la impedancia de la antena tenemos la eficiencia de

radiación y la eficiencia de reflexión. Estas dos eficiencias nos indicarán una, cuánto de



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Figura 1.10. Diagrama de radiación 3-D

buena es una antena emitiendo señal, y otra, cuánto de bien está adaptada una antena a una línea de transmisión.

La Eficiencia de Radiación se define como la relación entre la potencia radiada

por la antena y la potencia que se entrega a la misma antena. Como la potencia está relacionada con la resistencia de la antena, podemos volver a definir la Eficiencia de Radiación como la relación entre la Resistencia de radiación y la Resistencia de la antena.

La Eficiencia de Adaptación o Eficiencia de Reflexión es la relación entre la

potencia que le llega a la antena y la potencia que se le aplica a ella. Esta eficiencia dependerá mucho de la impedancia que presente la línea de transmisión y de la impedancia de entrada a la antena, luego se puede volver a definir la Eficiencia de Reflexión como 1 – (módulo del Coeficiente de reflexión)2 siendo el coeficiente de reflexión el cociente entre la diferencia de la impedancia de la antena y la impedancia de la línea de transmisión, y la suma de las mismas impedancias.

Eficiencia de Reflexión = 1 - (Coeficiente de Reflexión)2

Algunas veces se define la Eficiencia Total, siendo esta el producto entre la Eficiencia de Radiación y la Eficiencia de Reflexión.

Eficiencia Total = Eficiencia de Radiación · Eficiencia de Reflexión

En algunas circunstancias es necesaria la representación gráfica de la fase del campo eléctrico. Esta representación recibe el nombre de Diagrama de Fase o Patrón de Radiación. Un patrón de radiación es un diagrama polar o gráfica que representa las

intensidades de los campos o las densidades de potencia en varias posiciones angulares en relación con una antena. Si el patrón de radiación se traza en términos de la intensidad del campo eléctrico (E) o de la densidad de potencia (P), se llama patrón de radiación absoluto. Si se traza la intensidad del campo o la densidad de potencia en relación al valor en un punto de referencia, se llama patrón de radiación relativo. Algunas veces no nos interesa el diagrama de radiación en tres dimensiones (Figura 1.10) al no poder hacerse mediciones exactas sobre el. Lo que se suele hacer es un corte en el diagrama

de radiación en tres dimensiones para pasarlo a dos dimensiones. Este tipo de diagrama es el más habitual ya que es más fácil de medir y de interpretar.



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Campos Cercanos y Lejanos: El campo de radiación que se encuentra cerca de una antena no es igual que el campo de radiación que se encuentra a gran distancia. El termino campo cercano se refiere al patrón de campo que esta cerca de la antena, y el termino campo lejano se refiere al patrón de campo que está a gran distancia. Durante la mitad del ciclo, la potencia se irradia desde una antena, en donde parte de la potencia se guarda temporalmente en el campo cercano. Durante la segunda mitad del ciclo, la potencia que esta en el campo cercano regresa a la antena. Esta acción es similar a la forma en que un inductor guarda y suelta energía. Por tanto, el campo cercano se llama a veces campo de inducción. La potencia que alcanza el campo lejano continúa irradiando lejos y nunca regresa a la antena por lo tanto el campo lejano se llama campo de radiación. La potencia de radiación, por lo general es la mas importante de las dos, por consiguiente, los patrones de radiación de la antena, se dan para el campo lejano. El campo cercano se define como el área dentro de una distancia D2/l de la antena, en donde l es la longitud de onda y D el diámetro de la antena en las mismas unidades.

Ganancia Directiva y Ganancia de Potencia: La ganancia directiva es la

relación de la densidad de potencia radiada en una dirección en particular con la densidad de potencia radiada al mismo punto por una antena de referencia, suponiendo que ambas antenas irradian la misma cantidad de potencia. El patrón de radiación para la densidad de potencia relativa de una antena es realmente un patrón de ganancia directiva si la referencia de la densidad de potencia se toma de una antena de referencia estándar, que por lo general es una antena isotrópica. La máxima ganancia directiva se llama directividad.

Polarización de la Antena: La polarización de una antena se refiere solo a la orientación del campo eléctrico radiado desde ésta. Una antena puede polarizarse en forma lineal (por lo general, polarizada horizontal o vertical), en forma elíptica o circular. Si una antena irradia una onda electromagnética polarizada verticalmente, la antena se define como polarizada verticalmente; si la antena irradia una onda electromagnética polarizada horizontalmente, se dice que la antena está polarizada horizontalmente; si el campo eléctrico radiado gira en un patrón elíptico, está polarizada elípticamente; y si el campo eléctrico gira en un patrón circular, está polarizada circularmente.

Ancho del Haz de la Antena: El ancho del haz de la antena es sólo la separación angular entre los dos puntos de media potencia (-3dB) en el lóbulo principal del patrón de radiación del plano de la antena, por lo general tomado en uno de los planos "principales". El ancho de haz de la antena se llama ancho de haz de -3dB o ancho de haz de media potencia.

Ancho de Banda de la Antena: El ancho de banda de la antena se define como

el rango de frecuencias sobre las cuales la operación de la antena es "satisfactoria". Esto, por lo general, se toma entre los puntos de media potencia, pero a veces se refiere a las variaciones en la impedancia de entrada de la antena.



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Figura 1.11. Antenas de hilo

1.4.1.3 Tipos de antenas.

Existen dos tipos principales de antenas:

Las antenas de hilo. Son antenas cuyos elementos radiantes son conductores de hilo que tienen una sección despreciable respecto a la longitud de onda de trabajo (Figura 1.11). Las dimensiones suelen ser como máximo de una longitud de onda. Se utilizan extensamente en las bandas de MF, HF, HF, VHF y UHF. Se pueden encontrar agrupaciones de antenas de hilo. Ejemplos de antenas de hilo son:

• El monopolo vertical. • El dipolo y su evolución, la antena

Yagi. • La espira. • La hélice.

De apertura. Las antenas de apertura son aquellas que utilizan superficies o aperturas para direccionar el haz electromagnético de forma que concentran la emisión y recepción de su sistema radiante en una dirección, formando ángulos sólidos. La más conocida y utilizada en la actualidad es la antena parabólica, tanto en enlaces de radio terrestres como satelitales. La ganancia de dichas antenas estará relacionada con la superficie de la parábola, a mayor tamaño mayor colimación del haz tendremos y por lo tanto mayor ganancia en una menor apertura angular. El elemento radiante es el Iluminador, el cual puede iluminar en forma directa a la parábola o en forma indirecta mediante un subreflector, dependiendo del diseño de la misma. El iluminador está generalmente ubicado en el foco de la parábola.

Ejemplos de aperturas son:

• La antena de bocina. • La antena parabólica. • La antena parabólica del Radar Doppler. • Superficies reflectoras en general.



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1.4.2 Amplificador de bajo ruido (LNA).

Llega el momento de comentar uno de los dispositivos de mayor importancia dentro de nuestro receptor. El amplificador de bajo ruido será una pieza clave en nuestra lucha contra el ruido.

1.4.2.1 ¿Qué es un Amplificador de Bajo Ruido?.

Amplificador que opera en la frecuencia de la señal de entrada (comúnmente del orden de los GHz), y que posee la característica especial de introducir márgenes de ruido muy pequeños en la señal (de ahí su sigla en inglés, LNA, low noise amplifier).

El LNA consta de varias etapas transistorizadas que refuerzan la señal recibida por la antena elevando su nivel y dejando la frecuencia intacta. Posee un ancho de banda amplio, ya que debe funcionar sin variar sus características en toda la gama de frecuencias del receptor.

1.4.2.2 Características de un LNA.

Las señales cósmicas son generalmente muy débiles (se estima que una fuente potente como Cygnus A emite una potencia del orden de 1038 Watts, de los cuales en la Tierra se reciben del orden de 10−20 Watts/m2 [11]). Si bien las antenas son capaces de recolectar esos bajísimos niveles de energía, para poder medir y estudiar esta señal es necesario amplificarla. Sin embargo, el principal inconveniente de esa amplificación es que no sólo magnifica la señal útil de entrada, sino que también el ruido asociado, incluso el producido por el propio amplificador. En las transmisiones normales (por ejemplo, radio o televisión), los niveles de potencia de señal útil recibida son bastante más elevadas que el ruido de fondo, por lo que los elementos usados en la circuitería asociada a dichas aplicaciones no están sujetos a restricciones demasiado severas al respecto. Sin embargo, en el caso de radioastronomía, los niveles de señal son tan extremadamente bajos que son fácilmente confundibles con el ruido producido por componentes electrónicos, y por tanto, este ruido puede esconder la señal que se está tratando de estudiar.

Una de las principales fuentes de ruido de la electrónica convencional basada en

semiconductores es el llamado ruido térmico, producido por el movimiento natural de las partículas en un material que se encuentra a una temperatura diferente al cero absoluto (0[ºK]). Este movimiento genera corrientes parásitas aún en ausencia de una señal de entrada, creando un ruido conocido como ruido de Johnson. Estas corrientes parásitas, al estar bajo la acción del amplificador, pueden magnificarse cientos o miles de veces.

En radiocomunicaciones, para expresar el ruido generado por un cierto material

o equipo se usa el concepto de temperatura equivalente de ruido. La temperatura



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equivalente de ruido (Figura 1.12) es un parámetro que representa la potencia generada por un cuadripolo no ruidoso (por ejemplo, un material o un equipo que se quiere caracterizar) a cuya entrada se conecta un cuerpo negro resistivo a la temperatura señalada y que, en esas condiciones, emite la misma potencia que el equipo real no sometido a señal de entrada (es decir, la señal de salida es puramente efecto de ruido interno).

Figura 1.12. Temperatura equivalente de ruido de un cuadripolo. Ps1 = Ps2

Para los valores prácticos de temperatura y frecuencia usados en radioastronomía, y tomando como referencia esta temperatura de ruido, la potencia de ruido generada por un material puede ser simplificada a la expresión:

donde: k = Constante de Boltzmann. T = Temperatura de ruido equivalente del sistema. B = Ancho de banda de la señal en estudio.

Como hemos comentado, todos los amplificadores agregan algo de ruido propio a la señal que manejan, es decir, que a la salida del dispositivo aparece la señal amplificada más una cantidad de ruido que no estaba a la entrada (Figura 1.13).

Figura 1.13. Esquema de la adherencia de ruido en una etapa amplificadora.

Este ruido es una señal con una característica especial: es aleatorio, es decir,

imprevisible. Su "espectro" es plano, tiene componentes en todas las frecuencias. La "señal" que recibimos de los astros es una "portadora" también modulada con algo de



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ruido, significando esto que la intensidad de señal recibida de una radiofuente no es muy uniforme, sino que varía en un cierto porcentaje de su valor medio con el transcurso del tiempo. La naturaleza de su modulación, sin embargo, es parecida a la del ruido introducido por el amplificador, siendo muy difícil de separar.

La etapa que sigue en la cadena, también amplifica lo que viene de la primera etapa, es decir, señal de radiofuente más ruido de la primer etapa. Pero esta etapa también introduce su ruido propio. Para tener una idea de números, de una etapa amplificadora típica sale una potencia de señal de 30 a 80 veces mayor que la que estaba en su entrada.

En el gráfico (Figura 1.14) P0 es la potencia de señal de interés a la entrada de la cadena de amplificadores. Las “Pr” son las potencias de ruido generado por cada etapa de amplificación. Se muestran las potencias existentes en la salida de cada etapa.

Figura 1.14. Señales resultantes de una cadena de amplificación.

Al final de la cadena de N etapas, nos damos cuenta que el ruido del primer amplificador lo amplificaron N-1 etapas (todas menos la primera), al ruido de la segunda lo amplificaron N-2 etapas, y así sucesivamente, con lo que deducimos que el ruido más amplificado fue el de la primer etapa. El ruido de la segunda saldrá alrededor de 60 veces menos amplificado que el de la primera. Por ello, la primer etapa debe ser lo menos "ruidosa" posible.

Esto también podemos verlo desde el punto de vista de la anteriormente citada

“temperatura equivalente de ruido”. En un sistema conformado por N etapas (Figura 1.15) como por ejemplo, el mismo receptor superheterodino, la temperatura equivalente de ruido del conjunto completo vendrá dada por:

donde: Ti = Temperatura equivalente de ruido del i-ésimo cuadripolo. Gj = Ganancia del j-ésimo cuadripolo.



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Figura 1.15. Cálculo de la temperatura equivalente de ruido de un sistema de N etapas.

Por tanto, la temperatura de ruido del primer material de la secuencia será preponderante. Es por ese motivo que el diseño de este primer equipo, en este caso, un amplificador, es clave en el correcto funcionamiento del radiotelescopio. Los amplificadores comunes disponibles en tiendas de electrónica presentan dos problemas principales para su uso en esta labor:

• Están diseñados para funcionar a frecuencias mucho más bajas (del orden de los

MHz) que las señales comúnmente usadas en radioastronomía (en el orden de los GHz), por lo que su comportamiento a dichas frecuencias puede ser errático.

• Presentan niveles de ruido incompatibles con los niveles de señal útil.

Para evitar el efecto del ruido térmico, típicamente se ha recurrido al

enfriamiento artificial de los amplificadores, ya sea mediante aire acondicionado, o en condiciones más extremas, mediante criogenización a través del uso de nitrógeno o helio líquido, entre otros. Sin embargo, estas medidas son costosas y difíciles de aplicar, especialmente en radioobservatorios situados en lugares remotos. 1.4.3 Amplificador de radiofrecuencia. Antes de comenzar este apartado es importante destacar que todas las características técnicas comentadas para los amplificadores de bajo ruido son válidas en esta sección.

1.4.3.1 ¿Qué es un amplificador de radiofrecuencia?.

Un amplificador de potencia es aquel cuya etapa de salida se ha diseñado para que sea capaz de generar uno rangos de tensión e intensidad más amplios de forma que tenga capacidad de transferir a la carga la potencia que se requiere.

La necesidad de amplificadores de señal en sistemas de comunicaciones es muy

clara, tanto para aumentar los niveles de señal desde los valores próximos al ruido en sistemas receptores como para conseguir altos niveles de señal en los transmisores. En general, se necesita un amplificador siempre que se busque un aumento en el nivel de la señal. Las características de los amplificadores dependerán de cada aplicación. Además de la frecuencia de trabajo, las características que definen las aplicaciones de un



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amplificador de RF son la banda relativa, los niveles máximos de potencia y la figura de ruido.

La diferencia entre amplificadores de baja frecuencia y los de radiofrecuencia o

microondas no radica sólo en la frecuencia de trabajo, existe una clara diferencia en la tecnología, proceso de diseño y en algunos casos en la estructura circuital utilizada. La existencia de transistores bipolares (BJT) y sobre todo los transistores de efecto campo (FET) nos permiten construir amplificadores hasta frecuencias de unos 100 GHz. Por tanto, podemos asegurar que las diferencias más importantes que separan los diseños de baja frecuencia de los de frecuencias altas se deben a las limitaciones de los componentes.

En aplicaciones de radiofrecuencia suelen distinguirse claramente los

amplificadores de pequeña señal de los amplificadores de potencia. En los primeros se supone que los niveles de señal que deben amplificar son suficientemente bajos para que el comportamiento de los dispositivos amplificadores sea lineal. En los segundos, la capacidad de obtener la máxima potencia de salida con el rendimiento óptimo es la especificación fundamental.

1.4.3.2 Características y parámetros de un amplificador de RF.

Normalmente, en el proceso de diseño o de selección de un amplificador se tienen en cuenta un gran número de parámetros tanto de los dispositivos activos como de las redes de polarización y RF que forman el amplificador. Destacamos los siguientes:

Función de transferencia. En la caracterización de un cuadripolo como circuito se suele hablar de función de transferencia como la relación de dos magnitudes a la salida y a la entrada del amplificador, respectivamente. Para definir esta función se necesitar conocer, además de los parámetros del cuadripolo a la frecuencia deseada, las impedancias de generador y de carga que aparecen a la entrada y a la salida tal como se muestra en la Figura 1.16. La ganancia corresponde al valor absoluto de la función de transferencia.

Figura 1.16. Cuadripolo amplificador.



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En frecuencias bajas de RF (por debajo de 100 MHz) es frecuente definir la ganancia como relación entre las tensiones de salida y de entrada. Esta definición supone que las impedancias de generador y carga (Rg, RL) son conocidas o bien se satisface que | Rg | << | Zi | y | RL | << | Z0 |, lo que supone una fuerte desadaptación en la transferencia de potencia, pero una gran estabilidad de la ganancia. Para frecuencias elevadas, donde los dispositivos poseen una ganancia más reducida, la especificación de ganancia se realiza siempre como cociente de las potencias de salida y de entrada. Esta forma de definir la ganancia tiene en cuenta las posibles pérdidas de potencia por desadaptación de impedancias. A la hora de definir las potencias, se pueden distinguir 2 valores diferentes en cada una de las puertas:

• La potencia disponible del generador equivalente o del cuadripolo, que es la potencia máxima que ese generador o ese cuadripolo es capaz de entregar.

• La potencia entregada, que es la potencia que en realidad se entrega a la entrada del cuadripolo o a la carga.

En función del tipo de potencia utilizada para caracterizar la entrada o la salida,

se pueden definir 3 tipos de ganancia diferentes: • Ganancia de potencia: Relación entre las potencias realmente entregadas tanto a

la entrada como a la salida. Es independiente de la impedancia del generador, por lo que no tiene en cuenta las pérdidas por desadaptación a la entrada, pero sí a la salida.

Gp = Potencia entregada a la carga / potencia entregada a la amplificador.

• Ganancia disponible: Corresponde al cociente entre potencias disponibles. Sólo

tiene en cuenta la desadaptación a la entrada.

Gd = Potencia disponible a la salida / potencia disponible en el generador.

• Ganancia de transducción: Representa la ganancia de inserción en un sistema y es la que realmente se puede medir, ya que tiene en cuenta las pérdidas por desadaptación tanto a la entrada como a la salida.

Gt = Potencia entregada a la carga / Potencia disponible del generador.

Cuando trabajamos a nivel de sistemas, es necesario saber que en el tratamiento de las potencias, los problemas asociados a la adaptación de impedancias son muy importantes y pueden establecer serias diferencias entre el diseño y la realidad.

Impedancias nominales. Reflexión. El conjunto de las especificaciones se

definen siempre con el amplificador cargado con las impedancias nominales, sobre las que se mide el amplificador. Son reales y de valores normalizados que se ajustan a las



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necesidades técnicas de cada aplicación aunque para frecuencias altas, el valor de 50 Ohmios se utiliza de forma generalizada como valor de referencia.

El coeficiente de reflexión nos da una forma de medir hasta qué punto la

impedancia de entrada o de salida de un amplificador está adaptada a la impedancia de referencia. En nuestro amplificador de la Figura 1.16 se definiría de la siguiente forma:

ρent = (Zi – Z0) / (Zi + Z0) Una adaptación perfecta corresponde a ρ = 0 y una reflexión total corresponde a |ρ| = 1. En realidad el coeficiente de reflexión es un parámetro complejo del que sólo se suele especificar una cota superior de su módulo. Otra forma de presentar la misma magnitud es la Relación de Onda Estacionaria (ROE). Representa el cociente entre los máximos y mínimos de tensión que se producen en una línea de transmisión de impedancia característica Z0 por la existencia de una onda incidente y una onda reflejada a la entrada (o salida) del amplificador. Viene dada por:

ROE = (1 + ρ) / (1 – ρ)

Banda de Trabajo. En un amplificador, la ganancia debe mantenerse constante e independiente de la frecuencia, al menos en el margen de frecuencias en que las señales de entrada pueden tener componentes espectrales. La banda de trabajo es el margen de frecuencias donde el amplificador cumple las especificaciones de ganancia, impedancias de entrada, factor de ruido, linealidad, etc. Se suele especificar indicando los valores mínimo (f1) y máximo (f2) de las frecuencias de trabajo o la frecuencia central (f0 = (f1·f2)½) y ancho de banda (B = f2-f1).

Temperatura de ruido. Figura de ruido. Este parámetro ya se trató en el apartado anterior (Amplificadores de bajo ruido). Es importante destacar aquí que la temperatura equivalente de ruido o de figura de ruido asociada a un cuadripolo lineal es un parámetro que depende del cuadripolo y también de la impedancia de generador con que se cargue su entrada. La figura de ruido de los amplificadores lineales varía mucho según la aplicación, el tipo de amplificadores y la frecuencia de trabajo. En amplificadores de propósito general, la figura de ruido puede ser bastante alta, ya que se cuida más el conseguir banda ancha o baja reflexión de entrada. En cambio, el amplificadores de bajo ruido (vistos anteriormente) se diseñan de forma expresa para obtener una baja figura de ruido.

Estabilidad. La estabilidad de un amplificador es una medida de la tendencia a oscilar debido a la existencia de realimentaciones internas de los dispositivos amplificadores o de los circuitos de realimentación o de la polarización incluidos en el diseño. Un dispositivo será estable si al cargarlo con las impedancias nominales no oscila. Será incondicionalmente estable si cargado con cualesquiera impedancias de carga y de generador, el amplificador no oscila. En el proceso de diseño se establecen criterios y parámetros para la medida de la estabilidad. Un parámetro establecido para



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ello en microondas es la constante de Rollete (K), que es la inversa de la constante de Linville (C) y que viene dada en parámetros de dispersión por:

K = (1 - |S11|2 - |S22|2 + |∆s|2) / (2 · |S12 · S21 |)

∆s = S11 · S22 – S12 · S21

La condición de estabilidad incondicional es K>1 unido a |∆s|<1. Puede apreciarse que en amplificadores razonablemente adaptados en los que el |S11|<<1 y |S22|<<1 la condición se reduce a que sea |S12 · S21 |<1.

Respuesta no lineal de un amplificador. El comportamiento no lineal en amplificadores puede modelarse empleando los siguientes parámetros:

• Punto de compresión a 1dB: Potencia de salida para una pérdida de ganancia de un 1dB.

• Punto de cruce de intermodulación de tercer orden: Para 2 tonos iguales, representa la potencia total a la salida (o a la entrada si así se indica) para la cual el nivel de los productos de intermodulación de tercer orden a la salida alcanzarían la misma potencia que la señal, si se mantuviera una aproximación polinómica de tercer grado.

• Punto de cruce de intermodulación de segundo orden: Para uno o 2 tonos, representa la potencia de salida (o de entrada si así se indica) para la cual la potencia del segundo armónico a la salida alcanzaría la misma potencia que la señal, si se mantuviera una aproximación polinómica de segundo grado.

• Nivel de armónicos: Se suelen indican en niveles de potencia absoluta o relativa a la potencia de salida (dB) para los diferentes armónicos y para un valor dado de la potencia de señal de salida.

1.4.3.3 Clasificación de amplificadores de RF de potencia.

Este tipo de amplificadores pueden entregarnos en su salida toda la señal de entrada o una parte de la misma; atendiendo a esta característica, los amplificadores de potencia, podemos clasificarlos de la siguiente forma (Figura 1.17):

• Amplificadores de clase A: un amplificador de potencia funciona en clase A cuando la tensión de polarización y la amplitud máxima de la señal de entrada poseen valores tales que hacen que la corriente de salida circule durante todo el período de la señal de entrada.

• Amplificadores de clase B: un amplificador de potencia funciona en clase B cuando la tensión de polarización y la amplitud máxima de la señal de entrada poseen valores tales que hacen que la corriente de salida circule durante un semiperíodo de la señal de entrada.



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• Amplificadores de clase AB: son, por así decirlo, una mezcla de los dos anteriores, un amplificador de potencia funciona en clase AB cuando la tensión de polarización y la amplitud máxima de la señal de entrada poseen valores tales que hacen que la corriente de salida circule durante menos de un período y más de un semiperíodo de la señal de entrada.

• Amplificadores de clase C: un amplificador de potencia funciona en clase C cuando la tensión de polarización y la amplitud máxima de la señal de entrada poseen valores tales que hacen que la corriente de salida circule durante menos de un semiperíodo de la señal de entrada.

Figura 1.17. Clasificación de amplificadores de potencia.

1.4.4 Mezclador.

En este apartado veremos el proceso de conversión de frecuencias mediante un mezclador y su caracterización. El mezclador se emplea como conversor de frecuencias en la mayor parte de los esquemas de transmisores y receptores, en todas las bandas de frecuencia.

1.4.4.1 ¿Qué es un Mezclador?

Básicamente, un mezclador es un dispositivo cuya tensión de salida es proporcional al producto de las tensiones aplicadas a su entrada. Su esquema puede verse en la Figura 1.18.

Figura1.18. Esquema básico de un mezclador.



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Como hemos comentado, el objetivo del mezclador es multiplicar dos señales de entrada. Si se introducen, en cada una de las entradas, tonos puros de frecuencias ωs y ωLO respectivamente, el mezclador generará una señal:

es decir, multiplicar una señal Vs(t) por una señal senoidal de frecuencia ωs equivale a trasladar el espectro de la señal original en una frecuencia ωLO. El mezclador se utiliza bien para la modulación en amplitud, bien para la demodulación o bien para la traslación en frecuencia de las señales (para pasar las señales de radiofrecuencia a frecuencia intermedia en un receptor heterodino).

• Cuando se utiliza para modulación, en una de las entradas se introduce una señal generada por un oscilador local (LO), y en la otra, la señal modulante en banda base, obteniéndose una señal modulada, cuya portadora corresponde con la frecuencia del oscilador local.

• Cuando se utiliza para demodulación, se conecta el oscilador local a una entrada

(con la misma frecuencia de la portadora), y la señal de radio frecuencia (RF) en la otra entrada. Gracias a la traslación de frecuencias se obtiene, a la salida, la señal en banda base.

• Para la traslación de frecuencias (Figura 1.19) se introduce en una entrada la

señal de radio frecuencia y en la otra el oscilador local con una frecuencia ωLO = (ωRF − ωIF ) ó ωLO = (ωRF + ωIF ) donde ωIF es la frecuencia intermedia a la que queremos trasladar el espectro de la señal de entrada.

Figura 1.19. Operación del mezclador en el receptor superheterodino.

En general, además de la componente a la frecuencia deseada, a la salida del

mezclador nos vamos a encontrar con componentes no deseadas en otras frecuencias (repeticiones del espectro de la señal de interés en frecuencias no deseadas). Este efecto se debe fundamentalmente a 3 causas:



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• La respuesta del mezclador no es exactamente el producto de las dos entradas, sino una función más compleja de éstas, que se puede expresar de forma general del modo siguiente:

y donde los distintos términos darán lugar a la aparición de componentes en determinadas frecuencias.

• La presencia de la frecuencia imagen: Si, por ejemplo, para trasladar el espectro

de 90 MHz a 5 MHz mezclamos la señal de radio frecuencia con un oscilador local a 95 MHz, aparecerá la componente a frecuencia intermedia de 5 MHz y otra componente a 185 MHz.

• La forma de onda del oscilador local, que usualmente no es una senoidal. Cuando no presenta una forma senoidal pura, en el espectro aparecen armónicos a frecuencias n · ωLO, donde n toma valores enteros.

Como resultado de esto, en general, a la salida del mezclador vamos a tener

componentes en las frecuencias (±m · fRF ± n · fLO), donde n y m toman valores enteros, que distorsionan la señal de salida y que van a hacer necesario un adecuado filtrado de la señal de salida para suprimir las componentes no deseadas.

1.4.4.2 Especificaciones de un mezclador.

Los siguientes términos se usan para describir el funcionamiento del mezclador:

• Ganancia (o pérdida) de conversión. Es la razón de la potencia de señal de salida (FI) a la de entrada (RF).

• Cifra de ruido. Es la relación señal a ruido en el puerto de entrada (RF) dividida entre la relación señal a ruido en el puerto de salida (FI).

• Aislamiento. Representa la cantidad de fuga o paso de alimentación entre los puertos del mezclador. Sea fRF la frecuencia en el puerto de RF, fLO la del oscilador local y fIF la de FI. Entonces, el asilamiento en el puerto RF en fLO es la cantidad en que la señal de nivel de excitación se atenúa cuando se mide en el puerto de RF. El aislamiento en el puerto FI en fLO es la cantidad en que la señal de nivel de excitación se atenúa cuando se mide en el puerto de FI.

• Compresión de conversión. Nivel de potencia de entrada RF arriba del cual la curva de potencia de salida FI vs potencia de entrada RF se desvía de la linealidad. Por encima de este nivel, un aumento adicional en el nivel de entrada RF no se traduce en un aumento proporcional en el nivel de salida.

• Rango dinámico. Rango de amplitud dentro del cual el mezclador puede trabajar sin degradación en la operación.

• Distorsión de intermodulación de tercer orden en 2 tonos. Es la cantidad de distorsión de tercer orden causada por la presencia de una señal secundaria recibida en el puerto de RF.



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• Punto de interceptación. Es el punto en el que la curva de respuesta fundamental y la de respuesta espuria de tercer orden se interceptan.

• Distorsión de intermodulación armónica. Resulta del mezclado de armónicos de las señales de entrada generadas por el mezclador. Estos productos de distorsión, como hemos visto anteriormente, tienen frecuencias ±m · fRF ± n · fLO donde m y n representan el orden de los armónicos.

1.4.4.3 Dispositivos utilizados como mezcladores.

Aunque cualquier elemento que posea una respuesta no lineal puede, en principio, utilizarse como conversor de frecuencia, la elección del más adecuado depende del margen de frecuencia, aplicación, nivel de ruido, etc. Los más utilizados son los siguientes:

• Diodos de barrera Schottky. Es el dispositivo más empleado para realizar un mezclador. Se utilizan en un amplio margen de frecuencias (10 MHz a 1000 GHz) y ofrecen un nivel de pérdidas entre 4 y 10 dB y figura de ruido del mismo orden.

• Diodos varactores. Presentan un elemento reactivo no lineal que, utilizado como conversor superior de frecuencia, aporta muy bajas pérdidas de conversión e incluso ganancia. Se utilizan en frecuencias de UHF y microondas.

• Transistores bipolares. Se emplean fundamentalmente en circuitos integrados desde algunos KHz hasta 500 MHz. Ofrecen grandes ganancias de conversión, pero generan mucho ruido de intermodulación.

• Transistores de efecto campo. Su característica no lineal se aproxima bien por una ley cuadrática, por lo que produce niveles bajos de ruido de intermodulación y de armónicos. El margen de frecuencias de trabajo se extiende desde algunos MHz a 10 GHz. Comparados con los mezcladores a diodos, presentan ganancia de conversión (menor que los bipolares) en lugar de pérdidas, ofrecen mejores prestaciones de ruido y de intermodulación y necesitan menos potencia de oscilador local.

• Circuitos integrados. La tecnología actual se basa sobre todo en el FET, aunque también se pueden emplear diodos, pero en general presentan peor calidad. Las principales ventajas son el tamaño, el coste de fabricación y la uniformidad.

1.4.4.4 Tipos de mezcladores.

Dependiendo del número de elementos no lineales y su conexión se tienen diversos mezcladores:

• Mezclador simple, el que hemos descrito a lo largo de este apartado. • Mezclador equilibrado. Eliminan ciertas componentes de frecuencias de la

salida. Por ejemplo, combinando dos mezcladores en contrafase, se tiene que los armónicos impares se cancelan.

• Mezclador doblemente equilibrado. Se consigue cancelar más armónicos.



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1.4.5 Oscilador Local.

En este apartado veremos el papel del oscilador local en el proceso de conversión de frecuencias explicado en el apartado anterior. El oscilador local es el encargado de proporcionar una señal de alta frecuencia que se combina con la señal recibida en el mezclador para obtener una señal con las mismas características que la recibida pero a una frecuencia menor, de forma que pueda ser procesada fácilmente.

1.4.5.1 ¿Qué es un oscilador?

Un oscilador es un sistema que proporciona una señal periódica de RF (entre algunos kHz y centenares de GHz) sin necesidad de atacarlo con otra señal de RF, sino a partir de una fuente continua de alimentación. Transforma la energía de la señal continua en energía en la señal periódica. Las señales periódicas se caracterizan en el dominio de la frecuencia por un conjunto de rayas espectrales (fundamentales y armónicos). En general, en todo oscilador se pueden distinguir varias partes o estructuras (Figura 1.20):

• Una estructura resonante, cuya frecuencia propia de resonancia es cercana a la frecuencia de funcionamiento del oscilador. Está constituida por elementos discretos en las bandas bajas de frecuencia, y líneas de transmisión o cavidades resonantes en las bandas altas. Los parámetros característicos de la estructura resonante son la frecuencia propia (fo) y el factor de calidad (Q).

• Un elemento amplificador o de «resistencia negativa», que permita compensar las pérdidas de los circuitos pasivos. Está constituido por un dispositivo activo que depende de la frecuencia de trabajo y de la potencia deseada (válvulas de vacío, transistores bipolares, FET y diodos GUN o IMPATT). Los parámetros característicos serán la ganancia, el margen de frecuencias de trabajo y la potencia máxima que aporta el dispositivo.

• Una estructura de «acoplamiento», constituida por redes pasivas (con elementos concentrados y/o distribuidos), que optimiza el oscilador de acuerdo con las especificaciones deseadas. Un parámetro importante de la red de acoplo es la potencia reinyectada de la red resonante al dispositivo activo. Una parte de la potencia se deriva hacia la resistencia de carga que constituye la puerta de salida del oscilador.

Figura 1.20. Esquema básico de un oscilador.



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1.4.5.2 Principio de funcionamiento de un oscilador.

Al conectar la alimentación de un oscilador, las oscilaciones son al principio nulas. Cualquier variación aleatoria de la tensión sobre sus elementos, como por ejemplo las debidas al ruido térmico, se amplifica automáticamente y va incrementándose cada vez más.

El hecho de que en los primeros instantes las oscilaciones sean de pequeña

amplitud asegura que un oscilador comienza su funcionamiento con un comportamiento lineal. Esto permite analizar las condiciones de oscilación de acuerdo con la teoría general de cuadripolos lineales, que establece que un circuito oscila cuando los polos de su función de transferencia compleja se encuentran sobre el eje jw.

Normalmente los osciladores se pueden descomponer en dos cuadripolos asociados en un bucle en cascada (Figura 1.20). Uno es un cuadripolo amplificador, de ganancia compleja A(jw, v), que posee una cierta dependencia con la potencia o tensión de salida, lo que supone una no linealidad. El otro es un circuito pasivo de realimentación de función de transferencia B(jw) que posee una fuerte dependencia con la frecuencia.

Para que exista una oscilación a la pulsación Wo hande cumplirse las dos

siguientes condiciones:

| A(jw, v) · B(jw) | ≥ 1

Fase [A(jw, v) · B(jw)] = 0 La expresión primera anterior se conoce como condición de arranque y establece

que la ganancia total en lazo abierto necesaria para que existan oscilaciones debe ser superior o igual a la unidad. La expresión segunda es una condición de equilibrio de fases que supone una realimentación positiva del oscilador. Así como la condición de arranque se puede verificar en una banda más o menos ancha, la condición de fase sólo se cumple en la frecuencia de oscilación. En realidad, si la condición de arranque se mantuviera, la oscilación sería indefinidamente creciente. En la práctica, al aumentar el nivel de la oscilación el elemento activo entra en régimen no lineal, reduciendo su ganancia hasta satisfacer la condición de régimen permanente:

G((jw0, v) = A(jw, v) · B(jw) = 1

1.4.5.3 Parámetros característicos de un oscilador. Frecuencia y margen de sintonía. Se entiende por frecuencia de un oscilador la del fundamental. Conviene resaltar que, aunque la medida se suele realizar con un contador de frecuencia, es conveniente comprobar con el analizador de espectros el nivel de armónicos y la presencia de espurias. La frecuencia del oscilador puede ser fija o variable, siendo en este último caso una función de alguno de los elementos que forman el oscilador. En la realidad casi todos los osciladores se pueden considerar de



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frecuencia variable, ya que en ellos se suele incluir algún elemento para ajuste de la frecuencia. Se entiende por sintonía el margen de frecuencias que puede barrer el oscilador cuando se modifica un parámetro de ajuste de frecuencia. Se pueden distinguir varios tipos de sintonía:

• Sintonía mecánica. Modificando mecánicamente la frecuencia de resonancia del resonador La forma típica de hacerlo en baja frecuencia es utilizando condensadores de láminas al aire o mediante inductancias con ferritas de posición variable. En microondas se utilizan postes metálicos o dieléctricos entrantes en la cavidad resonante o próximos a ella.

• Sintonía electrónica. Se puede variar la frecuencia aplicando una tensión a un elemento de control que hace variar las condiciones del circuito de sintonía. Toman el nombre de Osciladores Controlados por Tensión (VCO). Las formas más frecuentes de control son:

Mediante la variación de la polarización en un elemento de ganancia (aestables).

Utilizando un diodo de capacidad variable (varactor). Utilizando cavidades polarizadas por campo magnético (YIG).

En función de la forma de hacer la sintonía, se pueden distinguir distintos

osciladores:

• Sintonía continua. Aquellos en que la frecuencia puede tomar cualquier valor dentro del margen de sintonía. .

• Sintonía discreta. Aquellos en que la frecuencia sólo puede tomar algunos valores dentro de su margen de sintonía. De la misma forma, podemos distinguir los osciladores por la amplitud relativa

de su mar gen de sintonía en:

• Osciladores sintonizables en banda estrecha. Normalmente el margen de sintonía es inferior al 10% de la frecuencia central de oscilación. Entre éstos se pueden agrupar los que poseen una frecuencia fija y apenas un margen de ajuste reducido. En general coinciden con los que llamamos osciladores de alto factor de calidad.

• Osciladores sintonizables en banda ancha. Se agrupa en este tipo todos los osciladores de frecuencia variable que pueden llegar hasta una o varias octavas. Por los componentes de sintonía que introducen, se asocian a los osciladores de bajo factor de calidad.

Estabilidad. En un oscilador real la frecuencia está continuamente variando

alrededor de un valor central. Esta variación proviene del hecho de que el equilibrio que se alcanza al estabilizarse la oscilación es dinámico, la amplitud y la fase de la oscilación varían de unos ciclos a otros y a su vez producen variaciones de fase y amplitud en la respuesta del elemento activo y en el circuito resonante.



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Potencia, rendimiento y nivel de armónicos. Se entiende por potencia de salida (Psal) de un oscilador la potencia de RF que entrega a la carga nominal. Su medida se realiza manualmente con un bolómetro o termistor. Sin embargo, en osciladores de formas de onda no sinusoidales o en osciladores de bajo factor de calidad (Q) conviene realizar, además, una medida sobre un osciloscopio o con el analizador de espectros, pues el termistor considera en conjunto la potencia del fundamental, sus armónicos y las posibles espurias.

El nivel de armónicos se define normalmente de forma relativa a la potencia en

el fundamental:

Nivel de armónico = Potencia del armónico i / Potencia del fundamental

Nivel de espurias = Potencias de espurias / Potencia del fundamental

Otro parámetro de especificación importante es el rendimiento de potencia del

oscilador, definido como:

ηosc = Potencia en la carga / Potencia DC Pulling. El pulling mide la variación de frecuencia del oscilador cuando se modifica la impedancia de carga. Depende sobre todo del factor de calidad Q del circuito de sintonía y de la forma de acoplo entre el oscilador y la carga. Pushing. El pushing es la variación de frecuencia del oscilador con la tensión de polarización del dispositivo. Se suele medir de forma absoluta como la derivada de la frecuencia con la tensión de alimentación en el punto de trabajo, o bien de forma relativa como el cociente entre dicha derivada y la frecuencia de oscilación. En ocasiones se especifica como el cambio máximo de frecuencia para un cambio dado en la tensión de alimentación. Depende igualmente del factor de calidad Q y del tipo de dispositivo activo utilizado. Se puede también mejorar empleando estabilizadores de tensión, a costa de un mayor consumo de potencia de continua. Deriva de frecuencia con la temperatura. Otro parámetro a especificar es la deriva de frecuencia con la temperatura, debida fundamentalmente al cambio de las características de los componentes resonantes que forman el oscilador y que toma especial importancia en el proceso de encendido y en el transitorio térmico. En osciladores con redes de sintonía de bajo Q esta deriva se debe en gran medida a cam-bios en los parámetros del dispositivo activo con la temperatura. Por el contrario, en osciladores de alto Q esta deriva se asocia a cambios en la frecuencia de resonancia del resonador debidos a variaciones de los componentes, dilataciones, etc. Se suele medir como un coeficiente de variación absoluto o relativo a la frecuencia de oscilación. En osciladores muy estables de cuarzo se utilizan hornos de estabilización de temperatura para evitar las derivas térmicas o en otros casos se utilizan circuitos compensadores de las derivas.



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Espectro de ruido. Todo oscilador genera un espectro de ruido que se concentra alrededor de la frecuencia funda mental y que se debe en parte al ruido generado en el dispositivo y a variaciones rápidas de los parámetros de los componentes que lo forman. 1.4.5.4 Tipos de osciladores.

El oscilador Meissner. Existen muchos tipos de osciladores y cada uno suele llevar el nombre de quien lo diseñó. Comenzaremos con el oscilador Meissner (Figura 1.21) que está compuesto por un circuito oscilante LC, una etapa amplificadora y una

realimentación positiva. Una de las características de este oscilador es que la realimentación se produce por medio de un acoplo inductivo, es decir, entre una bobina auxiliar y la bobina que compone el circuito tanque. En estos osciladores la oscilación desacoplada y amplificada debe ser introducida de nuevo en el circuito oscilante, y para conseguir que la oscilación que entró en un principio al circuito sea reforzada, la oscilación de la realimentación debe estar en fase con ella. Para conseguir este efecto tenemos que cuidar que los arrollamientos del transformador estén correctamente conectados porque, de lo contrario, no conseguiríamos ningún

tipo de oscilación. Para que se produzca una frecuencia de oscilación estable hay que tener en cuenta todos los datos del transistor, es decir, cómo actúa frente a las diferentes tensiones, intensidades y con los cambios de temperatura. La etapa amplificadora del oscilador está formada por el transistor que, en esta clase de montajes, se coloca en base común. El circuito oscilante se conecta al colector. Existe otro tipo de oscilador muy parecido al de Meissner que se denomina oscilador de Armstrong.

El oscilador Hartley. La principal característica de estos circuitos osciladores es que no utilizan una bobina auxiliar para la realimentación, sino que aprovechan parte de la bobina del circuito tanque, dividiéndose ésta en dos mitades, L1 y L2 (Figura 1.22). Colocamos dos resistencias para polarizar adecuadamente el transistor. Hay dos formas de alimentar al transistor: en serie y en paralelo. La alimentación serie se produce a través de la bobina, L2, circulando por ella una corriente continua. La alimentación en paralelo se efectúa a través de la resistencia del colector, quedando en este caso perfectamente aislados el componente de continua y el componente de alterna de señal. La reacción del circuito se obtiene a través de la fuerza electromotriz que se induce en la bobina, L1, y que se aplica a la base del transistor a través de un condensador. En estos circuitos la frecuencia de oscilación depende de la

Figura 1.21. Esquema circuital del oscilador Meissner

Figura 1.22. Esquema circuital del oscilador Hartley.



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capacidad C y de las dos partes de la bobina, L1 y L2, del circuito oscilante. Según donde se coloque la toma intermedia de la bobina se va a producir una amplitud de tensión u otra; pudiendo llegar a conectarse o desconectarse el circuito.

El oscilador Colpitts. Este oscilador es bastante parecido al oscilador de Hartley. La principal diferencia se produce en la forma de compensar las pérdidas que aparecen en el circuito tanque y la realimentación, para lo cual se realiza una derivación de la capacidad total que forma el circuito resonante. Una parte de la corriente del circuito oscilante se aplica a la base del transistor a través de un condensador (Figura 1.23) aunque también se puede aplicar directamente. La tensión amplificada por el transistor es realimentada hasta el circuito oscilante a través del colector. Como en todos los circuitos que tengan transistores necesitamos conectar resistencias

para polarizarlos. La tensión de reacción se obtiene de los extremos de uno de los condensadores conectados a la bobina en paralelo.

El oscilador en puente de Wien. Hasta ahora hemos visto los osciladores tipo LC, vamos a ver ahora un oscilador tipo RC, el denominado oscilador en puente de

Wien (Figura 1.24). Cuando trabajemos en bajas frecuencias no vamos a poder usar los osciladores tipo LC, debido a que el tamaño de la bobina y de la resistencia tendrían que ser demasiado grandes y caros. Para sustituirlos vamos a usar una red desfasadora formada por RC, es decir, resistencias y condensadores, como es el caso del ya mencionado

oscilador en puente de Wien. Está constituido por una etapa oscilante,

dos etapas amplificadoras, formadas por dos transistores. El circuito está conectado en emisor común y al tener dos etapas en cascada la señal es desfasada 360º y después vuelve a ser realimentada al circuito puente. La señal de salida del segundo transistor se aplica al circuito puente constituido por dos resistencias y también es aplicada a la entrada del puente de Wien, que es el circuito oscilante formado por una resistencia y un condensador. La frecuencia de oscilación viene determinada por los valores de la resistencia y del condensador que forman el puente de Wien. Este tipo de circuitos presenta una gran estabilidad a la frecuencia de resonancia. A parte de ésta tiene como ventajas su fácil construcción, un gran margen de frecuencias en las que trabaja perfectamente y la posibilidad de obtención de una onda sinusoidal pura cuando tienen la suficiente ganancia como para mantener las oscilaciones.

Figura 1.23. Esquema circuital del oscilador Colpitts.

Figura 1.24. Esquema circuital del oscilador en puente de Wien.



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Oscilador de cristal. Si a un cristal de cuarzo le aplicamos sobre sus caras opuestas una diferencia de potencial, y el dispositivo está montado adecuadamente, comenzarían a producirse fuerzas en las cargas del interior del cristal. Estas fuerzas entre sus cargas provocarían deformaciones en el cristal y darían lugar a un sistema electromecánico que comenzaría a oscilar. Sin embargo, vuelve a ocurrir lo mismo que en los circuitos formados por un condensador y por una inductancia. Esto es, las oscilaciones del cristal no duran indefinidamente, ya que se producen rozamientos en la estructura interna que hacen que se vayan amortiguando hasta llegar a desaparecer. Por tanto, necesita de un circuito externo (Figura 1.25) que mantenga las oscilaciones, compensando las pérdidas producidas por el rozamiento.

Figura 1.25. Esquema circuital del oscilador de cristal.

1.4.6 Filtros de RF.

La selectividad de los receptores está limitada por las limitaciones propias de los filtros. De hecho, la mayor complejidad de muchos receptores tiende a compensar estas limitaciones, llevando la señal a filtrar a un margen de frecuencia donde resulte más cómodo o se puedan conseguir mejores prestaciones.

1.4.6.1 ¿Qué es un filtro de RF?

Un filtro es un circuito electrónico que posee una entrada y una salida. En la entrada se introducen señales alternas de diferentes frecuencias y en la salida se extraen esas señales atenuadas en mayor o menor medida según la frecuencia de la señal. Si el circuito del filtro está formado por resistencias, condensadores y/o bobinas (componentes pasivos) el filtro se dirá que es un filtro pasivo. Por otro lado, como de cada tipo de filtro existe un esquema básico que lo implementa y además es posible conectarlos en cascada (uno a continuación del otro), si el circuito del filtro está formado por el esquema o célula básica se dirá que es de primer orden. Será de segundo orden si está formado por dos células básicas, de tercer orden si lo esta por tres, etc.



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1.4.6.2 Definiciones importantes.

Son unas definiciones muy sencillas pero necesarias:

• Octava: Dos frecuencias están separadas una octava si una de ellas es de valor doble que la otra.

• Década: Dos frecuencias están separadas una década si una de ellas es de valor

diez veces mayor que la otra.

• Frecuencia de corte: Es la frecuencia para la que la ganancia en tensión del filtro cae de 1 a 0.707 (esto expresado en decibelios, dB, se diría como que la ganancia del filtro se reduce en 3dB de la máxima, que se considera como nivel de 0dB). En los filtros pasa banda y elimina banda existirán dos frecuencias de corte diferentes, la inferior y la superior.

• Banda de paso: Es el rango de frecuencias que el filtro deja pasar desde la

entrada hasta su salida con una atenuación máxima de 3dB. Toda frecuencia que sufra una atenuación mayor quedaría fuera de la banda pasante o de paso.

• Banda atenuada: Es el rango de frecuencias que el filtro atenúa más de 3dB.

• Orden del filtro: De forma sencilla se podría definir así,

Filtro de primer orden: atenúa 6dB/octava fuera de la banda de paso. Filtro de segundo orden: atenúa 12dB/octava fuera de la banda de paso. Filtro de tercer orden: atenúa 18dB/octava fuera de la banda de paso. Filtro de orden n: atenúa (6n)dB/octava fuera de la banda de paso.

1.4.6.3 Parámetros característicos de un filtro.

Función De Transferencia. Ésta determina la forma en que la señal que aplicamos cambia en amplitud y en fase al atravesar el filtro. La función de transferencia elegida tipifica el filtro. Algunos filtros habituales (Figura 1.26) son:

• Filtro de Butterworth, con una banda de paso suave y un corte agudo. • Filtro de Tschebyschef, con un corte agudo pero con una banda de paso con

ondulaciones. • Filtros elípticos o de Cauer, que consiguen una zona de transición más abrupta

que los anteriores a costa de oscilaciones en todas sus bandas • Filtro de Bessel, que, en el caso de ser analógico, aseguran una variación de fase

constante.



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Figura 1.26. Funciones de transferencia típicas.

Se puede llegar a expresar matemáticamente la función de transferencia en

forma de fracción mediante las transformaciones en frecuencia adecuadas. Se dice que los valores que hacen nulo el numerador son los ceros y los que hacen nulo el denominador son polos.

El número de polos y ceros indica el orden del filtro y su valor determina las características del filtro, como su respuesta en frecuencia y su estabilidad.

Orden. El orden de un filtro describe el grado de aceptación o rechazo de

frecuencias por arriba o por debajo, de la respectiva frecuencia de corte. Un filtro de primer orden, cuya frecuencia de corte sea igual a (F) presentará una atenuación de 6dB a la primera octava (2F), 12dB a la segunda octava (4F), 18dB a la tercera octava (8F) y así sucesivamente. Uno de segundo orden tendría el doble de pendiente (representado en escala logarítmica). Esto se relaciona con los polos y ceros: los polos hacen que la pendiente suba con 20dB y los ceros que baje, de esta forma los polos y ceros pueden compensar su efecto. 1.4.6.4 Tipos de filtros. Según los componentes constitutivos que forman los filtros, podemos clasificarlos en dos grandes grupos:

• Filtro pasivo: Es el constituido únicamente por componentes pasivos como condensadores, bobinas y resistencias.



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• Filtros activos: Es aquél que puede presentar ganancia en toda o parte de la señal de salida respecto a la de entrada. En su implementación se combinan elementos activos y pasivos. Siendo frecuente el uso de amplificadores operacionales, que permite obtener resonancia y un elevado factor Q sin el empleo de bobinas.

Atendiendo a la naturaleza de las señales tratadas los filtros también se pueden

clasificar en:

• Filtro analógico: Diseñado para el tratamiento de señales analógicas • Filtro digital: Diseñado para el tratamiento de señales digitales.

Según su respuesta en frecuencia, los filtros se pueden clasificar básicamente en

cuatro categorías diferentes:

• Filtro pasa bajos: Son aquéllos que introducen muy poca atenuación a las frecuencias que son menores que una determinada (Figura 1.27), llamada frecuencia de corte. Las frecuencias que son mayores que la de corte son atenuadas fuertemente.

Figura 1.27. Gráficas de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa bajo.

• Filtro pasa altos: Este tipo de filtro atenúa levemente las frecuencias que son

mayores que la frecuencia de corte (Figura 1.28) e introducen mucha atenuación a las que son menores que dicha frecuencia.

Figura 1.28. Gráficas de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa alto.



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• Filtro pasa banda: En este filtro existen dos frecuencias de corte, una inferior y otra superior (Figura 1.29). Este filtro sólo atenúa grandemente las señales cuya frecuencia sea menor que la frecuencia de corte inferior o aquellas de frecuencia superior a la frecuencia de corte superior. por tanto, sólo permiten el paso de un rango o banda de frecuencias sin atenuar.

Figura 1.29. Gráficas de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro pasa banda.

• Filtro elimina banda: Este filtro elimina en su salida todas las señales que tengan una frecuencia comprendida entre una frecuencia de corte inferior y otra de corte superior (Figura 1.30). Por tanto, estos filtros eliminan una banda completa de frecuencias de las introducidas en su entrada.

Figura 1.30. Gráficas de la ganancia en función de la frecuencia para un filtro elimina banda.

1.4.7 Detector.

Esta etapa no difiere mayormente de la de una radio AM normal. El trabajo lo realiza un diodo de baja tensión de barrera, es decir, de Germanio, al que es conveniente mantener a una temperatura constante, pues es causa de corrimientos a largo plazo. Se hace trabajar el diodo en una región que se da en llamar "zona cuadrática".

La respuesta de un detector a diodo no es lineal ni mucho menos. El fin del detector es rectificar la señal alterna que viene de etapas anteriores a fin de adecuarla para su medición.



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La alinealidad de la respuesta del diodo es aprovechada para convertir el valor de la tensión de señal que ingresa a él en otra que es proporcional a su cuadrado. La tensión de salida (Vs) del detector será proporcional, no a la tensión de entrada (Ve), sino a la potencia de entrada (Pe). Esto es muy importante pues como resultado tendremos un radiotelescopio que nos indica directamente que potencia nos llega de cada radiofuente estudiada. En la salida de la etapa detectora hay un pequeño capacitor para filtrar la envolvente de las ondas provenientes de las etapas de FI.

Figura 1.31. Esquema eléctrico de un detector.

1.4.8 Procesamiento de la señal.

Como en radioastronomía necesitamos saber el valor de la potencia total llegada desde un astro, debemos amplificar adecuadamente el valor de la tensión continua (de una sola polaridad) que viene desde el detector.

Nos interesa conocer el valor promedio que posee la señal que llega de los

astros. En este punto, el tratamiento de la señal difiere del que se realiza en los receptores de radio comerciales, los que nos permiten extraer la información que está superpuesta a la onda de radio que se usó como vehículo para transmitirla. El método usado para insertar la información en la onda de radio que proviene de una emisora comercial consiste en la modulación de esa onda, que se llama portadora. En estos receptores, el valor de la portadora en sí se descarta.

Nuestro radiotelescopio es, en realidad, un radiómetro (o fotómetro) pues mide

la cantidad de energía (descartando la modulación) que llega de las radiofuentes celestes. En realidad, la portadora viene algo modulada ya desde la radiofuente (por ejemplo en el caso de los pulsares o la emisión solar). No es así en caso de otras radiofuentes mucho más comunes como radiogalaxias o fuentes quiescentes. Además el ruido propio de las etapas receptoras, especialmente de la primera, se suma con su modulación. También todo lo terrestre e indeseable captado por los lóbulos laterales de la antena contribuyen con su ruido. El resultado es que se tendrá una tensión continua de cierto valor promedio con alterna (modulación) superpuesta. Esta modulación tendrá componentes de variación rápida y lenta.

Si nuestra antena está quieta, las radiofuentes pasarán por delante de ella según la rotación terrestre. Y con el ancho de haz del orden de los grados, una radiofuente que entra y sale del haz producirá una variación lenta en la tensión de salida del radiotelescopio. Por ello, a toda variación rápida la supondremos de origen extraño a nuestro interés y la filtraremos, dejando solamente las componentes lentas. Este proceso se llama integración y es fundamental en la determinación de la sensibilidad de nuestro



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instrumento. La integración, entonces, se debe adecuar al tiempo que tardan las radiofuentes en pasar por el haz de la antena. Una antena de haz muy agudo no permitirá tiempos de integración elevados so pena de borrar la información útil.

Una antena que se mueve ex-profeso, se ve forzada a usar cortas constantes de

integración, del orden de los 0.2 segundos como máximo, a fin de no perder detalles de las fuentes.

Como ya hemos comentado, la señal de salida de nuestro receptor viene compuesta por:

• Señal terrestre. • Ruido de amplificadores. • Señal celeste de nuestra radiofuente.

La señal terrestre, más la del ruido propio de amplificadores es más o menos

constante en el tiempo, de manera que se dispone de un potenciómetro para correr el nivel de salida hasta hacer cero la indicación del medidor. Al iniciar el paso una radiofuente frente a la antena, el nivel se irá elevando y más luego, bajando al salir del haz, hasta cero nuevamente, de manera que lo que se ve y amplifica es solo la radiofuente.

1.4.8.1 Efecto Doppler.

Una fuente emisora de ondas de luz o radio (inclusive de sonido) es detectada de diferente forma si ella se acerca o se aleja. Este efecto se produce por la compresión de las ondas en sentido del movimiento, y su expansión en el sentido contrario. En la figura 1.32 se ve el cuerpo emisor en movimiento y en reposo respecto al observador. En esta última opción, las ondas tienen la longitud de onda natural. Cuando se aleja, las ondas se expanden, y cuando se acerca, se comprimen.

Figura 1.32. Representación gráfica del Efecto Doppler.



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La expresión matemática es la que se presenta a continuación y sólo es válida para velocidades mucho más pequeñas que la de la luz:

donde: f: frecuencia de la línea de la fuente. fo: frecuancia de esa misma línea en reposo. v: velocidad de la fuente. c: velocidad de la luz.

En radioastronomía, las diferencias en frecuencias se suelen expresar directamente en términos de velocidades equivalentes obtenidos de la ecuación anterior. Así, por ejemplo, un desplazamiento en frecuencia de 1.42 MHz equivale a una velocidad de 300 Km/seg, y en la jerga, se dice "un corrimiento en frecuencia de 300 Km/seg".

La ecuación dada no se puede llevar al campo cosmológico, donde las

velocidades de alejamiento pueden llegar a ser comparables a la de la luz.

1.4.8.2 Analizadores de Espectros.

Mucho del análisis espectral realizado en Radioastronomía fue dedicado al estudio de los "perfiles" de la línea del hidrógeno. Aquí, un receptor de un ancho de banda de unos 5 MHz, centrado en 1420 MHz, amplifica y heterodina la señal espacial para finalmente pasarla por una serie de filtros calibrados muy estables. Cada filtro deja pasar su porción de componenete básico que trae la señal (Figura 1.33).

Figura 1.33. Esquema de un Radiotelescopio con banco de filtros.



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El sistema está ahora tecnológicamente superado pero no dejó de ser un importante instrumento típico en el estudio de lo perfiles del hidrógeno neutro galáctico. Tiene los inconvenientes de que la estabilidad de los filtros nunca alcanza, y la característica de ser una instalación fija, es decir, si se requiere cambiar la banda o la resolución espectral habrá que cambiar de Banco de Filtros. Esto hace que el aparato sea muy poco flexible.

Existen recursos, de todos modos, para extender algo el rango en frecuencias del Banco, grabando la señal previamente digitalizada y pasándola por los filtros a una velocidad diferente a la original. Esto se desarrolló en el año 1979. Sin embargo, actualmente la espectrometría se efectúa con el uso de auto-correladores. El principio de funcionamiento se basa en la relación que existe entre el "espectro de densidad de potencias" de una señal con la Transformada de Fourier de su función autocorrelación.

Es útil poner aquí en conocimiento del lector que la radioastronomía está inundada en todos sus aspectos por esta Transformada de Fourier, y es muy conveniente, para poder acceder a los peldaños más importantes de esta ciencia el procurar un sólido conocimiento matemático de las transformadas en general.

Siguiendo con el autocorrelador, todas las operaciones se realizan en rápidas

computadoras dedicadas, a menudo en tiempo real, que digitalizan y procesan la señal. El ruido, siempre presente, no ocasiona pocos inconvenientes, por lo que una gran cantidad de esfuerzo se ha dedicado a su "eliminación".

Últimamente se han desarrollado procesadores que realizan este trabajo. Entre

ellos está el llamado por Maximización de Entropía, que se usa también intensivamente, en proceso de imágenes con ruido en la porción óptica del espectro. Hace muy poco han salido a la venta popular programas procesadores usando este principio, y que corren en cualquier PC.

En el Instituto Argentino de Radioastronomía (IAR) se instaló un banco de

procesadores en tiempo real utilizados en principio para el plan SETI, pero que también son utilizables en astronomía, que obtienen continuamente las Transformadas de Fourier de la señal espacial, separándola en "canales" extremadamente estrechos, del orden de los 10 Hz cada uno. Con este sistema, la obtención de espectros se realiza recurriendo a dispositivos digitales dedicados llamados auto-correladores. El principio de funcionamiento de este sistema, que ahora se utiliza en todos los observatorios del mundo por su flexibilidad, se basa en una propiedad que posee una operación matemática que lleva el nombre, justamente, de auto-correlación.

Brevemente es como sigue: La Transformada de Fourier de la auto-correlación

de una función del tiempo, resulta en otra función de la frecuencia que se llama “espectro de densidad de potencia”. Este es justamente el espectro buscado. En la práctica habrá que seguir los siguientes pasos:

1) Capturar la señal de salida del radiotelescopio durante un intervalo de tiempo T.

2) Obtener la función auto-correlación de la señal capturada. 3) Calcular la Transformada de Fourier de esa función.



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La captura de la señal de salida del radiotelescopio (Figura 1.34) se realiza sobre la señal en lo que se llama Banda Base. Esta es la Banda de frecuencias luego de la última conversión y puede tener un rango de frecuencias del mismo orden que el de los receptores de Frecuencia Intermedia. Para realizar la captura de esta señal, se la debe digitalizar rápidamente con dispositivos dedicados, llamados Convertidores Analógico-Digitales que hoy pueden codificar millones de muestras por segundo. La señal del receptor del radiotelescopio queda convertida en una secuencia de bytes en el disco de una PC. Esta secuencia de bytes representa la función del tiempo original.

Figura 1.34. Señal de salida del receptor capturada durante un intervalo de tiempo T

Se calcula la función auto-correlación de esta función de t. Para ello se multiplica punto a punto a la original por la misma función desplazada horizontalmente un intervalo ∆t (Figura 1.35).

Figura 1.35. Señal de salida del receptor (azul) y desplazada horizontalmente ∆t.

Supongamos que la función resultante de la multiplicación de la original y la

desplazada es la mostrada en la Figura 1.36. Esta función producto se integra, es decir, se restan las áreas negativas de las positivas. Queda como resultado un valor de área resultante, que puede tener cualquier signo. Este valor de área es un punto de la función auto-correlación, correspondiente al desplazamiento 1∆t. Matemáticamente se hizo:



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Figura 1.36. Función resultante de la multiplicación de la original y la desplazada.

Volvemos a desplazar la señal original, en esta ocasión 2∆t, multiplicamos e integramos nuevamente para lograr el punto siguiente “A(2∆t)” y así sucesivamente hasta que N∆t = T, con lo que A(N∆t)=0. Con esto hemos logrado formar la función auto-correlación (Figura 1.37).

Figura 1.37. Función de auto-correlación.

Es una curva función del desplazamiento entre funciones. Es simétrica respecto

al eje vertical, de desplazamiento cero. Esta curva se define, en términos matemáticos, del siguiente modo:

El último paso es la obtención de la Transformada de Fourier de la función lograda. Existen cantidad de programas de PC para realizar este trabajo en forma eficiente y rápida empleando el método de la Transformada Rápida de Fourier (FFT). En toda Transformada de Fourier se obtienen dos funciones de la fecuencia. Una para el Módulo y otra para la Fase. Como la función auto-correlación es una función simétrica (función par) respecto al eje de simetría vertical, la función de Fase resulta ser cero. Solo queda entonces la función Módulo que representa la densidad de potencia de la señal analizada, f(t), en función de la frecuencia.



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En la Figura 1.38 se pueden observar dos posibles resultados del análisis del espectro de la función f(t). La curva azul tiene menor resolución que la roja resultado de la toma de menor cantidad total de datos en f(t).

Figura 1.38. Resultados del análisis espectral de la función f(t).

1.5 Medidas de distorsión en dispositivos de RF.

Se suele definir la fidelidad de un dispositivo o sistema como la capacidad de reproducir a su salida las características de la señal a su entrada, con un nivel de distorsión y ruido no superior al especificado. Es este apartado describiremos brevemente algunas especificaciones básicas de distorsión lineal y no lineal.

1.5.1 Distorsión lineal.

La distorsión lineal es aquella que no modifica las componentes espectrales de la señal sobre la que se aplica. Esto es, la banda ocupada por la señal es la misma con y sin distorsión.

Sea H(f) la función de transferencia extremo a extremo del sistema de

transmisión. En general H(f) = |H(f) | e j∟H(f) . Vemos aquí que podrán existir dos tipos de distorsión lineal:

• De amplitud. Para que no exista, |H(f) | debe ser constante, es decir |H(f) | = K.

• De fase. Para que no exista, ∟H(f) debe ser cero o en todo caso lineal, es decir ∟H(f) = -jaω. Si ∟H(f) es lineal, la distorsión en fase de traduce en un retraso puro de la señal, lo cual es admisible en la mayoría de aplicaciones.

1.5.2 Distorsión no lineal.

La distorsión no lineal es aquella que genera componentes de frecuencias nuevas, que no existían en la señal original. En los sistemas no lineales no es posible definir una función de transferencia en sentido clásico, y se aproximan mediante una característica de transferencia definida como una relación entrada/salida polinómica.



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La caracterización de la respuesta no lineal de dispositivos de radiofrecuencia y microondas resulta de gran importancia por dos cuestiones. Por una parte, existen dispositivos que deben comportarse de la forma más lineal posible, es decir, la distorsión no lineal a su salida debe encontrarse limitada por un valor máximo. Un ejemplo de ello serían los amplificadores. En cambio, también podemos encontrarnos dispositivos donde ocurre lo contrario, es decir, están preparados para trabajar en un régimen no lineal. Un ejemplo de ello serían los multiplicadores de frecuencia o los mezcladores.

La distorsión de intermodulación es el resultado de la interacción entre dos o más señales en el interior de un dispositivo no lineal, produciendo a su salida otras señales no deseadas. Estas señales adicionales que aparecen a la salida del dispositivo se conocen con el nombre de productos de intermodulación. Considerando que a la entrada del dispositivo no lineal tenemos dos tonos de radiofrecuencia f1 y f2, a su salida se producirán productos de intermodulación a frecuencias suma y diferencia de múltiplos de las frecuencias originales, es decir:

fsalida = mf1 ± nf2 donde m y n son números enteros mayores o iguales que la unidad. El orden de la distorsión no lineal queda determinado por la suma de m y n. En los casos particulares de m = 0 ó n = 0, a la salida del dispositivo se obtienen armónicos a frecuencias múltiplos de las frecuencias de entrada:

fsalida = mf1, fsalida = nf2 Este tipo de distorsión se conoce con el nombre de distorsión armónica y necesita tan sólo una señal para generarse. En la figura 1.39 se representan las diferentes frecuencias de los armónicos y productos de intermodulación de segundo y tercer orden que se generan a la salida de un dispositivo no lineal en el caso particular de que a su entrada se introduzcan dos tonos a frecuencias f1 = 100 MHz y f2 = 110 MHz.

Figura 1.39. Distribución de armónicos y productos de intermodulación de segundo y tercer orden.



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Como puede observarse en la figura, tanto las distorsiones de segundo orden como la armónica caen bastante alejadas de la banda de interés donde se encuentran las señales deseadas y, por lo tanto, generalmente no suelen causar problemas. En cambio, los productos de intermodulación de tercer orden del tipo 2f1 - f2 = 90 MHz y 2f2 - f1 = 120 MHz son los más perjudiciales, ya que se generan muy cerca de las señales de interés y son difíciles de filtrar. Todavía resulta peor el caso de una señal multicanal formada por diversas portadoras de radiofrecuencia, ya que la mayoría de los productos de intermodulación de este tipo caerán encima de los canales y serán imposibles de filtrar. Si además la banda de canales ocupa más de una octava de frecuencia, entonces ocurrirá lo mismo con la distorsión de segundo orden. Los restantes productos de intermodulación de tercer orden 2f1 + f2 = 310 MHz y 2f2 + f1 = 320 MHz no suelen representar un problema en la práctica. En general, conforme aumenta el orden de la distorsión, el nivel de los productos de intermodulación a la salida del dispositivo disminuye. Sin embargo, los productos de intermodulación de tercer orden tienen una amplitud proporcional al cubo de la señal de entrada, mientras que los productos de segundo orden son proporcionales al cuadrado de la señal de entrada. De este modo, si se aumenta en 1 dB la potencia de cada una de las señales de entrada, los productos de intermodulación de segundo y tercer orden a la salida del dispositivo no lineal aumentarán en 2 y 3 dB, respectivamente. Por lo tanto, para potencias elevadas puede ser que la distorsión de tercer orden supere a la de segundo orden. Para caracterizar las distorsiones no lineales de segundo y tercer orden a la salida de un dispositivo se emplean los parámetros HD2 (distorsión armónica de segundo orden), HD3 (distorsión armónica de tercer orden), IMD2 (distorsión de intermodulación de segundo orden) y IMD3 (distorsión de intermodulación de tercer orden) expresados en dBc. Éstos se definen como el cociente entre los niveles de potencia eléctrica de los términos de distorsión de segundo o tercer orden y el nivel de potencia eléctrica de las señales deseadas. Supongamos que a la salida de un dispositivo no lineal alimentado con un tono se obtienen unas potencias de +3 dBm, -35 dBm y -50 dBm a frecuencias de 200 MHz, 400 MHz y 600 MHz, respectivamente. En este caso, la distorsión armónica de dicho dispositivo vendrá caracterizada por HD2 = -38 dBc y HD3 = -53 dBc.

1.5.2.1 Distorsión no lineal en amplificadores.

Los amplificadores están generalmente preparados para trabajar en un régimen de funcionamiento lineal, el cual se caracteriza por un aumento de la potencia de salida proporcional al incremento de la potencia de entrada. La diferencia en dB entre ambos niveles de potencia constituye la ganancia del amplificador. Sin embargo, conforme aumenta la potencia de señal a la entrada, llega un momento en que el amplificador comienza a saturarse y la potencia a la salida ya no aumenta proporcionalmente (comportamiento no lineal). Se dice entonces que el amplificador ha entrado en compresión.



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En la figura 1.40 se puede observar el comportamiento anteriormente comentado. Dependiendo del tipo de amplificador con el que estemos trabajando, la saturación o el comportamiento no lineal surgirá para potencias más bajas o más altas. Para caracterizar las prestaciones de un amplificador en este sentido se utiliza un parámetro conocido como punto de compresión a 1 dB. El punto de compresión a 1 dB se define como aquel punto en que la potencia a la salida del amplificador se encuentra 1 dB por debajo del comportamiento lineal (ideal), y puede referirse tanto a la entrada como a la salida del dispositivo. En el caso de un amplificador de potencia utilizado en transmisión se tendrán puntos de compresión a 1 dB más elevados, mientras que en el caso de un amplificador de bajo ruido se tendrán valores más reducidos, ya que este último suele utilizarse en recepción donde los niveles de señal son más pequeños.

Figura 1.40. Respuesta típica de un amplificador junto con sus parámetros de distorsión asociados. La saturación del amplificador implica que nos encontramos en una zona de trabajo donde la distorsión no lineal presenta valores importantes. Normalmente suele representarse en el mismo gráfico de potencia de salida frente a potencia de entrada el nivel de la distorsión, y más concretamente, el nivel de los productos de intermodulación de tercer orden 2f1 - f2 ó 2f2 - f1 que se ha visto que son los más perjudiciales. Estos productos de intermodulación presentarán una pendiente de orden 3 tal y como se representa en la figura 1.40.

Para caracterizar la distorsión no lineal de un amplificador suele emplearse un parámetro conocido como punto de intercepción de tercer orden (IP3) y que se define como el punto donde se intersectan las rectas teóricas de potencia de señal útil y de potencia de intermodulación. Al igual que antes, este parámetro puede referirse tanto a la entrada como a la salida del dispositivo. Evidentemente, cuanto más elevado sea el valor de IP3 más lineal será nuestro dispositivo. Como regla práctica, el valor de IP3 suele estimarse 10 dB por encima del punto de compresión a 1 dB para sistemas que trabajan a frecuencias altas frente a 15 dB para sistemas que trabajan a frecuencias bajas.



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1.5.2.2 Medida de la distorsión no lineal.

La forma típica de medir la distorsión de intermodulación consiste en generar dos o más tonos de radiofrecuencia, aplicarlos a la entrada del dispositivo bajo prueba y finalmente detectar el nivel de los productos de intermodulación que aparecen a la salida empleando un analizador de espectros, tal y como se indica en la Figura 1.41. En el caso de querer medir la distorsión armónica el montaje resulta más sencillo todavía, pues es necesario tan sólo un generador de señal. Las características que deben exigirse a los instrumentos de laboratorio, no obstante, son un generador de señales lo más lineal posible y un analizador de espectros con gran margen dinámico para poder detectar el nivel de los productos de intermodulación sobre el fondo de ruido.

Figura 1.41. Montaje típico utilizado en la medida de la distorsión no lineal: armónica y de intermodulación. A partir de la medida de la distorsión de intermodulación a la salida de un dispositivo puede estimarse el valor de IP3 de una forma sencilla como:

IP3(dBm) = P(dBm) - IMD3(dBc)/2 donde P(dBm) puede ser la potencia de señal útil a la entrada o a la salida del dispositivo, dependiendo de si el valor de IP3 está referido a la entrada o a la salida. Además del montaje anterior, también existen otras posibilidades para la medida de la distorsión, entre las que se encuentran el empleo de equipos específicos destinados a estas funciones. En la Figura 1.42 se muestra el aspecto típico de uno de estos equipos. Se trata de un analizador de señales basado en transformada rápida de Fourier (FFT). Aunque se ha comentado anteriormente que los analizadores de espectros pueden emplearse para la medida de la distorsión no lineal, en muchas ocasiones su precisión, velocidad y prestaciones no son las adecuadas.



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Figura 1.42. Equipo utilizado en la medida de la distorsión de intermodulación (IFR 2309).

Las prestaciones del analizador de espectros pueden limitar la capacidad de medir la distorsión no lineal con precisión debido a una serie de errores introducidos por los sistemas de medida del nivel de señal y al ruido inherente del equipo. La arquitectura de un analizador de espectros consta de una serie de etapas de conversión de frecuencia previas al bloque de detección de señal. Estas etapas son necesarias para asegurar que no aparecen frecuencias imagen o respuestas espúreas durante la medida, pero provocan que la respuesta en frecuencia no sea plana. Aunque se puede corregir por medio del software, todavía existen errores residuales que pueden afectar en la medida. Estos errores suelen oscilar entre 2 y 5 dB, dependiendo de la frecuencia.

Adicionalmente, una segunda fuente de errores en la medida de la distorsión surge del hecho de que el analizador de espectros necesita medir señales con niveles bajos (productos de intermodulación) y con niveles altos (señales útiles) simultáneamente. Considerando una pantalla del equipo con 10 dB/división, las especificaciones fijan unos errores típicos de 0,15 dB/dB y de 1,5 dB sobre un margen de 60 dB. Además, se recomienda no cambiar el ancho de banda de resolución durante la medida, ya que eso puede provocar errores relativos adicionales debidos al cambio de filtro, especialmente en el caso de los productos de intermodulación que se encuentran cerca del fondo de ruido del equipo.

Un analizador de espectros típico se caracteriza por un fondo de ruido de -100 dBc/Hz. Es decir, si medimos una señal con un ancho de banda de ruido de 10 kHz tendremos un nivel de ruido en pantalla de -60 dBc. Este nivel de ruido puede enmascarar los armónicos y productos de intermodulación o producir imprecisiones en la medida de los mismos. Para corregirlo pues, es necesario disminuir el ancho de banda de resolución, si bien esto trae consigo un aumento del tiempo de barrido que ralentiza la medida. Lo más recomendable en estos casos es operar el analizador en rangos de frecuencia (frequency span) reducidos donde se observe sólo la señal útil o el término de distorsión.

Por último, el analizador de espectros también genera distorsión interna debida principalmente al mezclador de entrada. Las prestaciones típicas de un analizador de espectros son un nivel de espúreas de -80 dBc para una señal de -40 dBm. La distorsión generada por el equipo puede disminuirse reduciendo la señal del mezclador, aunque a costa de empeorar las prestaciones de ruido y de este modo limitar el margen dinámico de medida.



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Por todos estos motivos, la utilización de equipos como el mostrado en la Figura 1.42 proporciona medidas de distorsión no lineal mucho más precisas. Estos equipos se diseñan para tener unas características de amplitud muy lineales. El diagrama de bloques del mismo se representa en la Figura 1.43, donde se observa que utiliza un esquema de conversión de frecuencia muy simple, eliminando de este modo la compleja cadena de RF de los analizadores de espectros convencionales que conduce a errores de medida. Como resultado de ello, se consigue una precisión en medidas de amplitud de 0,5 dB hasta frecuencias de 1 GHz. Adicionalmente, el conversor de frecuencias utilizado está compuesto por un mezclador de altas prestaciones caracterizado por un IP3 de +28 dBm. Una vez que la señal de entrada ha sido convertida a una frecuencia intermedia de 10,7 MHz, ésta se digitaliza empleando un convertidor de un bit y se procesa para mostrarla en pantalla.

Figura 1.43. Diagrama de bloques interno del IFR 2309.

El equipo se caracteriza por una distorsión interna de -85 dBc para una señal formada por dos tonos de -26 dBm a la entrada del mezclador. Además, el error de linealidad en potencia es de tan sólo 0,01 dB/10 dB sobre todo el rango de medida. Por último, el uso de técnicas digitales en lugar de barrido permite realizar las medidas con gran rapidez incluso empleando filtros estrechos. Resulta pues evidente la ventaja de utilizar este equipo para la medida de las distorsiones armónicas y de intermodulación. En caso de no utilizar uno de estos equipos, habría que acudir entonces a la utilización de analizadores de espectros de altas prestaciones, como por ejemplo el PSA modelo E4440A de Agilent que se basa en un funcionamiento interno similar.

1.5.2.3 Otras medidas relacionadas con la distorsión.

Las modulaciones digitales que emplean tanto desplazamientos de amplitud como de fase, por ejemplo QAM, generan un tipo de distorsión conocida como crecimiento espectral. Este tipo de distorsión se manifiesta como un aumento del espectro de la señal digital a ambos lados de la misma y que, por lo tanto, afecta a los canales vecinos. La Figura 1.44 muestra el aspecto que presenta la distorsión.



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Figura 1.44. Espectro de distorsión en modulaciones digitales.

Al igual que ocurría con la medida de las distorsiones armónica y de intermodulación, el analizador de espectros también contribuye en este caso a generar distorsión interna sobre la señal digital. En la mayor parte de los casos, esta distorsión es de tercer orden, produciéndose una variación del crecimiento espectral de 3 dB por cada dB de variación de la potencia del canal digital. Adicionalmente, los ruidos de fase y de banda ancha del analizador también limitan el margen dinámico en este tipo de medida. La medida que suele realizarse para caracterizar este tipo de distorsión se conoce con el nombre de relación de potencia en canal adyacente (ACPR, adjacent channel power ratio), y es el cociente entre los niveles de potencia en el canal principal y en cualquiera de los canales adyacentes. Algunos formatos de modulación requieren que la medida se realice de forma discreta sobre determinados desplazamientos de frecuencia respecto a la frecuencia central del canal principal. En cambio, otro tipo de modulaciones requieren que la medida se efectúe integrando la densidad espectral de potencia en los canales individuales y adyacentes. En cualquiera de los casos, para realizar la medida con el analizador de espectros se debe escoger un nivel de potencia del mezclador adecuado tal y como se ha comentado con anterioridad. En el caso de señales digitales, resulta más complejo ajustar el nivel óptimo del mezclador y no es suficiente con considerar la potencia media de la señal. En estos casos, el valor de potencia de pico a potencia media de la señal modulada afecta al nivel de crecimiento espectral. Por último, al igual que el ruido de fase generado internamente limita el margen dinámico cuando se miden tonos de frecuencia, también impone un límite a la medida de señales moduladas digitalmente. El ruido de fase se manifiesta en el espectro como una falda de ruido a ambos lados del tono. La potencia de ruido de fase a una determinada frecuencia, resultado de la contribución de varios tonos individuales, se suma de forma incorrelada. Por lo tanto, el nivel de ruido de fase será mayor cuanto más cerca nos encontremos de los tonos.

Debe tenerse en cuenta en este punto que el espectro de determinadas modulaciones digitales puede modelarse por un conjunto de tonos que varían de forma dinámica su amplitud, fase y frecuencia dependiendo del símbolo. Así pues, se tendrá una situación como la mostrada en la figura 1.45. Dependiendo del desplazamiento de



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frecuencia que consideremos respecto a la frecuencia central de la modulación digital, el valor de ACPR que se mida puede quedar enmascarado por el ruido de fase. En definitiva, el resultado final será un fondo de ruido que aparece en las gráficas de margen dinámico, independiente del nivel de mezclador, y que por lo tanto fija un límite al valor máximo de margen dinámico que puede obtenerse en la medida.

Figura 1.45. Contribuciones del ruido de fase.

1.6 Estado de la investigación en astronomía en España (1999-2001).

En este apartado recogemos los resultados de un estudio sobre el estado de la investigación astronómica en los centros del sistema español de investigación y desarrollo, en lo referente al trienio 1999-2001. El objetivo es conocer y dar a conocer la situación real de las actividades investigadoras de una disciplina que se ha desarrollado espectacularmente en los últimos decenios en España.

Los nuevos retos que se plantean en todo el mundo alrededor de la Astronomía, particularmente con la puesta a punto generalizada de grandes observatorios en todas las bandas del espectro, son motivación más que suficiente para examinar el potencial que existe en España para afrontar estos retos en todas sus facetas. Esta necesidad se ve acrecentada en el caso de España por el desarrollo de grandes instalaciones astronómicas como el Gran Telescopio Canarias, el Radiotelescopio de 40 metros de Yebes, la participación en el Atacama Large Millimetre Array (ALMA) o la, todavía no concretada, entrada de España en el Observatorio Europeo Austral (ESO). En un contexto tan competitivo como el que se desarrollan todas las actividades relacionadas con la Astronomía (acceso a grandes instalaciones, publicación de resultados en revistas científicas, desarrollo de instrumentación) es imprescindible conocer también la situación de nuestra potencialidad relativa a la de otros países de nuestro entorno.

El estudio hace referencia principalmente a un trienio (1999-2001), lapso de tiempo probablemente suficiente para que las fluctuaciones propias en todo tipo de actividades hayan quedado bien muestreadas, y a la vez la evolución de las mismas no haya sido muy significativa.



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Los datos se refieren únicamente a las actividades de los centros del sistema de investigación, desarrollo e innovación (I+D+i) españoles y de sus investigadores. Se incluyen por tanto centros y departamentos universitarios así como organismos públicos de investigación (OPIs). No se incluyen aquellos centros de origen extranjero o multinacional, radicados en España pero fuera del sistema español de I+D+i (Agencia Europea del espacio ESA, Grupo Isaac Newton ING, Instituto de Radioastronomía Milimétrica IRAM, Telescopio Nacional Galileo TNG, Telescopio Nórdico Óptico NOT, etc).

Los datos que vamos a mostrar a continuación se han recogido por tres caminos complementarios:

• Mediante una encuesta electrónica a los propios investigadores. • Mediante los datos recabados y aportados por los directores de centros. • Mediante la adquisición de información bibliométrica a ISI Services de las

publicaciones científicas del campo de la Astronomía en el trienio 1999-2001.

A estos datos hay que añadir los proporcionados por el gestor del Programa Nacional de Astronomía y Astrofísica acerca de la financiación de proyectos en los años 2000, 2001 y 2002, así como los del Programa Nacional de Investigación Espacial en 1999. 1.6.1Demografía científica.

Los resultados que se presentan en este apartado han sido elaborados a partir de los datos remitidos por los investigadores al responder la encuesta.

1.6.1.1 Temas de investigación.

Los temas de investigación dentro de la Astronomía, se han clasificado siguiendo el esquema común que han adoptado las principales revistas de Astronomía (Astrophysical Journal, Monthly Notices of the Royal Astronomical Society y Astronomy & Astrophysics entre otras) desde el año 2001. Los temas son los siguientes:

• Procesos y datos físicos. • Instrumentación astronómica y metodología. • Bases de datos astronómicos. • Astrometría y mecánica celeste. • El Sol. • Sistema solar y atmósferas planetarias. • Estrellas. • Medio interestelar y nebulosas planetarias. • La Galaxia. • Galaxias. • Cosmología.



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En la figura 1.46 se recogen (en rojo) las respuestas recogidas directamente de las encuestas, lógicamente pesadas con el porcentaje de dedicación a cada tema que el investigador especificó. También recoge (en azul) una estimación de los recursos humanos totales dedicados a cada tema. Esta estimación se ha realizado bajo el supuesto que los investigadores que contestaron la encuesta son representativos de su centro. Por tanto se corrigió cada respuesta por el inverso de la fracción de investigadores que respondieron la encuesta en cada centro.

Figura 1.46. Número de investigadores dedicados a cada tema de investigación.

Para facilitar la comparación con las actividades en otros países, hemos agrupado estos porcentajes en grandes temas, que son el Sol, Sistema Solar, Estrellas y la Galaxia (agrupando estrellas, medio interestelar y la Galaxia), y Astronomía extragaláctica (agrupando Galaxias y Cosmología).

La dedicación porcentual a los grandes temas se muestra en la Figura 1.47, junto

a las de otros países. Se puede deducir que el porcentaje de esfuerzo dedicado al Sol es del mismo orden en todos los países, mientras que en el Sistema Solar se empieza a constatar una carencia relativa en España. En el caso de las estrellas y la Galaxia, el esfuerzo porcentual en España es claramente superior al de los otros paises, mientras que en la Astronomía extragaláctica los porcentajes son similares.



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Figura 1.47. Comparación de los porcentajes de dedicación a distintos temas entre países europeos.

1.6.1.2 Herramientas.

La Figura 1.48 muestra los datos sobre las herramientas utilizadas en las labores de investigación. Nuevamente en azul se reseña el total estimado, corrigiendo las respuestas por centros.

Figura 1.48. Datos sobre las herramientas utilizadas en las labores de investigación.

Para poder comparar con los datos de otros países, y con las incertidumbres expuestas, hemos agrupado teoría y modelado con astronomía y astrofísica numérica por un lado, observaciones por otro y el resto en un tercer apartado.

En esta comparación (Figura 1.49) destaca el elevado porcentaje de recursos

humanos dedicados a la observación astronómica en comparación con otros países. Nótese que el potencial humano global dedicado a la observación en España es de unos 220 investigadores.



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Figura 1.49. Distribución porcentual de la utilización de herramientas por los investigadores en países europeos.

1.6.1.3 Utilización de los recursos observacionales.

Es interesante también determinar en qué bandas del espectro se realizan estas observaciones. La Figura 1.50 muestra la distribución recogida en la encuesta (rojo) y la estimación global del número de investigadores equivalentes, aplicando la corrección por centros habitual (en azul).

La encuesta desglosaba las opciones hasta un gran nivel de detalle como se puede apreciar. También se puede percibir que, con mucho, domina la observación óptica terrestre.

Figura 1.50. Datos sobre las herramientas de observación utilizadas en las labores de investigación.

La Figura 1.51 recoge porcentajes del total estimado con el fin de facilitar la comparación. Las diferencias más destacables entre las dos columnas están en la banda óptica, donde la dedicación porcentual (que no absoluta) en España es muy superior a la del Reino Unido, y en rayos X donde se da la circunstancia contraria. Por lo demás (particularmente en radio/mm/submm e infrarrojo) los porcentajes de dedicación son muy parecidos.



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Figura 1.51. Comparación de la dedicación a distintos recursos observacionales para España y Reino Unido. 1.6.2 Actividades de los centros y los investigadores.

En este apartado se recogen aspectos muy diversos sobre las dotaciones y actividades de los centros. La mayor parte de los datos se han recogido directamente de los directores de centros con una pequeña aportación de los propios investigadores recogida en la encuesta.

1.6.2.1 Personal y su evolución.

A fecha de mediados de 2002, el número de personal relacionado con los centros de investigación es de 460. No se han computado en este número ni aquellas personas que caen en la categoría de "colaboradores" (por su heterogeneidad) ni el personal de apoyo o ingenieros que participan en proyectos de instrumentación.

En la Figura 1.52 podemos observar un gráfico del número de investigadores

agrupados por sexo y por tipo de relación contractual.

Figura 1.52. Personal investigador agrupado en género y situación laboral.



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La distribución por géneros arroja una enorme asimetría, ya que los hombres representan algo más del 75% de los investigadores. Esta asimetría es más marcada en el caso del personal investigador en plantilla (82%).

En la siguiente gráfica (Figura 1.53) se puede ver también la evolución del

personal en esas categorías, pero en este caso sólo relativo a aquellos centros que nos han proporcionado los datos relevantes, que contienen más del 91% del total de investigadores. Como se puede apreciar la evolución es prácticamente nula a lo largo del trienio, e inferior al 2% anual en promedio.

Figura 1.53. Evolución del personal investigador por categorías en los años 1999, 2000 y 2001.

1.6.2.2 Personal por centros.

En la Figura 1.54 se muestra un histograma del número de investigadores (en plantilla, contratados y becarios) en los centros, separando centros Universitarios y centros adscritos a OPIs. Como se puede ver no hay un tamaño típico, aunque obviamente los centros mayores son OPIs. Cuando ha sido posible, se han buscado diferencias entre OPIs y Universidades por un lado y entre centros "grandes" y "pequeños" por otro, en este caso separando unos de otros en 10 investigadores.



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Figura 1.54. Histograma del número de investigadores en los centros

1.6.2.3 Infraestructuras en los centros.

La mayoría de los centros, de los que se han podido recabar los correspondientes datos, parecen poseer al menos unas infraestrutcuras mínimas necesarias para el desarrollo de la actividad investigadora.

El número promedio de ordenadores (sin distinguir entre capacidad de cálculo) es de 2.7 por investigador. Este número es ligeramente superior en centros grandes (2.9) que en pequeños (1.9), aunque parte de este hecho puede relacionarse con el mayor número de personal de apoyo y colaboradores de los primeros, así como, en algún caso, con el desarrollo y/o operaciones científicas de instrumentación astronómica. Es de destacar también que sólo en los 3 mayores centros el número total de ordenadores excede los 50, por lo que la posibilidad de organizar grandes "granjas" de PCs en los propios centros se restringe prácticamente a unos pocos.

No existe por el momento ningún centro de supercomputación con capacidad de cálculo comparable a los existentes o a los que se están instalando en los centros de investigación en Astronomía de los países de nuestro entorno.

Sólo en 5 de los 18 centros en los que se nos ha especificado la capacidad de almacenamiento en disco, esta cantidad es inferior a los 100Gb. Esto significa que al menos un proceso de reducción elemental de datos y/o de análisis de simulaciones es posible en la mayoría de los centros.

De aquellos centros (25) en los que se nos ha especificado el número de volúmenes en Astronomía de que dispone su biblioteca, una mayoría (18, el 70%) poseen más de 100, aproximadamente la mitad (11, el 44%) poseen más de 500 y una minoría (3, el 12%) poseen más de 1000 volúmenes.



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De aquellos centros (29) en los que se nos ha comunicado si tienen acceso a las principales revistas de Astronomía, ya sea en copia escrita o mediante acceso electrónico, una tercera parte (10) han indicado que no, lo cual es especialmente preocupante.

En cuanto a otras infraestructuras, y en particular instrumentos de observación astronómica, una docena de centros poseen algún tipo de telescopio. Salvo los casos obvios (observatorios del Teide, Roque de Los Muchachos, Sierra Nevada, etc.) se trata de instrumental más orientado a la formación que a la investigación.

1.6.2.4 Financiación.

La principal herramienta de financiación (excluyendo los salarios) es el Plan Nacional de Investigación Desarrollo e Innovación Tecnológica (I+D+i). Desde 2000 existe un Programa Nacional de Astronomía y Astrofísica (AYA) que constituye la principal fuente de financiación para la mayoría de los centros. El Plan Nacional del Espacio (anteriormente de Investigación espacial) también ha contribuido sustancialmente a financiar proyectos de instrumentación para misiones espaciales relacionadas con Astronomía.

En el caso del Programa Nacional de Astronomía y Astrofísica, y teniendo en

cuenta que este programa no empezó hasta el 2000, se ha añadido la anualidad 2002 con el fin de poder cerrar un ciclo de 3 años. Hay que tener en cuenta también que en el año 2000 se convocaron y adjudicaron en el mismo programa, proyectos de infraestructura, por lo que la cantidad total financiada ese año es superior. No se dispone de datos de financiación de proyectos en el Plan Nacional del Espacio correspondientes a los años 2000 y 2001.

Con una financiación estabilizada de unos 2 millones de Euros anuales en el Programa Nacional de Astronomía y Astrofísica y englobando un ciclo completo de vigencia de los proyectos (3 años), hemos estudiado la distribución de estos fondos por centros. Un total de 22 centros del catálogo han obtenido financiación con cargo a este programa en alguna de las 3 anualidades 2000, 2001 y 2002. El nivel medio de financiación por investigador y por trienio es de 19.8 ± 2 mil Euros, aunque este nivel fluctúa entre 5 y 30. No existe sin embargo tendencia significativa de que el nivel de financiación varíe con el tamaño de los centros, que es de 16.3 ± 3 miles de Euros para centros pequeños y de 20.3 ± 2 para centros grandes (en ambos casos por investigador y trienio).

La financiación derivada del Programa Nacional de Investigación Espacial en

1999 es mucho más irregular, en parte por tratarse de un solo año en un ciclo de tres, y por otro lado por corresponder principalmente a desarrollo de instrumentación. La cuantía asociada a este programa es, al menos en 1999, comparativamente importante.

Además, los centros se financian también mediante otras fuentes. Dentro del Programa Nacional de I+D+i hay que destacar varios proyectos del Programa Nacional de Promoción General del Conocimiento, al menos uno, bastante cuantioso, del



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Programa Nacional de Altas Energías y también uno del Programa Nacional de Recursos Naturales.

Además ha habido financiación en el trieno 1999-2001 de al menos 22 proyectos

de la unión europea (TMRs, etc.); 18 proyectos de intercambio bi- o multi-lateral entre varios países; 8 contratos con la Agencia Europea del Espacio; hasta 40 proyectos financiados por Comunidades Autónomas (estos están restringidos a las de Andalucía, Cataluña, Comunidad Valenciana y Canarias); y finalmente hasta 15 contratos con o proyectos financiados por empresas (entre ellas notablemente Grantecan y también Telefónica, Iberdrola, etc.). Es difícil estimar la dotación económica que conllevan estos proyectos, pero en cualquier caso aparecen como una componente importante en algunos centros.

1.6.2.5 Formación de investigadores.

Entre los centros adscritos a Universidades, algunos desarrollan o participan en programas de doctorado en los que, total o parcialmente, se incluyen temas de Astronomía. Un total de 13 centros participan en 16 programas de doctorado. Sin embargo, sólo 4 de esos programas tienen un 70% o más de contribución en Astronomía. Por el contrario, si se suman los esfuerzos dedicados a esos 16 programas de doctorado, esto equivale a más de 6 programas de doctorado completos. Estos números reflejan que a pesar del importante esfuerzo que los investigadores invierten en formación de nuevos doctores, sólo en unos pocos centros se puede cursar un doctorado con un peso importante en Astronomía.

Otro aspecto importante es el número de tesis leídas durante el trienio 1999-2001 que es de 44, es decir unas 15 tesis doctorales por año. Este ritmo de formación debería permitir, en las condiciones actuales, un incremento anual de la plantilla investigadora de hasta el 5% de los doctores existentes. Naturalmente esto no incorpora los efectos de las becas del nuevo Programa Nacional de Astronomía y Astrofísica, ya que los primeros beneficiarios de las mismas empezaron en Julio de 2001, ni los numerosos investigadores españoles que están realizando sus estudios de doctorado en el extranjero.

Aunque los datos se refieren únicamente a un trienio, periodo inferior al de realización de una tesis doctoral, es de remarcar que sólo en 8 de los 24 centros (universitarios y OPIs) de los que se dispone de datos en este aspecto, se han concluido tesis doctorales. Este dato contrasta nuevamente con el de los 13 centros universitarios que desarrollan programas de doctorado en su seno o bien con el esfuerzo total realizado de más de 6 programas de doctorado para tan solo 15 nuevos doctores al año. Esta clara disfunción refleja el hecho de que en la práctica los programas de doctorado son intrauniversitarios sin que la posibilidad de que sean inter-universitarios haya podido realizarse.

Finalmente es también interesante ver que el número actual de becarios predoctorales (100) augura un incremento en el número de tesis doctorales que se presentarán en los próximos años.



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1.6.2.6 Participación en proyectos de instrumentación.

Uno de los indicadores de la actividad investigadora en los centros es su participación directa en la concepción, diseño, construcción u operaciones de instrumentación científica para observatorios espaciales, terrestres o centros de computación. De la información aportada por los directores de los centros, hemos podido verificar una gran actividad en este campo. Las modalidades y niveles de participación en los tres tipos de instrumentos son bastante distintos:

• Instrumentos espaciales. Se ha detectado participación en todas las misiones aprobadas del programa científico de la ESA (en las áreas de Astronomía y Sistema Solar) hasta 2012: SOHO, XMMNewton, INTEGRAL, Cassini-Huygens, Mars-Express, Rosetta, SMART-2, Eddington, NGST, GAIA, Bepi-SOLO. También hay participación en misiones de la ESA de otros programas (MIPAS/Envisat) de NASA (SABER/TIMED), misiones propuestas o en estudio (World Space Observatory, DARWIN, XEUS) y misiones de otras agencias como COROT. Esta participación va desde el nivel de Investigador Principal en algún caso, al de simple colaborador en otros, pasando por el más frecuente de coinvestigador. Lo más destacable es que esta participación está muy extendida entre los centros, habiéndose detectado participación en 12 de ellos, en 11 de los cuales con nivel de coinvestigador o equivalente.

• Instrumentos terrestres. Aquí son los grandes proyectos los que dominan. Hay

una gran actividad alrededor del Gran Telescopio Canarias y sus instrumentos, de la antena de 40 metros de Yebes, y también en el desarrollo u operaciones de nuevos instrumentos para observatorios ya en funcionamiento (HEGRA, instrumentos para WHT, telescopios solares, laboratorios de heliosismología, etc.). También hay dos casos de desarrollo de instrumentación u operaciones "dedicadas" (BOOTES y Partner). A diferencia del caso del espacio, aquí la actividad está mucho más concentrada. En concreto sólo se tiene constancia de participación en 7 centros en estas actividades, aunque principalmente están concentradas en los 3 de mayor tamaño. Creemos que este efecto es real y se interpreta en las conclusiones.

• Supercomputación. Aquí no se tiene constancia prácticamente de actividad

alguna en este momento.

1.6.2.7 Acceso a grandes instalaciones sin pre-asignación de tiempo.

De los datos aportados por los propios investigadores se desprende que los investigadores españoles acceden a grandes instalaciones (a menudo extranjeras o supranacionales) en régimen competitivo. No estamos contando aquí los accesos que España tiene garantizados en los observatorios del Instituto de Astrofísica de Canarias o en Calar Alto, sino aquéllos en los que únicamente la calidad de las propuestas permite a los astrónomos españoles acceder a esas instalaciones, a menudo en condiciones adversas.



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• Acceso a observatorios en tierra. Entre las grandes instalaciones terrestres de todo el mundo a las que se ha accedido, figuran las más importantes en radio-milimétricas como MERLIN, VLA, VLBA, VLBI, EVN, Nobeyama, Plateu de Bure, Effelsberg y JCMT. En el óptico e infrarrojo hay constancia de la utilización de todos los telescopios del observatorio europeo austral (ESO), incluido el VLT, de Gemini, Subaru, Keck, Hobby-Eberly Telescope y todos los grandes telescopios de la clase de 8-10 metros, además de otros de menor apertura como el Canada-France-Hawaii Telescope, WIYN, etc. Además de totalizar alrededor de 300 accesos (entre los que puede haber un número mínimo de repeticiones), lo cual representa 100 propuestas por año, es de destacar el gran número de centros involucrados: 19.

• Acceso a observatorios espaciales. Aquí el número de accesos es más limitado

(alrededor de 40 en el trienio 1999-2001) y también más limitado el número de centros involucrados (11). Entre las instalaciones accedidas figuran los principales observatorios espaciales como el Hubble Space Telescope, el Infrared Space Observatory, XMM-Newton y Chandra. También figuran sondas espaciales como Huygens-Cassini, MIPAS, SABER, etc. Es notable que la dedicación expresada por los investigadores a observatorios terrestres es el triple que a los espaciales, mientras que los accesos (propuestas) a los mismos están en una relación de 7.5:1. Este hecho posiblemente refleja tanto que las observaciones espaciales son más escasas como más difíciles de analizar y calibrar.

• Acceso a centros de supercomputación. Aquí la utilización es mucho más

limitada (12 ocasiones) y corresponde únicamente a 3 centros. Aunque ciertamente no toda la Astronomía y Astrofísica numérica precisa de accesos a centros de supercomputación, este dato no deja de contrastar con el elevado porcentaje de dedicación declarado por los investigadores.

1.6.3 Producción científica (publicaciones).

Una vez identificadas todas las direcciones de los artículos publicados en el trienio 1999-2001, quedan 1170 artículos con algún autor en alguno de los centros del catálogo. Para un conjunto de 460 investigadores, esto corresponde a 0.85 publicaciones por investigador y por año, incluyendo investigadores en plantilla, investigadores contratados y becarios.

Estos 1170 artículos han recibido, hasta final de 2001, un total de 5699 citas, con una media de casi 5 citas por artículo.

Si se divide, para cada artículo, el número de citas recibidas por el número de citas esperadas (que proporciona la base de datos de ISI como función de la revista, tipo de artículo, fecha de publicación y fecha de consulta a la base de datos) este cociente promediado a todos los artículos es superior a la unidad, concretamente en un 2.5% aproximadamente.



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1.6.3.1 ¿En qué revistas se publica?

Una medida objetiva de la calidad de una revista es su índice de impacto. En un año determinado, el índice de impacto de una revista se computa como el promedio del número de citas recogidas a lo largo de ese año de los artículos que esa revista ha publicado en los dos anteriores. Los índices de impacto se han consultado entre los productos de ISI a través de las bibliotecas del Instituto de Astrofísica de Canarias y de la Universidad de Cantabria. Se ha tomado como referencia de las revistas el índice de impacto del año 2000.

La Figura 1.55 muestra la distribución de artículos publicados en función del índice de impacto de las revistas. El pico de 730 revistas está dominado por los artículos publicados en A&A y ApJ, mientras que el de 147 artículos es debido particularmente a Monthly Notices. La cola de 19 artículos de gran índice de impacto, corregido para Astronomía únicamente, corresponde a Nature y Science. Formalmente, el índice de impacto medio de estas 1170 publicaciones es de 3.27, un número bastante elevado.

Figura 1.55. Distribución de las publicaciones en índice de impacto 2000.

1.6.3.2 Citas.

Como ya se ha indicado el número de citas por artículo es de 4.9. En la Figura 1.56 se muestra el número de citas por artículo promediado por revistas y en función de los artículos publicados en cada revista.

Se puede apreciar en esta figura que en las revistas que se publican la mayoría de

los artículos, el número de citas por artículo oscila alrededor de esta media: Astronomy & Astrophysics: 3.6, Astrophysical Journal: 7.4 y Monthly Notices: 3.9. Los artículos más citados en promedio por revista son los 2 publicados en Nuclear Physics B, mientras que los publicados en Nature y Science tienen en promedio entre 15 y 20 citas.



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Figura 1.56. Número de citas medio por artículo en función del número de los mismos para las revistas cuyas publicaciones recoge este estudio.

La Figura 1.57 presenta la distribución de citas por artículo independiente de la revista, pero restringido a los artículos publicados en 1999 (409). El motivo es que entre los publicados en 2000 y mucho más entre los publicados en 2001 hay un efecto muy apreciable de artículos con muy pocas citas debido al poco tiempo transcurrido.

En la figura (donde la media es ahora de 9.47 citas acumuladas por artículo) se puede apreciar que hay una cola importante de artículos que han recogido, tan sólo en 2 años, un número muy grande de citas. En los años 2000 y 2001 el número de citas recogido hasta final de 2001 es lógicamente menor. Los artículos con más citas recogieron 32 y 23 respectivamente.

Para tener una idea del impacto relativo de estos artículos en el contexto de las revistas en que se han publicado, se ha analizado la distribución del cociente entre citas recibidas y citas esperadas. Como ya se ha dicho esta cantidad es en promedio superior a 1 en un 2.5%. Esto indica que el impacto medio de las publicaciones españolas es incluso algo superior al de las revistas en que se publica.

Figura 1.57. Distribución del número de citas recibidas para los artículos publicados en 1999.



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1.6.3.3 Publicaciones por investigador y por centro.

Se ha computado también el número de publicaciones en las que participa cada centro, así como sus citas e impacto relativo en las distintas revistas. La Figura 1.58 muestra la distribución del número de publicaciones por investigador en cada centro. Como se puede ver esta cantidad varía entre 1 y más de 10, siendo la media 3.47 artículos en el trienio 1999-2001.

Figura 1.58. Distribución por centros del número de publicaciones por investigador en el trienio 1999-2001.

A pesar de esta gran dispersión, no hay tendencia alguna de mayor o menor

número de publicaciones en función del tamaño del centro: en centros pequeños (menos de 10 investigadores) la media es de 3.55 mientras que en centros grandes es de 3.45. Si se separan centros Universitarios y OPIs las medias arrojadas son de 2.11 y 4.63 respectivamente. Al evaluar estas cifras hay que tener en cuenta que hay una importante componente de artículos en colaboración con otros centros que no está corregida.

Otro aspecto importante es la calidad de las publicaciones por centros, medida en número de citas o en impacto relativo. La Figura 1.59 muestra la distribución del número de citas por artículo por centros, cuya media es de 4.75. Esta distribución presenta nuevamente una enorme dispersión. Sin embargo, no aparece ninguna tendencia significativa con el tamaño del centro, siendo la media de 4.12 y 4.91 citas por artículo para centros pequeños y centros grandes respectivamente. Si se desglosa la lista de centros entre Universidades y OPIs, tampoco aparece ninguna diferencia significativa: 4.82 para centros Universitarios y 4.76 para OPIs.



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Figura 1.59. Distribución por centros del número de citas por artículo.

1.6.4 Necesidades, según los investigadores.

En este apartado se recogen las mayores necesidades de la Astronomía española, a juicio de los investigadores que respondieron la encuesta. En la misma se solicitaba a los investigadores que marcaran las tres mayores necesidades (por orden) de entre una lista y se daba además la opción de añadir otras distintas bajo un capítulo de "otros".

La Figura 1.60 muestra la distribución de las respuestas, agrupando las tres respuestas remitidas por los investigadores, sin distinguir el orden.

Figura 1.60. Distribución de las principales necesidades, a juicio de los investigadores.



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Por consiguiente, en opinión muy generalizada de los investigadores españoles, las tres principales necesidades de la investigación astronómica en España son:

• Personal, y en concreto estabilización de personal en plantilla. • Financiación: Mayor claridad y eficacia. • Entrada de España en ESO.

1.6.5 Conclusiones.

Para concluir con este apartado, resumiendo las principales conclusiones del estudio, podemos destacar las siguientes:

• La investigación en Astronomía en España es de buena calidad. • En España hay pocos investigadores en Astronomía. • La formación de investigadores en Astronomía en España debe crecer más y

mejor. • Entre las áreas de interés, las hay especialmente castigadas. • La participación en proyectos de instrumentación debe mejorar. Una clave: la

entrada en ESO. • El Programa Nacional de Astronomía y Astrofísica debe continuar y aumentar

su peso.

1.7 El futuro de la radioastronomía: Interferometría.

La interferometría es una técnica óptica utilizada en astronomía que consiste en combinar la luz proveniente de diferentes receptores, telescopios o antenas de radio para obtener una imagen de mayor resolución. Esta técnica se utiliza especialmente en radioastronomía, siendo más difícil su implementación en longitudes de onda más cortas (óptico). La principal razón es la mayor precisión mecánica que se requiere al utilizar longitudes de onda más corta.

El problema de la baja resolución llevó a los

radioastrónomos a aguzar el ingenio a fin de encontrar una solución. El pionero fue Martin Ryle (Figura 1.61), de Cambridge, en la década de 1960. En esa época se desarrollaron los radiotelescopios llamados de síntesis, que ensamblan dos radiotelescopios pequeños y utilizan una computadora potente así como la circunstancia de la rotación de la Tierra sobre su eje. El principio de operación es la interferometría, que se basa en lo siguiente: cualquier espejo forma una imagen en el foco donde converge la radiación reflejada por cada parte de su superficie, de tal modo que las ondas "interfieren" una con otra; la cresta de una, puede ser

reforzada por la coincidencia con la cresta de otra, o amortiguada por el valle de otra (Figura 1.62).

Figura 1.61. Martin Ryle.



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Haciendo uso de este principio se puede crear el efecto de un enorme espejo mediante la utilización de dos pequeños. Mantenemos uno fijo en el centro y movemos el otro circunferencialmente a posiciones sucesivas, hasta cubrir así el área de un gran espejo imaginario que estamos sintetizando. En cada posición del espejo móvil, una computadora registra la imagen en el foco y, eventualmente, todas las imágenes pueden combinarse a fin de obtener la que daría el gran espejo imaginario cuya área se ha barrido. Desafortunadamente esta técnica no puede emplearse para la luz visible, es decir, para sintetizar grandes espejos de telescopios ópticos, pero sí para ondas de radio tal y como hemos exlicado anteriormente. La razón es que, para construir la imagen global, hay que seguir en detalle las fases de cada imagen (las formas de las ondas en cada punto del espejo) y sumarlas correctamente. La longitud de onda de la luz visible es tan pequeña que esto resulta imposible con la tecnología actual. Las ondas de radio, en cambio, tienen una longitud de onda suficientemente grande como para registrar las fases con precisión electrónicamente. Además, los dos radiotelescopios no tienen que reflejar realmente la imagen a un foco mutuo distante. Esto se hace también electrónicamente; la salida de cada plato es una señal eléctrica y éstas pueden sumarse para simular la combinación de las radioondas en el foco.

Figura 1.62. Ondas “A” es la amplitud y “λ” la longitud de onda. Cuando hay interferencia de dos o más ondas, las amplitudes se suman. En el caso (a) la interferencia es positiva o constructiva, en el (b) es negativa o destructiva.

De esta manera, se puede sintetizar un gran plato con dos pequeños, conectados entre sí, y una técnica electrónica bastante complicada. El problema práctico de mover continuamente uno de los radiotelescopios, cubriendo el área del plato imaginario, se resuelve valiéndose de la rotación de la Tierra. Imaginemos que miramos hacia la Tierra desde una radiofuente sobre el Polo Norte. Al girar la Tierra, la posición relativa de dos radiotelescopios se modifica. Vistos desde la posición sobre el Polo Norte, veremos que si consideramos uno de los telescopios fijo, el otro describe un semiarco a su alrededor.

Para la siguiente rotación terrestre se acerca ligeramente el segundo espejo; éste describirá entonces un semiarco menor y así sucesivamente, hasta, sintetizar el área de un semicírculo (Figura 1.63). La información del semiplato faltante puede ser reconstruida por la computadora a partir de la existente, en forma automática. Mediante dicha técnica, se puede suministrar a la computadora la información que generaría un gran plato cuyo diámetro sería igual a la máxima separación entre los dos platos pequeños.



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Figura 1.63. Radiotelescopio de síntesis. Vistos desde una posición sobre el polo, al girar la Tierra uno de los radiotelescopios (marcado con un asterisco) describe un arco alrededor del otro (considerado fijo). Después de cada rotación se van acercando hasta sintetizar el área de un semicírculo.

El primer telescopio de síntesis que se construyó tenía 1.6 km de largo y fue seguido por otro de 5 km, en 1972. En la actualidad existen varios de ellos. Los primeros radiotelescopios de este tipo que se construyeron tenían problemas para observar objetos lejos del Polo Norte celeste. En tal caso, el plato sintetizado resultaba oval y no circular, lo que introducía una distorsión en la imagen, sobre todo en la dirección Norte-Sur. Para objetos cercanos al ecuador celeste la distorsión es extrema. La solución fue incluir más de dos platos, unos alineados Este-Oeste y otros Norte-Sur. De esta manera se reducen al mínimo las distorsiones y la computadora puede eliminarlas.

El más ambicioso arreglo de este tipo es el VLA (Figura 1.64), situado en el desierto de Socorro, en Nuevo México, y consta de 27 platos de 25 metros de diámetro cada uno. Los platos se pueden mover sobre los brazos de unos rieles en forma de Y. El arreglo sintetiza un plato de 25 km de diámetro. Al observar en la menor de sus longitudes de onda, 1.3 cm, el VLA resuelve detalles de 0.13 segundos de arco, una resolución mil veces mejor que el ojo y casi diez veces mejor que el mayor telescopio óptico.

En este tipo de arreglos, los platos están conectados entre sí electrónicamente, mediante cables subterráneos, a una computadora que se encuentra en el edificio de control. No es factible construir arreglos más grandes conectados entre sí de este modo. Sin embargo, se pueden hacer arreglos mayores si la señal de cada plato se transmite por un radiotransmisor ordinario al centro del control. Existe un arreglo de 133 kilómetros que funciona así, ligando varios platos en diversos puntos de Inglaterra, llamado MERLIN.

El más ambicioso de todos los radiointerferómetros es VLBI, que es un arreglo transcontinental. Los astrónomos de varios países del mundo se ponen de acuerdo para observar simultáneamente una radiofuente: registran las señales junto con las de un reloj



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atómico, que sincroniza el tiempo con una precisión extrema y se guardan los datos en cintas magnéticas que después se hacen llegar a un centro común. En la época en que la "guerra fría" se suavizó un poco, participaban en el proyecto el radiotelescopio de Crimea en la URSS y el de Virginia del Oeste, en Estados Unidos, con lo que el diámetro efectivo era prácticamente el diámetro de la Tierra; desafortunadamente, la colaboración se ha interrumpido. El VLBI puede resolver detalles de 0.0001 segundos de arco (o determinar posiciones con esa precisión).

Figura 1.64. Radiointerferómetro VLA situado en el desierto de Socorro (Nuevo México).

1.8 Radiotelescopios en las autopistas de la información.

Actualmente, la técnica conocida como Interferometría de Muy Larga Base permite a los astrónomos utilizar antenas situadas a miles de kilómetros unas de otras para que funcionen como un solo radiotelescopio. El principal problema es que el análisis de los datos obtenidos con esta técnica es lento y costoso. El sistema e-VLBI solucionará esto. Gracias a las autopistas de la información que utilizan fibra óptica, la gestión de los resultados de las observaciones con este sistema será mucho más rápida, barata y fiable.

Para comprender la dimensión del proyecto e-VLBI los expertos se remontan a los inicios de la radioastronomía. La primera herramienta desarrollada fue el radiotelescopio de antena única, un aparato que, como hemos comentado a lo largo de esta introducción, proporciona valiosos datos pero que, por sus características, presenta



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también grandes limitaciones como escasa resolución angular y falta de nitidez. Las antenas de estos aparatos sirven para concentrar la mayor cantidad de radiación que incide sobre ella pero al ser una única antena, ésta concentra radiación pero no la suficiente para detectar señales muy débiles. Dicho de otro modo, tienen muy poca sensibilidad.

Para mejorar estos parámetros se fueron construyendo antenas cada vez más grandes, de esta forma, el área que concentra la radiación sería mayor. El problema aquí, sin embargo, es que el tamaño físico de un aparato de este tipo es también limitado. No se pueden fabricar antenas únicas de cientos de metros de diámetro y que, además, se muevan. De hecho, la antena única más grande que se ha conseguido construir mide 300 metros de diámetro y está anclada en Arecibo (Puerto Rico).

La forma de salvar este obstáculo de los tamaños llegó en los años sesenta en Inglaterra y fue creando interferómetros que como hemos explicado en el apartado anterior, son conjuntos de antenas interconectadas que funcionan como un instrumento único. De esta manera, se consigue que un grupo de antenas capten señales simultáneamente para su tratamiento en un observatorio central, obteniendo con ello el equivalente a la resolución angular que tendría una sola antena del tamaño de la distancia que separa a las que forman el conjunto. La sensibilidad que se logra con los interferómetros de multiplica porque son el resultado de la suma de todas las áreas de concentración de radiación que representan las antenas interconectadas.

Sin embargo, en el caso de los interferómetros, el límite está en la distancia de conexión entre las antenas. Y es que éstas, que están unidas por cables, pueden estar a kilómetros unas de otras, pero no a mucha más distancia porque más allá de esa separación comienza a haber problemas de interferencias y de estabilidad de las señales. La mayor distancia de antenas conectadas por cable es de unos 27 Km (VLA, EEUU). Actualmente, el interferómetro denominado Merlín en Inglaterra es el que cuenta con el máximo de distancia de conexión entre sus antenas (200 Km) pero son antenas con truco, ya que están unidas mediante radioenlaces, no con cables. 1.8.1 La técnica VLBI.

Llegados a este punto, la evolución de la radioastronomía demandaba un paso más. La Interferometría de Muy Larga Base, una técnica que se emplea por su alta resolución angular. Para hacernos una idea de lo que implica esta técnica, la resolución del ojo humano permite distinguir por la noche los 2 faros encendidos de un coche a una distancia de 5 Km. Pues bien, con la técnica VLBI se logra ver una aceituna (2-3 cm) en Madrid desde Nueva Cork (a 6.000 Km de distancia).

Pero lo más importante es que gracias a esa técnica los límites de distancia se amplían enormemente porque las antenas pueden conectarse no sólo en distintos lugares de un continente sino en diferentes continentes. Dicho de otra forma, el límite es el tamaño de La Tierra, o incluso ni ese, porque Japón, de forma experimental, ya ha enviado una antena al espacio para comprobar su posible incorporación a un interferómetro (Figura 1.65).



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Figura 1.65. Esquema de un radiointerferómetro empleando antenas situadas en el espacio exterior.

La eliminación de las trabas que imponían las distancias no significaba, sin embargo, que se hubieran esquivado otros problemas. Hasta ahora, las antenas interconectadas recibían las señales al mismo tiempo pero no se comparaban, trataban y gestionaban en el momento de recibirlas. Lo que se hacía era almacenar esas señales grabándolas en cintas magnéticas o en discos muy especiales, de enorme capacidad. Esos soportes de memoria se trasladaban o enviaban más tarde, a veces pasados unos meses, a un centro de correlación. En ese centro se disponía de unos ordenadores que simulaban la correlación que en los interferómetros conectados se hace en tiempo real, es decir, al cabo del tiempo de recibir las señales se producía lo que hubiera dado la observación si las señales se hubieran tratado en el momento de recibirlas.

Este sistema de gestión tiene sus contras. Uno de ellos es la adquisición, almacenamiento y transporte de los datos. Hay que tener en cuenta que las antenas reciben miles de millones de datos por segundo, y eso supone disponer de unos soportes magnéticos muy especiales para registrarlos. La limitada capacidad de almacenamiento hace que al cabo de meses haya cientos de soportes con ingentes volúmenes de datos cuya gestión es poco menos que terrible. Otra desventaja era la lentitud del tratamiento de las señales. Al tener que esperar meses para comparar y contrastar los datos de las observaciones realizadas cabía la posibilidad de que en el momento de hacerlo, el científico percibiera que alguna de las antenas no estaba recibiendo señales debido a cualquier tipo de problema, lo cual suponía que se habían malgastado muchas horas de observación, se había gastado mucho dinero en transportar las cintas hasta el centro y se había empleado mucho esfuerzo personal para nada.

Para evitar este tipo de problema, la radioastronomía ha dado un nuevo paso con el proyecto e-VLBI. Consiste en aprovechar las llamadas “autopistas de la información”, los sistemas de transmisión de datos por fibra óptica que se están instalando por todo el continente europeo y a nivel mundial, para enviar digitalizados los datos que reciben las antenas desde sus emplazamientos a los centros de control. Al ser canales de muy alta densidad se puede transmitir de uno a diez Hbits por segundo, que ronda lo que necesitan los radioastrónomos.



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1.8.2 Ventajas científicas.

Desde un punto de vista más técnico, el e-VLBI permitirá utilizar una anchura de banda de frecuencias de observación mucho más grande. Hasta ahora, cuando se recibía una observación, los datos se almacenaban nada más que a un determinado ritmo, es decir, los radioastrónomos podían ver la señal que llegaba entre unas determinadas frecuencias A y B. El nuevo sistema permite enviar muchos más datos y más deprisa, lo que significa que la banda que se puede recibir con un telescopio entre la frecuencia A y B es mucho más ancha y eso, a su vez, se traduce en que se consigue mucha más sensibilidad. El tener más sensibilidad lo podemos traducir (como ya hemos explicado) en que se pueden medir fuentes más débiles, lo que significa que se pueden observar objetos o fuentes más lejanas que antes. 1.8.3 El éxito del e-VLBI europeo.

Las primeras pruebas con éxito de este proyecto se llevaron a cabo con tres radiotelescopios de la red europea en Abril de 2004. También se han realizado con éxito otras pruebas transatlánticas entre una antena de Europa y otra de Estados Unidos. La Red Europea de Interferometría (EVN) coordina 18 radiotelescopios (Figura 1.66) de 14 centros de investigación en Europa, China, Sudáfrica y Puerto Rico. Y enmarcado en este proceso también estña España. Actualmente se están dando los primeros pasos para la conexión a la red del radiotelescopio de 40 metros de diámetro del Centro Astronómico de Yebes (Guadalajara).

Figura 1.66. Esquema de la Red Europea de Interferometría.



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2. EL RADIOTELESCOPIO DE LA UPCT.

Como ya hemos mencionado a lo largo de toda la introducción, continuamente nos llega información del Universo en forma de ondas electromagnéticas con longitudes de onda de tamaños comparables desde el mismísimo Everest (con sus majestuosos 8.848 metros) hasta núcleos atómicos cuyas longitudes rondan la trillonésima parte de un metro (Figura 2.01).

Figura 2.01. Ilustración a escala del espectro electromagnético.

Toda la información a todas las frecuencias (longitudes de onda) es necesaria para comprender mejor la totalidad de los fenómenos que suceden en los astros que nos la envían. Para poder trabajar con dicha información, hemos de combinar la capacidad de actuación de todos los instrumentos y técnicas astronómicas en nuestro poder.

Figura 2.02. Ilustración correspondiente a la combinación de distintos instrumentos de observación.



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Como podemos observa en la Figura 2.02, el dibujo situado más a la izquierda corresponde a la información captada por un telescopio dentro del espectro visible; el dibujo central corresponde a radiación invisible al ojo humano que solo somos capaces de detectar con instrumentos como los radiotelescopios. Si combinamos adecuadamente estas dos imágenes, obtenemos el dibujo de la derecha del que podemos extraer más información de la que recibimos exclusivamente con cada dispositivo por separado.

El 98% del Universo está formado por Hidrógeno y Helio; el primero de ellos,

en estado neutro, emite una radiación a una frecuencia aproximada de 1420 MHz, lo cual equivale a una longitud de onda de unos 21 cm. en lo que se conoce como “línea de emisión del Hidrógeno”. Por otra parte, fenómenos físicos como el efecto Doppler producen desplazamientos en las señales y, por consiguiente, ensanchamientos de la misma como podemos observar en el gráfico de la Figura 2.03.

Figura 2.03. Ilustración correspondiente a espectros reales debido a fenómenos como el efecto doppler y tubulencias que producen ensanchamiento espectral.

2.1 Proyecto ORAC (Observatorio Radioastronómico de Cartagena)

El proyecto ORAC nace con el objetivo de suponer una evolución en el proceso de “astronomización” de la Región de Murcia. Existen en nuestro país numerosos observatorios astronómicos de carácter nacional, regional y universitario; en la Región de Murcia contamos actualmente con dos centros: la Asociación Astronómica de Cartagena (ASAC) y la Agrupación Astronómica de la Región de Murcia (AARM). Sin embargo, hasta ahora no disponíamos en nuestra región de ningún instrumento ni centro radioastronómico. Ya explicamos en la introducción que las observaciones astronómicas se realizan mediante telescopios basados en sistemas de lentes; y los radiotelescopios nos permiten captar señales electromagnéticas, las cuales ofrecen una visión de Universo no observable a las longitudes de onda correspondientes a la región del espectro visible.



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ORAC es una idea original del Dr. D. José Luís Gómez Tornero, miembro docente de la Escuela Técnica Superior de Ingeniería de Telecomunicación (ETSIT) de la Universidad Politécnica de Cartagena (UPCT), que surgió hacia el año 2002 y que, actualmente, se encuentra en fase final de diseño de la primera versión de su radiotelescopio, cuya maqueta inicial se muestra en la Figura 2.1.

Figura 2.1. Maqueta electrónica del radiotelescopio del proyecto ORAC.

Nuestro proyecto persigue varios objetivos a corto, medio y lago plazo, algunos de los cuáles ya hemos comentado en las líneas anteriores. Son los siguientes:

1) Desarrollar un pequeño radiotelescopio a 1420 MHz. 2) Recibir y procesar señales de fuentes cercanas (Vía Lactea). 3) Motivar alumnos en sus PFC. Hasta la fecha (2008), todos los dispositivos

que constituyen el receptor han sido diseñados y fabricados en la UPCT por alumnos de la escuela: amplificador de bajo ruido (LNA), mezclador, oscilador local y filtros.

4) Motivar a profesores para contar con su participación. Es muy interesante para nuestro proyecto contar con el apoyo de personal cualificado en los distintos ámbitos necesarios para hacer realidad ORAC, ya que se trata de un proyecto multidisciplinar en el que se requieren conocimientos de telecomunicaciones, mecánica, economía, etc.

5) Proyecto de interés social. Se trata de un proyecto llamativo tanto para instituciones como para ciudadanos y, a su vez, se trata de una evolución que completaría las observaciones de centros como ASAC y AARM. Asimismo se trata de una oportunidad para publicitar nuestra universidad.

6) Interés técnico / científico / divulgativo. Se trata de la primera experiencia radioastronómica regional que va a permitir seguir alimentando el interés por la astronomía dentro de “nuestras fronteras”.

7) Ilimitadas posibilidades de expansión y mejora. Desde mejorar los dispositivos constituyentes hasta un proyecto de mayor complejidad basada en interferometría.



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2.2 Dispositivos diseñados y fabricados en la UPCT.

Tal como hemos observado a lo largo del apartado introductorio, nuestro radiotelescopio está formado por una serie de dispositivos que configuran el esquema de un receptor superheterodino. Dichos dispositivos (antena, amplificador de bajo ruido, filtros, mezcladores, amplificadores de potencia y oscilador local) han sido diseñados en la UPCT, simulados con éste y otros softwares de precisión, y fabricados en los laboratorios. Llega, pues, por primera vez, el momento de interconectar todos los dispositivos para comprobar su correcto funcionamiento dentro del esquema global del proyecto y realizar un estudio paramétrico que nos permita conocer los valores óptimos de los parámetros que definen el comportamiento de cada uno de los bloques.

Antes de comprobar la exactitud y precisión de los resultados ofrecidos por VSS,

resulta interesante recordar los resultados obtenidos por nuestros compañeros para cada uno de los dispositivos que modelaron. 2.2.1 Amplificador de bajo ruido (LNA).

Representar el esquema eléctrico del amplificador de bajo ruido finalmente diseñado y fabricado en los laboratorios de la UPCT puede resultar un tanto ininteligible, por tanto, resulta más cómodo presentar en este documento su esquema de layout, el cual se muestra en la Figura 2.2. En él podemos observar tanto la red de adaptación de entrada como la de salida, así como la red de polarización del transistor ATF-35143 empleado para la realización del amplificador.

Figura 2.2. Layout del amplificador de bajo ruido diseñado en la UPCT.

Una vez diseñado y simulado, se procedió a la fabricación del dispositivo cuya

disposición final resultó ser la mostrada en la fotografía de la Figura 2.3. Si comparamos esta figura con la anterior, se puede apreciar la similitud de la disposición de los componentes.



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Figura 2.3. Fotografía de fabricación del amplificador de bajo ruido diseñado en la UPCT.

Tras haber simulado y fabricado numerosas versiones del mismo, los mejores resultados obtenidos tras la fabricación fueron 9.4 dB de ganancia y 0.85 dB de figura de ruido para una tensión de alimentación de 0.9 voltios. Estos valores resultaron más optimistas en las simulaciones, llegándose a obtener hasta 13.51 dB de ganancia y 0.2356 dB de figura de ruido para una frecuencia de entrada de 1420 MHz y potencia de entrada de -10 dBm. Podemos ver un resumen de estos resultados en la Figura 2.4.

Parámetro Simulación Medida Ganancia (dB) 13.5 9.4

Factor de Ruido (dB) 0.2356 0.85

Figura 2.4. Comparación simulación vs medida.

Para poder ver más claramente y en mayor amplitud estos resultados, mostraremos algunos gráficos que hacen alusión a los mismos y los cuales intentaremos obtener también empleando VSS tal como hemos explicado anteriormente. Primero veremos los resultados simulados y posteriormente los compararemos con los medidos.

En primer lugar, en la Figura 2.5 presentamos las curvas que representan los parámetros S11, S21, S12 y S22 que proporcionan la siguiente información:

• S11 : Indica la cantidad de energía que se refleja por el puerto de entrada cuando introducimos una señal por ese mismo puerto. También se conoce como pérdidas de retorno e, indirectamente, ofrece información acerca del grado de adaptación del dispositivo.

• S21: Indica la cantidad de energía que obtenemos en el puerto de salida cuando introducimos una señal por el puerto de entrada. Efectivamente, se trata de la ganancia del dispositivo.

• S12 : Indica la cantidad de energía que obtenemos en el puerto de entrada cuando introducimos una señal por el puerto de salida. En nuestro caso, al tratarse de un dispositivo unidireccional, nos interesará que este parámetro tenga un valor lo más reducido posible.



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• S22 : Indica la cantidad de energía que se refleja por el puerto de salida cuando introducimos una señal por ese mismo puerto.

Podemos observar como a 1420 MHz, la ganancia es de 13.5 dB (curva de color magenta que representa el parámetro S21) y las pérdidas de retorno de -15.3 dB lo que indica poca reflexión de la energía a la entrada del amplificador para esa frecuencia.

0.5 1 1.5 2 2.5 3Frequency (GHz)

Parametros S

-80

-60

-40

-20

0

20

dB

1.42 GHz-15.3 dB

1.3 GHz14.6 dB 1.42 GHz

13.5 dB

DB(|S(1,1)|)valores_2_2_POL_1_fabric




Figura 2.5. Parámetros S simulados del LNA fabricado en la UPCT.

En la Figura 2.6 podemos observar la curva que representa la figura de ruido del

dispositivo en función de la frecuencia de entrada y para un valor de potencia de entrada, a modo de ejemplo, de -10 dBm. A nuestra frecuencia de interés, 1420 MHz, se obtiene el más que satisfactorio resultado de 0.2356 dB aunque vimos anteriormente como ese resultado ascendía notablemente con la realización física del circuito.

0.5 1 1.5 2 2.5 3Frequency (GHz)

Figura de Ruido

0

5

10

15

20

dB

p1

1.42 GHz0.2356 dB

DB(NF())[X,11]Caja LNA

p1: Pwr = -10 dBm

Figura 2.6. Figura de ruido del LNA fabricado a distintas frecuencias de entrada y para una potencia de entrada de -10dBm a modo de ejemplo.



95

Antes de presentar los resultados obtenidos tras las mediciones, merece la pena realizar un pequeño alto en el camino para observar otro resultado interesante: la curva entrada/salida (E/S) del dispositivo (Figura 2.7). Para realizar este gráfico hemos alimentado el amplificador con una señal a 1.42 GHz y hemos realizado, a dicha frecuencia, un barrido en potencia entre -20 y 20 dBm tal como puede apreciarse en el eje horizontal de la figura. Como vemos, se obtiene una línea recta, lo cual nos indica que estamos ante un dispositivo lineal, esto es, no presenta zona de saturación por lo que, sin más remedio, nos obligará a buscar o realizar algún dispositivo no lineal del cual poder extraer y analizar los parámetros que definan sus no linealidades, lo cual resulta de vital importancia para garantizar el correcto funcionamiento de nuestro radiotelescopio.

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Power (dBm)

Caracteristica ES

-20

-10

0

10

20

30

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,1000,0,10,0,1000,0,10,0,0,1000,0,10,0,0,0.5)) (dBm)LNA

Figura 2.7. Característica entrada/salida del LNA diseñado en la UPCT.

Veamos ahora los resultados obtenidos tras la fabricación del amplificador,

medidos con los instrumentos de los laboratorios. A continuación realizamos una comparativa del factor de ruido obtenido de 100 a 1600 MHz (máxima frecuencia que alcanza el medidor de ruido del laboratorio) para diferentes tensiones de alimentación, 0.9 V, 1.5 V y 2.7 V (Figura 2.8). Se escogió la tensión de 2.7 V porque comprobamos que era la tensión de alimentación del circuito para la que se cumplían las especificaciones del transistor, esto es, VDS = 2V, IDS = 10 mA.



96

Figura 2.8. Factor de ruido del LNA diseñado en la UPCT a distintas tensiones de alimentación.

Representamos ahora cada uno de los parámetros S medidos junto al correspondiente parámetro simulado en Microwave Office, para una potencia de –20 dBm, y una tensión de polarización de 0.9 V. En la Figura 2.9 podemos observar que el mínimo del parámetro S11 medido tiene lugar a una frecuencia inferior que el mínimo simulado, presentando ese mínimo medido un valor en decibelios superior al simulado. Obtenemos una forma de onda con menos rizado que en situaciones anteriores debido a que se ha calibrado el analizador de redes. En cuanto al parámetro S22, se puede apreciar la similitud de ambas curvas con un ligero desplazamiento de la curva medida hacia frecuencias inferiores.

Figura 2.9. Parámetro S11 (izquierda) y S21 (derecha) simulado (rojo) vs medido (azul) del LNA diseñado en la UPCT.



97

En la Figura 2.10 observamos los gráficos correspondientes a los parámetros S12 y S22 descritos anteriormente. El primero presenta una forma similar al simulado, ligeramente desplazado a frecuencias superiores y con menor ganancia. En cuanto al segundo, se aprecian dos áreas claramente diferenciadas; para frecuencias inferiores a 1GHz, la medida se aleja notablemente de la simulación ofreciéndonos un pico a 500 MHz, en cambio, a frecuencias superiores, se aprecia una importante similitud con un pequeño desplazamiento de la medida a frecuencias inferiores y de menor nivel.

Figura 2.10. Parámetro S12 (izquierda) y S22 (derecha) simulado (rojo) vs medido (azul) del LNA diseñado en la UPCT. 2.2.2 Mezclador.

Comencemos visualizando en las Figuras 2.11, 2.12, 2.13 y 2.14, los esquemáticos correspondientes al mezclador diseñado en la universidad.

Como podemos observar en el esquemático principal (Figura 2.11) el circuito

presenta tres puertos como cualquier mezclador que se precie. Para realizar las simulaciones, se ha establecido una configuración concreta que resulta de la siguiente forma: a través del primer puerto (“P1” correspondiente a la señal de entrada) se introduce una señal de 1.42 GHz de frecuencia y -10 dBm de potencia; a través del segundo puerto (“P2” correspondiente al oscilador local) se realiza un barrido en potencia de 0 a 20 dBm para todas las frecuencias especificadas para dicho esquemático (en nuestro caso sólo una: 1.296 GHz que es la frecuencia del OL).

Descendiendo un peldaño en el nivel jerarquía, nos encontramos con la Figura 2.12 en la que se aprecia la estructura básica del mezclador. Se puede ver a la entrada del mismo la “caja negra” que contiene el circuito híbrido de tipo Branch Line de la Figura 2.13. Se trata de un circuito de los denominados “acopladores de señal”.



98

Mediante este circuito se realiza simplemente el mezclado de la señal con la consecuente aparición de productos de intermodulación que interfieren con la señal deseada. Para evitar esta situación se diseñó el circuito de la Figura 2.14; un filtro paso banda centrado a la frecuencia de mezclado (frecuencia intermedia que denominábamos en el apartado introductorio) que permite reducir los efectos indeseados que acompañan a todo circuito que presente comportamientos no lineales.

Figura 2.11. Esquema del mezclador final (mezclador básico + filtro).

Figura 2.12. Circuito mezclador básico empleando el circuito híbrido Branch Line.



99

Figura 2.13. Circuito híbrido “Branch Line”.

Figura 2.14. Esquema eléctrico del filtro que colocamos a la salida del mezclador.

Otro elemento que puede resultar interesante para la comprensión del dispositivo

es su layout. Como podemos observar en la Figura 2.15, el recuadro verde de la izquierda engloba la parte del dispositivo correspondiente a la Figura 2.12 exceptuando el filtro final, esto es, el circuito “Branch Line”, diodos y stubs. El recuadro verde de la derecha contiene el layout del filtro que hemos colocado a la salida del mezclador y correspondiente con el esquema eléctrico de la Figura 2.14.

En la Figura 2.16 podemos observar también la fotografía del dispositivo

finalmente fabricado en los laboratorios de la universidad.



100

Figura 2.15. Layout del mezclador finalmente diseñado en la UPCT.

Figura 2.16. Fotografía del mezclador finalmente diseñado en la UPCT.

De los anteriores esquemáticos mostrados de la Figura 2.11 a la Figura 2.14, se realizaron las siguientes simulaciones:

1ª) Espectro de salida (Figura 2.17) para las condiciones de entrada indicadas en la explicación de la Figura 2.11. Es importante señalar que, de todas las potencias de entrada especificadas en el puerto P2, sólo representaremos la correspondiente a 10 dBm. Podemos ver como se obtiene el armónico diferencia de 0.124 GHz con una potencia de -18.83 dBm además del resto de productos de intermodulación atenuados por efecto del filtro.



101

0 2 4 6 8 9.32Frequency (GHz)

Espectro

-100

-80

-60

-40

-20

0P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)

0.248 GHz-55.37 dBm

0.124 GHz-18.83 dBm

DB(|Pharm(PORT_3)|)[1,3] (dBm)Mezclador 3 redi Espectro

p1: Freq = 1.296 GHzPwr = 10 dBm

Figura 2.17. Espectro de salida del mezclador diseñado en la UPCT.

2ª) Pérdidas de conversión. En este gráfico (Figura 2.18) se analizan las

pérdidas de señal de entrada al realizarse el mezclado. Podemos ver como, de nuevo, para una potencia de OL de 10 dBm, la pérdida de señal es de -8.8346 dB, valor al que habría que sustraer los -10 dBm de potencia de entrada para obtener el valor real de salida del dispositivo.

0 5 10 15 20Power (dBm)

Perdidas de conversion

-11

-10.5

-10

-9.5

-9

-8.5

-8

Pér

dida

s (d

B)

p1

10 dBm-8.8346 dB

DB(|LSSnm(PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1)|)[1,X]Mezclador 3 redi Perdi de Conv

p1: Freq = 1.296 GHz

Figura 2.18. Pérdidas de conversión del mezclador diseñado en la UPCT.

3ª) Reflexiones en los puertos de RF y OL. En este gráfico (Figura 2.19) se

analizan las reflexiones de señal sufridas por el puerto de entrada (RF) y el del OL. Podemos apreciar como a 10 dBm, potencia correspondiente al OL, se tiene una reflexión de señal de -22.474 dBm; ésta resulta de -23.1071 dBm para el puerto de RF.



102

1.296 1.346 1.396 1.42Frequency (GHz)

Reflexiones Puertos RF y OL

-23.2

-23.1

-23

-22.9

-22.8

-22.7

-22.6

-22.5

-22.4dB

p2

p1

1.42 GHz-23.1071 dB

1.296 GHz-22.474 dB

DB(|Gcomp(PORT_1,1_0)|)[X,3]Mezclador 3 redi Puerto RF

DB(|Gcomp(PORT_2,1_0)|)[X,2]Mezclador 3 redi Puerto OL

p1: Pwr = 10 dBm

p2: Pwr = -10 dBm

Figura 2.19. Reflexiones del mezclador diseñado en la UPCT.

4ª) Aislamiento RF-OL. En esta ocasión (Figura 2.20) lo que hacemos es medir el grado de aislamiento de los puerto RF y OL introduciendo nuestra señal de 1.42 GHz y -10 dBm de potencia por el puerto P1 y observando qué cantidad de señal se acopla saliendo por el puerto P2. Se observa como dicha señal acoplada es de -12.58 dB.

0 5 10 15 20Power (dBm)

Aislamiento RF_OL

-20

-15

-10

-5

0

dB

p1

10 dBm-12.58 dB

DB(|LSSnm(PORT_2,PORT_1,0_1,0_1)|)[1,X]Mezclador 3 redi Aislamiento


Figura 2.20. Aislamiento RF-OL del mezclador diseñado en la UPCT.

5ª) Aislamiento OL-RF. En esta ocasión (Figura 2.21) lo que hacemos es medir

el grado de aislamiento de los puerto RF y OL introduciendo nuestra señal de 1.296 GHz y 10 dBm de potencia por el puerto P2 y observando qué cantidad de señal se acopla saliendo por el puerto P1. Se observa como dicha señal acoplada es de -13.86 dB.



103

0 5 10 15 20Power (dBm)

Aislamiento OL_RF

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0dB

p1

10 dBm-13.86 dB

DB(|LSSnm(PORT_1,PORT_2,1_0,1_0)|)[1,X]Mezclador 3 redi Aislamiento


Figura 2.21. Aislamiento OL-RF del mezclador diseñado en la UPCT.

Para verificar el correcto funcionamiento del dispositivo, todas las simulaciones fueron corroboradas en el laboratorio realizando las correspondientes medidas reales. Ello nos permite establecer y medir las diferencias existentes con los resultados simulados.

1ª) Espectro de salida. En la Figura 2.22 podemos observar las diferencias citadas en cuanto al espectro de salida para las condiciones de entrada anteriormente comentadas (señal de RF de -10 dBm de potencia a 1.42 GHz y señal de OL de 10 dBm a 1.276 GHz). Es importante recordar que el proyecto individual del mezclador fue realizado con una frecuencia de OL de 1.276 GHz y, finalmente, el proyecto individual del OL se hizo oscilar a 1.296 GHz, por lo que se decidió elegir esta última frecuencia.

Figura 2.22. Espectro de salida simulado vs medido del mezclador diseñado en la UPCT.



104

2ª) Pérdidas de conversión. En este gráfico (Figura 2.23) se realiza la comparativa simulación vs medida de las pérdidas de señal de entrada al realizarse el mezclado. Podemos ver como las pérdidas reales medidas en el laboratorio se sitúan unos 2 dB por debajo de las simulaciones.

Figura 2.23. Pérdidas de conversión simulado vs medido del mezclador diseñado en la UPCT.

3ª) Reflexiones en los puertos de RF y OL. En la Figura 2.24 se analizan las reflexiones de señal sufridas por el puerto de entrada (RF). Podemos observar como en la mayoría del rango frecuencial analizado, la curva de simulación resulta bastante más optimista que la curva medida, situación que suele darse normalmente en la mayoría de las mediciones realizadas. Sin embargo, si nos fijamos en la frecuencia de 1.42 GHz, vemos que en dicho punto coinciden ambas curvas, lo cual nos indica la corrección del diseño a nuestra frecuencia de interés.

Figura 2.24. Reflexión en el puerto de RF simulado vs medido del mezclador diseñado en la UPCT.



105

Para finalizar con este subapartado, en la Figura 2.25 se analizan las reflexiones de señal sufridas por el puerto de OL. Podemos observar en esta ocasión cómo se reduce la disparidad entre ambas curvas, existiendo aún ciertas diferencias a determinadas frecuencias. Como vemos, a la frecuencia de OL (1.276 GHz en el proyecto desarrollado en la universidad) la diferencia de ambas curvas es de apenas 5 o 6 dB.

Figura 2.25. Reflexión en el puerto de OL simulado vs medido del mezclador diseñado en la UPCT. 2.2.3 Oscilador Local (OL).

Continuamos con nuestro repaso a los resultados obtenidos por nuestros compañeros de proyecto. La Figura 2.26 nos muestra el layout del oscilador local diseñado en la universidad. Como hemos visto en el apartado dedicado al mezclador, nuestro OL funciona a 1.296 GHz.

Figura 2.26. Layout de la capa superior del oscilador local diseñado en la UPCT.



106

Para comprender mejor la disposición de los componentes del layout de la Figura 2.26, podemos observar la fotografía de fabricación de la Figura 2.27. En ella podemos observar circulados en distintos colores los distintos componentes que forman el oscilador: oscilador de cristal (azul marino), amplificadores (azul celeste), generador de armónicos (rojo) y filtros (amarillo).

Figura 2.27. Fotografía de fabricación del oscilador local diseñado en la UPCT.

Finalmente, observemos en la parte izquierda de la Figura 2.28 el espectro de

salida del oscilador final diseñado. A la salida tenemos el armónico a 1296 MHz con una potencia de 7.485 dBm. También tenemos dos grupos de armónicos no deseados: por un lado tenemos armónicos en baja frecuencia, debido a no linealidades de los componentes y a los acoplos, y por otro armónicos a alta frecuencia debido a la respuesta espuria de los filtros pasa-banda.

Oscilador de cristal

Generador de

armónicos Amplificadores

Filtros de microondas



107

También podemos observar una ampliación (zoom) del espectro en la parte derecha de la Figura 2.28. Ampliando la zona del armónico de salida vemos que aparece un armónico a 1320 MHz con una potencia de -19.798 dBm.

Figura 2.28. Espectro del Oscilador Local diseñado en la UPCT.

2.2.4 Filtro paso-banda.

Como hemos especificado en el apartado anterior, nuestro oscilador es un circuito basado en la generación de armónicos, de esta forma, un paso fundamental es el diseño de los filtros que nos van a permitir seleccionar el armónico a la frecuencia deseada (en este caso 1296 MHz) y atenuar el resto para que no interfieran en la señal de salida. El tipo de filtros que vamos a utilizar será “Hairpin” ya que el espacio que ocupan es más reducido, sobre todo cuando se trata de filtros de orden elevado. Realizaremos de nuevo en este apartado una breve presentación del esquema circuital (Figura 2.29) de uno de los filtros propuestos.

MSTEP$ID=TL2

MSTEP$ID=TL3

MLINID=TL4W=w1 mmL=l11 mm

MLINID=TL5W=wo2 mmL=l21 mm




MLINID=TL9W=w1 mmL=l11 mm

MSTEP$ID=TL10

MCFILID=TL12W=w2 mmS=s2 mmL=ltotal2-l21-l22 mm

MCFILID=TL13W=w2 mmS=s2 mmL=ltotal2-l21-l22 mm

MLINID=TL15W=win mmL=lin mm

MSTEP$ID=TL17 MLIN

ID=TL1W=w1 mmL=ltap1 mm

MLEFXID=MO1W=w1 mmL=ltotal1-ltap1-l11 mm MLEFX

ID=MO2W=w1 mmL=ltotal1-ltap1-l11 mm

MLINID=TL18W=w1 mmL=ltap1 mm

MLINID=TL19W=win mmL=lin mm

MSTEP$ID=TL20

MSUBEr=6.15H=1.27 mmT=0.035 mmRho=1Tand=0.0027ErNom=6.15Name=duroid1

PORTP=1Z=50 Ohm

PORTP=2Z=50 Ohm

lin=15.8win=1.826

s2=2.017w2=1.739w1=1.848

l11=1.262l21=1.289l22=0.55

ltap1=3.15wo2=2.259

ltotal1=25.8ltotal2=28.6

Figura 2.29. Esquema circuital de un filtro paso-banda diseñado en la UPCT.



108

En la Figura 2.30 podemos ver también su layout en el que se pueden apreciar los 3 resonadores (rojo) y los 4 acoplos (amarillo) que componen el filtro.

Figura 2.30. Layout de un filtro paso-banda diseñado en la UPCT.

Finalmente, antes de repasar las medidas realizas con este filtro (que tan solo

será la correspondiente a los parámetros S), en la Figura 2.31 podemos observar la fotografía de fabricación final del dispositivo. Se puede apreciar la exactitud de esta última figura con el layout representado en la figura anterior.

Figura 2.31. Fotografía de fabricación del filtro paso-banda diseñado en la UPCT.

En la Figura 2.32 se presenta gráficamente los parámetros S del filtro. Podemos

apreciar como a la frecuencia de interés, el dispositivo deja pasar toda la señal prácticamente sin atenuación y con una más que considerable selectividad. Se puede ver también como, en este modelo que hemos tomado como ejemplo, existen pequeñas bandas de paso a múltiplos de la frecuencia de interés.



109

0 1 2 3 4Frequency (GHz)

Parametros S

-50

-40

-30

-20

-10

0dB

1.296 GHz-1.176 dB

DB(|S(1,1)|)Lineasreales_paso3opti


Figura 2.32. Parámetros S del filtro diseñado en la UPCT.

Una vez concluido este repaso a modo resumen de los resultados obtenidos en cada uno de los dispositivos diseñados y fabricados en la UPCT por nuestros compañeros de proyecto, llega el momento de adentrarnos en el simulador VSS de Microwave Office y comenzar a familiarizarnos con su simbología, funcionamiento y capacidad de actuación expresada en sus distintas modalidades de simulación, a las cuales nos referiremos explícitamente a lo largo de los próximos apartados.

Este resumen que acabamos de realizar nos coloca en un excelente punto de

partida para asimilar con mayor facilidad el objetivo de los siguientes apartados, así como para comprender su importancia de cara a la realización del proyecto global en el cual estamos inmersos: la construcción de un radiotelescopio que nos permitirá captar radiaciones electromagnéticas del espacio exterior y con ellas poder obtener información de los astros que nos las envían.

Como hemos comentado al inicio de este apartado, VSS de Microwave Office es

un simulador electromagnético que opera a nivel de sistema empleando lo que, en la jerga de ingeniería de telecomunicación, se conoce como “bloques” o “cajas negras” las cuales contienen y representan un circuito de inferior nivel de jerarquía. Existen tres tipos de cajas negras que dan cuerpo a VSS: modelos “behavioral” o comportamentales, modelos basados en ficheros de texto, y modelos basados en circuitos.

El objetivo de los tres siguientes apartados de nuestro proyecto será iniciar al

lector en el conocimiento y manejo de VSS, al mismo que vamos tratando de obtener, a este nivel de sistema, los mismos resultados que obtuvieron nuestros compañeros de proyecto en niveles de jerarquía inferiores que denominaremos “nivel de circuito”.



110

3. HERRAMIENTA DE DISEÑO.

El programa Microwave Office es un entorno de trabajo muy cómodo de manejar y constituye una herramienta de gran interés para el desarrollo de circuitos de microondas (ver Anexo 1).

Hace sólo unos años, el único software realmente interesante para la simulación de circuitos de microondas era el desarrollado por EESOF, conocido por TOUCHSTONE (y posteriormente LIBRA, cuando empezó a simular también circuitos no lineales). Este software, desarrollado inicialmente para PC, pasó rápidamente a ser un estándar en estaciones de trabajo. Posteriormente la empresa fue absorbida por HP, pasando, desde aproximadamente el año 2000, a ser conocido como ADS (Advanced Design System). Su entorno de trabajo era inicialmente en modo texto, pero al pasar a estaciones de trabajo apareció el modo gráfico que es como en la actualidad se utiliza.

Paralelamente a estos avances por parte de HP (conocida ahora como

AGILENT) otras empresas comenzaron a crear entornos de simulación de circuitos de microondas. Entre estos programas cabe destacar Microwave Office, desarrollado por la empresa AWR (Applied Wave Research, Inc). Sus posibilidades son absolutamente comparables a las de ADS y está basado en modo gráfico, de tal forma que los circuitos se pueden ir construyendo mediante iconos, de igual forma que se suele hacer en los programas de estación de trabajo.

Finalmente comentar que el programa tiene también la posibilidad de realizar

análisis electromagnéticos de circuitos planares. Como sabemos, existen dos formas básicas de simular circuitos de microondas: la primera, bastante más rápida pero algo menos exacta, se basa en la creación de circuitos y modelos equivalente circuitales de las redes a simular: el segundo método se basa en la simulación completa de los campos electromagnéticos que existe en la red a simular. Evidentemente, este segundo método es mucho más preciso ya que resuelve los campos totales, pero por el contrario su velocidad de proceso será muy lenta.

En general, tanto ADS como Microwave Office utilizan el primer método a base

de precisos modelos equivalentes de las diferentes redes que forman la red global, pero aun así, decir que Microwave Office presenta la opción de análisis electromagnético completo en el caso de circuitos planares.

También resulta importante destacar que Microwave Office ofrece la posibilidad

de realizar dos tipos de simulaciones jerárquicamente diferenciadas: circuitos y sistemas. En la parte de circuitos podremos observar la composición eléctrico-electrónica de los mismos (esto es, podremos ver resistencias, bobinas, transistores, etc) y en la parte de sistemas, conocida como Visual System Simulator (VSS), lo único que podremos observar es lo que conocemos como “cajas negras” de las cuales únicamente conocemos su funcionamiento interno, el cual podremos personalizar modificando una serie de parámetros ofrecidos al usuario. En las últimas versiones de Microwave Office, el número de parámetros modificables por parte del usuario ha crecido de forma exponencial; de todos ellos, en este proyecto trataremos los más importantes y determinantes para la consecución de nuestros objetivos.



111

3.1 Necesidad de VSS.

Como hemos comentado en las líneas anteriores, Microwave Office nos ofrece la posibilidad de realizar dos tipos de análisis: uno a nivel de circuito (mostrando al usuario esquemas eléctricos básicos compuestos por bobinas, resistencias, condensadores, etc.) y otro a nivel de sistema que conocemos comúnmente como diagrama de bloques (Figura 3.1).

Figura 3.1. Esquema básico de un radiotelescopio a nivel de sistema (diagrama de bloques).

Trabajar a nivel de sistema presenta ciertas ventajas e inconvenientes que

podemos comentar de forma superficial para que el lector se haga una idea de las mismas y pueda comprender las necesidades que motivaron la creación de VSS. Es responsabilidad del usuario profundizar en el conocimiento de ambos tipos de análisis que le proporcionen la capacidad y habilidad para discernir qué tipo de simulación es más adecuada en cada problema.

Trabajar a nivel de circuito nos permite a los usuarios la ventaja de poder

modificar esquemas eléctricos, esto es, decidir dónde queremos colocar cada componente (resistencias, bobinas, transistores, líneas de transmisión, etc.) y qué valores de los mismos son los más adecuados para su propósito. El principal inconveniente reside en la cantidad de espacio empleado para la colocación de los componentes y la escasa inteligibilidad que ello supone en aras de una sencilla comprensión del funcionamiento de los circuitos. Ésta es una de las principales razones que motivaron la creación de VSS; en ocasiones, sucede que no nos preocupa tanto la disposición de los componentes de un circuito (su esqueleto interno) como el conocimiento de su funcionamiento y sus características más relevantes, es por ello por lo que resulta más cómodo para el programador enmascarar los circuitos en el interior de lo que se conoce como “cajas negras”: dispositivos gráficos generalmente de forma rectangular con unos determinados puertos de entrada y salida que realizan la función del circuito que contienen sin mostrar su disposición interna y de los que, además, podemos modificar los valores de ciertos parámetros fundamentales (ganancias, potencias, frecuencias, puntos de compresión a 1 dB, etc.). Por supuesto, en todo momento el programador tiene acceso a la estructura interna de los circuitos, lo que equivale a descender de nivel de jerarquía.

Otra de las ventajas fundamentales que nos aporta VSS reside en el ahorro de

tiempo de simulación. Si quisiéramos simular a nivel de circuito el esquema de la



112

Figura 3.1, es decir, realizar el análisis de paso de la señal por todos y cada uno de los componentes internos de cada dispositivo, estaríamos hablando de tiempos de simulación extremadamente elevados, lo cual resta enorme versatilidad al programa. Un correcto diseño a nivel de sistema evita este problema, obteniéndose tiempos de simulación relativamente razonables hasta en los diseño de mayor complejidad. Como vemos, lo que se pretende es ir ascendiendo en el nivel de jerarquía encubriendo los circuitos de los que sólo nos preocupa realmente su funcionamiento.

Si bien es cierto que, como acabamos de comentar, VSS proporciona una serie

de ventajas interesantes respecto al nivel de circuitos (MWO), también el primero presenta algunas desventajas. La principal, que merece mención explícita en este apartado, reside en el catálogo de medidas del programa. Mientras en MWO podemos realizar innumerables mediciones de todo tipo, tanto lineales como no lineales, VSS nos restringe un poco ese catálogo en cuanto a que no podemos realizar, a nivel de sistema, exactamente las mismas simulaciones que a nivel de circuito. A lo largo de este apartado y los siguientes iremos comentando dichas restricciones.

VSS proporciona tres tipos de modelos de cajas negras que funcionan de distinta

forma. En este punto nos limitaremos a dar una breve descripción de los mismos y, posteriormente explicaremos en profundidad cada uno de ellos que es el propósito del apartado en el que nos encontramos.

• Modelos comportamentales (Behavioral): proporciona cajas negras de amplificadores, mezcladores, filtros, etc. en las cuales el usuario puede modificar un determinado número de parámetros ofrecidos por Microwave Office tales como ganancias, frecuencias, etc.

• Modelos basados en ficheros (File Based): proporciona cajas negras que modelan el comportamiento de los dispositivos basándose en ficheros de texto que contienen información sobre los parámetros de funcionamiento más importantes.

• Modelos basados en ciruitos (Simulation Based): Sus bloques contienen en su interior los circuitos de inferior nivel de jerarquía a los cuales representan.

El objetivo que perseguimos en este tercer apartado del documento es analizar

cada uno de los modelos que acabamos de describir, ya que, como hemos visto en el apartado anterior, disponemos tanto de las simulaciones como de los esquemáticos de algunos dispositivos diseñados y fabricados en la UPCT por compañeros del proyecto. Intentaremos, pues, con cada uno de estos modelos a nivel de sistema, obtener los mismos resultados que consiguieron nuestros compañeros a nivel de circuito.

Gracias a estos datos extraídos de las simulaciones de ordenador y a las curvas reales obtenidas en analizadores de los laboratorios podemos modelar nuestras cajas “behavioral” y “file based”, y comprobar la precisión de los datos ofrecidos por VSS con los reales. También podemos emplear los esquemáticos a nivel de circuito de dichos dispositivos para modelar nuestras cajas “Simulation Based” en VSS. Comenzaremos exponiendo el modelo más general, “behavioral” y, posteriormente, analizaremos los modelos basados en ficheros y circuitos, lo cual nos permitirá comprender como el primero de ellos resulta ser una particularización del segundo y del tercero.



113

3.2 Modelos comportamentales (Behavioral Model).

Como ya hemos comentado en el apartado introductorio, nuestro radiotelescopio está basado en el modelo de un receptor superheterodino. Explicamos que dicho receptor está constituido por una serie de dispositivos que, debidamente diseñados y situados, realizan de forma satisfactoria el cometido para el cual han sido tan minuciosamente construidos. En este apartado analizaremos el modelo comportamental de estos dispositivos. Dicho modelo ofrece la posibilidad de modificar los parámetros que definen el comportamiento de generadores, amplificadores, mezcladores, filtros, etc., sin embargo, comprobaremos más adelante cómo mediante este modelo nos será imposible reproducir en su totalidad los resultados que obtuvieron nuestros compañeros de proyecto. Veamos los parámetros más importantes de los dispositivos que componen nuestro receptor. Es decisión del lector informarse sobre el resto de parámetros no descritos en este documento para obtener una formación más amplia sobre cada dispositivo que le permita comprender su funcionamiento en mayor profundidad. 3.2.1 Generadores de señal (sources).

Como sabemos, la función de un generador de señal es producir una señal dependiente del tiempo con unas características determinadas de frecuencia, amplitud y forma. Veamos distintos tipos de fuentes que podemos emplear en VSS. 3.2.1.1 Fuente senoidal (SINE).

El Seno es un bloque de propósito general que genera formas de onda senoidales reales o complejas. Sus parámetros más importantes son los siguientes:

• FRQ: Indica la frecuencia o frecuencias de las señales generadas. Si sólo se especifica una frecuencia, se genera una señal senoidal pura a dicha frecuencia; si por el contrario se establece un vector de frecuencias, se genera una señal resultado de la combinación de cada una de las señales que se generarían individualmente con cada una de las frecuencias establecidas en dicho vector.

• AMPL: Indica la amplitud o amplitudes de las señales generadas. Si sólo se

especifica una amplitud, todas las señales que se hayan establecido en el parámetro FRQ tendrán dicha amplitud. Si se indica un vector de amplitudes de la misma dimensión que FRQ, se establece una correspondencia biunívoca entre ambos vectores, esto es, al primer elemento del vector FRQ le corresponde de forma inequívoca el primer elemento del vector AMPL y viceversa, y así sucesivamente con el resto de elementos de los vectores. Esto quiere decir, obviamente que, por ejemplo, la primera señal generada tendrá la frecuencia indicada en el primer elemento de FRQ y la amplitud indicada en el primer elemento de AMPL.

• PHS: Indica la fase o fases de las señales generadas. Si sólo se especifica una

fase, todas las señales que se hayan establecido en el parámetro FRQ tendrán dicha fase. Si se indica un vector de la misma dimensión que FRQ, resulta la misma situación explicada para AMPL.



114

Como hemos comentado, este tipo de fuentes generan formas de onda senoidales reales o complejas. Existe una pequeña diferencia entre ambas tanto en el dominio del tiempo como en el de la frecuencia, la cual se deduce fácilmente de la estructura matemática de ambos tipos de señales que analizamos a continuación.

Las señales senoidales reales se describen y representan a partir de la siguiente

ecuación temporal:

podemos ver como en dicha ecuación aparecen todos los parámetros explicados anteriormente. Para tener una concepción gráfica de este tipo de señal, veamos un ejemplo indicándole al simulador una fuente sencilla de 1 voltio de amplitud, 1 GHz de frecuencia y sin desplazamiento de fase (Figura 3.2).

Figura 3.2. Representación de una forma de onda senoidal de 1 voltio de pico a pico y 1 gigahertzio de frecuencia en el dominio del tiempo. Como sabemos, para obtener la homóloga de esta señal en el dominio de la frecuencia, hemos de realizar su Transformada de Fourier (T.F.). Recordemos que la Transformada de Fourier de una señal coseno se expresa de la siguiente forma:

cos (wo·t) π [δ(w-wo) + δ(w+wo)] es decir, 2 tonos (deltas) simétricos situados a la frecuencia de la señal (1GHz en nuestro caso) tal y como podemos observar en la Figura 3.3.



115

Figura 3.3. Representación de una forma de onda senoidal de 1 voltio de pico a pico y 1 GHz en el dominio de la frecuencia.

Las señales senoidales complejas se describen y representan a partir de la siguiente ecuación temporal:

podemos ver de nuevo como aparecen en ella todos los parámetros comentados al inicio de este apartado pero, esta vez, organizados dentro de una función exponencial compleja, con la diferencias obvias que ello conlleva a nivel matemático y, consecuentemente, de representación gráfica. Veamos la misma señal anterior (1 voltio de amplitud y 1GHz de frecuencia) representada en forma compleja (Figura 3.4).

Figura 3.4. Representación de una forma senoidal compleja en el dominio del tiempo.



116

Como sabemos, cuando queremos representar señales complejas, debemos hacerlo en módulo y fase. En la Figura 3.4 aparece representado el módulo de la señal compleja que hemos generado; al ser ésta una exponencial, su módulo resulta la unidad para todo instante temporal.

Al igual que en la ocasión anterior, para obtener la homóloga de esta señal en el

dominio de la frecuencia, hemos de realizar su Transformada de Fourier (T.F.). Recordemos que la Transformada de Fourier de una señal exponencial se expresa de la siguiente forma:

es decir, una combinación de tonos situados a la/s frecuencia/s de la señal/es (1GHz en nuestro caso) sin simétrico en el espectro negativo de frecuencias tal y como podemos observar en la Figura 3.5.

Figura 3.5. Representación de una forma de onda senoidal compleja de 1 voltio de pico a pico de amplitud y 1 GHz en el dominio de la frecuencia.

Queda establecida, pues, la diferencia entre señales senoidales reales y

complejas. Aunque es cierto que siempre resulta interesante disponer de la mayor cantidad de información posible, también lo es el hecho de que los Ingenieros de Telecomunicación solemos trabajar y obtener datos más interesantes a partir de la representación de las señales en el dominio de la frecuencia. Es por esto por lo que, una vez finalicemos este apartado de generadores de señal, nos ceñiremos a realizar análisis en el mencionado dominio, del cuál, reiteramos, obtendremos vital información que nos permitirá valorar con más exactitud la precisión de nuestro proyecto.



117

3.2.1.2 Generador de tonos (TONE). El bloque denominado TONE en VSS es un generador de señal de características similares a SINE. Es capaz de generar señales reales y complejas de una o varias frecuencias con la diferencia de que en sus parámetros internos, en esta ocasión le indicamos al simulador la potencia de los tonos que deseamos en el dominio de la frecuencia, no la amplitud de la señal en el dominio del tiempo como sucedía en el caso anterior. Sus parámetros principales son los siguientes:

• FRQ: Indica la frecuencia o frecuencias de las señales generadas (idéntica función que para el caso de las fuentes SINE).

• PWR: Indica la potencia o potencias de las señales generadas. Si sólo se

especifica una potencia, todas las señales que se hayan establecido en el parámetro FRQ tendrán dicha potencia. Si se indica un vector de potencias de la misma dimensión que FRQ, se establece una correspondencia biunívoca entre ambos vectores, esto es, al primer elemento del vector FRQ le corresponde de forma inequívoca el primer elemento del vector PWR y viceversa, y así sucesivamente con el resto de elementos de los vectores.

• PHS: Indica la fase o fases de las señales generadas. Si sólo se especifica una

fase, todas las señales que se hayan establecido en el parámetro FRQ tendrán dicha fase. Si se indica un vector de la misma dimensión que FRQ, resulta la misma situación explicada para PWR.

Ya conocemos la diferencia entre señales reales y complejas por lo que, en esta

ocasión, nos bastará con visualizar gráficamente un ejemplo en el dominio de la frecuencia para comprender el funcionamiento de esta nueva fuente. Veamos, por ejemplo, el espectro de una señal de frecuencias 1 y 2 GHz, potencias de esos tonos de 10 y 5 dBm respectivamente y sin desplazamiento de fase (Figura 3.6).

Figura 3.6. Espectro de una forma de onda senoidal compleja de 1,2 GHz y 10,5 dBm.



118

3.2.1.3 Generador de pulsos periódicos (PPULSE).

La fuente PPULSE genera un tren periódico de pulsos de determinado nivel, pudiendo el usuario especificar tanto el periodo de los mismos como sus tiempos de subida a bajada. Sus parámetros más importantes son:

• LO: Valor mínimo de la forma de onda. • HI: Valor máximo de la forma de onda. • RATE: Frecuencia de repetición de los pulsos. • RT: Rise-time, tiempo que tarda la señal en alcanzar el nivel “HI” partiendo del

nivel “LO”. • FT: Fall-time, tiempo que tarda la señal en alcanzar el nivel “LO” partiendo del

nivel “HI”.

Como podemos apreciar, la definición de la señal se produce en el dominio temporal pero, para poder comprender la representación espectral, debemos recordar la expresión del Desarrollo en Serie de Fourier (D.S.F.) de una señal cuadrada periódica:

en ella podemos ver cómo el espectro se anula para valores pares de la variable “k” o dicho en otras palabras, sólo existe información espectral para valores impares de esta variable. Esta situación se ejemplifica en la Figura 3.7.

Figura 3.7. Señal cuadrada periódica y su espectro de frecuencias.

Veamos ahora un ejemplo sobre VSS. Vamos a generar un señal cuadrada periódica que oscila entre los valores LO = 0 y HI = 1, que tiene una frecuencia de 1GHz y que presenta un “escalón ideal”, esto es, sus tiempos de subida (RT) y bajada (FT) son nulos. La representación temporal podemos verla en la Figura 3.8.



119

Figura 3.8. Señal cuadrada periódica en el dominio del tiempo.

Si a esta señal le realizamos su D.S.F. y representamos el espectro resultante,

obtenemos, como podemos ver en la Figura 3.9, armónicos situados a múltiplos impares de la frecuencia de la señal tal y como habíamos explicado.

Figura 3.9. Señal cuadrada periódica en el dominio de la frecuencia.

Quedan así definidas las tres fuentes de señal que presentan mayor interés para el proyecto que nos ocupa. De esta forma, conociendo el espectro de las señales que generamos seremos capaces de comprender mejor y comprobar el correcto funcionamiento de los dispositivos que estudiaremos a continuación.



120

WHITENSID=A1PWR=30 dBmPWRTYP=Double-sided PSDCTRFRQ=

Figura 3.10. Bloque VSS que representa una fuente de ruido blanco gaussiano.

3.2.1.4 Generador de ruido blanco gaussiano (WHITENS).

Se trata de la última fuente que veremos en este proyecto de las muchas que proporciona VSS de Microwave Office, además de las aquí indicadas. “WHITENS” es un generador de muestras de ruido blanco gaussiano de media cero cuya forma gráfica podemos contemplar en la Figura 3.10.

Antes de comenzar a detallar los parámetros

específicos de los cuales dispone esta fuente, resulta muy necesario realizar una pequeña introducción acerca de este tipo de ruido para comprender qué es y cómo se modela y se cuantifica por parte de ingenieros y otros profesionales

del sector de la física y las telecomunicaciones. Una vez asimilada esta información, estaremos en disposición de adentrarnos en las especificidades de la fuente que nos ocupa en este subapartado.

El ruido es un elemento esencial a tener en cuenta en el diseño de sistemas de radiocomunicación. En la Figura 3.11 se ha representado el sistema completo, con el sistema transmisor, el canal y el sistema receptor. En el transmisor los niveles de señal suelen estar muy por encima del ruido en el sistema, ya que en la etapa de modulación y conversión de frecuencia se trabaja con niveles altos y en la antena se saca una señal amplificada por una etapa previa de alta potencia (PA, power amplifier). Por este motivo, en la mayoría de radioenlaces terrestres, no es relevante el estudio del ruido en esta parte del sistema de radiocomunicación. En nuestro caso, como ya es sabido, no se da esta situación sino algo totalmente opuesto y atípico: nuestro transmisor es el espacio, todos sus elementos que diariamente nos envían radiación por el simple hecho de encontrarse a una temperatura superior al cero absoluto. Estas señales llegan a nuestro planeta con una intensidad tan pequeña que, además de quedar completamente enmascaradas por el ruido, provocan que las personas que nos dedicamos a la ingeniería hagamos todos los honores a nuestro título diseñando los mecanismos de demodulación más complejos y sofisticados para poder extraer datos de interés científico de estos inadvertidos “seres extrarrestres”.

Figura 3.11. Esquema general de un enlace de radiocomunicación (transmisor-canal-receptor).

En general se exige que a la entrada del demodulador el nivel de señal esté un margen por encima del nivel de ruido. A este margen se le denomina relación señal a ruido mínima. Si se trabaja con señales analógicas se suele denotar esta relación por SNR (signal to noise ratio) ó S/N, si se trabaja con sistemas digitales bien se exige una relación entre la potencia de portadora y el ruido denotada por C/N (carrier to noise) o



121

directamente una relación entre la energía de bit y la el nivel de la densidad espectral de potencia de ruido W=Eb/No denominada también relación señal a ruido normalizada.

El ruido térmico, también denominado Johnson o Nyquist, es el originado por el

movimiento browniano –aleatorio- de los electrones de un conductor. Los electrones se mueven aleatoriamente, en cualquier dirección y sentido, y se mueven más a mayor temperatura, pues tienen mayor energía. El desplazamiento neto es cero, puesto que unos electrones se mueven para un lado pero otros se mueven para el lado contrario. Sin embargo sí hay un vaivén de energía que superpuesto a la señal de interés provoca una interfencia. En términos estadísticos la señal que se genera tiene una fdp (función de densidad de probabilidad) Gaussiana de media cero y varianza σ. Si el conductor está a baja temperatura los electrones no se mueven y la varianza es pequeña, indicando que la probabilidad de medir en un instante dado un tensión alejada de cero en muy baja. A medida que los electrones adquieren mayor energía esta probabilidad es mayor.

Así, el ruido térmico se modela como ruido aditivo blanco Gaussiano. Aditivo porque se suma a la señal de interés, Gaussiano porque esta fdp se ajusta a las estadísticas de este ruido, y blanco porque el ruido que tengo en un instante no tiene nada que ver con el ruido que tendré en el instante siguiente. Esto hace que la densidad espectral de potencia (DEP) del ruido sea plana, ver Figura 3.12. El valor o altura de esta DEP se denota por No. El ruido que tengamos en nuestro sistema será el contenido dentro del ancho de banda de interés. Si el sistema tiene una respuesta en frecuencia paso de banda ideal con ancho B entonces la potencia de ruido que tengo es N=k·T·B. donde k es la constante de Boltzmann de valor 1,38·10-23 [J / ºK]; T es la temperatura equivalente de ruido del sistema y B su ancho de banda.

Figura 3.12. Densidad espectral de potencia para ruido térmico, con bandas de interés marcadas.

Volviendo de nuevo a nuestra fuente “WHITENS”, antes de comenzar a exponer y analizar los gráficos de las señales que genera, comentaremos tres parámetros de vital importancia que la modelan, para una comprensión en mayor profundidad de dichos gráficos. Son los siguientes:

• PWR: Nivel de ruido de salida. Resulta de una gran importancia matizar este parámetro para evitar confusiones en análisis futuros. Cuando hablamos de nivel de ruido a la salida nos referimos explícitamente al nivel, esto es, valor kT/2 de la línea horizontal de la Figura 3.12. Por tanto, no debemos interpretarlo como el área encerrada bajo dicha línea en todo el ancho de banda de representación, que será, en general (-fs/2, fs/2) donde fs representa la frecuencia de muestreo.



122

• PWRTYP: Indica al bloque de qué forma debe tratar el valor de potencia establecido en “PWR”. Existen cinco posibilidades, de las cuales solo comentaremos las dos más comunes y sencillas de comprender por parte del usuario.

1) Double-sided PSD(dBW/Hz): El valor indicado en “PWR” es el valor de la densidad espectral de potencia (No/2) a lo largo del ancho de banda de representación incluyendo el espectro negativo (-fs/2, fs/2).

2) Single-sided PSD(dBW/Hz): El valor indicado en “PWR” es el valor de la densidad espectral de potencia (No) a lo largo del ancho de banda de representación (0, fs/2).

NOTA: Apreciaremos en las próximas representaciones espectrales en forma de densidad espectral de potencia (PSD), cómo los resultados para señales complejas son siempre “single-sided”. Para señales reales, los resultados son “double-sided” si explícitamente indicamos al programa que represente el espectro negativo de frecuencias, y “single-sided” en caso contrario. Para comprobar el funcionamiento de estos parámetros y poder mostrar las diferentes configuraciones espectrales, hemos diseñado el circuito de la Figura 3.13. Como podemos observar, se trata de un circuito muy sencillo, compuesto únicamente por nuestra fuente “WHITENS” y una sonda “TP1” que será la encargada de tomar los datos necesarios para poder realizar la representación espectral.

WHITENSID=A1PWR=30 dBmPWRTYP=Double-sided PSDCTRFRQ=

TPID=TP1

Figura 3.13. Circuito compuesto por una fuente de ruido blanco gaussiano y una sonda con el objetivo de medir la densidad espectral de potencia de la misma.

Como ya hemos indicado en las líneas anteriores, el ruido blanco gaussiano tiene la particularidad de poseer un espectro plano a lo largo de todo el dominio frecuencial. El simulador VSS de Microwave Office, en su repertorio de medidas, ofrece, por supuesto, la posibilidad de realizar simulaciones en el dominio de la frecuencia en distintas modalidades como se muestra en la Figura 3.14. En esta figura podemos observar las distintas posibilidades que existen en cuanto a representaciones espectrales: “PWR_SPEC” (realiza la transformada rápida de Fourier de la señal en el dominio del tiempo); “PWR_SPECN” (realiza la transformada rápida de Fourier normalizada de la señal en el dominio del tiempo); “SPECMASK” (representa el espectro indicado por el usuario mediante un fichero de texto formado por dos columnas que representan el eje frecuencial y la magnitud, respectivamente).



123

De todas estas posibilidades, la medida que emplearemos normalmente será “PWR_SPEC”, que aparece seleccionada en la Figura 3.14. Dentro de esta medida podemos observar el campo “Y-Axis Output” en el cual podemos comprobar que se nos ofrece la posibilidad de establecer otras cuatro nuevas modalidades dentro del tipo de medida que acabamos de indicar al simulador:

• Power Spectrum (Pwr/Bin): Representa la potencia especificada al circuito en cada bin de frecuencia. La suma de todos los valores es la potencia promedio en la banda de frecuencia que estemos tratando.

• PSD(Pwr/Hz): Representa la densidad espectral de potencia, esto es, potencia por unidad de frecuencia.

• Peak Hold, Power Spectrum & Peak Hold, PSD: Representa los picos de señal en la correspondiente escala (según estemos en potencia absoluta o densidad espectral).

Figura 3.14. Cuadro de diálogo correspondiente a la configuración de medidas espectrales. Otro campo importante es el establecido bajo el nombre “Frecuencies Displayed” mediante el cual podemos indicar al simulador qué porción del espectro de frecuencias deseamos visualizar, con algunas particularidades. Podemos ver desglosado este menú en la Figura 3.15, en la cual podemos determinar cuatro opciones diferentes que describimos a continuación:

• Spectrum Analyzer style: Las frecuencias negativas son tratadas de forma similar a un analizador de espectros. Para señales reales y complejas de frecuencia central distinta de cero, la región negativa del espectro dentro del rango de representación se “vuelca” o “pliega” sobre la región positiva



124

sumándose sus valores de potencia. Para señales complejas de frecuencia central nula (señales en banda base) el simulador siempre mostrará ambas regiones (positiva y negativa).

• All: Todo el margen de frecuencias será representado por parte del simulador. • Non-negative, truncated: Esta opción permite eliminar la región negativa del

espectro a efectos de visualización, esto es, el simulador realizará sus operaciones internas empleando todo el margen de frecuencias, sin embargo, sólo nos será mostrada la región positiva sin que se produzca adición alguna por vuelvo o pliegue como sucedía en la versión de analizador de espectros.

• Non-negative, folded: Esta opción permite eliminar la región negativa del espectro a efectos de visualización; de nuevo, sucede que el simulador realizará sus operaciones internas empleando todo el margen de frecuencias, sin embargo, sólo nos será mostrada la región positiva pero esta vez produciéndose adición por pliegue como sucedía en la versión de analizador de espectros.

Figura 3.15. Menú “Frecuencies Displayed” correspondiente al cuadro de diálogo de configuración de medidas espectrales. El resto de campos de configuración de medida de la Figura 3.14 tienen más que ver con el ámbito de la resolución gráfica que con opciones de simulación, por tanto, los veremos mejor en próximos apartados para no realizar en éste un bombardeo masivo de información que nos haga perder la perspectiva de este apartado en el que pretendemos analizar algo tan importante en los sistemas de radiocomunicaciones como es el ruido. Pues bien, llega el momento de ver cómo Microwave Office gestiona el ruido blanco gaussiano presente en todas las comunicaciones vía radio. Realizaremos distintas medidas empleando las distintas opciones del parámetro “PWRTYP” y las combinaremos con las distintas opciones de configuración de la medida espectral que acabamos de analizar. Es necesario puntualizar, como hemos explicado anteriormente, que la medida espectral de ruido suele realizarse en modo densidad espectral de potencia en [dBm/Hz], por tanto, respetaremos esa costumbre, además de por ser lo científicamente más común, porque resulta lo más inteligible para el usuario como vamos a tener ocasión de comprobar. Establezcamos, para empezar, una fuente real con valor de potencia PWR=30 dBm (hemos seleccionado este valor de prueba al tratarse de 1 W en escala lineal, un valor estándar) y PWRTYP=Double-sided PSD. En el apartado de configuración de medida indicamos que deseamos medir densidad espectral de potencia (PSD [Pwr/Hz]) y que queremos mostrar todas las frecuencias (All). El resultado de la simulación se muestra en la Figura 3.16 para una frecuencia de muestreo establecida en 8 GHz.



125

Como podemos comprobar, el rango de representación es (-fs/2, fs/2)=(-8 GHz/2, 8 GHz/2) = (-4 GHz, 4 GHz), y en todo ese rango, la densidad espectral de potencia presenta el valor de 30 dBm (que en las líneas anteriores explicamos que se trataba del nivel de potencia de salida). Además, este valor se corresponde con No/2 ya que la fuente está establecida como “doble banda” en la que entra en juego el espectro negativo de frecuencias.

-4 -3.5 -3 -2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)

Espectro Ruido Blanco Gaussiano

28

28.5

29

29.5

30

30.5

31

dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,5000,0,10,0,-1,0,-1,1,1,1,0,1,0)) (dBm)Ruido blanco

Figura 3.16. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano con 30 dBm de potencia, doble banda y rango completo de frecuencias (-fs/2, fs/2). Realicemos ahora la misma operación, pero en lugar de indicarle al simulador que nos muestre todas las frecuencias (All), lo estableceremos en modo analizador de espectros (Spectrum Analyzer style) con lo que se obtiene el gráfico de la Figura 3.17. En él podemos observar como, efectivamente, el margen de frecuencias se ha reducido a la mitad (0, fs/2) pero, en cambio, observamos que el nivel de potencia de salida mostrado se ha incrementado en 3 dB. ¿Por qué?, la respuesta ya la hemos dado anteriormente: habíamos indicado que en modo analizador de espectros y para señales reales, el simulador elimina el rango negativo de frecuencias y lo vuelca sobre el rango positivo. En términos reales, lo que sucede es que la fuente tiene indicado que produzca un nivel de salida de 30 dBm en la doble banda, pero al eliminar la mitad negativa, esa potencia (la mitad de la potencia) se añade al rango positivo. Dicho en otras palabras, al tener que repartir la misma potencia en la mitad de rango, la potencia del rango positivo se multiplica por dos en lineal, lo cual equivale a un aumento de 3 dB en escala logarítmica. Podríamos hacer un símil con una situación algo más cotidiana. Imaginemos que tenemos que repartir 100€ entre 4 personas, tocaríamos a 25€ por persona; pero si, de repente, 2 personas (la mitad) no aparecen a la hora del reparto, los 100€ habría que



126

repartirlos entre 2 personas, tocando a 50€ por persona, el doble que en el reparto anterior.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)


29

30

31

32

33

34

dBm


Figura 3.17. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano con 30 dBm de potencia, doble banda y rango positivo de frecuencias (0, fs/2). Una vez vista la representación en doble banda (rango completo incluyendo frecuencias negativas) realicemos las mismas operaciones especificando a la fuente una banda única (single-sided) o lo que es lo mismo, tan sólo espectro positivo de frecuencias. Recordamos que, cuando definimos la densidad espectral de potencia de ruido en el espectro positivo de frecuencias, el nivel de dicho espectro pasa de ser No/2 a No, ya que la potencia se multiplica por dos tal como hemos explicado en las líneas anteriores. Los datos de entrada y de representación serían los mostrados en la tabla de la Figura 3.18. Nivel de potencia

de salida (PWR)

Interpretación de la potencia

de salida (PWRTYP)

Frecuencia central

(CTRFRQ)

Frecuencia de

muestreo (fs)

Y-Axis Output

Frecuencias Displayed

30 dBm

Single-sided (PSD)

-

8 GHz

PSD(Pwr/Hz)

All

Figura 3.18. Tabla resumen de los datos de entrada y representación correspondientes a la representación de ruido blanco gaussiano mediante una fuente real.



127

Si ejecutamos la simulación con estos parámetros se obtiene el gráfico de la Figura 3.19. Como podemos ver en ella, habíamos especificado un valor de salida de 30 dBm y nos encontramos que dicho dato ha descendido en el 3 dB hasta situarse en 27 dBm. La explicación vuelve a ser la misma que la anterior pero al revés: al introducir los datos de la tabla de la Figura 3.18, hemos especificado a la fuente que los 30 dBm de potencia deben quedar establecidos en el rango positivo de frecuencias (0, fs/2), pero, por otra parte, le hemos indicado al simulador que realice la representación gráfica en todo el rango de frecuencias (-fs/2, fs/2), con lo cual, el programa se ve obligado (a efectos exclusivos de representación gráfica) a repartir la potencia en el doble de rango que le corresponde realmente hacerlo; por tanto, el simulador reduce a la mitad la potencia destinada al rango positivo de frecuencias y se lo asigna al rango negativo. Dicha reducción a la mitad (en lineal) equivale a perder 3 dB en escala logarítmica.

-4 -3.5 -3 -2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)


25

25.5

26

26.5

27

27.5

28

dBm


Figura 3.19. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano con 30 dBm de potencia, banda única y rango completo de frecuencias (-fs/2, fs/2).

Según nuestro símil anterior, en este caso la situación sería inversa también: disponemos de 100€ a repartir entre 2 personas, por lo que, tocaríamos a 50€ por persona, pero, de repente, llegan al reparto otras 2 personas más a las que también les corresponde ese dinero. Ahora tenemos el doble de personas (4), con lo cual tocaríamos a 25€ por persona, justo la mitad del reparto anterior. Realicemos la misma operación con los mismos datos de fuente pero, esta vez, haciendo la representación en modo analizador de espectros. Al tratarse de una señal real y restringir el rango de representación al margen positivo de frecuencias, con lo que sabemos, resulta obvio que el nivel de salida será el indicado a la fuente, 30 dBm. Esta nueva situación queda descrita en la tabla de la Figura 3.20.



128

Nivel de potencia

de salida (PWR)


de salida (PWRTYP)

Frecuencia central

(CTRFRQ)

Frecuencia de

muestreo (fs)

Y-Axis Output


30 dBm

Single-sided (PSD)

-

8 GHz

PSD(Pwr/Hz)

Spectrum Analyzer

style Figura 3.20. Tabla resumen de los datos de entrada y representación correspondientes a la representación de ruido blanco gaussiano mediante una fuente real.

Si ejecutamos la simulación con estos parámetros se obtiene el gráfico de la

Figura 3.21. Como podemos observar en ella, el rango de representación queda restringido al margen positivo de frecuencias y el nivel de salida se sitúa exactamente en 30 dBm, ya que coincide el dato especificado a la fuente con el modo de representación gráfico. Hemos indicado a la fuente una única banda y hemos realizado la representación también en una única banda, con lo cual, el software no se ve en la obligación de hacer ningún “apaño” en el reparto de la potencia especificada por el usuario.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)


26

27

28

29

30

31

dBm


Figura 3.21. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano con 30 dBm de potencia, banda única y rango positivo de frecuencias (0, fs/2).

En este caso y según nuestro símil, sería como si tuviésemos que repartir los ya codiciados 100€ entre 2 personas (50€ por persona) y ningún miembro inesperado se incorporara o se retirara del reparto.



129

Una vez concluido el análisis de señales reales, pasemos a ver qué sucede cuando tenemos señales de envolvente compleja. Según la ayuda de Microwave Office, para este tipo de señales los resultados siempre son “single-sided” o banda única como la venimos denominando a lo largo de los últimos párrafos. Este será un dato muy a tener en cuanta para comprender los resultados que vamos a presentar a continuación. La tabla de la Figura 3.22 muestra la situación del siguiente análisis.

Nivel de potencia

de salida (PWR)


de salida (PWRTYP)

Frecuencia central

(CTRFRQ)

Frecuencia de

muestreo (fs)

Y-Axis Output


30 dBm

Single-sided (PSD)

-

8 GHz

PSD(Pwr/Hz)

All

Figura 3.22. Tabla resumen de los datos de entrada y representación correspondientes a la representación de ruido blanco gaussiano mediante una fuente de señal de envolvente compleja.

Si ejecutamos la simulación con estos parámetros se obtiene el gráfico de la Figura 3.23. En ella podemos observar de nuevo una disminución de la potencia indicada en 3 dB. El motivo vuelve a ser el mismo que en el caso de fuente real con banda única y representación en todo el margen de frecuencias: como, para señales complejas, los resultados siempre son “single-sided”, al indicar al simulador que represente el espectro completo de frecuencias, toma la mitad del rango positivo y lo establece como rango negativo, con lo cual, se reduce el nivel de señal en 3 dB.

-4 -3.5 -3 -2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)


25

26

27

28

29

dBm


Figura 3.23. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano (señal compleja) con 30 dBm de potencia, banda única y rango completo de frecuencias (-fs/2, fs/2).



130

Realicemos la misma operación con los mismos datos de fuente pero, esta vez, haciendo la representación en modo analizador de espectros. Esta nueva situación queda descrita en la tabla de la Figura 3.24. Nivel de potencia

de salida (PWR)


de salida (PWRTYP)

Frecuencia central

(CTRFRQ)

Frecuencia de

muestreo (fs)

Y-Axis Output


30 dBm

Single-sided (PSD)

-

8 GHz

PSD(Pwr/Hz)

Spectrum Analyzer

style Figura 3.24. Tabla resumen de los datos de entrada y representación correspondientes a la representación de ruido blanco gaussiano mediante una fuente de señal de envolvente compleja.

Si ejecutamos la simulación de nuevo con estos parámetros, se obtiene el gráfico de la Figura 3.25. A tenor de los resultados observados en los casos anteriores, en éste esperábamos obtener un margen de representación entre 0 y 4 GHz pero, en lugar de dicho rango, observamos el margen completo (-4 GHz, 4 GHz). La explicación viene dada en la ayuda del programa y también la habíamos descrito en páginas anteriores cuando comentábamos las particularidades de la representación en modo “Spectrum Analyzer style”: explicamos en ese punto, que cuando realizamos análisis sobre señales complejas de frecuencia central nula, esto es, señales en banda base, el simulador siempre realizará las simulaciones en el rango completo de frecuencias (incluyendo las negativas), justo lo que sucede en nuestro caso.

-4 -3.5 -3 -2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)


25

26

27

28

29

dBm


Figura 3.25. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano (señal compleja) con 30 dBm de potencia, banda única y rango positivo de frecuencias aunque se mantiene (-fs/2, fs/2).



131

En esencia, no es que tengamos una señal compleja de frecuencia central nula (no la hemos especificado a la fuente), sino que, a efectos de representación, como venimos observando a lo largo de todo este subapartado, el espectro plano se presenta dentro de un margen de representación correspondiente a una señal en banda base. Para poder representar la densidad espectral de potencia, el simulador no puede hacerlo en todo el margen de frecuencias entre menos infinito e infinito, por ello, nos muestra la señal dentro del rango (-fs/2, fs/2) ó (0,fs/2) según el caso. Dicho en otros términos, sería como colocar un filtro baso-bajo centrado en el origen (banda base) y de ancho de banda igual a la frecuencia de muestreo.

Realicemos ahora las mismas simulaciones pero, en este caso, indiquemos a la

fuente la opción “double-sided (PSD)” en su parámetro “PWRTYP”. La situación queda como se indica en la tabla de la Figura 3.26. Nivel de potencia

de salida (PWR)


de salida (PWRTYP)

Frecuencia central

(CTRFRQ)

Frecuencia de

muestreo (fs)

Y-Axis Output


30 dBm

Double-sided (PSD)

-

8 GHz

PSD(Pwr/Hz)

All

Figura 3.26. Tabla resumen de los datos de entrada y representación de la situación descrita.

Si ejecutamos la simulación de nuevo con estos parámetros, se obtiene el gráfico

de la Figura 3.27.

-4 -3.5 -3 -2.5 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)


28

29

30

31

32

dBm


Figura 3.27. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano (señal compleja) con 30 dBm de potencia, doble banda y rango completo de frecuencias (-fs/2, fs/2).



132

Como vemos en esta figura, al especificar a la fuente que interprete la potencia como “doble banda”, la señal de salida presenta los 30 dBm indicados a pesar de que, en este caso con señales complejas, la representación sea siempre de “banda única”. Exactamente lo mismo sucede cuando intentamos realizar la misma operación pero en modo analizador de espectros, al tratarse de una señal en banda base, la simulación se muestra en el margen completo de frecuencias, quedando un gráfico idéntico al de la Figura 3.27.

Para concluir este interesante subapartado relacionado con el ruido, simplemente

veamos qué se obtiene en el simulador cuando especificamos una señal compleja e indicamos algún valor en el campo “CTRFRQ”. Por ejemplo, analicemos la situación especificada en la tabla de la Figura 3.28. Nivel de potencia

de salida (PWR)


de salida (PWRTYP)

Frecuencia central

(CTRFRQ)

Frecuencia de

muestreo (fs)

Y-Axis Output


30 dBm

Single-sided (PSD)

10 GHz

8 GHz

PSD(Pwr/Hz)

All

Figura 3.28. Tabla resumen de los datos de entrada y representación de la situación descrita.

Ejecutando el simulador y representando la situación que acabamos de describir

se obtiene el gráfico de la Figura 3.29.

6 6.5 7 7.5 8 8.5 9 9.5 10 10.5 11 11.5 12 12.5 13 13.5 14Frequency (GHz)


28

29

30

31

32

dBm


Figura 3.29. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano (señal compleja de 10 GHz de frecuencia central) con 30 dBm de potencia, banda única y rango de frecuencias (fc-fs/2, fc+fs/2).



133

Como vemos en el gráfico, al indicar a la fuente un valor de frecuencia central, varía el rango de representación espectral que, este caso, se sitúa concretamente en el intervalo (fc-fs/2, fc+fs/2) = (10 - 8/2, 10 + 8/2) = (6, 14) GHz. Además, el nivel de salida es el especificado (30 dBm) ya que nos encontramos en banda única.

Para finalizar, observemos lo que sucede cuando mantenemos con el mismo

valor todos los parámetros de la Figura 3.28 que acabamos de presentar, pero modificamos “PWRTYP” al cual se especifica una interpretación de potencia de tipo “double-sided”. El resultado lo podemos observar en la Figura 3.30.

Como podemos observar, el rango de representación se mantiene idéntico entre

6 GHz y 14 GHz; sin embargo, el nivel de salida ha aumentado en 3 dB. Al indicar a la fuente la mencionada interpretación de doble banda, el simulador automáticamente reparte la potencia en ambas bandas pero, como venimos explicando en las últimas líneas, al dotar a la señal compleja de una frecuencia central, indirectamente estamos restringiendo el margen de representación al intervalo conocido (fc-fs/2, fc+fs/2), es decir, una única banda, con lo cual, la potencia de nuevo vuelve a multiplicarse por dos para ajustarse a las necesidades de la representación aumentando su valor en 3 dB en escala logarítmica.

6 6.5 7 7.5 8 8.5 9 9.5 10 10.5 11 11.5 12 12.5 13 13.5 14Frequency (GHz)


31

32

33

34

35

dBm


Figura 3.30. Densidad espectral de potencia de ruido blanco gaussiano (señal compleja de 10 GHz de frecuencia central) con 30 dBm de potencia, especificada banda doble y rango de frecuencias (fc-fs/2, fc+fs/2).

Trabajando en términos de densidad espectral de potencia, hemos abarcado gran

cantidad de casos diferentes de interpretación y representación de ruido blanco gaussiano. Veremos, a continuación, un bloque VSS que simula un canal que añade este tipo de ruido (función muy similar a “WHITENS”) y no volveremos a tratarlo hasta completadas las explicaciones de los distintos modelos VSS.



134

Figura 3.31. Bloque VSS que simula un canal capaz de añadir ruido blanco gaussiano.

AWGNID=A1PWR=0PWRTYP=AutoLOSS=0 dB

3.2.2 Canal aditivo de ruido blanco gaussiano (AWGN).

Además de la fuente “WHITENS”, VSS posee otro bloque capaz de generar ruido blanco gaussiano. En este caso no se trata de una fuente de señal como en el subapartado anterior, sino de un bloque que simula un canal de comunicaciones, el cual es capaz de adherir dicho ruido a la señal. Nos estamos refiriendo al bloque “AWGN” cuya disposición gráfica podemos observar en la Figura 3.31. La diferencia con “WHITENS”, además de en algunos parámetros internos, estriba, obviamente, en que al no tratarse de una fuente sino de un canal, presenta un puerto de entrada y otro de salida. La señal transmitida por la antena del equipo transmisor entrará por el puerto de entrada de “AWGN”, el cual adherirá el correspondiente

ruido que hará fluctuar ligeramente la señal. El resultado de dicha adhesión se mostrará en el puerto de salida, momento en el que podremos estudiar los cambios producidos en el espectro de la señal.

En realidad, las similitudes con “WHITENS” son bastante más importantes que

las diferencias que acabamos de señalar. De hecho, “AWGN” es un bloque similar al circuito que podemos observar en la Figura 3.32. En dicho circuito, además de los puertos “PORTDIN” y “PORTDOUT” que proporcionan la conexión necesaria con un hipotético bloque de jerarquía superior en el cual estaría incluido el circuito (esta función la explicaremos con más detalle en los siguientes apartados), aparece una fuente “WHITENS”, un amplificador de señal (“GAIN”) y un sumador (“ADD2”) cuyo cometido es realizar la suma de las dos señales que se presenten a su entrada. En definitiva, “AWGN” no es más que la suma de la señal procedente de una fuente “WHITENS” como la que hemos detallado en el subapartado anterior, y un amplificador de señal que, como veremos en las siguientes simulaciones, más bien realizará la función de un atenuador.

Figura 3.32. Circuito equivalente al bloque behavioral “AWGN”.

Veamos los parámetros más relevantes de “AWGN”. Algunos de ellos presentan

una función muy similar a sus homólogos de la fuente “WHITENS”, por lo que no nos resultará excesivamente complejo comprender su funcionamiento interno.



135

• PWR: Nivel de salida de ruido añadido. Su interpretación depende, al igual que en el caso anterior, del establecimiento del parámetro “PWRTYP”.

• PWRTYP: Determina cómo se interpreta el parámetro “PWR”. Existen diversas posibilidades, al igual que en la fuente “WHITENS”, por lo que en este apartado no las repetiremos y, simplemente, añadiremos una nueva que nos será de utilidad en apartados futuros. Se trata de la opción “AUTO”. Cuando se especifica, la interpretación de “PWR” corre a cargo de los transmisores que preceden a “AWGN”, si éstos existen. Si no existiesen, el simulador comprueba una serie de parámetros e incluso emplea otras de las posibilidades indicadas para éste (ver ayuda). En nuestro caso, siempre tendremos un bloque transmisor delante que simulará una señal proveniente del espacio exterior, con lo cual, no es necesario profundizar mucho más en este parámetro.

• LOSS: Representa las pérdidas de transmisión del canal. Como sabemos, cuando una señal se transmite a través de un determinado canal, éste presenta una serie elementos que producen una atenuación de la señal. Dicha atenuación quedará establecida mediante este parámetro.

Una vez analizados los parámetros internos de este nuevo bloque, veamos

alguna simulación sencilla que nos permita observar su capacidad de actuación. Para ello, en primer lugar, diseñamos un pequeño circuito como el de la Figura 3.33. Como podemos ver en ella, se trata de un circuito muy simple en el que tan solo aparece una fuente tipo “TONE” (que venimos recientemente de analizar), nuestro bloque de estudio “AWGN” y una sonda que se encargará, como siempre, de tomar los datos para poder representarlos posteriormente.

AWGNID=A1PWR=0PWRTYP=AutoLOSS=0 dB

TONEID=A2FRQ=1 GHzPWR=30 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

TPID=TP1

Figura 3.33. Circuito diseñado para medir las propiedades del bloque behavioral “AWGN”.

Los datos no han sido elegidos bajo ningún criterio particular, el cometido de

estas simulaciones es aleccionar al lector sobre el conocimiento y manejo de esta herramienta de simulación; por tanto, lo que realmente nos interesa a esta altura del documento es que se comprenda de la mejor forma posible el funcionamiento del software, empleando los datos y parámetros necesarios para ello. En próximos apartados emplearemos los datos exactos de nuestro proyecto, tales como rangos de potencia de señal recibida extremadamente tenues, frecuencia a 1420 MHz, etc.



136

En definitiva, para la fuente de entrada hemos tomado un simple tono a 1 GHz de frecuencia y 30 dBm de potencia; y, al bloque “AWGN”, lo hemos dotado de una potencia aditiva de 0 dBm.

Para representar el espectro de esta situación que acabamos de crear, empleamos

el mismo cuadro de diálogo que presentamos en la Figura 3.14, solo que, en esta ocasión, la función bajo “Y-Axis Output” será “Power Spectrum (Pwr/Bin)”. Si ejecutamos la simulación se obtiene el gráfico de la Figura 3.34. En él podemos comprobar como el ruido presenta una cierta varianza en torno a 0 dBm, lo cual también afecta a la señal de entrada que, como vemos, en el instante de la fotografía, presenta un valor de 30.25 dBm, 0.25 dB más que lo especificado a la fuente “TONE”.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5Frequency (GHz)

Espectro

-20

-10

0

10

20

30

40

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

1 GHz30.25 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,5000,0,10,0,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Canal con Ruido Blanco

Figura 3.34. Espectro resultante del circuito de la Figura 3.33 con canal gaussiano “AWGN”.

Para finalizar con este bloque, realicemos una simulación más empleando el

parámetro “LOSS”. Este parámetro tendrá un valor muy significativo cuando diseñemos el receptor completo, ya que nos permitirá, en algunas ocasiones, prescindir del bloque que vamos a analizar a continuación: “RFATTEN”, un atenuador de señal. Esto nos permitirá tener esquemas más inteligibles (menos cargados de bloques).

Pues bien, comentado esto, damos 5 dB al parámetro “LOSS” por lo que, si todo

funciona correctamente, el valor central de señal (nuestros 30 dBm) deben atenuarse en 5 dB, obteniéndose así, un valor central de 25 dBm que, por supuesto, seguirá fluctuando debido a la varianza del ruido que aporta el canal que hemos establecido. El gráfico de la simulación podemos contemplarlo en la Figura 3.35. Podemos observar claramente como el nivel central de la señal transmitida ha descendido 5 dB situándose en torno a los 25 dBm. El valor real obtenido en esta fotografía es de 24.92 dBm, lo que supone 0.08 dB por debajo de 25. Como sabemos, esto es debido a las fluctuaciones producidas por el ruido del canal “AWGN”.



137

Figura 3.36. Bloque VSS que simula un atenuador de señal de radiofrecuencia.

RFATTENID=S1LOSS=3.01 dBNOISE=Noiseless

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5Frequency (GHz)

Espectro

-20

-10

0

10

20

30

40P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)

1 GHz24.92 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,5000,0,10,0,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Canal con Ruido Blanco

Figura 3.35. Espectro resultante del circuito de la Figura 3.33 con canal gaussiano “AWGN” y atenuación de 5 dB. 3.2.3 Atenuador de Radiofrecuencia (RFATTEN).

Como comentábamos en el subapartado anterior, la

función “LOSS” del bloque “AWGN” realiza la misma función que “RFATTEN”. Como es obvio, si el bloque “AWGN” no incorporase la función “LOSS”, para simular las pérdidas introducidas por el canal nos veríamos obligados a colocar, a continuación, un bloque “RFATTEN”. Por otra parte, sabemos que el cableado del receptor encargado de enlazar los distintos bloques presenta pequeñas pérdidas que debemos modelar en nuestro diseño en aras de una simulación lo más próxima posible a la realidad. Como sabemos, este “cableado”, a frecuencias en la banda de

microondas, recibe el nombre de “líneas de transmisión”, las cuales presentan una serie de pérdidas que debemos modelar de alguna forma. VSS nos ofrece la posibilidad de hacerlo mediante este bloque “RFATTEN” cuya disposición gráfica podemos observar en la Figura 3.36. En definitiva, este bloque modela un atenuador ideal de radiofrecuencia que emplea la matriz de parámetros S que podemos ver en la Figura 3.37. Como vemos, los parámetros S11 y S22 son nulos, con lo cual tenemos la certeza de que no se producen reflexiones de señal en los puertos de este dispositivo.

Figura 3.37. Matriz de parámetros S empleada por el atenuador ideal “RFATTEN”.



138

Como podemos imaginar, los parámetros que definen “RFATTEN” son bastante intuitivos. No obstante, continuemos con la política que venimos llevando a cabo en la descripción de cada uno de los apartados, y definamos brevemente los dos más significativos:

• LOSS: Indica las pérdidas, en dB, que sufrirá la señal de entrada. • NOISE: Determina el tipo de análisis de ruido que deseamos realizar.

Freq analysis only: El ruido está incluido sólo en los análisis en el

dominio de la frecuencia. En el dominio del tiempo, el bloque es tratado como no ruidoso.

Freq análisis + time domain: El ruido está incluido tanto en los análisis en el dominio de la frecuencia como en los análisis en el dominio del tiempo.

Noiseless: No se genera ruido alguno. Auto: El bloque por sí mismo se encarga de generar el ruido.

Hagamos una demostración sencilla para corroborar gráficamente la función de

este dispositivo. Para ello, diseñamos un circuito como el que se muestra en la Figura 3.38. En él podemos observar una fuente “TONE” a 1 GHz de frecuencia y con una potencia de 10 dBm. Esta señal la hacemos pasar por el atenuador, el cual, observamos que presenta unas pérdidas de 5 dB y no genera ruido.

TONEID=A1FRQ=1 GHzPWR=10 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

RFATTENID=S1LOSS=5 dBNOISE=Noiseless

TPID=TP1

Figura 3.38. Circuito diseñado para comprobar la capacidad de actuación del bloque “RFATTEN”.

Para comprobar estas apreciaciones, ejecutamos la simulación en la que

solicitamos al software que nos represente el espectro que se obtiene a la salida del atenuador. Esta solicitud se realiza mediante la especificación de la medida “PWR_SPEC” que hemos venido empleando en las últimas simulaciones.

El resultado obtenido se muestra en la Figura 3.39 en la que podemos apreciar

un tono situado a la frecuencia de 1GHz y con una potencia de 5 dBm. Observamos, pues, que nuestro dispositivo ha realizado su cometido de forma satisfactoria, ya que la señal de entrada presentaba una potencia de 10 dBm y el atenuador la ha hecho desvanecer 5 dB dejándola en un nivel de 5 dBm.



139

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5Frequency (GHz)

Espectro

-400

-300

-200

-100

0

100P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)1 GHz5 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,5000,0,10,0,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Prueba Atenuador

Figura 3.39. Espectro resultante del circuito de la Figura 3.38 con atenuador de 5 dB.

3.2.4 Amplificadores (amplifiers).

Entramos ya en materia con los que van a ser los dispositivos más importantes de nuestro receptor. No es nuestra intención menospreciar las aportaciones de los bloques vistos hasta este momento, pero sí que es cierto que, los que vamos a ver a continuación, presentan un comportamiento crucial en el buen funcionamiento del receptor. El amplificador AMP_B de VSS (la función de los amplificadores se explicó detalladamente en la introducción) implementa el modelo comportamental de un amplificador no lineal (Figura 3.40). Este modelo utiliza un polinomio de quinto orden para modelar las no linealidades y los efectos de saturación. Sus parámetros más importantes son los siguientes:

• GAIN: Ganancia del dispositivo. • P1DB: Punto de compresión a 1dB. Si no indicamos

ningún valor, el simulador automáticamente le asigna el valor IIP3 – 9.636 dB.

• P1DBTYP: Determina si “P1DB” es el valor del punto de compresión a la entrada o a la salida en el gráfico correspondiente a la característica entrada/salida que vimos en la introducción.

• IP3: Punto de intercepción de tercer orden. Si no le indicamos ningún valor, el simulador automáticamente le asigna IP1DB + 9.636 dB si “P1DB” ha sido dotado de algún valor. En otro caso, el valor será IIP2 – 10 dB.

AMP_BID=A1GAIN=10 dBP1DB=10 dBmIP3= IP2= OPSAT= NF=3 dBNOISE=Auto

Figura 3.40. Bloque VSS que representa el modelo comportamental de un amplificdor de potencia.



140

• IP3TYP: Determina si IP3 es el punto de intercepción de tercer orden a la entrada o la salida.

• IP2: Punto de intercepción de segundo orden. • IP2TYP: Determina cómo se interpreta el valor de IP2 (ver ayuda). • OPSAT: Nivel aproximado de potencia de salida al cual se produce la

saturación. • NF: Figura de ruido. • NOISE: Determina cómo es modelado el ruido representado por NF.

Freq analysis only: El ruido está incluido sólo en los análisis en el

dominio de la frecuencia. En el dominio del tiempo, el bloque es tratado como no ruidoso.

Generate samples: Se añade ruido blanco durante las simulaciones en el dominio del tiempo y ese ruido es empleado también en la simulación en el dominio de la frecuencia.

Noiseless: No se genera ruido alguno.

• S11MAG & S11ANG: Magnitud y fase del parámetro S11 (coeficiente de reflexión a la entrada). Sus valores sólo se emplean cuando está activada la función “impedance mismatch modeling” (ver ayuda).

• S22MAG & S22ANG: Magnitud y fase del parámetro S22 (coeficiente de reflexión a la salida). Sus valores sólo se emplean cuando está activada la función “impedance mismatch modeling” (ver ayuda).

Como habíamos comentado al inicio de este tercer apartado, el objetivo del

mismo era, además de presentar los primeros modelos de dispositivos en VSS y comprender su funcionamiento en la profundidad que requiere este proyecto, intentar conseguir a nivel de sistema los mismos resultados que han obtenido nuestros compañeros de proyecto a niveles de jerarquía inferiores que también maneja Microwave Office. Este objetivo plantea un reto demasiado exigente para los modelos comportamentales que nos ocupan en este subapartado.

Como hemos tenido ocasión de comprobar en el segundo apartado, los

resultados obtenidos por nuestros compañeros de proyecto consisten en una serie de gráficos (curvas) obtenidos de la simulación de sus dispositivos empleando este mismo software y, también, los dispositivos indicados para tal efecto existentes en los laboratorios de la universidad, tales como analizadores de espectros, etc. Obviamente, para poder generar a nivel de sistema estas curvas, nuestros modelos VSS deben disponer, de alguna forma, de toda esa información. En el caso de los modelos basados en ficheros y circuitos, esta tarea resulta algo más factible ya que permiten trabajar con dicha información. Efectivamente, veremos en los apartados siguientes cómo los modelos basados en ficheros reciben ese nombre precisamente porque su capacidad de actuación está determinada por un fichero de texto que contiene la información necesaria para generar cualquier gráfico deseado. Análogamente, los modelos basados en circuitos contienen “en su interior” los circuitos de inferior nivel de jerarquía a los cuales representan, por tanto, a través de ellos, se pueden reproducir a nivel de sistema las curvas obtenidas a niveles inferiores de jerarquía.



141

Con los modelos comportamentales (behavioral) no sucede ninguna de estas dos situaciones. Como hemos venido observando a lo largo de la presentación de las fuentes y el resto de bloques, estos modelos tan solo ofrecen la posibilidad de incluir un valor a cada parámetro que modela su comportamiento, con lo cual, resulta imposible generar las curvas que obtuvieron nuestros compañeros, ya que no existe forma de incluir en este modelo toda la información necesaria para reproducir dichas curvas.

Para que el lector pueda comprender mejor esta situación, vamos a adelantarnos

un poco al índice previsto comentando un ejemplo que puede clarificarnos algo las ideas. Imaginemos que disponemos de un amplificador que posee una memoria interna en la cual podemos definir su capacidad de actuación o funcionamiento mediante una serie de datos que le indican cómo actuar ante determinadas señales de entrada. En concreto, lo que hacemos es diseñar un fichero de texto (file based model) que contiene una serie de columnas que indican la ganancia, el punto de compresión, el valor de IP3 y la figura de ruido que debe tener dentro de un rango significativo de frecuencias que abarquen todas las posibilidades previstas por los diseñadores. Paralelamente, imaginemos otro amplificador que no dispone de dicha memoria y, el cual, simplemente posee un valor de ganancia, un punto de compresión, un punto de intercepción de tercer orden y un valor de figura de ruido. Evidentemente, con el primero de nuestros amplificadores, además de otras muchas ventajas a nivel de simulación, seremos capaces de generar gráficos que permitan observar la evolución de ganancias, puntos de compresión, etc. a lo largo de la frecuencia, permitiéndonos reproducir cualquier comportamiento de cualquier dispositivo de cual hayamos recibido dicha información. En cambio, con el segundo amplificador no podremos realizar estas acciones ya que tan solo disponemos de un valor estándar para cada parámetro.

Como vemos, los modelos comportamentales resultan ser modelos sencillos que

permiten iniciarnos poco a poco en el manejo de VSS, sin embargo, realmente, todos los dispositivos que se comercializan actualmente tienen un sentido eminentemente comportamental. Cuando nos dirigimos a un establecimiento de material electrónico, nos ofrecen una serie de productos con unas características concretas y, consecuentemente, compramos aquéllos que satisfacen las necesidades para las cuales decidimos comprar dichos dispositivos. Por tanto, estos modelos son una pequeña contradicción, por una parte nos limitan nuestra capacidad de actuación en nuestro cometido actual, pero, en cambio, serán finalmente los que gobiernen el funcionamiento “comportamiento” de nuestro radiotelescopio. Dicho en otras palabras, mediante los modelos basados en ficheros y circuitos determinaremos, de forma teórica, los valores óptimos de funcionamiento de nuestro receptor y, mediante los modelos comportamentales, diseñaremos y fabricaremos el receptor final.

Una vez realizada esta aclaración, ya tenemos asumido que con modelos

comportamentales no es posible reproducir las curvas obtenidas por nuestros compañeros de proyecto, por tanto, nuestra actuación con este modelo será la de presentar los distintos dispositivos con sus respectivos parámetros más significativos, y realizar alguna simulación sencilla que corrobore gráficamente los contenidos teóricos de cada uno de estos dispositivos tal y como hemos venido haciendo a lo largo de los últimos subapartados.



142

Comprobemos, pues, sin más dilación, algunos de los parámetros descritos de este amplificador behavioral. Para ello, diseñamos el circuito de la Figura 3.41. En él, además del amplificador y la sonda, vemos un nuevo dispositivo llamado “VNA_LS”. Se trata de un medidor capaz de realizar barridos en potencia entre “PSTART” y “PSTOP” en saltos de “PSTEP” a distintas frecuencias indicadas en el parámetro “TONES”. En apartados posteriores explotaremos al máximo la funcionalidad de este dispositivo, en cambio, para éste nos limitaremos a utilizarlo para generar la característica entrada/salida del amplificador, en la cual podremos ver reflejados los parámetros establecidos al mismo. En este caso, tan solo haremos uso de los dos parámetros que podemos visualizar inmediatamente en la característica entrada/salida: la ganancia y el punto de compresión, establecidos a 10 dB y 10 dBm, respectivamente. También podemos ver el parámetro “NF”=3 dB y “NOISE”=Noiseless; la figura de ruido no la analizaremos en este apartado (aunque será uno de esos parámetros cruciales de los que hablábamos anteriormente) y tampoco generaremos, momentáneamente, ningún tipo de ruido.

AMP_BID=A1GAIN=10 dBP1DB=10 dBmIP3= IP2= OPSAT= NF=3 dBNOISE=Noiseless

SRC MEAS

VNA_LSID=M1PSTART=-20 dBmPSTOP=20 dBmPSTEP=1 dBVARNAME=""CTRFRQ=1 GHzTONES=1 GHzPWRTYP=Power per tone TP

ID=TP1

Figura 3.41. Circuito diseñado para comprobar la capacidad de actuación del amplificador comportamental “AMP_B””.

Con los datos ofrecidos de la composición del circuito, resulta relativamente

sencillo deducir su funcionalidad. En concreto, lo que hacemos es inyectar a la entrada del amplificador una señal de 1 GHz de frecuencia de la que iremos modificando su potencia entre -20 dBm y 20 dBm en saltos de 1 dB. Con los datos que se obtienen a la salida realizaremos la curva entrada/salida del dispositivo con ayuda de la función “AMtoAM_PS” de VSS cuyo menú de configuración podemos ver en la Figura 3.42.

En determinados apartados a lo largo de este documento, iremos repitiendo las

explicaciones correspondientes a determinados cuadros de diálogo de configuración de medidas con el objetivo de ir recordándolos y añadir nuevas características que no nos haya interesado mencionar en apartados anteriores por su escasa relevancia.



143

Como podemos observar en la Figura 3.42, existen distintos campos de texto con distintas posibilidades a indicar por parte del usuario. Hagamos, brevemente, mención explícita de todos ellos:

• Block Diagram: Nombre del diagrama que contiene el circuito del cual deseamos obtener la medida.

• Large SignalVNA/VSA: Identificador del generador de gran señal necesario para realizar este tipo de medida.

• Output fc: Banda de frecuencia de la señal medida. • Output BW: Ancho de banda de la salida. • Input fc: Banda de frecuencia de la señal de referencia. • Input BW: Ancho de banda de la entrada. • Frequency Handling: Determina la forma en la que las frecuencias son

representadas (vimos este campo en profundidad cuando estudiamos la fuente “WHITENS”).

• RBW/#Bins & VBW/#Avg: Mediante estos dos parámetros controlamos la resolución de las representaciones gráficas.

• Power Sweep (VNA_LS): Indica el eje cartesiano sobre el cual se especificará el barrido (en este caso potencial) realizado por el generador “VNA_LS”. En este caso, el simulador situará en el eje de abscisas el barrido realizado entre -20 dBm y 20 dBm.

Figura 3.42. Cuadro de diálogo correspondiente a la configuración de medidas espectrales.



144

Una vez comprendida y realizada la configuración de la medida, ejecutamos la simulación y obtenemos el gráfico de la Figura 3.43. En él podemos observar la curva entrada/salida típica de un amplificador de potencia no lineal. Podemos diferenciar claramente la región lineal de la zona de saturación, la cual comienza en el interior del intervalo de entrada (0, 5) dBm.

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Power (dBm)

Curva E_S_1

-20

-10

0

10

20

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

10 dBm11.61 dBm

-10 dBm-0.07586 dBm 0.939 dBm

10 dBm

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,1,0,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x] (dBm)Amplificador

Figura 3.43. Característica entrada/salida del amplificador “AMP_B”.

Como sabemos, la característica entrada /salida de un amplificador nos indica,

en el eje de ordenadas, cuál sería la potencia de salida de la señal para cada uno de los valores de potencia de entrada especificados en el eje de abscisas. En esta curva podemos apreciar sin problema (a pesar de estar un tanto camuflados) los valores indicados al amplificador en cuanto a ganancia y punto de compresión. Observemos en primer lugar el marcador situado más a la izquierda dentro del gráfico de la Figura 3.43; este marcador está situado en plena región lineal, por tanto, si el amplificador opera de manera correcta, en dicha región, toda señal debe amplificarse 10 dB. El marcador así nos lo indica, para una potencia de entrada de -10 dBm, obtenemos una salida muy próxima a 0 dBm.

Por otra parte, sabemos que el punto de compresión es el valor de salida (o de

entrada) en el cual la curva entrada/salida se sitúa 1 dB por debajo de la salida que correspondería a un amplificador que no presentase saturación (ideal). Si observamos el segundo marcador de la Figura 3.43, vemos que para una potencia de entrada de 0.939 dBm, obtenemos una salida de 10 dBm. Esto resulta evidente, pero este marcador no ha sido elegido al azar como el anterior, sino que nos indica, además, la situación del citado punto de compresión. Si nos fijamos, en el caso de haber tenido un amplificador lineal y haber inyectado a su entrada una señal de potencia 0.939 dBm, la salida debería haber ascendido hasta 0.939 + 10 = 10.939 dBm (casi 11 dBm), sin embargo, en nuestro



145

Figura 3.44. Bloque VSS que representa el modelo comportamental de un amplificdor de potencia.

IN OUT

LO

MIXER_BID=A1MODE=Lower sideband/down converterFCOUT= GCONV=-10 dBP1DB=10 dBmIP3=30 dBmLO2OUT=-25 dBIN2OUT=-20 dBPLO=10 dBmPLOUSE=Spur reference onlyPIN=-10 dBmNF=6 dBNOISE=Auto

gráfico, este valor no ha superado los 10 dBm, lo que supone aproximadamente 1 dB menos de lo que debíamos haber obtenido. Esto nos indica que estamos exactamente sobre el valor del punto de compresión a la salida, situado a 10 dBm tal y como habíamos especificado en el parámetro “P1DB” de nuestro amplificador.

Finalmente, podemos observar un tercer marcador, situado al azar en el interior

de la región de saturación. Este marcador nos indica que por mucho que aumentemos la potencia de la señal del entrada, la salida nunca será superior a 11.61 dBm tal y como hemos establecido los parámetros de amplificador.

De momento vamos a dejar en este punto el análisis del amplificador ya que sólo

nos interesaba introducir de forma general su funcionamiento al no poder tratar de reproducir las curvas de nuestros compañeros de proyecto, que era el objetivo que perseguíamos. 3.2.5 Mezcladores (mixers).

Los dispositivos encargados de mezclar señales y

hacer el traslado deseado del espectro de frecuencias resultan algo más complejos que los amplificadores que acabamos de estudiar. Como vimos en la introducción, los mezcladores pueden realizar este mencionado traslado hacia frecuencias superiores (sumando las frecuencias de la señal de entrada y el oscilador local), o hacia frecuencias inferiores (realizando la diferencia de ambas). En receptores como el que nos ocupa, empleamos los mezcladores para esta segunda función, esto es, necesitamos trasladar lo más próximo posible a banda base el espectro de las señales que recibimos para poder “adquirirlas” y estudiarlas a posteriori mediante adecuadas técnicas de procesado de señal tal como vimos en la introducción.

El mezclador MIXER_B de VSS implementa el

modelo comportamental de un mezclador no lineal (Figura 3.44). Como vemos, presenta tres puertos, dos de entrada (“IN”, “LO”) correspondientes a la señal de entrada y el oscilador local, respectivamente; y uno de salida (“OUT”) correspondiente a la salida donde tendremos una señal a la frecuencia intermedia deseada. Sus parámetros más importantes son los siguientes:

• MODE: Determina el tipo de conversión que realizará el mezclador (ver Figura 3.45).

• FCOUT: Frecuencia central de la señal de salida. • GCONV: Ganancia de conversión del mezclador. • P1DB: Punto de compresión a 1dB. Si no indicamos ningún valor, el simulador

automáticamente le asigna el valor IIP3 – 9.636 dB si se especifica el valor de IP3; o PLO-5 dB si se especifica el valor de PLO.



146

• P1DBTYP: Determina si “P1DB” es el valor del punto de compresión a la entrada o a la salida en el gráfico correspondiente a la característica entrada/salida que vimos en la introducción. En nuestro caso lo establecemos a la entrada, ya que con esta especificación resulta más inteligible la características entrada/salida como veremos a continuación.

• IP3: Punto de intercepción de tercer orden. Si no le indicamos ningún valor, el simulador automáticamente le asigna IP1DB + 9.636 dB si “P1DB” ha sido dotado de algún valor.

• IP3TYP: Determina si IP3 es el punto de intercepción de tercer orden a la entrada o la salida.

• IP2: Punto de intercepción de segundo orden. • IP2TYP: Determina cómo se interpreta el valor de IP2 (ver ayuda).

Figura 3.45. Modos de operación del mezclador “MIXER_B”.

• LO2OUT: Aislamiento entre la señal del oscilador local y el puerto de salida. • IN2OUT: Aislamiento entre la señal de entrada y el puerto de salida. • PLO: Potencia de referencia en el oscilador local. Se emplea en el cálculo de

espurios (ver ayuda). • PLOUSE: Determina cómo se maneja el dato indicado en “PLO”. • PIN: Potencia de referencia de la señal de entrada. Se emplea en el cálculo de

espurios (ver ayuda). • NF: Figura de ruido del dispositivo, o radio existente entre la relación señal a

ruido a la entrada y a la salida. El ruido a la salida se modela como ruido térmico y, generalmente está modelado en banda única por lo que, si se especifica en algún caso doble banda, éste valor disminuirá en 3 dB.

• NOISE: Determina cómo se modela el ruido representado por “NF”. • ZINP, ZOUTP, ZLOP: Impedancias características de cada uno de los nodos del

mezclador. • SINPMAG, SINPANG: Magnitud y fase, respectivamente, del coeficiente de

reflexión a la entrada. Únicamente funciona cuando está activada la opción “impedance mismatch modeling”.

• SOUTMAG, SOUTANG: Magnitud y fase, respectivamente, del coeficiente de reflexión a la salida. Únicamente funciona cuando está activada la opción “impedance mismatch modeling”.



147

Al igual que hicimos con el amplificador, diseñamos un sencillo circuito (Figura 3.46) que nos permita apreciar las prestaciones de este mezclador. Como vemos, se trata de un circuito muy similar al analizado cuando estudiamos el amplificador; podemos apreciar, de nuevo, un generador “VNA_LS” que vuelve a inyectar una señal realizando un barrido en potencia entre -20 dBm y 20 dBm pero, esta vez, con una señal de 1.42 GHz de frecuencia (nuestra frecuencia de interés). Una fuente “TONE” simulará un sencillo oscilador local situado a 1.296 GHz de frecuencia y con una potencia de 10 dBm. Hemos elegido esta potencia y frecuencia de OL ya que se trata de los valores reales diseñados en la UPCT, y además con el objetivo de que el nivel de potencia de salida sea lo suficientemente didáctico tras el mezclado, intentando, así, obtener curvas que representen lo más fielmente posible los parámetros especificados por el usuario.

Finalmente y de forma aleatoria, nuestro mezclador estará dotado de una

ganancia de conversión de -10 dB y un punto de compresión de 10 dBm. Como hemos podido apreciar por el dato de la ganancia de conversión negativa, se trata de un mezclador pasivo, esto es, genera pérdidas en la conversión de las señales o, dicho en otras palabras, no tiene la capacidad de amplificar la señal a la salida. Otro detalle importante reside en que el generador se encuentra situado entre los puertos de RF y de salida (IF), y la señal del oscilador local es fija, por tanto, lo que haremos será inyectar señales por el puerto de entrada y realizar la conversión con una señal fija de OL.

TONEID=A1FRQ=1.296 GHzPWR=10 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

IN OUT

LO


SRC MEAS

VNA_LSID=M1PSTART=-20 dBmPSTOP=20 dBmPSTEP=1 dBVARNAME=""CTRFRQ=1.42 GHzTONES= PWRTYP=Power per tone

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1

Figura 3.46. Circuito diseñado para comprobar la capacidad de actuación del mezclador comportamental “MIXER_B””.

De las muchas medidas que podemos realizar de este dispositivo, nos centraremos de nuevo en intentar obtener la característica entrada/salida, al igual que hicimos con el amplificador. Para ello, será necesario emplear y configurar, de nuevo, la medida “AMtoAM_PS” de VSS, la cual quedará exactamente igual que la configurada en la Figura 3.42, excepto en los campos centrales de indicación de frecuencias.



148

Para poder comprender cómo implementaremos los campos “Output fc”, “Output BW”, “Input fc” e “Input BW”, debemos conocer cómo operan los analizadores de redes reales. Estos dispositivos de medida tan comúnmente empleados en los laboratorios de microondas, presentan la particularidad de que, para su correcto funcionamiento, la frecuencia de la señal de entrada debe ser la misma que la frecuencia de la señal de salida. En el caso del analizador de redes virtual de VSS, se ofrece la posibilidad de medir dispositivos con señales que presenten distintas frecuencias en su puerto de entrada y de salida (caso de los mezcladores que nos ocupan), siempre y cuando se le indique al analizador la frecuencia de la señal de entrada y cuál de las posibles frecuencias de salida se desea medir. En nuestro caso, la señal de entrada será la de RF a 1.42 GHz y a la que dotaremos de un ancho de banda de 1 MHz (“Input fc”=1.42 GHz; “Input BW”=1 MHz”). La señal de salida será la de IF a 0.124 GHz y con ancho de banda también de 1 MHz (“Output fc”=0.124 GHz; “Output BW”=1 MHz”).

Si ejecutamos la simulación se obtiene la curva de la Figura 3.47. Podemos

comprobar cómo se trata de la curva entrada/salida clásica de los dispositivos no lineales (como acabamos de comprobar en el caso del amplificador). Sobre la curva podemos ver cuatro marcadores estratégicamente situados para poder comprobar los parámetros indicados al circuito anterior. Si observamos el primer marcador (situado más a la izquierda) vemos que para una potencia de entrada de -10 dBm, la señal de salida desciende a poco más de -20 dBm, con lo cual, las pérdidas son de algo más de 10 dB (tal y como habíamos indicado al parámetro “GCONV” del mezclador behavioral). El segundo marcador (el siguiente más a la derecha) nos sirve únicamente para corroborar las pérdidas de conversión. El tercero se encuentra situado justo sobre el punto de compresión (10 dBm de potencia de entrada) ya que vemos que el valor de salida desciende a -1.522 dBm: la diferencia resulta de algo más de -11 dB, justo 1 dB por debajo de las pérdidas de conversión establecidas. El último marcador tan sólo nos informa del nivel de potencia de saturación de salida, el cual se sitúa a -1.322 dBm.

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Potencia de Entrada (dBm)

Curva entrada_salida_IF_RF

-40

-30

-20

-10

0

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

15 dBm-1.322 dBm

10 dBm-1.522 dBm

0 dBm-10.54 dBm

-10 dBm-20.53 dBm

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,124,3,1,3,1.42,4,1,3,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x] (dBm)Mezclador Behavioral

Figura 3.47. Característica entrada/salida del mezclador “MIXER_B”.



149

Finalmente, concretamos un valor de potencia de entrada y realizamos una simulación cuyo objetivo es visualizar el espectro de salida del mezclador. En concreto, inyectamos una señal de entrada de 1.42 GHz de frecuencia y -10 dBm de potencia, con oscilador local situado a 1.296 GHz de frecuencia y 10 dBm de potencia. El resultado podemos verlo en la Figura 3.48. Como hemos indicado que deseábamos un conversor hacia frecuencias inferiores, debemos fijarnos en el armónico diferencia, esto es, el situado a 1.42 GHz – 1.296 GHz = 0.124 GHz, en el que podemos observar exactamente una potencia de -20 dBm (-10 dBm de entrada y otros 10 dB de pérdidas). El resto de armónicos que aparecen son resultado de los distintos productos de intermodulación que suceden como consecuencia del tipo de polinomio que modela las no linealidades del dispositivo, además de los tonos empleados en la entradas y sus múltiplos. Vemos que algunos de ellos, como los situados a 1.296 GHz y 1.42 GHz presentan un valor del mismo orden que el principal (0.124 GHz), por lo que será necesaria su eliminación mediante filtrado.

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6Frequency (GHz)

Espectro Salida

-400

-300

-200

-100

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

1.42 GHz-30 dBm

1.296 GHz-15 dBm

0.248 GHz-79 dBm

0.124 GHz-20 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,1000,3,10,0,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Mezclador Behavioral 1

Figura 3.48. Espectro de salida del mezclador “MIXER_B” con entrada a 2 GHz y 0 dBm, y OL a 1 GHz y 1 dBm. 3.2.6 Oscilador local.

El siguiente dispositivo que nos toca analizar dentro del esquema de nuestro receptor es el oscilador local que contribuye al correcto funcionamiento de los mezcladores. Si volvemos a echar un vistazo al apartado introductorio, recordaremos que existen diversos tipos de osciladores propiamente dichos, y de generadores de señal que pueden realizar esta función, por tanto, Microwave Office no tiene implementado ningún oscilador local de tipo behavioral. Para este dispositivo sólo tiene sentido implementar un bloque basado en circuito, el cual permite al usuario diseñar el tipo de oscilador deseado a nivel MWO (nivel de circuito) y enmascararlo a nivel de sistema dentro de este bloque que realizará la misma función que el circuito diseñado.



150

Figura 3.49. Bloque VSS que representa el modelo behavioral de un filtro paso banda.

BPFBID=F1N=3FP1=1 GHzFP2=2 GHzAP=3.01 dBNOISE=Auto

Como sabemos, un oscilador es un sistema que proporciona una señal periódica de RF (entre algunos kHz y centenares de GHz) sin necesidad de atacarlo con otra señal de RF, sino a partir de una fuente continua de alimentación. En concreto, transforma la energía de la señal continua en energía en la señal periódica. Sabemos que las señales periódicas se caracterizan en el dominio de la frecuencia por un conjunto de rayas espectrales (fundamentales y armónicos), por tanto, a modo behavioral, podemos implementar un oscilador mediante una fuente “TONE” a la que especifiquemos en sus parámetros “FRQ” y “PWR” las frecuencias y potencias, respectivamente, de los tonos que se obtienen como resultado del análisis de un oscilador real a nivel de circuito.

Una vez analizada esta situación y habiendo estudiado anteriormente las fuentes

tipo “TONE”, dejaremos para más adelante el análisis de esta alternativa que acabamos de proponer, ya que tiene más relación con el modelo basado en fichero (aunque no sea un fichero de texto explícitamente el que modele la fuente) que con el modelo comportamental. 3.2.7 Filtros paso-banda de RF (BPFB).

Terminamos nuestro recorrido por los modelos

comportamentales analizando un filtro paso banda de radiofrecuencia. VSS de Microwave Office ofrece, en su versión 7.03 de 2006, dos tipos de filtros paso banda: Butterworth y Chebyshev. La aproximación de Butterworth se denomina también aproximación máximamente plana, ya que la atenuación en la mayor parte de la banda pasante es cero y disminuye gradualmente hasta el final de la banda pasante. Por debajo de la frecuencia de inflexión, la respuesta decae a un ritmo aproximado de 20n dB por década, donde n es el orden del filtro. En algunas aplicaciones no es importante la existencia de una banda pasante con una respuesta plana; en este caso, la aproximación de Chebyshev puede ser la adecuada, ya que decae más rápidamente en la

región de transición que la aproximación de Butterworth. El precio a pagar por esta rápida caída es el rizado que aparecerá en la banda pasante de la respuesta en frecuencia.

En la Figura 3.49 podemos ver la disposición gráfica del bloque “BPFB” de VSS

que modela el comportamiento de un filtro paso panda de Butterworth de tercer orden, como indica su parámetro “N”. En nuestro receptor, la misión principal de estos filtros es la de eliminar los armónicos espurios que aparecen como consecuencia del empleo de amplificadores, mezcladores y oscilador local, lo cual nos permite analizar de forma “más limpia” o “menos contaminada” los armónicos de interés. Los parámetros más importantes del filtro “BPFB” son los siguientes:

• N: Orden del filtro. • FP1: Frecuencia de corte inferior. • FP2: Frecuencia de corte superior.



151

• AP: Máxima atenuación permitida en la banda de paso. • RS: Impedancia de fuente esperada (por defecto 50 Ohm.). • RL: Impedancia de carga esperada (por defecto 50 Ohm.). • NFREQ: Número de frecuencias a las cuales se modela la respuesta del filtro

cuando se establece una implementación IIR del mismo. • NFREQFIR: Número de frecuencias a las cuales se modela la respuesta del filtro

cuando se establece una implementación FIR del mismo. • IMPL: Determina el tipo de implementación empleada: Auto, IIR only, FIR

only, Windowed FIR Only ó FIR+IIR Filter. (ver ayuda). • NOISE: Determina cómo se modela el ruido.

Realicemos algunas simulaciones para comprender mejor la capacidad de actuación de este filtro. Para ello hemos diseñado el circuito de la Figura 3.50 en el que podemos apreciar dos bloques y dos sondas. Uno de los bloques corresponde, por supuesto, a nuestro filtro, y el otro es una fuente “WHITENS”. La pregunta que surge a continuación es: ¿por qué emplear una fuente de ruido para un análisis de este tipo? La respuesta es que gracias a ella podemos “matar dos pájaros de un tiro”.

WHITENSID=A1PWR=30 dBmPWRTYP=Single-sided PSDCTRFRQ=

BPFBID=F1N=3FP1=1 GHzFP2=2 GHzAP=3.01 dBNOISE=Auto

TPID=TP2

TPID=TP1

Figura 3.50. Circuito diseñado para comprobar la capacidad de actuación del filtro comportamental “BPFB””.

Como hemos explicado en el apartado dedicado al ruido, éste presenta la peculiaridad de que su espectro es plano en el dominio de la frecuencia, por tanto, si hacemos pasar un espectro plano por un dispositivo que presenta una determinada respuesta en frecuencia, dicho espectro adquirirá la forma exacta de dicha respuesta que, además, coincide con el parámetro S21 del filtro.

Para visualizar esta situación hemos dotado a la fuente de una potencia de 30

dBm y hemos indicado al filtro una banda de paso entre 1 GHz y 2 GHz con atenuación máxima de 3.01 dB (2 mW). La sonda “TP1” no realizará, por el momento, ninguna función (su inclusión se debe únicamente a posibles necesidades futuras).

Por otra parte, al igual que sucedió con el apartado dedicado al ruido, resulta

más inteligible realizar las representaciones espectrales empleando la función densidad espectral de potencia, por tanto, la configuración de la medida queda como se indica en la Figura 3.51.



152

Podemos ver algunas novedades en este cuadro de diálogo con respecto a configuraciones anteriores: en primer lugar, observamos una modificación de las cifras de resolución, ello es debido a que se han buscado los valores que ofrecían la resolución más adecuada para una correcta visualización; en segundo lugar, hemos eliminado el rango negativo de frecuencias ya que tan solo nos interesa saber qué ocurre en el rango positivo (sabemos que en el negativo la respuesta será simétrica); y en tercer lugar, hacemos la representación empleando la función “PSD (Pwr/Hz)”.

Figura 3.51. Configuración de la medida espectral del filtro “BPFB” empleando fuente de ruido.

Si ejecutamos la simulación obtenemos el gráfico de la Figura 3.52. En él podemos apreciar claramente cómo la banda de paso se sitúa exactamente entre 1 GHz y 2 GHz con una densidad espectral de casi 27 dBm (ver marcador central en 1.5 GHz), lo cual corresponde exactamente a los 30 dBm introducidos por la fuente y la atenuación especificada en la banda de paso del filtro (30 dBm – 3 dB = 27 dBm).

Otro resultado importante de este análisis podría ser la comparación de las

pendientes de las bandas de transición que aparecen a ambos lados de la banda de paso del filtro. Podemos apreciar que estas bandas se pueden aproximar por funciones lineales (rectas) de las cuales podemos calcular sus pendientes con la ayuda de los marcadores estratégicamente dispuestos sobre el gráfico.

En la banda de transición inferior (la más próxima a banda base) tenemos dos

marcadores que nos indican las coordenadas (0.5 GHz, -5.654 dBm) y (1 GHz, 24.03 dBm). Como sabemos, la ecuación de una recta viene dada por la expresión “y-yo=



153

m·(x-xo) donde “m” es la pendiente de dicha recta. Sabiendo esto, podemos obtener la pendiente de forma sencilla despejando y aplicando las coordenadas descritas:

m = (y-yo) / (x-xo) = (24.03 – (- 5.654)) / (1 – 0.5) = 59.368 (dBm / GHz)

Por otra parte, en la banda de transición inferior (la más alejada de banda base)

tenemos otros dos marcadores que nos indican las coordenadas (2.5 GHz, -13.2 dBm) y (3.5 GHz, -1.696 dBm). En este caso, la pendiente será:

m = (y-yo) / (x-xo) = (-1.696 – 13.2) / (3.5 – 2.5) = -14.896 (dBm / GHz)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)

Salida

-40

-20

0

20

40

Den

sida

d Es

pect

ral d

e P

oten

cia

Salid

a (d

Bm/H

z)

1 GHz24.03 dBm

0.5 GHz-5.654 dBm

3.5 GHz-1.696 dBm

2.5 GHz13.2 dBm

1.5 GHz26.67 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP2,5000,3,1000,0,-1,0,-1,0,2,1,0,0,0)) (dBm)Filtro

Figura 3.52. Respuesta en frecuencia del filtro comportamental “BPFB”.

Como cabía esperar, la segunda pendiente tiene un valor significativamente inferior a la primera, lo cual indica también un claro descenso de la selectividad del filtro. Podemos ver un ejemplo de ello: imaginemos que nuestro filtro se encuentra colocado tras un mezclador en un receptor superheterodino. Como ya hemos comentado, tras el mezclado de la señal se producen una serie de armónicos espurios que es necesario eliminar para una correcta demodulación. Pues bien, basándonos en la Figura 3.52, supongamos que dos de estos espurios se encuentran situados exactamente a 0.5 GHz y 2.5 GHz, esto es, 500 MHz por debajo y por encima de la frecuencia de corte inferior y superior del filtro, respectivamente. Observando los marcadores situados en 0.5 GHz y 2.5 GHz se puede apreciar claramente como el primero de ellos será más severamente castigado que el segundo, es decir, sufrirá una atenuación mayor.



154

3.3 Modelos basados en ficheros (File Based).

Hasta ahora, tan sólo hemos visto la posibilidad de emplear bloques que representan los diferentes dispositivos constitutivos de nuestro receptor, y a los cuales podemos introducir ciertos parámetros que definen su comportamiento de forma muy general. En este apartado estudiaremos los modelos basados en ficheros, los cuales permiten definir con mayor completitud el comportamiento de los dispositivos que modelan. Como veremos en detalle en los siguientes subapartados, Microwave Office preestablece determinados tipos de ficheros para cada uno de los dispositivos que permite modelar de esta forma. Dichos ficheros de texto deben disponer la información, de forma general y a modo de ejemplo, de la siguiente manera:

Para amplificadores, el fichero de texto que empleamos para modelar los

amplificadores de VSS basados en fichero, presenta la disposición de la Figura 3.53. Como vemos, está organizado en distintas columnas que representan diferentes datos que manejará el amplificador en su correcto funcionamiento. En el ejemplo de la Figura 3.53 tenemos 7 columnas que definen los parámetros de un amplificador a las distintas frecuencias especificadas por la primera columna. Por ejemplo, en la tercera fila, se especifica que ante una señal de entrada de 1 GHz, el dispositivo presenta una ganancia de 19 dB (segunda columna), un punto de compresión a 1 dB de 43 dBm (tercera columna), un punto de intercepción de tercer orden de salida de 49 dBm (cuarta columna), un factor de ruido de 4 dB (quinta columna), una magnitud de parámetro S11 de 0.78 (sexta columna) y una fase de dicho parámetro de valor 25 grados (séptima columna).

Figura 3.53. Modelo de fichero de texto de un amplificador basado en fichero en VSS.

Para mezcladores, Microwave Office nos ofrece distintos formatos para modelar los ficheros de texto que dan cuerpo a los mezcladores basados en ficheros. Haremos aquí mención expresa de ellos, aunque solo profundicemos en los dos formatos más importantes en cuanto a que, generalmente, suelen resultar los más empleados por los usuarios. En la Figura 3.54 podemos ver un ejemplo práctico del primer tipo de modelo de fichero ofrecido por el programa. Cada una de las columnas representa un múltiplo de la frecuencia de oscilador local (fLO), y cada una de las filas, un múltiplo de la frecuencia de entrada (fin) del mezclador.

Figura 3.54. Primer modelo de fichero de texto de un mezclador basado en fichero en VSS.



155

Cada posición de la matriz de la Figura 3.54 representa exactamente la diferencia de potencia, en dB, entre el armónico espurio correspondiente a dicha posición de la matriz, y el amónico (suma o diferencia) principal que se obtiene como resultado del mezclado. Es éste armónico (suma o diferencia) el que se emplea para referir a todos los espurios. Como podemos ver, la primera fila y primera columna de la matriz, correspondiente al armónico principal (fin ± fLO), contiene el valor cero, por tanto, a modo de ejemplo, el valor 60 correspondiente a la fila 2 (las filas se comienzan a numerar desde cero) y a la columna 1, indica que el armónico espurio 2·fin ± fLO se encuentra un nivel de potencia 60 dBm por debajo del armónico principal. Todas las posiciones de la matriz que contienen el valor 100 indican, gracias a un parámetro que veremos más adelante, que no se generará el armónico correspondiente a esa posición.

En la Figura 3.55 podemos ver un ejemplo práctico del segundo tipo de modelo de fichero ofrecido por el programa. Cada una de las columnas representa, de nuevo, un múltiplo de la frecuencia de oscilador local, y cada una de las filas, un múltiplo de la frecuencia de entrada. Sin embargo, en esta ocasión, las filas se separan en bloques representados por distintos valores de potencia del OL. Como se puede apreciar por el signo de exclamación, la primera y la quinta fila son comentarios; las filas comprendidas entre la segunda y la quinta se emplean si la potencia del OL es menor que el valor (10 + 17)/2 dBm; las filas comprendidas entre la séptima y la décima se emplean si la potencia del OL es mayor que el valor (10 + 17)/2 dBm. El programa permite la posibilidad de añadir tantos bloques de filas como deseemos para definir el comportamiento del mezclador.

Figura 3.55. Segundo modelo de fichero de texto de un mezclador basado en fichero en VSS.

Microwave Office proporciona otros dos tipos de modelos de ficheros que

presentamos también en este documento en la Figura 3.56. Figura 3.56. Tercer y cuarto modelo de fichero de texto de un mezclador basado en fichero en VSS.



156

La tabla de la izquierda de la Figura 3.56 contiene tres columnas: la primera representa múltiplos de la frecuencia del OL, la segunda, múltiplos de la frecuencia de entrada y, la tercera, el valor relativo en dBc del armónico correspondiente a la numeración de las dos primeras columnas. Más adelante veremos con respecto a qué medida se relativizan estos valores bajo el nombre de “suppression”. La tabla de la derecha funciona de forma similar a la tabla de la Figura 3.55. Para valores de potencia de OL inferiores a (7+17)/2 se emplean los datos ofrecidos por las filas 2 y 3 y, para valores superiores a (7+17)/2 se emplean los datos de las filas 5 y 6.

Para filtros, Microwave Office nos ofrece dos formatos para modelar los ficheros de texto muy similares que dan cuerpo a los filtros basados en ficheros. Este tipo de ficheros resultan de más sencilla comprensión en cuanto a que son dispositivos lineales que, consecuentemente, no necesitan datos que modelen saturaciones y otros efectos colaterales provocados por las no linealidades.

En la Figura 3.57 podemos ver el primer formato de fichero que modela un filtro

en VSS. En este ejemplo tenemos 3 columnas: la primera representa las distintas frecuencias de entrada; la segunda, la magnitud de la respuesta del filtro a dichas frecuencias y, la tercera, la fase correspondiente a la mencionada respuesta. Esto es, a 5 MHz de frecuencia, se obtiene una salida de -10 dB de magnitud y 25 grados de fase. Es importante mencionar que la tercera columna no es de obligatoria aparición, sí la primera y la segunda. Obviamente, cuanta más información aportemos a nuestro fichero, más completa y precisa será la respuesta ofrecida por el dispositivo.

Figura 3.57. Primer modelo de fichero de texto de un filtro basado en fichero en VSS.

En la Figura 3.58 podemos ver el segundo formato de fichero que modela un

filtro en VSS. En este ejemplo tenemos 9 columnas: la primera representa, de nuevo, las frecuencias de entrada y las ocho restantes, los parámetros S del filtro en magnitud y fase. Por ejemplo, la tercera fila del fichero contando con la cabecera ofrece la siguiente información:

• Frecuencia = 1 GHz. • S11 = 0.3 + j*0.1. • S21 = 0.9 - j*0.1. • S12 = 0.1 + j*0.0. • S22 = -0.4 + j*0.1.

Figura 3.58. Segundo modelo de fichero de texto de un filtro basado en fichero en VSS.



157

AMP_FID=A2DATA="Datos"NOISE=Auto

Figura 3.59. Bloque que contiene los datos del LNA diseñado en la UPCT.

Para el oscilador local, Microwave Office no tiene ningún fichero de texto que modele su comportamiento. Lo único que podemos hacer en este sentido es generar, mediante la fuente “TONE” explicada en el apartado 3.2.1.2, el mismo espectro que se obtuvo en los laboratorios de la universidad, que es, en sentido eminentemente práctico, lo que necesitamos para modelar nuestro radiotelescopio. 3.3.1 Amplificador File Based.

Tal y como habíamos comentado al inicio del apartado

3, nuestro cometido en este apartado reside en conseguir, mediante el correspondiente bloque VSS, los mismos resultados que obtuvimos a nivel de circuito. El bloque encargado de realizar dicha función se muestra en la Figura 3.59. Como se trata de un bloque basado en fichero, lo único que debemos hacer es almacenar la información del amplificador en un fichero de texto bajo el nombre que decidamos y, dicho nombre, introducirlo entre comillas en el campo “DATA” del bloque correspondiente como puede apreciarse en la Figura 3.59.

En nuestro caso, generaremos un fichero de texto al que

llamaremos simbólicamente “Datos UPCT” (Figura 3.60). Para ello, hacemos click con el botón derecho del ratón sobre la carpeta “Data Files” de la pestaña “Project” del árbol de proyecto. Seleccionamos la opción “New data File” y a continuación “Text”. Damos nombre a nuestro fichero (Datos UPCT) y pulsamos “OK” apareciendo, en consecuencia, una ventana en blanco que debemos rellenar con los datos correspondientes. En nuestro caso hemos optado por la inclusión de tres columnas (frecuencia, ganancia y factor de ruido) cuyos datos han sido extraídos de las Figuras 2.8 y 2.9. Dentro de la Figura 2.8 que representaba el factor de ruido medido en la universidad, hemos obtenido los datos de la curva azul correspondiente a una tensión de polarización de 0.9 voltios.

Figura 3.60. Fichero de texto con los datos del amplificador fabricado en la UPCT.



158

Lo siguiente en nuestro camino será diseñar gráficamente un circuito (o los que sean necesarios) que nos permita realizar los gráficos oportunos que demuestren que obtenemos resultados similares a los conseguidos en los laboratorios. Con ese objetivo realizamos el circuito de la Figura 3.61. En él podemos observar distintos dispositivos: una fuente de señal, nuestro amplificador indicando de qué fichero debe tomar los datos para funcionar, un medidor de señal llamado VSA necesario para realizar medidas del estilo de las que vamos a realizar y dos sondas (TP1 y TP2) que nos permitirán hacer diversas medidas.

En la figura podemos observar también la ecuación “FREC=1e9”; hemos de

decir que, a pesar de que este elemento aparece con ese nombre en MWO (ecuación), realmente se trata de una variable a la cual dotamos de un valor por defecto (1e9 = 1 GHz) el cual, a su vez, podemos ir modificando a nuestro gusto con el fin de conseguir los resultados deseados. En nuestro caso, lo que nos interesa es variar la frecuencia de la señal de entrada para ir comprobando la ganancia y el factor de ruido del dispositivo a esas frecuencias.

Por otra parte, para seleccionar dichas frecuencias y realizar correctamente el

barrido de las mismas, empleamos la función “stepped( )” dentro del bloque VSA. A dicha función se le pasan tres argumentos: frecuencia de inicio, frecuencia de finalización y paso frecuencial intermedio. En nuestro caso, le hemos indicado que queremos ir de 0.25 GHz a 3 GHz en pasos de 0.25 GHz.

Figura 3.61. Circuito diseñado para realizar medidas sobre el amplificador basado en fichero.

Una vez comentada la disposición gráfica del circuito, pasemos a realizar las

medidas oportunas que justifiquen el apartado en el que nos encontramos. Comenzamos por los Parámetros S. En este punto es importante señalar que VSS sólo incorpora la medida del parámetro S21 entre su repertorio de mediciones; el resto de parámetros habría que especificarlos en sus respectivas columnas dentro del fichero de texto y trabajar con ellas como veremos más adelante.



159

Debido al carácter general de las explicaciones ofrecidas hasta el momento, no hemos profundizado en exceso en el modo de empleo de VSS. Pues bien, para crear un nuevo gráfico en el que representar la medida del parámetro S21 realizamos las siguientes operaciones: en la pestaña del árbol del proyecto hacemos clic con el botón derecho del ratón sobre la opción “Graphs” y, a continuación, seleccionamos “Add graph”. En ese momento aparecerá un cuadro de diálogo llamado “Create Graph” al cual le indicaremos el nombre del gráfico dejando marcada la opción “Rectangular”. Pulsamos “OK”. Vemos ahora como bajo la rama “Graphs” del árbol del proyecto aparece el gráfico que acabamos de crear, al que tan solo resta que le añadamos la medida que pretendemos representar sobre él. Para ello hacemos clic con el botón derecho del ratón sobre el nombre del gráfico y seleccionamos la opción “Add Measurement” apareciendo un nuevo cuadro de diálogo en el cual debemos buscar y seleccionar la medida que deseamos realizar. En nuestro caso, en el recuadro “Meas. Type” buscamos la opción “System NW Analyzer” y, una vez seleccionado, marcamos la medida “S21_PS” del recuadro “Measurement”. Finalmente, configuramos la medida como se indica en la Figura 3.62.

Figura 3.62. Configuración de la medida del Parámetro S21 en VSS.

Es responsabilidad del usuario informarse acerca de la correcta configuración de cada medida, proporcionada por la ayuda de Microwave Office. No obstante, ofrecemos algunas nociones básicas para que el lector se haga una idea de los conceptos que ha de ser capaz de manejar para hacer un uso relativamente consciente del programa.

En primer lugar, en el campo de texto bajo el nombre “Block Diagram”

seleccionaremos el nombre de la ventana en la cual se encuentra nuestro circuito de la Figura 3.61. Posteriormente le indicamos al programa el identificador del bloque que empleamos para realizar las medidas y controlar los barridos de las variables (en nuestro



160

VSA.M1). Los tres siguientes campos: “Meas. Frequency”, “Input fc” y “Input BW” hacen referencia a la banda de frecuencia de la señal medida, de la señal de referencia y ancho de banda de entrada, respectivamente. Estos campos, al igual que “RBW/#Bins” y VBW/#Avg” relacionados ambos con la resolución de los resultados, suelen ser configurados automáticamente por Microwave Office para obtener los resultados más satisfactorios; sin embargo, en ocasiones es necesario ajustarlos a las necesidades de distintos problemas para obtener una buena calidad en los resultados. Finalmente, el campo “Frequency Handling” hace referencia al modo de representación de la medida (nosotros la queremos en modo analizador de espectros) y “VSA.M1” indica que los valores de barrido de nuestra variable “Frec” serán empleados para componer el eje de abscisas de nuestro gráfico.

Una vez ejecutado el proyecto haciendo clic sobre el icono en forma de rayo con

un bloque “Run / Stop System Simulators”, se obtiene gráficamente el resultado de la medida (Figura 3.63) en la cual hemos colocado un marcador a 1420 MHz que nos ofrece un valor de 9.131 dB.

250000000 1250000000 2250000000 3000000000Frecuencia

Ganancia

-30

-20

-10

0

10

S21

(dB)

14200000009.131 dB

DB(|S21_PS(VSA.M1,10,0,10,0,1,0,0,1000,0,10,0)|)[x]LNA File Based UPCT

Figura 3.63. Medida del Parámetro S21 en VSS.

Como hemos ido indicando a lo largo de este apartado, lo que nos interesa ahora

es comparar este resultado con el obtenido en los laboratorios de la UPCT (Figura 2.9). La idea es realizar esta comparación sobre los mismos ejes con el objetivo de apreciar directamente las similitudes y diferencias de las curvas. Para ello emplearemos las posibilidades que nos ofrecen los “scripts” de Matlab 7.0. En concreto, para realizar esta comparación hemos implementado el script de la Figura 3.64. Los datos de la Figura 2.9 han sido extraídos de la visualización directa de la misma; sin embargo, los datos de la Figura 3.63 se pueden extraer con exactitud en un documento con extensión .txt que se crea como consecuencia de realizar, en MWO, la operación: “Graph Export Trace Data” teniendo seleccionada la ventana en la que hemos representado la medida en cuestión.



161

Figura 3.64. Script de Matlab empleado para realizar la comparación del Parámetro S21.

Vamos a realizar un pequeño repaso línea a línea para comprender mejor el código del script, de esta forma asimilaremos en relativa profundidad el sencillo manejo de variables y representaciones 2-D de Matlab:

• Línea 1: Comentario que titula el script. Vemos que los comentarios deben ir precedidos del operador “%”.

• Línea 2: Se trata de una línea en blanco que dota de legibilidad favoreciendo la no aglomeración de sentencias.

• Línea 3: Definición del vector “frecuencias” que componen el eje abscisas. Vemos como éste debe ir delimitado por corchetes y sus elementos separados por comas.

• Línea 4: Definición del vector que contiene los valores del parámetro S21 tomados del gráfico de la Figura 2.9.

• Línea 5: Definición del vector que contiene los valores del parámetro S21 extraídos del gráfico de la Figura 3.63.

• Línea 6: Idem línea 2. • Línea 7: Función que realiza la representación del parámetro S21 tomado de los

datos de la universidad frente al eje de frecuencias. • Línea 8: Función que permite mantener en el gráfico la representación anterior

para sobrescribir encima una nueva empleando los mismos ejes. • Línea 9: Función que realiza la representación del parámetro S21 tomado de los

datos de VSS frente al eje de frecuencias. • Línea 10: Idem líneas 2 y 6. • Línea 11: Función que da nombre al eje de abscisas, en este caso “Frecuencia”. • Línea 12: Función que da nombre al eje de ordenadas, en este caso “dB”. • Línea 13: Función que da nombre al título del gráfico, en este caso “Ganancia

(Parámetro S21)”. • Línea 14: Función que determina las divisiones horizontales y verticales que

delimitan los valores de los ejes cartesianos.

Ejecutando el script, Matlab 7.0 genera el gráfico de la Figura 3.65 en el que puede apreciarse la similitud de ambas curvas. Hemos colocado de nuevo un marcador en 1420 MHz, arrojando un valor de 9.319 dB frente a los 9.131 de los datos ofrecidos por el simulador. Hemos de decir que la exactitud sería todavía mayor si hubiésemos tomado más puntos de medida de ambas curvas (no olvidemos que en el caso de Matlab, la función “plot” realiza una interpolación lineal de los valores indicados en los vectores que se le pasan como argumentos de entrada).



162

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

x 109

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

10

Frecuencia

dB

Ganancia (Parámetro S21)

Datos UPCTDatos VSS

Figura 3.65. Medida comparativa del Parámetro S21 UPCT vs. VSS.

Realicemos ahora la misma operación con la figura de ruido. Si nos fijamos en el

abanico de posibilidades de medidas que ofrece VSS, vemos que entre ellas no aparece el factor de ruido de un solo dispositivo como sí sucedía a nivel de circuito. En lugar de esto, lo que sí permite VSS es realizar medidas de figura de ruido de más de un elemento en cascada, además de ofrecernos la posibilidad de realizar gráficos representando determinadas columnas de los ficheros de texto que especifique el usuario. Como sabemos, el factor de ruido de varios dispositivos en cascada se calcula empleando la ecuación de Friis que se muestra a continuación:

Se trata de la expresión de cálculo simplificada para un sistema formado por dos dispositivos ruidosos en cascada. Como vemos, el factor de ruido del primer dispositivo (F1) computa tal cual, es decir, no se encuentra ponderado por ningún otro factor, por tanto, podemos emplear la medida de VSS de cálculo en cascada y medir, tan sólo, el factor de ruido que se obtiene a la salida del primer dispositivo.

No obstante, vamos a realizar las dos medidas que comentábamos anteriormente,

primero vamos a representar la tercera columna de nuestro fichero de texto (Figura 3.60) frente a la primera y, apoyándonos de nuevo en Matlab, plasmaremos este resultado junto con el obtenido en la Figura 2.8 para poder comparar correctamente. Exactamente, la medida se denomina “PlotCol” y es tan sencilla como indicarle al programa que queremos representar la columna 3 del fichero de texto frente a la primera. Una vez especificada la medida, seguimos los mismos pasos que en la medición anterior, esto es, extraemos los datos del gráfico y los llevamos a un vector en el script de Matlab, ejecutamos el fichero y obtenemos el resultado que se muestra en la Figura 3.66.



163

En este caso, como el gráfico en Microwave Office se ha obtenido a partir de la representación directa de las medidas obtenidas, (es decir, no ha sido obra de ninguna función de VSS) los resultados son idénticos como cabía esperar.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

x 109

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

Frecuencia

NF

(dB

)Figura de Ruido

Datos UPCTDatos VSS

Figura 3.66. Medida comparativa de la figura de ruido UPCT vs. VSS.

Veamos ahora lo que se obtiene realizando la medida del factor de ruido en

cascada, para ello diseñamos el circuito de la Figura 3.67.

Figura 3.67. Circuito diseñado para realizar medidas de factor de ruido.

Vemos como hemos colocado los dos amplificadores uno a continuación del otro con sus respectivas referencias a “Datos UPCT” que continúa siendo el fichero que los modela. En este circuito hemos empleado un nuevo bloque también diseñado para el barrido de variables, se trata de “SWPVAR” al cual le especificamos en su parámetro “VALUES” los valores por los que deseamos que pase la variable “Frecuencia” especificada explícitamente en el parámetro “VARNAME”.



164

Ejecutando la simulación en VSS se obtienen las siguientes curvas (Figura 3.68) para cada una de las frecuencias especificadas en el bloque “SWPVAR”. Comentemos un poco mejor este gráfico para que se comprenda lo que perseguimos con él. Si nos fijamos, en el eje de abscisas no aparece numeración alguna, en su lugar, vemos los bloques que representan los dos amplificadores que hemos colocado en el diseño de la Figura 3.67. Por tanto, el eje de abscisas sólo presenta dos valores (1 y 2) que hacen referencia a la salida del primer amplificador y del segundo, respectivamente. El eje de ordenadas mide el factor de ruido en dB para cada una de las frecuencias especificadas.

Figura de ruido en cascada

0

10

20

30

40

AMP_F (A1) AMP_F (A2)

p4 p3

p2

p1

14.5 dB1

1.143 dB

18.268 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP2,0))[1,*]Prueba cascada LNA File Based UPCT

p1: Freq = 0 GHzFrecuencia = 3e+008

p2: Freq = 0 GHzFrecuencia = 1e+009

p3: Freq = 0 GHzFrecuencia = 1.42e+009

p4: Freq = 0 GHzFrecuencia = 2.2e+009

Figura 3.68. Medida del factor de ruido a distintas frecuencias con los datos de la UPCT.

Como vemos, a 300 MHz (curva p1), el factor de ruido a la salida del primer

amplificador es de 8.268 dB y, a 1GHz, ese valor es de 4.5 dB. Observamos que estos valores coinciden exactamente con los mostrados por la Figura 3.66 y, por tanto, dan fe de su corrección.

Para concluir con este apartado, lo único que nos resta por comprobar es la

corrección de los parámetros S11 y S22. En estos casos se nos plantea el mismo problema que con la figura de ruido; VSS no aporta ninguna medida específica de estos dos parámetros, por tanto, lo único que podemos hacer es realizar una representación directa de los valores incluidos en el fichero de texto, obteniéndose exactamente los mismos valores que los representados en la Figuras 2.9 y 2.10. Lo vemos en la Figura 3.69 donde hemos representado el parámetro S11 en color azul y el S22 en color magenta.

De nuevo es importante resaltar que, para obtener una mayor resolución en estos

resultados, basta con tomar más puntos de medida que suavizarían las formas de estas curvas; sin embargo, se trata simplemente de demostrar al lector que, de una forma sencilla, podemos emplear los bloques de VSS para obtener en el simulador resultados similares a los ofrecidos por los instrumentos del laboratorio.



165

Figura 3.70. Bloque que contiene los datos del Mezclador diseñado en la UPCT.

IN OUT

LO

MIXER_FID=A3SPURS="Espectro"SPURFMT=Inp rows x LO columnsLOHTYP=dBc LOMODE=Lower sideband/down converterFCOUT= GCONV=-10 dBP1DB=10 dBmIP3=30 dBmPLO=10 dBmPLOUSE=Spur reference onlyPIN=-10 dBmNF=6 dBNOISE=Auto

0.25 1.25 2.25 3Frequency (GHz)

Parametros S11 y S22

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0dB

PlotCol(1,2)Parametros_S UPCT

PlotCol(1,4)Parametros_S UPCT

Figura 3.69. Medida de los parámetros S11 (azul) y S22 (magenta) a distintas frecuencias con los datos de la UPCT. 3.3.2 Mezclador File Based.

Llega el momento de realizar las mismas operaciones vistas en el apartado anterior, pero esta vez para el mezclador. El bloque encargado de realizar dicha función se muestra en la Figura 3.70. De nuevo se trata de un bloque basado en fichero (como todos los del apartado en el que nos encontramos), por tanto, lo único que debemos hacer es almacenar la información del mezclador en un fichero de texto bajo el nombre que decidamos y, dicho nombre, introducirlo entre comillas en el campo “SPURS” del bloque correspondiente como puede apreciarse en la Figura 3.70.

En nuestro caso, generamos un fichero de texto al

que llamaremos “Espectro” (ver Figura 3.70). Para ello, seguimos exactamente el mismo protocolo que el realizado para el caso del amplificador; hacemos click con el botón derecho del ratón sobre la carpeta “Data Files” de la pestaña

“Project” del árbol de proyecto. Seleccionamos la opción “New data File” y a continuación “Text”. Damos nombre a nuestro fichero (Espectro) y pulsamos “OK” apareciendo, en consecuencia, una ventana en blanco que debemos rellenar con los datos correspondientes. En nuestro caso hemos optado por organizar los datos al estilo de la Figura 3.54, esto es, indicando mediante una matriz los armónicos espurios que produce el mezclador en el ámbito de operación en el que se definió durante su etapa de diseño y fabricación. Esta última afirmación resulta bastante importante; los datos del fichero de texto que estamos empleando han sido extraídos directamente de los



166

resultados simulados y medidos del mismo, ello quiere decir que si modificamos el modo de operación del dispositivo y varían los resultados espectrales, no podremos emplear el mismo fichero de texto para modelar la nueva situación, sino que tendremos que extraer nueva información para generar un nuevo fichero que se ajuste al cambio realizado.

Una vez mencionadas estas cuestiones de interés inicial, pasemos a ver la

distribución del fichero de texto empleado para este dispositivo (Figura 3.71). Podemos observar cómo los datos se hallan distribuidos en 6 columnas (numeradas de la 0 a la 5) y 4 filas (numeras de la 0 a la 3). Como ya explicamos anteriormente, cada una de las columnas representa un múltiplo de la frecuencia de oscilador local (1.296 GHz) y cada una de las filas, un múltiplo de la frecuencia de entrada (1.42 GHz).

Si nos fijamos en el fichero, la posición (fila 0, columna 0) contiene un cero, ya

que no se corresponde con ningún armónico. La otra posición que también contiene el valor cero es la (1,1) correspondiente al armónico fin ± fLO. En nuestro caso se tratará del armónico fin - fLO ya que implementaremos el mezclador en modo “down-converter”, es decir, que el armónico principal tras el mezclado sea el armónico diferencia (no el armónico suma). El valor cero de esta posición supone una normalización, esto es, consideraremos este armónico como la referencia y, en consecuencia, referiremos a él el resto de espurios. Así, por ejemplo, el valor 36.5391 correspondiente a la posición (2,1) nos indica que el armónico correspondiente a 2·fin ± fLO está 36.5391 dB por debajo del armónico de referencia.

Figura 3.71. Fichero de texto con los datos espectrales del mezclador fabricado en la UPCT.

Por otra parte, el software permite manejar una serie de parámetros de este bloque muy útiles para conseguir de manera sencilla y eficiente los resultados deseados. Veamos y comentemos de forma orientativa los más importantes; en este punto vuelve a ser responsabilidad del lector profundizar más en el completo conocimiento de estos parámetros para un mejor aprovechamiento de las potentes cualidades del programa.

• SPURS: Campo en el que se determina el nombre del fichero de texto que contiene los datos espectrales del mezclador. Hemos llamado espectro a nuestro fichero de texto.

• SPURFMT: Formato en el que se encuentran los datos del fichero de texto; será alguno de los vistos en las Figuras 3.54, 3.55, 3.56. En nuestro caso hemos optado inicialmente por la distribución de la Figura 3.54.

• LOHTYP: Especifica si los datos están referidos a la potencia de salida (señal intermedia, IF) o a la potencia del oscilador local. En nuestro lo hemos referido al OL.

• MODE: En este parámetro se le indica al bloque si queremos que nuestro mezclador sea up-converter (suma de las entradas) o down-converter (diferencia de las entradas). Para nosotros será down-converter ya que, recordamos, nuestra



167

intención es llevar a frecuencias más bajas las señales recibidas por la antena para poder estudiarlas y manejarlas con mayor comodidad.

• GCONV: Ganancia de conversión del dispositivo. Si es negativa estaremos hablando de un mezclador pasivo; si es positiva, se tratará de un mezclador activo. Nuestro mezclador será pasivo, es decir, generará pérdidas.

• P1DB: Punto de compresión a 1 dB. Podremos seleccionar también si deseamos que éste esté referido a la entrada o a la salida.

• IP3: Punto de intercepción de tercer orden. Podremos seleccionar también si deseamos que éste esté referido a la entrada o a la salida.

• PLO: Nivel de potencia de referencia del OL. Su valor generalmente suele ser el que emplea el fabricante para construir la tabla de referencia de espurios. En nuestro caso, las medidas de laboratorio se realizaron con una potencia de oscilador local de unos 10 dBm.

• PLOUSE: Establece distintos usos que se pueden hacer del parámetro “PLO”. Para nosotros, simplemente lo usaremos como referencia para calcular los armónicos espurios.

• PIN: Nivel de potencia de referencia de entrada (RF). Su valor generalmente suele ser el que emplea el fabricante para construir la tabla de referencia de espurios. En nuestro caso, las simulaciones previas se realizaron con una potencia de radiofrecuencia de unos -10 dBm.

• NF: Figura de ruido del dispositivo. • NOISE: Representa cómo se modela el ruido representado por NF. Las

posibilidades ya las vimos en otros dispositivos de apartados anteriores.

Pasemos ya, sin más dilación, a obtener gráficos que corroboren que conseguimos los mismos resultados que en simulaciones y medidas reales. Comencemos primero observando la Figura 3.72 donde se muestra el circuito encargado de generar dichos gráficos.

Figura 3.72. Circuito diseñado para realizar medidas sobre el mezclador basado en fichero.



168

Como podemos observar, el circuito está formado por cuatro elementos: una fuente (A1) a 1.42 GHz y -10 dBm de potencia que generará la señal de entrada de radiofrecuencia; otras fuente del mismo tipo (A2) a 1.296 GHz y 10 dBm de potencia que hará las veces de oscilador local; el mezclador propiamente dicho (A3) donde se pueden ver especificados todos los parámetros explicados anteriormente; y una sonda medidora (TP1) que será la que nos permita representar las medidas que realicemos.

Lo ideal en este caso sería poder obtener con Microwave Office los mismos

resultados que nos ofrecieron los instrumentos de medida de los laboratorios, sin embargo, si nos fijamos en la medida del espectro expuesta en la Figura 2.22, resulta muy complicado extraer datos de los armónicos espurios, ya que la línea de color rojo que marca el espectro medido está realizada con una resolución óptima para poder observar el armónico principal pero no los espurios. Por tanto, para extraer los datos que necesitamos para realizar estas medidas, nos apoyaremos mejor en la Figura 2.17 correspondiente al espectro simulado, pero del que podemos extraer la información necesaria para construir el fichero de texto que necesitamos (Figura 3.71).

Para realizar la medida espectral, debemos generar un nuevo gráfico (Graph)

para tal efecto y añadirle la medida “PWR_SPEC” que quedará configurada como muestra la Figura 3.73. Como vemos en ella, le hemos indicado el circuito sobre el cual debe realizar la medida, así como la sonda encargada de realizar la citada medición. Vemos también que los parámetros “RBW/#Bins” y “VBW/#Avg” no están en sus valores por defecto, ello es debido a que, con esa resolución por defecto no obteníamos la visualización deseada, por tanto, hemos ido modificando estos parámetros hasta obtener la resolución más adecuada.

Figura 3.73. Configuración de la medida del Espectro del mezclador en VSS.



169

Finalmente, hacemos clic sobre el icono de comienzo de simulación y esperamos unos segundos hasta que aparezca la medida sobre su gráfico correspondiente. Es importante señalar que, para realizar algunas medidas, el simulador de VSS necesita resolver cuantiosas ecuaciones internas que requieren de un cierto tiempo. Cuando pulsamos el icono de simulación, el núcleo de VSS emplea un tiempo en configurar la medida y comprender todas las peticiones del usuario, así como en resolverlas y representarlas en el gráfico destinado a tal efecto. Los resultados espectrales obtenidos se muestran en la Figura 3.74.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)

Espectro

-400

-300

-200

-100

0

100

dBm

3.888 GHz2.678 dBm2.716 GHz

-20 dBm

1.296 GHz-104.9 dBm

0.248 GHz-56.54 dBm

0.124 GHz-20 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,2000,3,25,5,-1,1,-1,1,0,0,0,0,0)) (dBm)Mezclador File Based

DB(|Pharm(PORT_3)|)[1,3]Mezclador 3 redi Espectro

Figura 3.74. Espectro de salida del mezclador basado en fichero en VSS.

Para poder compararlo en mejores condiciones con el resultado expuesto en la

Figura 2.17, superpondremos ambos gráficos dotándolos de la misma amplitud en los ejes coordenados (Figura 3.75).


Espectro

-300

-200

-100

0

100

dBm p1

0.124 GHz-20 dBm

0.124 GHz-17.86 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,2000,3,25,5,-1,1,-1,1,0,0,0,0,0)) (dBm)Mezclador File Based


p1: Freq = 1.296 GHzPwr = 10 dBm

Figura 3.75. Comparación del espectro de salida del mezclador basado en fichero en VSS.



170

Como podemos observar, ambos espectros son bastante similares aunque, lo que más nos interesa, es que lo sean los armónicos diferencia de ambas simulaciones ya que el resto de armónicos serán reducidos a su mínima expresión mediante las adecuadas técnicas de filtrado. En esta ocasión, para el armónico diferencia y al realizar las dos simulaciones en el mismo gráfico, se han obtenido -17.86 dBm en la simulación MWO y -20 dBm en la simulación VSS. Vemos que la diferencia entre ambos es mínima, al igual que la diferencia de ambas simulaciones para el armónico más próximo (0.248 GHz).

Pasemos ahora a comprobar las pérdidas de conversión. Veremos a

continuación, cómo para la realización de esta medida va a influir muy negativamente el hecho de haber tenido que extraer los datos de un gráfico correspondiente a una simulación y no a una medida (que sería lo ideal ya que obtendríamos datos reales, los cuales definirán las prestaciones finales de nuestro receptor). Como comentábamos anteriormente, los datos del fichero de texto de este dispositivo han sido extraídos del gráfico simulado de la Figura 2.17 y no del gráfico medido de la Figura 2.22 como pretendíamos, ya que de este último no podíamos extraer información de los espurios (imprescindibles para la implementación del fichero de texto). Todo esto unido a la necesidad de indicar obligatoriamente al bloque “MIXER_F” parámetros como la ganancia de conversión y el punto de compresión a 1 dB (de los cuales no disponemos ya que no aparecen en anteriores proyectos) hacen que resulte muy difícil obtener el mismo resultado que el presentado en la Figura 2.23 (curva de color rojo). Este gráfico, recordamos, estaba realizado sobre el mezclador que finalmente se fabricó, por poseer, en conjunto, las mejores prestaciones frente al resto de modelos implementados. Este último modelo al que nos referimos, presentaba en su diseño una separación de stubs de 20 mm a diferencia de los anteriores a los que no se había dotado de tal separación. En estos últimos se obtenía una curva de pérdidas que se muestra en la parte izquierda de la Figura 3.76.

Figura 3.76. A la izquierda en color rojo la curva de pérdidas obtenida en la universidad para el mezclador con stubs juntos. A la derecha los resultados obtenidos con el circuito de la Figura 2.59.



171

Si nos fijamos detenidamente, el gráfico de la derecha de la Figura 3.76 es muy similar al de la izquierda de la misma figura que acabamos de comentar. Para la obtención de este gráfico lo único que hemos hecho ha sido generar un nuevo “Graph” pero, esta vez, en lugar de indicarle forma “Rectangular” hemos decidido darle forma “Table”. Con este cambio le estamos indicando a Microwave Office que deseamos que nos muestre los resultados de las mediciones en forma numérica y no en forma de gráfico como hacíamos hasta ahora. Una vez hecho esto, la idea es realizar la misma operación que se llevó a cabo a nivel de circuito para la obtención de las pérdidas de conversión. Para realizar esta operación se empleó la función “LSSnm” de Microwave Office, la cual se emplea para medir el equivalente de los parámetros S en condiciones de gran señal. Como vemos en la Figura 3.77, la medida está realizada sobre el circuito de la Figura 2.11, el cual recordamos que presentaba 3 puertos: el 1 para la señal de entrada, el 2 para el oscilador local y el 3 para salida. Vemos claramente cómo se le indica al programa (a través de los campos “Port (From)” y “Port (To)”) que queremos inyectar una señal por el puerto número 1 (PORT_1) y observar qué cantidad de energía obtenemos en el puerto número 3 (PORT_3).

Sabiendo que se trata de un mezclador, y que la energía de salida del mismo

queda repartida en los distintos armónicos que se producen, inmediatamente surge la necesidad de indicar de qué armónico queremos comprobar la energía de salida. Ello se indica mediante la primera de las opciones “Harmonic Index” a la cual se le marca que queremos observar el armónico de frecuencia 0.124 GHz. Mediante la segunda opción “Harmonic Index” se indica que la señal de entrada es de 1.42 GHz y mediante “Sweep Freq” se especifica que la señal de OL es de 1.296 GHz. Finalmente, la opción PORT_2 simplemente indica que se emplearán las potencias de barrido del oscilador local como referencia para construir el eje de abscisas en el gráfico.

Figura 3.77. Configuración de la medida de las pérdidas de conversión del mezclador en MWO.



172

Como hemos comentado anteriormente, tenemos que intentar realizar en VSS el mismo tipo de medida que en MWO sabiendo que en VSS no disponemos de la función “LSSnm”. Para ello, utilizamos de nuevo la función “PWR_SPEC” y, en lugar de emplear gráficos, nos apoyamos en una representación en forma “Table” que nos permite visualizar directamente los resultados numéricos.

Exactamente, lo que va a realizar el simulador es una medida del espectro de salida del mezclador para cada una de las potencias de OL indicadas por el programador como puede apreciarse escuetamente en la Figura 3.78. Observamos que para cada potencia de OL, el simulador ofrece la potencia de cada uno de los armónicos que se generan con dicha potencia y las condiciones de entrada anteriormente comentadas. De todos estos armónicos, obviamente nos interesa quedarnos con la evolución del armónico a 0.124 GHz (seleccionado en color azul en la Figura 3.78). Para finalizar, sólo hemos de tomar los resultados obtenidos para cada potencia y enfrentarlos en un gráfico con dichas potencias apoyándonos en Matlab; se obtiene así el gráfico de la derecha de la Figura 3.76.

Figura 3.78. Medida del armónico a 0.124 GHz para distintos valores de potencia de OL en VSS.

NOTA 1: Para finalizar con el mezclador, lo siguiente que nos tocaría comprobar son las reflexiones en el puerto de entrada y de OL, y los aislamientos entre puertos. Estas operaciones que resultaban bastante sencillas a nivel de circuito, no es posible realizarlas en VSS, ya que a este nivel no disponemos de las funciones “LSSnm” y “Gcomp” encargadas de tales mediciones. Hemos intentado realizar algunas pruebas para medir los aislamientos como, por ejemplo, colocar un medidor “TP” a la entrada del mezclador y la señal del oscilador local en el segundo puerto, para tratar de comprobar qué espectro obteníamos en el puerto de entrada. No ha sido posible ya que Microwave Office nos lanza un error obligándonos a colocar algún tipo de fuente de señal a la entrada.

NOTA 2: Tampoco podemos realizar medida alguna de reflexiones de entrada o

de salida, sin embargo, dentro de los parámetros secundarios del bloque que estamos tratando (MIXER_F) aparecen cuatro específicos a los que podemos indicar el valor de magnitud y fase de lo que serían los parámetros S11 y S22. Estos cuatro parámetros se denominan “SINPMAG” (magnitud del coeficiente de reflexión en el puerto de entrada), “SINPANG” (fase del coeficiente de reflexión a la entrada), “SOUTMAG” (magnitud del coeficiente de reflexión en el puerto de salida), “SOUTANG” (fase del coeficiente de reflexión a la salida).



173

3.3.3 Oscilador File Based.

Llegados a este punto, es importante resaltar que para la realización de este proyecto se está empleando la versión 7.03 de Microwave Office del año 2006 (a diferencia de otros compañeros que emplearon la versión 5.53 de 2002). Gracias a esta nueva versión hemos podido realizar los dos anteriores apartados correspondientes al mezclador y al amplificador, sin embargo, ésta versión no incluye ningún bloque específico para osciladores basados en ficheros, por lo que no podemos desarrollar este apartado de la misma forma que los dos anteriores.

Obviamente, al no disponer de ningún bloque que modele los efectos del

oscilador a nivel de fichero de texto, tampoco disponemos de ningún modelo de fichero que presentar y comentar. Por tanto, ante esta situación, lo más parecido que podemos hacer a la realización de un modelo “File Based”, es extraer lo datos espectrales obtenidos en los laboratorios de la universidad (presentados en la Figura 2.28) y, mediante una fuente de señal de tipo “TONE” (ver apartado 3.2.1.2) generar el mismo espectro, el cual, sin problema alguno, podremos emplear como oscilador para nuestros mezcladores.

Si nos fijamos en la Figura 2.28, en la parte izquierda tenemos representado el

espectro de salida del oscilador local diseñado en la universidad dentro del rango (0-3) GHz y, en la parte izquierda de la misma figura, se presenta un pequeño zoom entre 1.2 GHz y 1.4 GHz. De ahí obtenemos los datos que se muestran en la Figura 3.79.

Frecuencia tonos (MHz) Potencia (dBm) 210 -19.49 350 -25.5 495 -26 1050 -27 1296 7.485 1315 -29 1320 -19.8 1325 -22.5 1355 -27.8 1385 -30 2200 -22.5 2250 -23 2300 -18 2400 -25.5 2490 -16.83 2600 -22 2700 -23

Figura 3.79. Datos espectrales medidos del oscilador local diseñado en la UPCT.



174

A continuación, realizamos un circuito que nos muestre el mismo espectro que el presentado en la Figura 3.79; para ello, tan solo hemos de emplear una fuente de tipo “TONE” a la cual, recordamos, podíamos indicarle un vector de frecuencias de entrada y otro vector con las potencias correspondientes a dichas frecuencias. El circuito se muestra en la Figura 3.80.

Figura 3.80. Circuito diseñado en VSS para obtener el espectro del OL diseñado en la UPCT.

Como vemos, se trata de un circuito extremadamente sencillo ya que, a la mencionada fuente “TONE” tan solo la acompaña una sonda (TP1) que será la encargada de mostrarnos el espectro de salida. Vemos también como todas las frecuencias y potencias indicadas en la tabla de la Figura 3.79 aparecen especificadas en los parámetros “FRQ” y “PWR” respectivamente. A partir de aquí, tal como hemos hecho en ocasiones anteriores, solo hemos de realizar un gráfico en el que emplearemos la medida “PWR_SPEC” para generar el espectro indicado.

Podemos aprovechar este momento para valorar la importancia de los

parámetros de resolución “RBW/#Bins” y “VBW/#Avg”. Si éstos permanecen por defecto, esto es, tal cual aparecen cuando generamos el “Graph” e indicamos la medida (RBW/#Bins = 1000 y VBW/#Avg = 10, con sus respectivos valores “Type” en “Auto”) se obtiene un espectro como el que se muestra en la Figura 3.81.

0 1000 2000 3000 3500Frequency (MHz)

Espectro

-150

-100

-50

0

20

Pote

ncia

(dBm

)

2490 MHz-19.2 dBm

1320 MHz-20.85 dBm

1296 MHz4.554 dBm

210 MHz-22.4 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,1000,0,10,0,-1,0,-1,1,0,0,0,0,0)) (dBm)Oscilador Basado en Medidas

Figura 3.81. Representación con resolución por defecto del espectro del OL diseñado en la UPCT.



175

Vemos como todos los valores de los armónicos generados aparecen disminuidos en aproximadamente 3 dBm. Ello nos puede llevar a pensar que hemos concurrido en algún tipo de error, aunque lo cierto es que se trata simplemente de un problema de resolución. Realizamos la misma operación estableciendo RBW/#Bins = 5000 y VBW/#Avg = 5000, con sus respectivos valores “Type” en “KHz”; simulamos y se obtiene el espectro de la Figura 3.82 en el que observamos que los marcadores indican valores muy próximos a los introducidos en los parámetros de entrada de la fuente “TONE”.

0 1000 2000 3000 3500Frequency (MHz)

Espectro

-80

-30

20

Pot

enci

a (d

Bm

)

2491 MHz-17 dBm1320 MHz

-19 dBm

1296 MHz7.44 dBm

210.6 MHz-19.9 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,5000,3,5000,4,-1,0,-1,1,0,0,0,0,0)) (dBm)Oscilador Basado en Medidas

Figura 3.82. Representación mediante fuente “TONE” del espectro del OL diseñado en la UPCT empleando una resolución específica. 3.3.4 Filtro paso-banda.

Para finalizar con este apartado de modelos basados en ficheros de texto, solo nos queda por analizar el filtro paso-banda. De todos los proyectos realizados hasta la fecha en la UPCT, los únicos para los cuales ha sido necesario el diseño de filtros han sido el mezclador y el oscilador local. En ambos casos, el objetivo era idéntico: rebajar la intensidad de potencia de los armónicos espurios que aparecen alrededor de las salidas deseadas de ambos dispositivos.

En el caso del mezclador, esta etapa de filtrado presenta menor relevancia que en

el caso del oscilador local ya que, si en este segundo dispositivo tuviésemos multitud de armónicos de similar potencia, todos ellos serían tratados como señales de oscilador local y se podrían producir múltiples mezclados con la señal de radiofrecuencia que enturbiarían en gran medida la inteligibilidad de la señal de salida del mezclador. Por tanto, realizaremos este apartado a partir de los filtros diseñados como etapa final del diseño del oscilador local, esto es, filtros paso-banda centrados en 1296 MHz.



176

Figura 3.83. Bloque que contiene los datos de un filtro diseñado en la UPCT.

LIN_FID=S1DATA="Parametros S"FORMAT=S ParametersFREL=NoZINP=_Z0 OhmZOUTP=_Z0 OhmNOISE=Freq. analysis only

Evidentemente, cuando se trata de recibir señales del espacio exterior cuya potencia es de unos pocos miles de Janskys, necesitamos disponer de la mayor nitidez posible de la señal recibida en todos los puntos del entramado interno de nuestro radiotelescopio. Ahí radica la clave del éxito de nuestro proyecto: vencer todas las perturbaciones naturales y artificiales (como por ejemplo ruidos y armónicos espurios) que puedan enturbiar la correcta detección de la señal deseada.

Como ya comentamos al comienzo de este apartado, Microwave Office nos

ofrece dos tipos de modelos de filtro paso-banda basado en fichero. El primero de ellos (que será el que usaremos para explicar este apartado) se denomina “LIN_F” cuyo modelo de Fichero de texto comentamos en la Figura 3.58); el segundo, denominado “FIR_FRQ” (cuyo modelo de fichero de texto presentamos en la Figura 3.57) resulta muy similar a “LIN_F” aunque varía ligeramente el tipo de fichero de texto que lo modela.

En la Figura 3.83 podemos observar el aspecto gráfico

del bloque “LIN_F”. Como cualquier filtro, presenta un puerto de entrada y un puerto de salida, y está modelado, además de por su correspondiente fichero de texto, por una serie de parámetros de comportamiento que completan la funcionalidad del dispositivo. Los más relevantes son:

• DATA: Parámetro al que se le indica el nombre del fichero de texto que contiene los datos que modelan el filtro. Disponemos de dos posibles formatos, uno muy similar al presentado en la Figura 3.57, al cual se le indica la respuesta en frecuencia del dispositivo en magnitud y fase; y otro correspondiente con la Figura

3.58 al que se le indican los parámetros S del dispositivo. • FORMAT: Mediante este parámetro indicamos al software si los datos

especificados en el fichero de texto se corresponden con parámetros S, Y ó Z. • FREL: Controla si los valores de frecuencia contenidos en el fichero de texto

son absolutos o relativos a la frecuencia central. • ZINP, ZOUTP: Impedancias de entrada y de salida, respectivamente. • NOISE: Determina el tipo de análisis de ruido que deseamos realizar.

Para generar el fichero de texto que modelará nuestro filtro, hemos extraído los

datos del parámetro S21 de la Figura 2.32. Como dicha figura fue obtenida mediante simulación en Microwave Office podemos, a partir de ella y mediante la opción “Export Trace Data” ya mencionada, generar un fichero de texto que contenga todos los datos de simulación. En este caso se genera un fichero de texto con datos del parámetro S21 desde 0 hasta 4 GHz en saltos de 0.001 GHz.

Como se puede apreciarse, para llegar hasta 4 GHz en saltos de 0.001 GHz se

necesitan exactamente 4 / 0.001 = 4000 saltos, lo cual quiere decir que el fichero generado tendrá 4000 líneas de datos más la cabecera. En la Figura 3.84 presentamos la parte inicial del fichero para que el lector pueda hacerse una idea de la configuración del mismo.



177

Figura 3.84. Fichero de texto con los datos del parámetro S21 de un filtro fabricado en la UPCT.

Si volvemos a echar un vistazo al apartado 2.2.4 en el que presentábamos los resultados de este filtro obtenidos en la universidad, podremos comprobar que el único análisis que se hizo de él fue el correspondiente al establecimiento de sus parámetros S. Al igual que en ocasiones anteriores, nuestro cometido será obtener el mismo resultado (si es posible) empleando los bloques proporcionados por VSS. En este caso, debemos diseñar un circuito similar a los que hemos empleado anteriormente cuando queríamos obtener el parámetro S21 (Figura 3.85). En esta figura se pueden observar varios elementos: en primer lugar tenemos una fuente de señal de tipo “TONE” cuya frecuencia se irá variando para poder establecer la medida de ganancia a todas las frecuencias especificadas en el parámetro “VALUES” del bloque “VSA”. En este parámetro se ha indicado la instrucción “stepped(0,4,0.01)*1e9”, la cual indica que realizaremos un barrido en frecuencia desde 0 hasta 4 GHz en saltos de 0.01 GHz.

TONEID=A2FRQ=Frec HzPWR=-10 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ=100 GHzZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

TPID=TP1 TP

ID=TP2

SRC MEAS

VSAID=M1VARNAME="Frec"VALUES=stepped(0, 4, 0.01)*1e9


Frec=1e9

Figura 3.85. Circuito diseñado en VSS para obtener el parámetro S21 de un filtro diseñado en la UPCT.



178

0 1000000000 2000000000 3000000000 4000000000Frecuencia (GHz)

Parametos S

-50

-40

-30

-20

-10

0

dB

1296000000-17.94 dB

2592000000-5.54 dB1296000000

-1.184 dB

DB(|S21_PS(VSA.M1,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0)|)[x]Prueba Filtro UPCT



Parametros S

-50

-40

-30

-20

-10

0

dB

1.296 GHz-1.176 dB



Si nos fijamos, la fuente “TONE” tiene una potencia establecida en -10 dBm; hemos establecido este valor por el simple hecho de que era el que veníamos usando en este tipo de fuente en los circuitos anteriormente diseñados, pero no por ningún otro motivo técnico (cualquier potencia hubiera servido debido al carácter lineal del filtro). Los medidores “TP1” y “TP2” no realizan función alguna en este cometido, no obstante, están situados a la entrada y a la salida del filtro para futuras visualizaciones temporales y/o espectrales que pudieren realizarse. La medida que vamos a emplear para esta simulación es idéntica a la comentada en la Figura 3.62, de ahí que omitamos volver a mencionarla.

En la parte izquierda de la Figura 3.86 tenemos una copia reducida de la Figura

2.32 obtenida en el apartado 2.2.4. En ella figuran los parámetros S11 (curva de color azul) y S21 (curva de color magenta) obtenidas en las simulaciones MWO realizadas en la UPCT. En la parte derecha de esta Figura 3.86 tenemos los mismos resultados obtenidos mediante la simulación VSS del circuito de la Figura 3.85. Como podemos observar, los resultados son prácticamente idénticos viendo, por tanto, que la precisión es visiblemente más elevada que en otros dispositivos; la diferencia estriba en la cantidad de puntos de referencia (datos) que contiene cada fichero de texto que modela cada uno de los dispositivos.

Figura 3.86. Representación MWO vs VSS de los parámetros S11 (azul) y S21 (magenta) de un filtro diseñado en la UPCT.

Para finalizar, imaginamos que el lector puede estar preguntándose cómo hemos obtenido, mediante simulación, la curva correspondiente al parámetro S11 de la parte derecha de la Figura 3.86, ya que habíamos comentado en apartados anteriores que VSS sólo nos proporcionaba explícitamente la medida del parámetro S21. Pues bien, continúa siendo cierta esta última afirmación: VSS sólo permite realizar la medida del parámetro S21 mediante una configuración específica de bloques como la mostrada en la Figura 3.85. Sin embargo, hemos comentado también que es posible generar ficheros de texto con la información que deseemos y, mediante la función “PlotCol”, representar dicha información sobre cualquier gráfico basado en ejes coordenados. Así, hemos obtenido simultáneamente los valores que forman la curva del parámetro S11 de la Figura 2.32 y los hemos representado tal cual en el mismo gráfico de la parte derecha de la Figura 3.86.



179

3.4 Modelos basados en circuitos (Simulation Based).

Para finalizar nuestro recorrido por los distintos modelos VSS que nos ofrece Microwave Office, sólo nos quedan por analizar los modelos basados en circuitos (Simulation Based tal como se define en el propio software). Estos modelos consisten, de nuevo, en una serie de bloques o “cajas negras” en el interior de las cuales se alojan los circuitos de inferior nivel de jerarquía que queremos utilizar en niveles jerárquicos superiores.

Por ejemplo, imaginemos un amplificador de bajo ruido como el diseñado en la

UPCT. Este dispositivo, en el nivel de jerarquía que hemos definido como “nivel de circuito”, contiene todos los elementos físicos necesarios para su implementación: hablamos de transistores, resistencias, condensadores, etc. Una vez que el amplificador opera de la forma deseada, en muchos casos se hace necesaria su inserción en esquemas de mayor orden de jerarquía como es el caso de nuestro radiotelescopio. A lo largo de este apartado veremos ejemplos concretos de todos los bloques diseñados para albergar circuitos que componen nuestro receptor: amplificadores, mezcladores, oscilador local y filtros.

El método para insertar un esquema a nivel de circuito (MWO) en su

correspondiente bloque VSS es sencillo. Lo primero que debemos hacer es exportar el esquemático a nivel de circuito dentro de la carpeta donde vayamos a guardar el correspondiente proyecto VSS en el cual va a ser empleado dicho esquemático. También existe la opción de generar, en el mismo proyecto, un circuito de nivel de jerarquía superior con el que usar los esquemáticos de nivel inferior de forma directa sin realizar exportación alguna; no obstante, resulta interesante en este punto comentar el procedimiento para exportar esquemáticos de unos proyectos a otros, ya que, generalmente, suele ser una acción bastante empleada. Para ello debemos realizar las siguientes acciones:

• Localizar la sección “Circuits Schematics” dentro del árbol del proyecto del cual queramos exportar un esquema. Esta sección se encuentra en la columna de la izquierda de la pantalla principal del programa.

• Una vez localizada la sección, desplegarla si fuese necesario y localizar el nombre del esquemático que deseamos exportar.

• Hacer clic con el botón derecho del ratón sobre dicho nombre y, sobre el menú que aparece en ese momento, hacer clic sobre la opción “Export Schematic”.

• Seleccionar la carpeta a la que queremos exportar el esquema y hacer clic en “Guardar”. En ese momento ya tendremos exportado nuestro esquema y disponible para ser usado por cualquier otro proyecto. Este otro proyecto que comentamos tendrá que realizar la función inversa, es

decir, importar el esquemático que necesite para su funcionamiento. Para ello, los pasos a seguir son muy similares.

• Localizamos de nuevo la sección “Circuits Schematic” dentro del árbol del proyecto a la izquierda de la pantalla principal.



180

Figura 3.87. Bloque que contiene el circuito del LNA diseñado en la UPCT.

NL_SID=S1NET="Caja LNA"NOISE=Auto

• Sobre ese nombre, hacemos clic con el botón derecho y seleccionamos la opción “Import Schematic”. Buscamos el esquema exportado y seleccionamos “Abrir”.

De esta forma, ya dispondremos en nuestro nuevo proyecto de un esquemático correspondiente a otro proyecto pero el cual necesitamos para la realización del primero. Una vez realizadas estas operaciones, ¿cómo hacemos que un circuito de un nivel de jerarquía superior emplee un esquemático de nivel inferior perteneciente al proyecto debido a su importación? La respuesta se encuentra en los parámetros que definen el comportamiento de los bloques basados en circuitos. Estos bloques contienen un parámetro llamado “NET” al cual, simplemente, debemos indicarle entre comillas el nombre del circuito de inferior nivel de jerarquía que debe representar. Una vez realizada esta acción y rellenados algunos parámetros más que comentaremos posteriormente, el bloque VSS realizará la misma función a nivel de sistema que la que realizaba el circuito que contiene a nivel de circuito.

En algunos casos como el que nos ocupa, la relevancia de este tipo de bloques

(al igual que los del apartado anterior basados en ficheros) resulta trascendental, ya que en muchas ocasiones disponemos de esquemas a nivel de circuito que no podemos generar de la misma forma a nivel de sistema. Por tanto, vemos que estos bloques actúan como una especie de pasarela entre dos mundos de distinto nivel convirtiendo el software en un programa “híbrido”, lo cual, como sabemos, es una tendencia actual dentro del mundo de la tecnología.

3.4.1 Amplificador Simulation Based.

Como hemos ido realizando a lo largo del apartado 2, nuestro cometido una vez más reside en conseguir, mediante el correspondiente bloque VSS, los mismos resultados que obtuvimos a nivel de circuito. Para el caso del amplificador de bajo ruido, el bloque encargado de realizar dicha función se denomina “NL_S” y su disposición gráfica se muestra en la Figura 3.87. Como podemos observar, se trata de un bloque con una única entrada y una única salida, como cualquier amplificador. Podemos ver también los parámetros primarios que definen el comportamiento del bloque en la parte superior de la Figura 3.87; en ella se aprecia el parámetro “NET” anteriormente comentado. Dicho parámetro contiene el nombre

del esquemático principal a nivel de circuito del amplificador de bajo ruido diseñado en la UPCT y que podemos observar en la Figura 3.88.



181

1 2

SUBCKTID=S1NET="valores_2_2_POL_1_fabric"

PORTP=2Z=50 Ohm

PORT_PS1P=1Z=50 OhmPStart=-20 dBmPStop=20 dBmPStep=1 dB

Figura 3.88. Esquemático principal en MWO del LNA diseñado en la UPCT.

Resulta importante volver a señalar y que se comprenda, que el circuito de la

Figura 3.88 se encuentra, de forma lógica, en el “interior” del bloque de la Figura 3.87. Vemos también que el circuito de la Figura 3.88 contiene, a su vez, un determinado puerto de entrada y un bloque rectangular correspondiente a otra caja negra. Aunque para algunos iniciados pueda parecer algo difícil de asimilar, este ejemplo que estamos comentando ilustra a la perfección la idea de la estructura multi-jerárquica sobre la que se cimenta Microwave Office; VSS resulta el nivel más elevado de dicha estructura. Por tanto, y en conclusión, podemos establecer distintos niveles de jerarquía tanto en MWO como en VSS, siendo esto exactamente lo que sucede en la Figura 3.88. El bloque rectangular central contiene su propio parámetro “NET” en el que se especifica el nombre del circuito de inferior nivel de jerarquía que contiene y al cual representa. No hemos mostrado este último en ningún apartado debido a su extensión y escasa inteligibilidad.

Por otra parte, sin nos fijamos en el puerto de entrada y en el de salida del

circuito de la Figura 3.88, podemos comentar un concepto muy importante que nos va a permitir comprender mejor el funcionamiento interno del programa. Si observamos el puerto de salida, podemos ver que se trata de un puerto pasivo, esto es, no introduce señal alguna en el dispositivo y simplemente se utiliza como elemento para realizar mediciones (función parecida a las sondas “TP” que hemos venido empleando a lo largo de los últimos apartados).

Sin embargo, el puerto de entrada es un puerto activo y, en el caso de la figura,

podemos observar como su cometido será realizar un barrido en potencia entre -20 dBm y 20 dBm a la frecuencia o frecuencias que se especifiquen en las opciones de proyecto (Project Options) dentro de la opción “Options” en la barra de menú. La pregunta que surge de esta situación es inmediata: si este circuito se va a colocar en el “interior” de otro de nivel jerárquico superior, ¿por qué debe estar alimentado?, ¿no se supone que en el esquema VSS recibirá una determinada señal que recorrerá su circuitería interna y nos ofrecerá una determinada señal de salida?, ¿no habría que colocar, en consecuencia, un puerto pasivo a la entrada del mismo tipo que el existente a la salida?

La respuesta a estas preguntas supone la explicación del funcionamiento interno

de Microwave Office en esta situación. Mediante el barrido que realiza el puerto de entrada del circuito de la Figura 3.88, se obtiene una valiosa información acerca del



182

comportamiento del mismo. Dicha información, obviamente resulta estar acotada dentro de los mismos límites en los que establezcamos el mencionado barrido, de tal forma que, cuando en VSS llega una señal hasta el dispositivo basado en circuito (Figura 3.87), éste observa la información interna que le ha proporcionado el barrido del nivel inferior y, a partir de ahí, se genera una señal de salida. Si la señal de entrada a nivel VSS se encuentra fuera del rango medido a nivel inferior, la salida ofrecida será incorrecta o poco precisa en función de la lejanía existente entre los datos de entrada y los simulados previamente.

Adentrándonos un poco más en el bloque “NL_S”, además del parámetro “NET”

disponemos de otra serie de parámetros que nos permiten controlar con más facilidad la funcionalidad del bloque. Veamos los más empleados:

• NOISE: Determina cómo y en qué casos añadir ruido para realizar una simulación más realista. Podemos añadirlo sólo en simulaciones en el dominio de la frecuencia, emplear ruido blanco o simular un dispositivo ideal (no ruidoso).

• MDLTF: Indica las características que deseamos modelar. Podemos simular al mismo tiempo magnitud y fase, o sólo magnitud, o sólo fase.

• MDLINT: Indica el tipo de interpolación que queremos emplear para la unión de los datos en la representación gráfica. Si seleccionamos la opción “Cubic Spline” realizaremos una interpolación correspondiente con la curva azul de la Figura 3.89; si por el contrario seleccionamos “Linear”, la interpolación se asemejará a la curva magenta de la misma figura.

Figura 3.89. Tipos de interpolación implementados en el bloque NL_S de VSS.

Existen algunos parámetros más establecidos por defecto sobre los que el lector puede profundizar para un manejo más avanzado del dispositivo. Por nuestra parte, con éstos tendremos suficiente para abordar nuestro objetivo. Pasamos ya, por tanto, a intentar conseguir los gráficos que obtuvieron nuestros compañeros de proyecto en los casos en los que sea posible.



183

Para comenzar, empezaremos visualizando el parámetro S21; es importante recordar en este punto que VSS sólo incluye este parámetro entre su repertorio de medidas, por tanto, no podemos representar el resto de parámetros S de ninguna forma en este tipo de modelos. En el apartado anterior de modelos basados en ficheros sí era posible, ya que podíamos indicar los valores de estos parámetros S dentro de los ficheros de texto que modelaban los dispositivos.

El circuito creado para la visualización del parámetro S21 se muestra en la Figura

3.90. En ella podemos observar distintos dispositivos: tenemos, en primer lugar, una fuente “TONE” cuya frecuencia irá variando controlada por la variable “Frecuencia”; la potencia está establecida en 18 dBm aunque este valor no afecta a la medida. A continuación observamos el bloque “SWPVAR” encargado de variar el valor de la variable “Frecuencia” desde 0.5 GHz hasta 3 GHz en saltos de 0.1 GHz tal como se indica en sus parámetros internos. Finalmente, observamos nuestro bloque “NL_S” al cual aparece conectado un bloque “VSA” encargado de medir las señales de entrada y salida del amplificador y establecer la medida que deseamos.


TONEID=A1FRQ=Frecuencia HzPWR=18 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

TPID=TP2

Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP1VARNAME="Frecuencia"VALUES=stepped(0.5e9, 3e9,0.1e9) SRC MEAS

VSAID=M1VARNAME="Frecuencia"VALUES=0

TPID=TP1

Frecuencia=3e9

Figura 3.90. Circuito diseñado en VSS para la obtención del parámetro S21 del LNA.

Para medir el parámetro S21 emplearemos, de nuevo, la función “S21_PS” utilizando la configuración que se muestra en la Figura 3.91 (muy similar a cálculos ya realizados en apartados anteriores). Únicamente podemos atisbar una novedad: el campo “SWPVAR.SWP1” establecido en su opción “Plot all traces”. Mediante esta opción, estamos indicando al simulador que represente todas los puntos (o curvas en otro tipo de medidas) establecidos mediante la función “stepped” del parámetro “VALUES” del bloque “SWPVAR”. Dicho en otras palabras, si hubiésemos establecido una frecuencia fija a la fuente “TONE”, el simulador se limitaría a obtener el valor del parámetro S21 para dicho valor de frecuencia, con lo cual, el gráfico sería únicamente un punto en lugar de una secuencia de puntos que, correctamente interpolada, nos da la curva que buscamos.

Por otra parte y finalizando con la configuración de la medida, vemos que todos

los parámetros de configuración de resolución están establecidos por defecto.



184

Figura 3.91. Configuración de la medida de cálculo del parámetro S21 del LNA diseñado en la UPCT mediante el bloque “NL_S”.

Para comprobar la precisión de cálculo en comparación con el resultado obtenido en MWO (a nivel de circuito), aprovecharemos la incorporación de este esquemático a nivel circuito en el proyecto para representar, en el mismo gráfico, ambas curvas (la obtenida en MWO y en VSS) y así poder visualizar y cuantificar posibles desviaciones. El resultado podemos observarlo en la Figura 3.92; en ella podemos ver en color azul la curva correspondiente a la simulación realizada mediante VSS y, en magenta, la curva correspondiente al circuito MWO. Vemos que se obtiene exactamente el mismo resultado, lo cual prueba la exactitud y precisión de este bloque en términos de ganancia.

500000000 1000000000 1500000000 2000000000 2500000000 3000000000Frecuencia (Hz)

Parametro S21

-30

-20

-10

0

10

20

dB

p1

142000000013.53 dB

DB(|S21_PS(VSA.M1,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0)|)[*,x]Comparacion


p1: Frecuencia = 0

Figura 3.92. Medida del parámetro S21 del LNA diseñado en la UPCT (en azul la curva obtenida mediante VSS y en magenta la obtenida mediante MWO).



185

Como ya hemos comentado en repetidas ocasiones, no podemos en VSS abordar el cálculo del resto de parámetros S, por tanto, pasamos directamente a comentar el factor de ruido del dispositivo. En este punto nos hemos encontrado con un problema totalmente inesperado, y es que el simulador nos lanza un “warning” (Figura 3.93) mediante el cual nos informa de que no puede simular el ruido en el circuito MWO que representábamos en la Figura 3.88. Hemos probado con distintos circuitos y distintas configuraciones, pero ninguna de ellas nos ha permitido obtener la figura de ruido a nivel de sistema (parámetro que obtenemos sin ningún problema a nivel de circuito). El simulador nos ofrece un valor igual a cero para todas las frecuencias indicadas.

Figura 3.93. Warning lanzado por Microwave Office indicándonos la imposibilidad de obtener el factor de ruido a partir del circuito de la Figura 3.88.

Para finalizar con el apartado del amplificador, vamos a aprovechar para

exponer un ejemplo concreto de lo que comentábamos al iniciar el apartado en relación a la información que se necesita obtener de los circuitos a nivel MWO para poder ser simulados correctamente a nivel VSS. Como recordarán, justificábamos el hecho de que el circuito correspondiente a la Figura 3.88 tuviera un puerto activo a su entrada; señalábamos que esto era estrictamente necesario, ya que los bloques VSS tienen que servirse de algún tipo de información de los circuitos que contienen y a los cuales representan. Por tanto, se realizaba un barrido a distintas potencias y frecuencias mediante el cual se obtenía, a nivel de circuito, la información que permitiese simular el mayor número de situaciones posibles a nivel de sistema. Si a éste último nivel se realiza una simulación con unas características de entrada no simuladas a nivel de circuito, el bloque VSS no dispone de la información necesaria para producir una salida correcta, por lo que este resultado será erróneo o al menos, bastante impreciso.

Veamos qué sucede exactamente cuando ocurre esta situación, es decir, cuando

simulamos a nivel de sistema una situación de la que el bloque no dispone de información suficiente. Vamos a ver también como esta falta de información puede inducir a errores muy fáciles de cometer como vamos a comprobar. En primer lugar vamos a mantener el puerto de entrada de la Figura 3.88, esto es, al circuito se le realizará un barrido en potencia entre -20 dBm y 20 dBm que será la información de la cual dispongamos a nivel de sistema. Diseñemos, también, un circuito a este nivel que nos permita obtener la curva entrada/salida del dispositivo (Figura 3.94).



186

TPID=TP2Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP1VARNAME="Frecuencia"VALUES=stepped(0.5e9, 3e9,0.1e9)

SRC MEAS

VNA_LSID=M1PSTART=-20 dBmPSTOP=20 dBmPSTEP=1 dBVARNAME=""CTRFRQ=1 GHzTONES=Frecuencia HzPWRTYP=Power per tone


TPID=TP1

Frecuencia=7e8

Figura 3.94. Circuito diseñado para obtener la curva E/S del amplificador contenido en el bloque “NL_S”.

Como vemos, se trata de un circuito que hemos empleado ya en alguna ocasión para realizar este tipo de medida. Se puede observar una fuente de señal “VNA_LS” mediante la que realizaremos un barrido en potencia coincidiendo exactamente con el rango establecido en la Figura 3.88. El bloque “SWPVAR” nos permitirá obtener esta curva a diferentes valores de frecuencia de entrada para esas mismas potencias. Para obtener la mencionada curva, emplearemos la función “AMtoAM_PS” del grupo “NW Analyzer” dentro del bloque “System”. La configuración de esta medida la podemos observar en la Figura 3.95; en ella observamos todos los parámetros de resolución por defecto y vemos también como únicamente se especifica representar la curva correspondiente a la frecuencia 1.4 GHz por ser la más cercana a los 1.42 GHz de nuestro receptor.

Figura 3.95. Configuración de la medida que nos permite obtener, mediante el bloque “NL_S”, la característica E/S del LNA diseñado en la UPCT.



187

Tal como mostramos en la Figura 2.7, el amplificador de bajo ruido diseñado en la universidad se corresponde con un modelo lineal, es decir, no presenta saturación a ningún determinado nivel de entrada, por tanto, amplifica por igual todas las potencias. Este resultado vuelve a hacerse evidente al simular el circuito que acabamos de diseñar (Figura 3.94) cuyo gráfico se muestra en la Figura 3.96. Se puede apreciar con total claridad la línea recta que venimos comentando y que demuestra nuestras afirmaciones, además de dar una idea de la ganancia del dispositivo a distintas potencias de entrada para la ya comentada frecuencia de 1.4 GHz con la que hemos obtenido el gráfico por ser muy próxima a la frecuencia de interés de nuestro receptor.

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Power (dBm)

Curva E_S_1

-20

-10

0

10

20

30

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

p1

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,1,0,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x,10] (dBm)Amplificador

p1: Frecuencia = 1.4e+009

Figura 3.96. Característica entrada/salida del LNA diseñado en la UPCT para un margen de entrada de -20 dBm a 20 dBm.

El motivo por el cual hemos obtenido una gráfica lineal perfecta (como debía ser) ha sido que hemos dotado al circuito MWO de un puerto de entrada “PORT_PS1” que realizaba un barrido en potencia entre -20 dBm y 20 dBm, y posteriormente hemos dotado también al circuito VSS de una fuente “VNA_LS” que realizaba exactamente el mismo barrido. Como vemos, la información coincide exactamente; podemos decir que ambos circuitos se proporcionan la información precisa.

Imaginemos ahora que mantenemos el puerto “PORT_PS1” realizando el mismo

barrido pero, a nivel de sistema, le indicamos a la fuente “VNA_LS” que realice un barrido entre -20 dBm y 50 dBm, es decir, un barrido que abarca 30 dB más que lo indicado a nivel de circuito. Realizando las modificaciones pertinentes sobre el circuito de la Figura 3.94, el simulador nos ofrece el gráfico de la Figura 3.97.



188

Figura 3.98. Bloque que contiene el circuito del LNA diseñado en la UPCT.

IN OUT

LO

MIXER_SID=A1NET="Mezclador 3 redi Espectro"MODE=Lower sideband/down converterFRQIDX=1FCOUT= PLO=10 dBmPIN=-10 dBmNOISE=Noiseless

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50Power (dBm)

Curva E_S_1

-20

-10

0

10

20

30P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)p1

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,1,0,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x,10] (dBm)Amplificador


Figura 3.97. Característica entrada/salida del LNA diseñado en la UPCT para un margen de entrada de -20 dBm a 50 dBm.

Como vemos, a partir de 20 dBm de potencia de entrada, el gráfico no continúa de forma lineal. En condiciones de escaso conocimiento del funcionamiento interno del programa, podríamos llegar a pensar que se trata de la curva entrada/salida de un amplificador no lineal que comienza su zona de saturación precisamente a ese nivel de potencia de entrada. Lo cierto es que no es así, a partir de 20 dBm sucede que VSS no dispone de información para continuar con el análisis, con lo cual, en lugar de lanzar algún aviso tipo “warning” indicándonos que tal situación está ocurriendo, el simulador continúa el análisis ofreciendo una respuesta plana que, lejos de indicar una zona saturación, es la prueba evidente de que no se dispone de la información suficiente para completar el análisis solicitado por el usuario.

3.4.2 Mezclador Simulation Based.

Llega el momento de analizar de nuevo nuestro mezclador, ésta vez, mediante bloques VSS basados en simulación. En anteriores versiones de Microwave Office no se habían diseñado bloques específicos que realizasen las funciones de un mezclador tal como hoy día los conocemos y empleamos. En esta versión con la que estamos trabajando y completando este documento, el bloque VSS encargado de simular a nivel de sistema circuitos mezcladores de inferiores niveles de jerarquía, se denomina “MIXER_S” y su aspecto gráfico se muestra en la Figura 3.98. Como se puede apreciar, dispone de dos entradas para la señal de radiofrecuencia y de oscilador local, respectivamente. Entre sus parámetros internos visibles directamente al programador, observamos el parámetro

“NET” al que introducimos el nombre del circuito de inferior nivel de jerarquía al cual va a representar. Vemos que este circuito es el representado en la Figura 2.11.



189

Como hasta ahora, haremos una breve descripción de los parámetros internos más empleados de este bloque que nos permiten manejar con más precisión todas sus funciones. Son los siguientes:

• NET: Como ya hemos comentado, se trata del parámetro al cual hemos de introducir el nombre del esquemático de inferior nivel de jerarquía que queremos o pretendemos incluir dentro de un esquema VSS. En nuestro caso, dichos esquemáticos han sido importados de sus proyectos originales.

• MODE: Indica el tipo de mezclador que queremos emplear. Si especificamos la opción “down-converter” el armónico principal será la diferencia entre las señales de RF y OL; en cambio, si indicamos la opción “up-converter”, el armónico principal será la suma de las señales de RF y OL.

• FCOUT: Frecuencia central de la señal de salida. Este parámetro resulta útil cuando queremos examinar una determinada banda de frecuencia a la salida del mezclador. Mediante dicha banda, se pueden ajustar las frecuencias de RF y OL.

• PLO: Nivel de potencia de referencia de OL para el cálculo de armónicos espurios.

• PIN: Nivel de potencia de referencia de RF para el cálculo de armónicos espurios.

• NOISE: Indica la forma en que será tratado el ruido. • GCONV: Ganancia de conversión del dispositivo. Si se deja vacío este campo,

se toma un valor de la simulación del circuito MWO. • P1DB: Punto de compresión a 1 dB. Si se deja vacío se toma de la simulación

del circuito MWO. • IP3: Punto de intercepción de tercer orden. Si se deja vacío se toma de la

simulación del circuito MWO. • NF: Figura de ruido (ver ayuda para información más específica). • SUPPLIM: Límite empleado para evitar la generación de ciertos armónicos.

Pasemos ahora a ir visualizando los distintos resultados obtenidos mediante esta

técnica de simulación basada en circuitos. En primer lugar, compararemos el espectro obtenido a nivel de circuito con el espectro obtenido mediante el correspondiente bloque VSS. Para ello, siguiendo escrupulosamente el protocolo empleado en anteriores apartados, comenzaremos diseñando un circuito que nos permita realizar las medidas deseadas. Para visualizar la información espectral nos servirá un circuito como el que se puede ver en la Figura 3.99.



190

TONEID=A1FRQ=1.42 GHzPWR=-10 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise


TPID=TP1

TPID=TP2

IN OUT

LO

MIXER_SID=A3NET="Mezclador 3 redi Espectro"MODE=Lower sideband/down converterFRQIDX=1FCOUT= PLO=10 dBmPIN=-10 dBmNOISE=Freq. analysis only

Figura 3.99. Circuito diseñado para comparar el espectro obtenido mediante el bloque “MIXER_S” con el obtenido a nivel de circuito.

Como podrán comprobar a primera vista, se trata de un esquema extremadamente sencillo en el que únicamente aparecen dos fuentes de señal que hacen las veces de señal de radiofrecuencia y oscilador local. Obviamente, si pretendemos obtener los mismos resultados que se obtuvieron a nivel de circuito, debemos emplear los mismos datos de entrada que se proporcionaron al circuito de ese nivel de jerarquía. Así, la señal de RF presenta una frecuencia de 1.42 GHz (la que deseamos que demodular con nuestro radiotelescopio) y una potencia de -10 dBm. El oscilador local funcionará a 1.296 GHz con una potencia de 10 dBm positivos. La sonda “TP2” nos permitirá realizar la medida que deseamos, la cual quedará configurada como se muestra en la Figura 3.100. Vemos que se trata de la medida “PWR_SPEC” que ya hemos empleado en anteriores apartados, y que presenta unos valores concretos de resolución que nos permiten obtener el gráfico con la mayor nitidez posible.

Figura 3.100. Configuración de la medida que nos permitirá obtener el espectro del mezclador diseñado en la universidad empleando el bloque “MIXER_S”.



191

Una vez configurada la medida, sólo nos resta realizar la simulación. Lo ideal, al igual que en otras tantas medidas que llevamos realizadas, sería colocar, en un mismo gráfico, el espectro simulado a nivel de circuito y a nivel de sistema para poder establecer rápidamente las primeras comparaciones. Desgraciadamente, la exactitud de ambos gráficos es tal que se superponen quedando, en determinadas frecuencias, oculto uno en favor del otro y viceversa. Por tanto, para evitar esta situación es preferible realizar las dos medidas por separado y presentarlas conjuntamente y con los mismos límites en los ejes cartesianos para facilitar la comparación.

En la Figura 3.101 se puede ver el espectro generado por el mezclador a nivel de

circuito entre 0 y 4 GHz. Hemos marcado tres armónicos diferentes para poder compararlos posteriormente con el espectro a nivel de sistema. Vemos que el armónico principal (0.124 GHz) presenta una potencia de -18.47 dBm; el armónico a 0.248 GHz presenta -32.69 dBm; y, a 2.592 GHz, -60.6 dBm.

La Figura 3.102 nos muestra el espectro del mezclador a nivel de sistema

conseguido a partir de nuestro bloque “NL_S” y mediante la medida indicada en la Figura 3.100. Podemos observar la exactitud y precisión de la medida; los valores de los tres armónicos marcados coinciden exactamente con los indicados a nivel de circuito en todas sus cifras hasta las centésimas. Únicamente podemos observar una mayor cantidad de armónicos en el espectro simulado a nivel de sistema en las proximidades a 4 GHz. Se trata simplemente de una cuestión del rango de simulación; para el correcto funcionamiento de nuestro radiotelescopio, cuya banda de recepción se sitúa (como sabemos) a 1.42 GHz, no nos preocupan en absoluto los espurios que puedan aparecer alejados de dicha banda, ya que los filtros cumplirán su misión de eliminarlos y conseguir que este tipo de “intrusos” no impidan el correcto proceso de demodulación de las señales que recibamos del espacio exterior.


Espectro Mezclador

-400

-300

-200

-100

0

Pot

enci

a (d

Bm

)

2.592 GHz-60.6 dBm0.248 GHz

-32.69 dBm

0.124 GHz-18.47 dBm


p1: Freq = 1.42 GHzPwr = -10 dBm

Figura 3.101. Medida del espectro del mezclador diseñado en la UPCT a nivel de circuito.



192


Salida Frecuencia

-400

-300

-200

-100

0

Pote

ncia

(dBm

)

2.592 GHz-60.6 dBm0.248 GHz

-32.69 dBm

0.124 GHz-18.47 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP2,200,3,50,0,-1,1,-1,1,0,0,0,0,0)) (dBm)Mezclador Simulation Based

Figura 3.102. Medida del espectro del mezclador diseñado en la UPCT a nivel de sistema.

Continuando con las medidas, volvemos a encontrarnos con un nuevo problema inesperado que no nos ha permitido obtener la curva correspondiente a las pérdidas de conversión. El motivo es un error ofrecido por el simulador que no conseguimos subsanar. Expliquémoslo.

Recordamos de apartados anteriores que las pérdidas de conversión a nivel de

circuito las obteníamos a partir de la medida “LSSnm”. Esta medida, en el caso del mezclador, nos ofrecía la posibilidad de inyectar una señal por el puerto de radiofrecuencia (puerto 1) y observar qué cantidad de energía obteníamos en el puerto de salida (puerto 3), es decir, obtener una medida del parámetro S31. En concreto, lo que representábamos en el gráfico correspondiente a las pérdidas de conversión era exactamente la variación del nivel de potencia del armónico a 0.124 GHz con respecto a la variación de la potencia de señal inyectada por el oscilador local (manteniendo fija en el puerto de entrada una señal de 1.42 GHz de frecuencia y -10 dBm de potencia).

Pues bien, como ya hemos comentado, a nivel de sistema no disponemos de esta

medida para obtener el mencionado gráfico, por tanto, hemos de intentar diseñar, a este nivel de jerarquía, un circuito que genere exactamente las mismas condiciones de entrada que la configuración de la medida “LSSnm” a nivel de circuito. Para ello, diseñamos el circuito de la Figura 3.103.



193

Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP1VARNAME="Potencia"VALUES=stepped(0,20,1)

TONEID=A2FRQ=1.296 GHzPWR=Potencia-30 dBWPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

IN OUT

LO

MIXER_SID=A1NET="Mezclador 3 redi Perdi de Conv"MODE=Lower sideband/down converterFRQIDX=1FCOUT= PLO=10 dBmPIN=-10 dBmNOISE=Freq. analysis only


TPID=TP1

Potencia=10

Figura 3.103. Circuito diseñado para conseguir obtener las pérdidas de conversión del mezclador diseñado en la UPCT mediante el bloque “MIXER_S” basado en simulación.

Como podemos observar en la Figura, hemos colocado una señal de 1.42 GHz y

-10 dBm de potencia en el puerto de entrada del mezclador “MIXER_S”, y una señal de 1.296 GHz en el puerto correspondiente al OL variando su potencia desde 0 hasta 20 dBm tal como indica el bloque “SWPVAR” empleado para tal efecto. Esta variación de potencia del OL sería la que emplearíamos para conformar el eje de abscisas de nuestro gráfico. El objetivo consiste en obtener el espectro de salida generado para cada potencia del oscilador local, y poder medir las variaciones sufridas por el armónico a 0.124 GHz (exactamente el mismo cometido que lleva a cabo la medida “LSSnm”).

Llegados a este punto, resulta muy importante comentar algunos aspectos del

proyecto del mezclador realizado a nivel de circuito por uno de nuestros compañeros. Es evidente que dicho proyecto contiene una serie de medidas que, obviamente, para su obtención requieren distintas condiciones de simulación. Dichas condiciones de simulación se reducen a la colocación de distintos puertos de entrada (señales) que permiten testear el circuito de la manera correcta para obtener las medidas deseadas.

En el proyecto de nuestro compañero se realizaron distintos esquemáticos, todos

ellos iguales en disposición de componentes pero distintos en cuanto a la alimentación de entrada; ésta, como comentamos, variaba en función de lo que se deseara medir en cada momento. Por ejemplo, para realizar las medidas espectrales se confeccionó el circuito de la Figura 3.104 denominado “Mezclador 3 redi Espectro”. En él podemos observar un barrido en potencia en el puerto de radiofrecuencia y una señal fija de OL a la frecuencia y potencia comentadas a lo largo de este documento. En las opciones de simulación queda establecido que el barrido en potencia correspondiente al puerto de RF se realiza a una frecuencia de 1.42 GHz.



194

1 2

SUBCKTID=S2NET="Filtro final"

1

2

3

SUBCKTID=S1NET="Mezclador 3 redi espec"

PORTP=3Z=50 Ohm


PORTFP=2Z=50 OhmFreq=1.296 GHzPwr=10 dBm

Figura 3.104. Configuración empleada en el mezclador diseñado en la UPCT para realizar medidas espectrales.

Para realizar las pertinentes simulaciones a nivel de sistema, lo que primero que probamos fue introducir el circuito de la Figura 3.104 como subcircuito del bloque “MIXER_S” de la Figura 3.103. El resultado obtenido se muestra en la tabla de la Figura 3.105. Como podemos ver en ella, la potencia del armónico a 0.124 GHz no varía en absoluto para los distintos valores de potencia introducidos como señal de OL, lo cual sabemos que no es correcto. El motivo ya lo hemos comentado anteriormente. Si nos fijamos en los puertos de entrada de la Figura 3.104 podemos ver como todas las simulaciones internas de este circuito, están realizadas a partir de un valor fijo de potencia de OL, con lo cual, el circuito almacena internamente toda la información espectral derivada de esas condiciones de simulación específicas de entrada. Cuando, a nivel de sistema, inyectamos al mezclador una señal de OL de distinta potencia, el sistema no dispone de información relacionada con esa potencia y, en consecuencia, realiza la simulación con la información de que dispone, obteniéndose así, el mismo resultado para todas las simulaciones. Si modificamos el puerto “P2” de la Figura 3.104 y lo dotamos de otra potencia, volvemos a obtener el mismo resultado espectral para todas las potencias, pero de un valor diferente, lo cual corrobora nuestros argumentos.

Figura 3.105. Medida del espectro del mezclador diseñado en la UPCT empleando el circuito de la Figura 3.103 y el subcircuito de la Figura 3.104.



195

A partir de todo lo expuesto, resulta lógico pensar que la solución pasa por realizar un barrido en potencia en el oscilador local para que el programa disponga, a nivel de circuito, de la información necesaria para poder procesar los datos de entrada a nivel de sistema. En efecto, para obtener las pérdidas de conversión propiamente dichas, se diseñó la configuración de la Figura 3.106. En ella se observa la situación inversa; una señal de RF fija a 1.42 GHz y -10 dBm de potencia, y un barrido explícito en potencia en el OL a 1.296 GHz de frecuencia especificada en las opciones de simulación del esquemático.

1

2

3


1 2


PORTFP=1Z=50 OhmFreq=1.42 GHzPwr=-10 dBm

PORT_PS1P=2Z=50 OhmPStart=0 dBmPStop=20 dBmPStep=1 dB

PORTP=3Z=50 Ohm

Figura 3.106. Configuración empleada en el mezclador diseñado en la UPCT para realizar medidas de pérdidas de conversión.

Simplemente nos resta realizar la misma operación que en el caso anterior, introducir este circuito como subcircuito del diseñado a nivel de sistema y simular. Pues bien, una vez realizada la acción, el simulador nos devuelve el mensaje de error que se expone en la Figura 3.107. Evidentemente, el error está directamente relacionado con las condiciones de entrada del subcircuito, motivo por el que hemos realizado pruebas con numerosas configuraciones diferentes, todas ellas sin éxito.

Figura 3.107. Mensaje de error ofrecido por el simulador al tratar de simular el mezclador diseñado en la UPCT a nivel de sistema empleando como subcircuito la configuración de la Figura 3.106.

NOTA 1: Al igual como sucedía en el apartado de modelos basados en ficheros, para finalizar con el mezclador, tan solo restaría comprobar son las reflexiones en el puerto de entrada y de OL, y los aislamientos entre puertos. Estas operaciones que resultaban bastante sencillas a nivel de circuito, no es posible realizarlas en VSS, ya que a este nivel no disponemos de las funciones “LSSnm” y “Gcomp” encargadas de tales mediciones.



196

Figura 3.108. Bloque que contiene el circuito del oscilador diseñado en la UPCT.

NOTA 2: Tampoco podemos realizar medida alguna de aislamientos de puerto de entrada, de salida o de oscilador local. Como podemos comprobar, el repertorio de medidas a nivel de sistema está algo limitado si lo comparamos directamente con el número de medidas a nivel de circuito. Lo único que nos queda para intentar realizar algunas medidas es “tirar de ingenio” y buscar la manera de obtener los resultados que deseamos; aun así, el simulador se encarga de “tirar por tierra” cualquier buena idea que nos pueda ocurrir. Por ejemplo, para medir los asilamientos entre los puertos del mezclador, una idea interesante podría ser observar la diferencia espectral existente entre una fuente normal e independiente a 1.42 GHz, y la entrada RF del mezclador. En otras palabras, observamos el espectro que se obtiene empleando únicamente una fuente “TONE” mediante la que se genera un tono a 1.42 GHz y -10 dBm de potencia; por otra parte, dentro del circuito diseñado de la Figura 3.103 colocamos una sonda “TP” a la entrada del mezclador (puerto de RF) mediante la que obtenemos el espectro a la entrada. Las diferencias existentes entre ambos espectros denotarían acoplamientos de señal y reflexiones en el puerto RF del mezclador pero, desafortunadamente, los espectros resultan idénticos, por tanto, no obtenemos ninguna información “extra” que nos permita establecer algún tipo más de medida complementaria. 3.4.3 Oscilador Simulation Based.

Como podemos observar, la Figura 3.108 nos muestra el

bloque gráfico VSS diseñado para contener y representar un oscilador de frecuencia en Microwave Office. Para poder operar con él, se necesitan satisfacer una serie de condiciones de arranque empleando algún bloque más como es “OSCAPROBE” (ver en la ayuda del programa), el cual debemos colocar entre la parte activa y la reactiva del oscilador que diseñemos.

Si nos fijamos en el oscilador diseñado en la UPCT (Figuras 2.26 y 2.27),

presenta una serie de componentes dispuestos estratégicamente para generar el espectro más adecuado a las necesidades del receptor. Entre dichos componentes figuran numerosos dispositivos tanto activos como pasivos, de ahí la dificultad de encontrar una ubicación correcta y adecuada para el bloque “OSCAPROBE”, lo cual se traduce en numerosos mensajes de error del simulador que complican en exceso el tratamiento seguro y fiable de nuestro oscilador.

Por tanto, debido a todo lo expuesto, resulta inmensamente más fiable emplear el

método explicado en el apartado de simulaciones basadas en ficheros para conseguir el espectro del oscilador; esto es, habiendo generado un circuito empíricamente correcto a nivel de circuito, obtenemos los datos espectrales derivados de él y los colocamos como información de entrada de una fuente “TONE” que genera, a nivel de sistema, el mismo espectro que el obtenido a nivel de circuito. Al fin y al cabo, lo que más nos va a preocupar en la simulación final del receptor en conjunto, va a ser precisamente qué influencia tienen los armónicos provenientes de todos los dispositivos del mismo y cómo influyen en la calidad de la demodulación final de las señales que recibamos.



197

Figura 3.109. Bloque que contiene el circuito de un filtro diseñado en la UPCT.

LIN_SID=S1NET="Lineasreales_paso3opti"INPORT=1OUTPORT=2NOISE=Auto

3.4.4 Filtro Simulation Based.

Para finalizar con este segundo apartado del proyecto, tan solo nos queda por analizar los filtros basados en circuitos. Al igual que sucedía en el apartado de simulaciones basadas en ficheros, nos vamos a centrar en los filtros diseñados en la UPCT por compañeros del proyecto. Concretamente, los filtros obtenidos a propósito del mezclador con el objetivo de eliminar los armónicos espurios que éste produce alrededor de la banda de 1.296 GHz.

El circuito que contiene y representa dicho filtro a

nivel de sistema se puede apreciar en la Figura 3.109 junto con sus parámetros principales establecidos por defecto. Como vemos, la forma gráfica de este dispositivo de nombre “LIN_S” es muy similar al empleado para filtros basados en ficheros, los cuales estudiamos en apartados anteriores. Para ser totalmente exactos, hemos de decir que este dispositivo, además de sernos útil para modelar filtros basados en circuitos en VSS, sirve para dar forma a cualquier otro dispositivo lineal de dos puertos. En otras palabras, mediante “LIN_S” podríamos representar, a nivel de sistema, cualquier circuito lineal de dos puertos diseñado a nivel de circuito. En el esquema de nuestro receptor, los únicos dispositivos lineales de dos puertos que se necesitan son, precisamente, los filtros paso-banda que debemos emplear para eliminar los espurios que aparecen como resultado de la operación de los dispositivos no lineales.

Tal y como hemos realizado en todos los dispositivos, vamos a comentar los

parámetros más importantes que controlan y modelan el bloque “LIN_S” que acabamos de presentar en este apartado. Son los siguientes:

• NET: Como siempre, este parámetro contiene el nombre del circuito de inferior nivel de jerarquía que contiene y al cual representa a nivel de sistema (Figura 2.23).

• INPORT, OUTPORT: Indican, respectivamente, el número del puerto a nivel de circuito con el cual hacen su equivalencia los puertos del bloque a nivel de sistema. Por ejemplo, si “INPORT” tiene “1” como valor, ello indica que la entrada del bloque “LIN_S” está conectada con el puerto 1 (P1) del circuito MWO.

• NFREQ: Número de frecuencias a las cuales se modela la respuesta del filtro cuando éste se implementa tan solo como IIR. También puede emplearse para filtro FIR (ver ayuda del programa).

• NOISE: Al igual que en todos los dispositivos, determina cómo tratar el ruido en las simulaciones.

Al tratarse de dispositivos lineales, los más predecibles (en cuanto a funcionamiento) de todos los que emplearemos en el diseño de nuestro radiotelescopio, lo más interesante de ellos y, al mismo tiempo, más valioso para los diseñadores, es la adaptación con el resto de dispositivos dentro del esquema global. Por tanto, de todas las medidas que podamos realizar, la más importante para nosotros es la



198

correspondiente a los parámetros S; por ello, vamos a representar en un mismo gráfico el resultado del parámetro S21 tanto a nivel de circuito como de sistema, para poder comparar y establecer posibles desviaciones. Lamentamos recordar que no podemos realizar esta misma operación con el resto de parámetros S, ya que en el repertorio de medidas de VSS, sólo disponemos del parámetro S21.

Comencemos explicando el circuito que nos permitirá obtener el mencionado parámetro (Figura 3.110). Como vemos se trata de un circuito bastante simple en el que tan solo nos encontramos con una fuente de señal y el bloque que nos ocupa en este apartado. La fuente “WHITENS” es un generador de ruido blanco gaussiano de media cero con una potencia de 30 dBm. Como sabemos, el ruido gaussiano es el ruido cuya densidad de probabilidad responde a una distribución normal (o distribución de Gauss) y además no existe ningún tipo de correlación en el dominio del tiempo.

WHITENSID=A1PWR=30 dBmPWRTYP=Avg. Power over fsCTRFRQ=

TPID=TP2

TPID=TP1

LIN_SID=S1NET="Lineasreales_paso3opti"INPORT=1OUTPORT=2NOISE=Auto

Figura 3.110. Circuito diseñado para obtener los parámetros S de un filtro diseñado en la UPCT mediante el bloque “LIN_S” basado en simulación.

Si volvemos a echar un vistazo al apartado 3.2.1.4 en el que analizamos la fuente “WHITENS”, recordaremos que una característica propia e importante del ruido blanco gaussiano es su espectro plano en el dominio de la frecuencia. Pues bien, si hacemos pasar la señal a través de nuestro filtro paso-banda, ésta adquirirá exactamente la misma forma que la respuesta en frecuencia del filtro, que además coincide con el buscado parámetro S21.

Según lo que acabamos de comentar, resulta sencillo apreciar que la medida a

utilizar en este caso será simplemente la función “PWR_SPEC” en vez de “S21_PS” como cabía esperar. En efecto, visualizando el espectro que obtenemos a la salida del circuito de la Figura 3.110 veremos exactamente la forma del parámetro S21 y podremos compararla con el resultado MWO superponiendo ambas curvas sobre un mismo gráfico (Figura 3.111). No expondremos en este caso el cuadro de diálogo de configuración de la medida ya que resulta idéntico a otras medidas del mismo tipo efectuadas anteriormente.



199

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)

Salida Simulation Based

-50

-40

-30

-20

-10

0Po

tenc

ia d

e Sa

lida

(dBm

)1.296 GHz-3.242 dBm

1.296 GHz-1.176 dB



Figura 3.111. Respuesta en frecuencia VSS de un filtro diseñado en la UPCT.

La curva de color azul de la Figura 3.111 se corresponde con la respuesta del filtro simulada en VSS y, la de color magenta, representa la simulación MWO. Podemos observar como obtenemos un poco más de atenuación en la simulación VSS que la simulación MWO; esta desviación se subsana empleando una potencia de 32 dBm en la fuente “WHITENS”. Por otra parte, también se puede apreciar una ligera desviación en frecuencia, ésta se acentúa más en las bandas de paso que aparecen a múltiplos de la frecuencia original.



200

4. ESTUDIO PRELIMINAR DE DISPOSITIVOS.

En el apartado anterior hemos reunido todos nuestros esfuerzos en tratar de comprender la capacidad de actuación de los distintos modelos de dispositivos que conforman VSS. En concreto, salvo en los modelos comportamentales, hemos basado esta capacidad de actuación en el intento de conseguir, a nivel de sistema, los mismos resultados que obtuvieron nuestros compañeros de proyecto a nivel de simulación circuital y de medidas reales de laboratorio. En el caso de los modelos “behavioral”, explicamos sus limitaciones a la hora de reproducir resultados y, simplemente, nos limitamos a comentar los dispositivos más relevantes y necesarios para nuestro radiotelescopio. Explicamos también cómo los modelos basados en ficheros y circuitos nos servirán de “conejillos de indias” a la hora de determinar los parámetros óptimos de cada uno de los dispositivos; posteriormente, mediante dichos valores, trataremos de realizar un esquema behavioral, ya que resulta enormemente más versátil en el sentido de que, una vez comprobado que un cierto valor resulta idóneo para un cierto dispositivo, tan solo hemos de indicárselo a su correspondiente modelo behavioral. Finalmente, con toda probabilidad nos veamos obligados a realizar modelos híbridos, en total consonancia con el camino por el que se mueven los modelos tecnológicos actuales.

En este apartado nos disponemos a analizar en mayor profundidad cada uno de

los modelos “File Based” de los dispositivos mostrados en los apartados anteriores con el objetivo de obtener la mayor cantidad de información posible que nos ayude a determinar los valores de interés de los parámetros importantes de cada dispositivo dentro de la cadena de recepción. Algunos de estos dispositivos ya han sido analizados en relativa profundidad, por lo que no insistiremos demasiado sobre ellos y tan solo nos limitaremos a emplearlos cuando sea necesario para obtener algún resultado de interés.

Otro de los puntos de gran interés de este apartado previo al montaje final es

que, por primera vez, vamos a trabajar de forma rigurosa con lo que van a ser datos totalmente reales tanto de frecuencias y potencias como de parámetros de los distintos dispositivos. Para hacernos una idea inicial, podemos echar un vistazo al esquema de la Figura 4.1. Se trata del esquema de un receptor creado por la “Michigan Technological University” en el que podemos ver los distintos valores de potencia y frecuencia que se obtienen en las distintas etapas de la cadena de recepción. El objetivo de su proyecto es el de presentar los requerimientos totales de su receptor de radio y detallar todas aquellas consideraciones de diseño y comerciales implicadas en cada sección del receptor.

Como vemos al inicio del esquema, la frecuencia se sitúa, al igual que la nuestra,

en la línea del hidrógeno (f = 1420 MHz λ = 21 cm.). Además, podemos observar dos niveles de potencia junto al símbolo de la antena; se trata de una estimación de la potencia de señal más elevada (-90 dBm) y más débil (-110 dBm) que podemos recibir en bornes de nuestra antena. Dichas estimaciones están basadas, por supuesto, en las señales procedentes de las fuentes más y menos brillantes de las cuales tenemos constancia.



201

Figura 4.1. MTU Radio Telescope Project (esquema final de un receptor).

Veamos cómo se realizan estos cálculos de potencia entrante que han estimado los miembros del proyecto de la Universidad de Michigan, pero, previamente, observemos el gráfico de la Figura 4.2. En él podemos contemplar las líneas de densidad espectral de flujo de potencia [W/(Hz·m2)] correspondientes a distintas radiofuentes. En concreto, a 1420 MHz suelen emplearse dos constelaciones para calibrar los radiotelescopios: Casiopea (que emite a unos 104 Janskys) y Virgo (que emite a unos 100 Janskys).

Para no faltar a la verdad, hemos de decir que lo que realmente recibimos en

nuestro planeta son los restos de la explosión de una estrella dentro de la constelación de Casiopea (una supernova); se la denominó Casiopea A, aunque se la conoce comúnmente con el nombre de Cas A. Ésta es la supernova más joven que ha sido identificada en la Vía Láctea. La estrella que explotó era grande, en torno a 15 ó 25 veces más masiva que nuestro Sol. Las estrellas de ese tamaño tienen vidas cortas ya que consumen sus reservas de combustible en decenas de millones de años, mil veces más rápidamente que nuestro Sol. Cuando su combustible se acaba, las estrellas masivas comienzan a recorrer una compleja cadena de sucesos que conducen finalmente a una dramática explosión. El núcleo de la estrella colapsa rápidamente sobre sí mismo y libera enormes cantidades de energía gravitatoria. Esta súbita erupción de energía frena el colapso y lanza al espacio la mayor parte de la masa de la estrella, a velocidades de hasta 20.000 kilómetros por segundo.



202

Figura 4.2. Densidad espectral de flujo de potencia típica de distintas radiofuentes espaciales.

Pues bien, como sabemos, 1 Jansky = 10-26 [W/(Hz·m2)]. Si de Casiopea A recibimos aproximadamente 104 Janskys, entonces, la densidad espectral de flujo de potencia recibida será: 104 · 10-26 = 10-22 [W/(Hz·m2)]. Por otra parte, nuestra portadora es de 1420 MHz ≈ 109 Hz, por tanto, la intensidad o flujo total será: 10-22 [W/(Hz·m2)] · 109 Hz = 10-13 (W/m2). Por otra parte, el proyecto de la Universidad de Michigan está basado en un interferómetro formado por dos parábolas de 3 metros de diámetro cada una, por tanto, el área geométrica de cada una de ellas será: π · (radio)2 = π · (1.5)2 = 7.06 m2 ≈ 101 m2. Finalmente, para saber la potencia total captada, solo resta multiplicar el flujo por el área calculada: 10-13 (W/m2) · 101 m2 = 10-12 W = 10-9 mW. Para pasar este resultado a escala logarítmica (dBm) aplicamos la relación: Potencia (dBm) = 10·log (Potencia (mW) = 10·log(10-9) = -90 dBm. Realizando estas mismas operaciones para la fuente de 100 Janskys, se obtienen aproximadamente -110 dBm.

Aunque en esta fase aún está por determinar, nuestra antena probablemente

consistirá en un disco parabólico de 5 metros de diámetro (2.5 metros de radio), lo que equivale a un área de aproximadamente 20 metros cuadrados. Como vemos, nos encontramos dentro del mismo orden de magnitud, por lo que los cálculos realizados se aproximan bastante a los nuestros.



203

4.1 Estudio preliminar de la fuente.

Tal y como acabamos de comentar, las señales de menor y mayor intensidad que recibiremos en nuestro receptor se mueven en el intervalo (-110, -90) dBm; además, estas señales nos permitirán realizar una correcta calibración del radiotelescopio. Nuestra misión en este subapartado consiste en intentar generar, mediante las herramientas de las cuales disponemos, un espectro simulado lo más parecido posible al que obtendremos realmente cuando nuestro receptor esté en funcionamiento físicamente. Veamos un par de ejemplos de estos espectros para hacernos una idea de los rangos en los cuales tendremos que trabajar de aquí en adelante (Figura 4.3).

Figura 4.3. Espectros recibidos de dos radiofuentes espaciales.

Si observamos el gráfico de la izquierda de la Figura 4.3, podemos observar un ancho de banda de 1420.600 MHz – 1420.300 MHz = 0.300 MHz = 300 KHz. También podemos apreciar dos máximos de señal: uno situado a 1420.360 MHz con una potencia de -92.3 dBm y otro situado a 1420.500 MHz con una potencia de -91.5 dBm. Los valores de esos dos máximos nos servirán para generar dos tonos de esas frecuencias y a esas potencias que simularán el espectro de la señal.

Lo mismo sucede con la señal del gráfico de la derecha de la Figura 4.3.

Podemos observar un ancho de banda de 1420.900 MHz – 1420.300 MHz = 0.600 MHz = 600 KHz. También podemos ver tres máximos de señal: el primero (en orden creciente de frecuencias) situado a 1420.400 MHz con una potencia de -70.6 dBm; el segundo situado a 1420.600 MHz con una potencia de -72.4 dBm; y el tercero situado a 1420.740 MHz con una potencia de -72.2 dBm. Como vemos, esta señal se presenta en un rango de potencia algo superior al que hemos mencionado anteriormente.

Una vez comentado esto y para ajustarnos algo más a nuestro rango de potencias

y frecuencias, generaremos una señal parecida a la del gráfico de la izquierda de la Figura 4.3 y visualizaremos el resultado “con y sin” la presencia de ruido. Por tanto, consideraremos dos nuevos subapartados dentro de éste en el que nos encontramos.



204

4.1.1 Fuente sin ruido.

Como acabamos de comentar en la sección anterior, simularemos el espectro de las señales que nos llegan del espacio mediante tonos situados a las frecuencias donde observamos los máximos de señal y cuya amplitud vendrá dada por el valor de potencia de dichos máximos.

Si revisamos la sección del apartado 3 en la que comentábamos los modelos

behavioral, recordaremos que disponemos de un generador de tonos llamado “TONE” mediante el cual podemos generar tonos con la frecuencia y potencia que se desee. De momento emplearemos este generador ya que nos permite obtener los perfiles espectrales que necesitamos para realizar nuestras simulaciones. El circuito que permite obtener el perfil espectral del gráfico de la izquierda de la Figura 4.3, podemos observarlo en la Figura 4.4.

TONEID=A1FRQ= 1420,1421 MHzPWR= -92.3,-91.5 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

TPID=TP1

Figura 4.4. Circuito encargado de simular las condiciones de señal que se reciben en nuestro planeta, procedentes del espacio exterior (situación ideal: sin adhesión de ruido).

En este sencillo circuito podemos observar la mencionada fuente “TONE” a la

que se le han indicado dos frecuencias en su parámetro “FRQ” (1420.36, 1420.5) MHz, que no se aprecian correctamente porque Microwave Office aproxima las cantidades a las unidades, aunque, a efectos de simulación, se toma el valor exacto. El parámetro “NOISE” está establecido en “Auto”, lo que en este caso equivale a generar muestras de ruido únicamente en los análisis en el dominio de la frecuencia (que serán los únicos que realicemos en este documento ya que los análisis en el dominio del tiempo no nos proporcionan tanta información de interés).

Antes de representar el espectro que genera nuestra fuente hemos de fijarnos en

un detalle que será de gran importancia sobre todo cuando diseñemos la cadena completa del receptor. Como ya sabemos, nuestro se receptor se situará en la banda de emisión del Hidrógeno (1.42 GHz), lo cual quiere decir que nos estamos moviendo en la banda de los Giga hertzios de primer orden de magnitud. Esta situación también va a implicar que VSS, por defecto, tienda a realizar las representaciones espectrales en un margen que abarque aproximadamente 5 GHz empleando el modo “analizador de espectros”.



205

Sin embargo, como hemos podido apreciar en las señales que mostrábamos en la Figura 4.3, sus anchos de banda eran de apenas unos pocos cientos de Kilo hertzios (300 KHz y 600 KHz para ser exactos). En definitiva, tenemos dos tonos separados una distancia ínfima en comparación con el rango total de representación que VSS establece por defecto, con lo cual, será imposible a nuestros ojos conseguir distinguir ambos tonos, si bien veremos que ambos se confunden dando la impresión de la existencia de un único tono. La solución estriba, no sólo en reducir el margen de representación, sino también en modificar la resolución para poder apreciar correctamente las señales.

Veamos qué sucede si establecemos la resolución y márgenes de representación

por defecto (Figura 4.5). Podemos apreciar cómo la resolución se encuentra en sus tipos “Auto” y el campo “Frequencies Displayed” marca “All”, que recordamos significaba que el simulador mostrará tanto el rango positivo como el negativo del espectro.

Figura 4.5. Configuración de la medida que permite observar el espectro de la fuente diseñada.

Si realizamos la simulación, obtenemos el gráfico de la Figura 4.6. Como

vemos, se han cumplido exactamente nuestras predicciones: el intervalo de representación se encuentra entre los valores (-2580, 5420) MHz, esto es, una amplitud espectral de 5420-(-2580) = 8000 MHz = 8 GHz. En cambio, nuestro ancho de banda de señal es de apenas 300 KHz, con lo cual, dicha franja es prácticamente inapreciable a la vista.

La primera solución que se nos puede pasar por la mente es, obviamente, reducir

el margen de representación hasta una banda que sea lo suficientemente estrecha como para que nuestros preciados 300 KHz resulten un ancho de banda apreciable. Para realizar esta acción basta con hacer clic con el botón derecho del ratón sobre el gráfico generado por VSS; automáticamente se despliega un pequeño menú en el que haremos clic sobre la opción “Properties” (Propiedades); en ese momento se abre un nuevo cuadro de diálogo denominado “Rectangular Plot Properties” dentro de cual aparecen



206

una serie de pestañas de las que sólo nos interesa “Axes”. A partir de aquí, tan sólo hemos de seleccionar el eje “x” bajo la opción “Choose axis”, deseleccionar la opción “Auto limits” y establecer el rango deseado. En nuestro caso indicaremos como límite inferior 1420 MHz, y como límite superior 1421 MHz. Una vez realizados estos cambios, presionamos el botón “OK” y, automáticamente, el gráfico se modifica al rango establecido mostrándose la situación espectral de la Figura 4.7.

-2580 -1580 -579.6 420.4 1420 2420 3420 4420 5420Frequency (MHz)

Espectro

-300

-250

-200

-150

-100

-50

Pot

enci

a (d

Bm

)

1420 MHz-90.9 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,1000,0,10,0,-1,0,-1,1,1,0,0,1,0)) (dBm)NTones

Figura 4.6. Espectro generado por la fuente diseñada con los parámetros de resolución por defecto.

1420 1421Frequency (MHz)

Espectro

-300

-250

-200

-150

-100

-50

Pot

enci

a (d

Bm

) 1420.5 MHz-90.62 dBm


Figura 4.7. Espectro generado por la fuente diseñada modificando el rango de representación.



207

¿Qué ha sucedido?, la explicación es sencilla: por una parte estamos dentro del rango de representación adecuado para poder distinguir correctamente los tonos que hemos generado, en cambio, no disponemos de la resolución necesaria para poder observarlos. Cuando VSS se dispone a generar los gráficos tiene que observar dos cosas: por un lado los valores de frecuencia de muestreo especificados por el usuario (o por defecto) que determinarán el ancho de banda de representación y, por otro lado, establecer la resolución adecuada para dicho ancho de banda. En el momento en que modificamos el rango de representación, necesitamos una nueva resolución para dicho rango (ya no nos sirve la anterior, sobre todo si la diferencia de rangos es muy elevada) de ahí que observemos la incoherencia de la Figura 4.7.

Modifiquemos, pues, la resolución de nuestro gráfico llevando el “RBW/#Bins”

a valor 10 dentro del rango de los KHz (idem para “VBW/#Avg.”). La situación sería la mostrada en la Figura 4.8.

Figura 4.8. Configuración de la medida que permite observar correctamente el espectro de la fuente diseñada.

Si ejecutamos de nuevo la simulación, se obtiene el gráfico de la Figura 4.9 en el que ya se puede apreciar el espectro con claridad. Hemos colocado dos marcadores de señal en sendos tonos que nos indican exactamente la frecuencia de cada tono y su respectiva potencia (vemos que coinciden perfectamente con lo indicado a la fuente anteriormente).

En definitiva y en lo sucesivo, hemos de tener muy en cuenta los parámetros de

resolución (ver Anexo 2) a la hora de visualizar correctamente las señales que vamos obteniendo en cada etapa de la cadena de recepción. Una mala resolución puede inducirnos a pensar que hemos obtenido un resultado erróneo sin serlo, por tanto, hemos de tener especial cuidado con este elemento y tenerlo en cuenta siempre que aparezca algún resultado que no nos sea demasiado “familiar”.



208


Espectro

-400

-300

-200

-100

0P

oten

cia

(dB

m)

1420.5 MHz-91.5 dBm

1420.36 MHz-92.3 dBm


Figura 4.9. Espectro generado por la fuente diseñada modificando el rango de representación y empleando la resolución adecuada para dicho rango. 4.1.2 Fuente con ruido. Cálculo de la temperatura de ruido de la antena.

Acabamos de generar en el subapartado anterior, una señal VSS consistente en dos tonos que simulan el ancho de banda de una señal real procedente de alguna constelación del espacio exterior. Sin embargo, estas señales “nunca vienen solas” sino más bien acompañadas por un molesto ruido de fondo que las enmascara y que dificulta enormemente la localización de los deseados tonos.

No debemos olvidar que la antena de nuestro radiotelescopio es, básicamente, un

colector de potencia útil de ruido. En la Rec ITU-R P.372 (ver Anexo 3) se distinguen las siguientes fuentes de ruido:

• Ruido atmosférico debido a tormentas eléctricas. • Radiación de maquinaria eléctrica, equipos eléctricos y electrónicos, motores,…

(ruido artificial generado por el hombre). • Emisiones de gases atmosféricos e hidrometeoros. • Obstrucciones debido a la tierra u otras dentro del haz de la antena. • Radiación de fuentes celestes (celestial radio sources).

El ruido de la antena se modela como una resistencia a temperatura Ta de forma

que si la antena entrega una potencia de ruido N entonces N =k·Ta·B. La temperatura de ruido de una antena se puede obtener de una gráfica, lo más habitual, o se puede calcular para unas condiciones particulares. En la Rec ITU-R P.372 se puede encontrar una detallada descripción de las temperaturas de ruido esperables en distintas condiciones.



209

Ta = ∫∫4π T(θ, φ) · Aef(θ, φ) dΩ / ∫∫4π Aef(θ, φ) dΩ

Ta = (1/4π) · ∫∫4π T(Ω) · D(Ω) dΩ = (1/ λ2) · ∫∫4π T(Ω) · Aef(Ω) dΩ

La pregunta que surge a continuación es inmediata: ¿existe relación alguna entre la densidad espectral de potencia de ruido captada por la antena, sus dimensiones y su diagrama de radiación? La respuesta es sí. En general, la antena no se encuentra en un ambiente totalmente uniforme, por lo que la potencia de ruido incidente por unidad de ángulo de sólido en cada dirección del espacio no es constante y se puede asociar una temperatura de brillo T(θ, φ) (función de los ángulos de acimut y elevación) a la fuente o al ruido incidente en una dirección.

La potencia total de ruido recibida será la suma de las intensidades de ruido

incidentes, ponderadas por la respuesta de la antena a cada dirección, esto es, por el área efectiva Aef(θ, φ). La temperatura de la antena valdrá, en general:

Teniendo en cuenta que ∫∫4π D(θ, φ) · dΩ = 4π, que ∫∫4π Aef(θ, φ) dΩ = λ2 y que

existe una relación: Aef / D = λ2 / 4π, podemos escribir: En la Figura 4.10 podemos observar una serie de curvas que representan la

temperatura de ruido de una antena en función del diámetro de su parábola y para distintos ángulos de elevación de la misma a una frecuencia de 12 GHz. Podemos observar cómo existe una clara relación entre las dimensiones de la antena y la temperatura de ruido que ésta recolecta, aunque vemos que las diferencias de temperatura entre distintos diámetros son mínimas.

Figura 4.10. Temperatura de ruido de la antena en función del ángulo de elevación de la misma, medida a 12 GHz de frecuencia y para distintos valores de diámetro de la parábola.



210

A efectos prácticos, resulta bastante laborioso determinar las cantidades de ruido que se reciben de las distintas direcciones del espacio, por lo que se considera, de forma aproximada, que la antena se encuentra en un ambiente relativamente uniforme T(θ, φ) = T. Se puede comprobar fácilmente de las expresiones anteriores, cómo considerando ‘T’ constante, saldría fuera de la integral eliminando los efectos del área efectiva de la antena en función de la dirección espacial y, en consecuencia, del diagrama de radiación.

A las fuentes de ruido que comentábamos anteriormente se las caracteriza por su

temperatura de brillo medida en grados Kelvin (ºK). La temperatura de brillo de una fuente es una medida de la potencia radiada en una banda de frecuencias y es igual a la temperatura física del cuerpo negro que emite la misma potencia en esta banda. Por tanto, para calcular la temperatura de brillo de la antena es necesario determinar en primer lugar qué fuentes de ruido son relevantes en nuestra banda de trabajo.

La Figura 4.11 recoge las temperaturas de ruido que pueden afectar a las antenas

dentro de una banda de trabajo comprendida entre 100 MHz y 100 GHz. Como vemos, hasta 1 GHz de frecuencia aparecen algunas fuentes de ruido importantes:

• La curva A representa el ruido artificial mediano en zonas comerciales. A frecuencias próximas a 100 MHz se puede llegar a tener ruido de hasta 30.000 ºK, lo cual supone una figura de ruido de más de 20 dB.

• La curva D representa el ruido producido por el Sol en calma cuando la antena apunta directamente a él. A frecuencias próximas a 100 MHz se pueden llegar a tener temperaturas de ruido superiores a los 300.000 ºK. Esto supone un factor de ruido que supera con creces los 30 dB. Sin embargo, sabemos que nuestra frecuencia de trabajo es la del Hidrógeno

neutro (1420 MHz) por lo que, si observamos dicha frecuencia, podemos apreciar las siguientes cantidades de ruido aproximadas:

• Ruido galáctico total ≈ 25 ºK. • Ruido de fondo cósmico ≈ 3 ºK. • Ruido del cielo (despejado) debido al oxígeno y al vapor de agua para un ángulo

de elevación de la antena de 0º (peor caso) ≈ 120 ºK.



211

Figura 4.11. Temperatura de ruido de distintas fuentes que pueden afectar a la antena en un rango de frecuencias entre 100 MHz y 100 GHz. Recogido en Rec ITU-R P.372.

Además, observando la curva ‘D’ podemos ver cómo apuntando directamente al

Sol podríamos recoger temperaturas de más de 100.000 ºK. Otro parámetro muy a tener en cuenta es el efecto de la lluvia y la atenuación que ésta produce, sin embargo, este efecto sólo es relevante a frecuencias superiores a 10 GHz, por lo que en nuestro caso no debemos tenerlo en cuenta.

Lo que sí debemos tener en cuenta también, es la temperatura de ruido emitida

por el terreno que se introduce por los lóbulos laterales de la antena. Hemos de tener en cuenta que nuestro planeta, a vista de satélite, es una fuente de ruido a 290 ºK cuya aportación a la temperatura de brillo total puede ser importante en función del ángulo de elevación de la antena y de la eficiencia de haz de los lóbulos laterales de la misma. En general, para ángulos de elevación de pequeños, los lóbulos laterales pueden estar apuntando la mitad hacia el suelo, incrementándose considerablemente la temperatura de ruido. En cambio, si el ángulo de elevación está próximo a los 90º, casi todo el diagrama de radiación apunta al cielo, eliminando en buena medida el ruido introducido por el terreno.

El esquema intuitivo de las distintas aportaciones de ruido procedentes de nuestro propio planeta (excluyendo fuentes extraterrestres) puede verse en la Figura 4.12. Recordamos que la lluvia no nos afectará al trabajar por debajo de 10 GHz. La Figura 4.13 muestra un esquema de las distintas temperaturas de ruido producidas por el terreno en todo el planeta, radiografiadas a 14 GHz de frecuencia.



212

Figura 4.12. Esquema intuitivo de las distintas aportaciones de ruido procedentes de nuestro propio planeta (excluyendo fuentes extraterrestres).

Figura 4.13. Esquema de las distintas temperaturas de ruido producidas por el terreno en todo el planeta (frecuencia 14 GHz).

Para calcular la temperatura de brillo de la antena (ver Anexo 4) se recurre a

aproximaciones sencillas que simulan las condiciones de una antena cualquiera. En concreto, se puede aproximar el diagrama de la antena por un haz principal, con eficiencia de haz ηB, apuntando al cielo con temperatura Tsk y una envolvente de lóbulos secundarios constante apuntando la mitad hacia el suelo con temperatura Tg y, aproximadamente, la otra mitad mirando al cielo, como se indica en la Figura 4.14.



213

Figura 4.14. Aproximación al cálculo de la temperatura de brillo de la antena.

Empleando esta ecuación, se han realizado algunos cálculos orientativos de la

temperatura de brillo total de la antena (Figura 4.15). En ella podemos observar dicha temperatura en función del ángulo de elevación de la antena para distintas frecuencias de operación. Podemos comprobar cómo para las dos frecuencias superiores a 10 GHz, las curvas presentan una temperatura bastante más elevada que para el caso de 5 GHz. Ello es debido, tal y como comentamos anteriormente, al efecto atenuador de la lluvia que desemboca en un incremento gradual de la temperatura de brillo.

Figura 4.15. Temperatura de brillo de la antena a distintas frecuencias de operación.



214

N = k·Ta·B· η + k · Tamb · B · (1- η)

Además de esto, si la antena posee pérdidas, no entrega a su carga toda la potencia de ruido disponible. En este caso, la potencia de ruido vendrá dada por N = k · Ta · B · η. Debemos recordar que ‘η’ es la eficiencia de la antena, la cual puede obtenerse mediante la expresión: η = Rr / (Rr + RΩ) donde Rr es la resistencia de radiación de la antena y RΩ su resistencia de pérdidas.

Finalmente, si la antena se encuentra a una cierta temperatura ambiente “Tamb”,

la resistencia de pérdidas de la antena añadirá una potencia de ruido térmico de valor k · Tamb · B · (1- η), resultando una potencia total de ruido:

La ventaja de poseer estas expresiones es que podemos realizar cálculos

estimativos en función de la temperatura de brillo captada, la eficiencia de haz y la eficiencia de la antena. Realizar estos cálculos manualmente también resulta algo tedioso, por tanto, hemos realizado un pequeño programa en Matlab (Figura 4.16) que nos permite obtener la temperatura de brillo en función de todos los parámetros comentados. Es importante señalar aquí que todas las operaciones siguientes están realizadas empleando los valores de temperatura de ruido indicados anteriormente, los cuales se han obtenido en el peor caso, cuando la antena apunta directamente al horizonte (ángulo de elevación entre 0º y 5º).

Figura 4.16. Código Matlab empleado para calcular la temperatura de brillo de la antena bajo distintas consideraciones a 1420 MHz.



215

Aunque el código funciona correctamente y es bastante sencillo, vamos a comentar las líneas más importantes para que el lector pueda comprender todos los cálculos realizados y su justificación.

• Línea 1: Título del código. • Líneas 3 y 4: Funciones que borran todos los cálculos realizados hasta ese

momento y cierran todos los gráficos abiertos previos a la ejecución de este programa.

• Línea 6: Vector que contiene distintos valores de eficiencia de haz del lóbulo principal de la antena. Por muy bajas que sean las prestaciones de la antena, el lóbulo principal captará al menos el 50% de la radiación de entrada. El resto será captado por los lóbulos laterales secundarios. El vector toma valores comprendidos entre 0.5 (50%) y 1 (100%) en saltos de 0.05 (5%).

• Líneas 7, 8, 9 y 10: Variables que contienen las distintas temperaturas de brillo (tanto terrestres como exteriores) calculadas anteriormente a partir de los gráficos de la UIT.

• Línea 11: Vector que contiene distintos valores de la eficiencia de la antena. Al igual que para el caso de la eficiencia de haz, este valor será como mínimo del 50%, lo cual indica, en términos físicos, que el valor de la resistencia de radiación es igual al valor de la resistencia de pérdidas de la antena.

• Línea 12: Vector que contiene distintas temperaturas ambiente comprendidas entre 273 ºK (0ºC) y 317 ºK (45ºC). Se han tomado saltos de 4º para igualar las longitudes de algunos vectores, lo cual es fundamental a la hora de hacer representaciones gráficas con Matlab.

• Línea 13: Declaración del vector que contendrá los valores de temperatura de ruido final de la antena.

• Línea 15: Expresión que permite calcular la temperatura de brillo total según la ecuación expuesta en la Figura 4.14. Se han añadido, junto a la temperatura del cielo, las temperaturas de ruido galáctico y fondo cósmico.

• Línea 19: Función que realiza la representación gráfica de la temperatura de ruido obtenida en función de la eficiencia de haz del lóbulo principal.

• Líneas de la 26 a la 40: Se trata de una concatenación de bucles “for” que nos van a permitir obtener la temperatura de ruido total después de la antena en función de la eficiencia de la misma y de la temperatura ambiente que pueda darse en cada momento. En Cartagena, esta temperatura ambiente no suele descender de 0ºC en los peores inviernos, y tampoco suele subir de 40ºC en los veranos más calurosos. A pesar de todo, nuestro vector de temperaturas ambiente llega hasta los 45 ºC. Cuando el flujo del programa llega a la línea 26, se crea la variable auxiliar ‘i’ (que se inicializa a ‘1’); lo mismo sucede con las variables ‘j’ y ‘k’. Una vez hemos entrado en el bucle correspondiente a la línea 28, observamos que en la línea 29 aparece la expresión de la temperatura total de la antena. Por tanto, lo que hace el programa es calcular la temperatura total empleando: el primer valor de temperatura de brillo obtenido en la línea 15, el primer valor de eficiencia de la antena (0.5) y para todas las temperaturas ambiente indicadas al programa. Una vez concluido este tercer bucle “for”, segundo aumenta el valor de su variable auxiliar (j = 2) con lo que vuelve a repetirse el proceso del tercer bucle calculando la temperatura total de la antena empleando: el primer valor de temperatura de brillo obtenido en la línea 15, el



216

segundo valor de eficiencia de la antena (0.55) y para todas las temperaturas ambiente indicadas al programa. Así, se van realizando todos los cálculos obteniéndose 11 figuras con 11 curvas por cada figura. La primera figura contiene, en función de la temperatura ambiente, 11 curvas correspondientes cada una de ellas a una eficiencia de antena diferente y todas ellas empleando el primer valor de temperatura de brillo obtenido. La segunda figura contiene, en función de la temperatura ambiente, otras 11 curvas correspondientes cada una de ellas a una eficiencia de antena diferente y todas ellas empleando el segundo valor de temperatura de brillo obtenido, y así sucesivamente hasta completar todas las temperaturas de brillo calculadas y todas las eficiencias especificadas.

Como vemos, en todas las figuras obtenidas con Matlab, de lo que disponemos

al final es de la temperatura de ruido de la antena calculada bajo todas las circunstancias y condiciones, siempre a 1420 MHz y con un ángulo de elevación de la antena comprendido entre 0º y 5º (que se considera el peor de los casos). La Figura 4.17 muestra la curva correspondiente a la temperatura de brillo en función de las distintas eficiencias de haz del lóbulo principal de la antena.

0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.8 0.85 0.9 0.95 1145

150

155

160

165

170

175

180

185

Eficiencia de haz del lóbulo principal

ºK

Temperatura de Ruido de la Antena para distintas eficiencias de haz principal

Figura 4.17. Temperatura de brillo de la antena en función de las distintas eficiencias de haz del lóbulo principal de la antena.

Podemos observar cómo se trata de una curva con pendiente negativa, lo cual no

resulta extraño si atendemos al siguiente razonamiento: cuanto mayor es la eficiencia de haz del lóbulo principal, mayor es la cantidad de energía que capta la antena a través de dicho lóbulo o, dicho en otras palabras, la eficiencia de los lóbulos laterales resulta prácticamente insignificante, con lo que se está disminuyendo considerablemente la cantidad de ruido procedente de fuentes como el terreno (contribución bastante elevada en comparación con el ruido galáctico o la atmósfera). En consecuencia, al mejorar la eficiencia del diagrama de radiación en su lóbulo principal, eliminamos ruido procedente de otras fuentes y disminuye, con ello, la temperatura de brillo de la antena.



217

La Figura 4.18 nos muestra una de las 11 figuras obtenidas con el código de la Figura 4.16 (con la que se obtiene la temperatura de ruido más alta). De este gráfico también se pueden deducir varias cosas: por una parte vemos cómo para cada una de las eficiencias de la antena, la temperatura de ruido aumenta con la temperatura de ambiente, lo cual resulta bastante lógico (cuanto más calor hace, más ruido se recoge debido a los efectos del calor en la resistencia de pérdidas); por otra parte, vemos que conforme aumenta la eficiencia de la antena, las curvas disminuyen de nivel marcando temperaturas cada vez más bajas. El razonamiento resulta análogo al del la figura anterior: conforme mejora la eficiencia de la antena, menos importancia cobra la temperatura ambiente (contribución bastante elevada en comparación con las temperaturas de brillo obtenidas) ya que ésta viene ponderada por el factor (1- η), el cual disminuye considerablemente cuando aumenta la eficiencia de la antena.

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45180

190

200

210

220

230

240

250

260

X: 44Y: 250.3

Temperatura ambiente (ºC)

ºK

Temperatura de Ruido total de la Antena con temperatura de brillo de 183.5 ºK

0.50.550.60.650.70.750.80.850.90.951

Figura 4.18. Temperatura de ruido total de la antena en función de la temperatura ambiente para una temperatura de brillo de 183.5 ºK. Cada una de las curvas está obtenida para una eficiencia concreta de la antena según se indica en la leyenda.

Sobre la figura también podemos observar un marcador colocado en el valor que

proporciona la temperatura de ruido más alta de todas las obtenidas. Este valor resulta de unos 250 ºK y se obtiene suponiendo: que tenemos una antena con eficiencia de haz del lóbulo principal del 50 %, lo cual proporciona una temperatura de brillo de 183.5 ºK; que la eficiencia de nuestra antena también es del 50 %; y que además tenemos un verano calurosísimo con temperaturas superiores a 40 ºC.

Es por todo lo expuesto por lo que supondremos que, en ausencia de un apuntamiento directo al Sol, la temperatura de ruido máxima que obtendremos en nuestra banda de trabajo estará en torno a unos (290 – 300) ºK.



218

En la Figura 4.19 se ha representando de forma aproximada los valores máximos y mínimos esperables en función de la frecuencia. A partir de 1 GHz, la diferencia entre el máximo y el mínimo viene dado por el ángulo de elevación de la antena, para 90º tenemos el límite inferior y para 0º (apuntamiento al horizonte) tenemos el límite superior.

Nota: Se concluye también que para todos los sistemas de radiocomunicación

terrenales (por terrenal entenderemos cualquier sistema que no haga uso de un satélite como repetidor) operando en torno a 1 GHz o en frecuencias superiores, la temperatura de antena es 290ºK, la temperatura ambiente.

Figura 4.19. A la izquierda: curvas que representan los valores máximos y mínimos de temperaturas de antenas típicas hasta 100 MHz. A la derecha: curvas que representan los valores máximos y mínimos de temperaturas de antenas típicas hasta 100 GHz.

Como podemos ver en el gráfico de la derecha de la Figura 4.19, a la frecuencia de 1 GHz (muy próxima a nuestra banda de 1.42 GHz) la temperatura típica de la antena ronda la temperatura ambiente (290ºK).

Entonces, teniendo en cuenta esta temperatura, la pregunta que debemos

formularnos a continuación es: ¿qué potencia de ruido se añade a nuestra señal de interés en la antena? Acabamos de comentar que el ruido de la antena se modela como una resistencia a temperatura Ta de forma que si la antena entrega una potencia de ruido N entonces N =k·Ta·B donde “k” es la constante de Boltzmann (1.38·10-23 J/ºK); “Ta” es la temperatura de ruido de la antena; y B es el ancho de banda de interés. Conocemos los valores de “k” y “Ta”, en cambio, el ancho de banda definitivo de nuestro sistema no lo conocemos ya que, averiguarlo, forma parte de los objetivos de este PFC. Por tanto, aunque no podamos hablar (de momento) de potencia de ruido recogida por la antena, sí que podemos hablar de densidad espectral de potencia de ruido (DEPN = k·Ta) recogida por la misma. El concepto de densidad espectral resulta algo más físico que el de potencia (más tecnológico) de forma que, si deseamos conocer la potencia de ruido existente en un determinado ancho de banda, tan solo hemos de multiplicar su densidad espectral de potencia por dicho ancho de banda.



219

Establezcamos, pues, la densidad espectral de potencia de ruido que tendremos en bornes de nuestra antena teniendo en cuenta todas las consideraciones y cálculos realizados hasta el momento. Si en el peor de los casos, sin apuntar al Sol, tendremos una temperatura de ruido de unos 300 ºK, la densidad espectral de potencia de ruido será: DEPN = k·Ta = 1.38·10-23 J/(ºK·Hz) · 300 ºK = 4.14·10-21 W/Hz · 1000 mW/W = 4.14·10-18 mW/Hz = -174 dBm/Hz. Si en algún caso, por el motivo que sea se apuntará a alguna región del espacio próxima al Sol (100.000 ºK), la densidad espectral de potencia de ruido sería: DEPN = k·Ta = 1.38·10-23 J/(ºK·Hz) · 100.000 ºK = 1.38·10-18

W/Hz · 1000 mW/W = 1.38·10-15 mW/Hz = -148.6 dBm/Hz.

Veamos gráficamente qué sucede espectralmente cuando estas cantidades de ruido se adhieren a la señal de interés. Para ello, generamos el circuito de la Figura 4.20 en el que podemos observar nuestra fuente de señal con los tonos generados anteriormente a las frecuencias y potencias que hemos establecido como ejemplo. Vemos también que hemos añadido un bloque “AWGN” que será el encargado de adherir la densidad espectral de potencia de ruido que necesitemos analizar en cada momento.

TONEID=A1FRQ= 1420.36,1420.5 MHzPWR=-92.3,-91.5 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

TPID=TP1

AWGNID=A2PWR=-174PWRTYP=Single-sided PSD (dBm/Hz)LOSS=0 dB

Figura 4.20. Circuito encargado de simular las condiciones de señal que se reciben en nuestro planeta, procedentes del espacio exterior y nuestra atmósfera.

En esta primera aproximación, hemos comenzado añadiendo la densidad espectral de potencia de ruido que habíamos establecido anteriormente con los cálculos realizados: -170 dBm/Hz. Ejecutando la simulación, el resultado puede apreciarse en la Figura 4.21 en la que podemos observar cómo el nivel de ruido se encuentra entorno a una media de -124 dBm. ¿Por qué? La respuesta nos indica cómo trabaja VSS. Aunque no hemos presentado el cuadro de diálogo de configuración de la medida (debido a que ya lo conocemos de apartados anteriores) hemos establecido un “resolution bandwidth” (RBW) de 100 KHz, el cual queda (en VSS) automáticamente multiplicado por el nivel de densidad espectral de potencia. Veámoslo. Si recordamos, habíamos comentado que la densidad espectral de potencia de ruido se situaba entorno a 4.14·10-18 mW/Hz para la temperatura de ruido total calculada. Pues bien, si multiplicamos esta cantidad por 100 KHz (100·103 Hz) se obtiene un valor de 4.14·10-13 mW, lo que expresado en unidades logarítmicas arroja un valor de -124 dBm. También podríamos haber aplicado directamente la expresión: Potencia (dBm) = DEP (dBm/Hz) + 10·log10 [RBW (Hz)].



220

Sin embargo, debido a que el ancho de banda establecido por defecto está en torno a 8 GHz (frecuencia de muestreo), resulta imposible a la vista discernir nuestros dos tonos simulados, ya que su distancia espectral es de tan solo 140 KHz, lo cual resulta un obstáculo importante a la hora de hacer mediciones de aceptable precisión. Sobre la Figura 4.21 hemos situado un marcador exactamente a 1420 MHz que marca un valor de casi -94 dBm. No debemos olvidar que el ruido añadido presenta una cierta varianza que provoca que los valores de potencia especificados varíen de forma coherente con dicha varianza.

-2580 -1580 -579.6 420.4 1420 2420 3420 4420 5420Frequency (MHz)

Espectro

-140

-130

-120

-110

-100

-90

-80

Pot

enci

a (d

Bm

)

1420 MHz-93.992 dBm


Figura 4.21. Espectro correspondiente a una señal real recibida en la antena generada por el circuito de la Figura 4.20.

Si deseamos observar correctamente los dos tonos generados y su distancia espectral, irremediablemente debemos hacer, de nuevo, un “zoom” sobre el gráfico de la Figura 4.21. Dicha ampliación consiste en reducir drásticamente el rango de representación espectral hasta un margen que permita la correcta visualización de nuestros armónicos como hemos realizado anteriormente. La reducción del rango de representación se realiza de la misma forma que comentamos para la consecución de la Figura 4.7 y, una vez realizada, hemos de modificar los parámetros de resolución dejándolos de forma similar a la que indicamos en la Figura 4.8.

Ejecutando la simulación se obtiene el gráfico de la Figura 4.22 en el que, echando un vistazo rápido, se atisba una terna de resultados a comentar: en primer lugar y fundamental, podemos observar correctamente los dos tonos generados y su separación espectral de 140 KHz; en segundo lugar podemos comprobar cómo los marcadores dispuestos sobre ambos armónicos muestran valores de potencia ligeramente distintos a los indicados a la fuente generadora, lo cual es debido, como ya hemos comentado, a la adhesión de ruido por cortesía de nuestro bloque “AWGN”; en tercer y último lugar, observamos también cómo la potencia de ruido ha aumentado



221

hasta una media de -135 dBm, cambio provocado por la modificación de la resolución que se ha establecido al final en 8 KHz. Si aplicamos la expresión que ofrecíamos anteriormente: Potencia (dBm) = DEP (dBm/Hz) + 10·log10 [RBW (Hz)] = -174 + 10·log10 (8000) = -135 dBm.


Espectro

-160

-150

-140

-130

-120

-110

-100

-90

-80

Pot

enci

a (d

Bm

)

1420.502 MHz-93.05 dBm

1420.358 MHz-93.018 dBm


Figura 4.22. Espectro ampliado a resolución correcta correspondiente a la Figura 4.21.

Los cálculos realizados hasta el momento están basados en la suposición de peor caso para la temperatura de ruido de la antena, y con los cálculos ofrecidos por nuestros homólogos de proyecto de la Universidad de Michigan para la potencia de señal. Si recordamos, estos cálculos de potencia de señal se realizaban a partir de la fuente más brillante y viceversa; además, para exponer los resultados en forma de potencia absoluta (no de densidad espectral) multiplicaban dicha densidad por la frecuencia portadora (1420 MHz) sin más justificación.

Realicemos también, pues, algunos cálculos en los que expongamos resultados

más “esperados”. La Figura 4.23 muestra la temperatura de ruido de dos antenas de diámetros similares a los pretendidos por la UPCT, empleadas para comunicaciones por satélite en función del ángulo de elevación y para dos frecuencias correspondientes a la banda C (desde 3.7 hasta 4.2 GHz y desde 5.9 hasta 6.4 GHz) y a la banda Ku (desde 12 hasta 18 GHz). Como podemos observar, en ambas antenas se da el peor caso para ángulos de elevación pequeños, sin embargo, sea como fuere, las temperaturas de ruido rondan escasamente unas pocas decenas de kelvins.



222

Figura 4.23. Temperaturas de ruido típicas de dos antenas, de diámetros similares a los pretendidos por la UPCT, empleadas para comunicaciones por satélite.

Esta situación nos hace “re-hacer” algunos cálculos anteriores. Imaginemos que

tenemos una temperatura de ruido en la antena de unos 20 ºK. Su densidad espectral de potencia valdrá: 10 · log10 [1.38·10-23 J/(K·Hz)· 20 ºK · 1000] = -186 dBm/Hz. Por otra parte, lo que sí tenemos claro de la Figura 4.2, es que Casiopea (la que hemos considerado como fuente más brillante) emite con una potencia de unos 10.000 Jy, por lo que, su densidad espectral de potencia será de: 10 · log10 [10.000·10-26 W/(m2·Hz)· 20 m2 · 1000 mW/W] = -177 dBm/Hz.

Vamos a representar esta situación en VSS pero, antes de pasar a la acción,

debemos hacer un pequeño alto en el camino para explicar cómo realizar correctamente esta medida en modo densidad espectral de potencia. Como sabemos, el parámetro “PWR” de la fuente “TONE” recibe valores en potencia (no densidad espectral) de los tonos situados a las frecuencias especificadas. Nosotros, en cambio, deseamos introducir un valor de densidad espectral (-177 dBm/Hz). ¿Cómo lo hacemos? Pues empleando la ecuación que relacionaba la potencia con su densidad espectral a través del ancho de banda de resolución: Potencia (dBm) = DEP (dBm/Hz) + 10·log10 [RBW (Hz)]. Por tanto, lo primero que hemos de hacer es establecer un RBW adecuado para visualizar las representaciones, por ejemplo: 8 KHz, y calcular los valores deseados para introducirlos al circuito de la Figura 4.20.



223

Por tanto, la potencia que debemos indicar a la fuente “TONE” es: Potencia (dBm) = -177 + 10·log10 (8000) = -138 dBm. Si ejecutamos la simulación se obtiene el gráfico de la Figura 4.24. Podemos observar cómo el ruido prácticamente alcanza el nivel de señal obteniéndose una relación señal a ruido prácticamente insignificante.


Densidad Espectral de Potencia

-220

-200

-180

-160

dBm

/ H

z

1420 MHz-172.73 dBm


Figura 4.24. Simulación de la densidad espectral de potencia obtenida tras la antena con 20 ºK de temperatura de ruido suponiendo que la fuente es Casiopea (10.000 Jy).

Como comentamos al inicio de este apartado, Casiopea es una de las

radiofuentes celestes más potentes que podemos observar a 1420 MHz, excluyendo el Sol. Es por este motivo por el que suele emplearse como fuente de la calibración de los radiotelescopios. Sin embargo, no siempre será Casiopea el objetivo de nuestros apuntamientos, por lo que, el líneas generales, cualquier otra radiofuente emitirá con una potencia inferior a 10.000 Jy.

Con el objetivo de ir familiarizándonos con espectros “ruidosos”, veamos qué

densidad espectral obtendríamos en caso de intentar recibir señal de una fuente mucho menos “brillante” como es Virgo (100 Jy): 10 · log10 [100·10-26 W/(m2·Hz)· 20 m2 · 1000 mW/W] = -197 dBm/Hz. Si mantenemos el nivel de ruido (realmente variará un poco al modificar el ángulo de elevación de la antena para conseguir el apuntamiento correcto) y también el RBW (8 KHz), tendremos que introducir a la fuente “TONE” una potencia de: Potencia (dBm) = DEP (dBm/Hz) + 10·log10 [RBW (Hz)] = -197 + 10·log10 (8000) = -158 dBm.

Si ejecutamos la simulación, se obtiene el gráfico de la Figura 4.25 en la que

vemos cómo el nivel de señal a 1420 MHz se confunde completamente con el nivel de ruido de fondo de la antena.



224


Densidad Espectral de Potencia

-220

-200

-180

-160dB

m /

Hz

1420 MHz-178.74 dBm


Figura 4.25. Simulación de la densidad espectral de potencia obtenida tras la antena con 20 ºK de temperatura de ruido suponiendo que la fuente es Virgo (100 Jy).

A lo largo del apartado 5 realizaremos simulaciones empleando distintas potencias de señal y de ruido con el objetivo de comprobar si conseguimos recuperar los diferentes espectros de señal que recibamos del espacio exterior. Evidentemente, los niveles de potencia de señal recibidos son ínfimos, comparables al ruido, motivo por el cual necesitamos receptores como el que estamos diseñando. Si los niveles de señal fuesen más amplios, quizá con un simple analizador de espectros podríamos observar las señales, lo cuál sabemos que no es posible. 4.2 Estudio preliminar del amplificador.

En el apartado 3 introdujimos algunas características peculiares de los amplificadores de radiofrecuencia con el objetivo de conocer su capacidad de actuación de una manera sencilla y de fácil comprensión. Si recordamos, esta tarea la dividimos en los tres modelos existentes en VSS (comportamentales, basados en ficheros y basados en circuitos). Pues bien, llega el momento de profundizar un poco más en el funcionamiento de este dispositivo en el sentido de conocer (y prever al mismo tiempo) cuáles serán las prestaciones del amplificador diseñado y fabricado en la UPCT cuando lo hacemos trabajar en distintas circunstancias (a distintas potencias y frecuencias). El objetivo de este subapartado consiste en conocer los márgenes de actuación de nuestro amplificador, realizar un pequeño estudio de las no linealidades del mismo y comprobar cómo varían todas estas características cuando se sitúan dos o más amplificadores en cascada.



225

Para poder analizar el dispositivo diseñado en la UPCT, no nos queda más remedio que emplear su modelo basado en fichero ya que, como desarrollamos en el apartado 3, dentro de este fichero se encuentra el comportamiento explícito del amplificador. Sin embargo, como ya explicamos en su momento, en el proyecto realizado en la universidad sólo se llevaron a cabo mediciones de parámetros S y factor de ruido y, además, el modelo MWO del que disponemos es un modelo lineal en el cual resulta imposible realizar medidas no lineales. Como podemos ver, esta situación dificulta enormemente el estudio que pretendemos llevar a cabo. Para poder realizarlo, no nos quedó más remedio que volver a los laboratorios de la universidad a realizar algunas medidas mediante las cuales poder realizar nuestro estudio.

Evidentemente, aunque el modelo MWO sea lineal (por muy elevada que sea la

potencia de la señal de entrada, el dispositivo la amplifica sin que exista limitación alguna), una vez fabricado el dispositivo físicamente, resultará, irremediablemente, no lineal, ya que no existe ningún amplificador al que podamos suministrar toda la potencia que deseemos sin alcanzar una situación de saturación del mismo. Por tanto, aunque el modelo de simulación sea lineal, los datos de las características no lineales podemos obtenerlos a partir de algunas medidas como puede ser la curva entrada/salida del dispositivo real.

Comprendida esta situación, nos proporcionaron el instrumental existente en el

laboratorio “GEAT 2” del sótano de la universidad; dicho instrumental consistió en un analizador de redes (y de espectros) con rango de trabajo entre 9 KHz y 6 GHz, y un medidor de ruido hasta frecuencias de 1.6 GHz. Este analizador solo permite la posibilidad de realizar medidas de parámetros S en frecuencia o, dicho en otras palabras, no permite elegir una frecuencia al azar y realizar barridos de potencia de la señal de entrada para poder visualizar los niveles de potencia de salida. El objetivo, recordamos, consiste en tratar de medir el punto de compresión del amplificador a distintas frecuencias, lo cual nos permitirá implementar correctamente el fichero de texto que simulará las condiciones del dispositivo real.

La solución, algo más laboriosa, consiste en ir visualizando la curva del

parámetro S21 (representado en frecuencia) para distintos valores de potencia de entrada que podemos establecer mediante la función “PWR” del analizador de redes. Esto es, seleccionamos inicialmente una potencia de entrada de -20 dBm y visualizamos la curva del parámetro S21 extrayendo el valor de ganancia correspondiente a la frecuencia 1.42 GHz (o la que deseemos), y así sucesivamente ampliando la potencia de entrada hasta 20 dBm en saltos de 2 dB. Una vez conseguidos estos valores de ganancia, tan solo hemos de representarlos frente a la potencia de entrada de la cual fueron extraídos, obteniéndose así una curva en la cual podremos encontrar fácilmente el punto de compresión a la entrada (IP1dB) deseado. La Figura 4.26 muestra el código de Matlab empleado para representar dicha curva



226

Figura 4.26. Código Matlab empleado para representar la curva que permite visualizar el IP1dB.

Como podemos observar en el código fuente, hemos creado un vector llamado “Potencia” que representa la potencia de entrada en “dBm” y que cuenta desde -20 hasta 20 en saltos de 2. El vector “S21” contiene los 21 valores de ganancia observados para cada una de las potencias de entrada empleadas. El vector “G_max” contiene 21 repeticiones del valor aproximadamente más elevado de entre todas las ganancias observadas, ello nos servirá para poder representarlo frente al vector “Potencia” (que también contiene 21 elementos). Finalmente, el vector “G_1dB” contiene otras 21 repeticiones (por el mismo que el anterior) del valor 1 dB por debajo al aproximadamente observado como más elevado de entre todos los observados en el analizador de redes. Como podemos intuir, “G_max” y “G_1dB” son vectores que representan funciones constantes; además, la intersección de la función representada por “G_1dB” con la curva formada por “S21” nos marcará exactamente el valor del punto de compresión a la entrada buscado como puede apreciarse en la Figura 4.27.

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-15

-10

-5

0

5

10

X: -10Y: 8.1

X: 6Y: 9.1

X: 12Y: 8.1

Potencia de Entrada (dBm)

Gan

anci

a (d

B)

Parámetro S21 a distintas potencias y frecuencia = 1420 MHz

Figura 4.27. Curva entrada/salida a 1420 MHz definida en forma ganancia vs potencia de entrada.



227

Como podemos apreciar, se distinguen fácilmente 4 funciones representadas en diferentes colores: la curva entrada/salida obtenida a la frecuencia e 1420 MHz de la forma que hemos indicado anteriormente, viene representada en color azul; la línea horizontal en color verde indica aproximadamente la ganancia máxima de la curva entrada/salida (9.1 dB); la línea horizontal en color rojo marca el nivel situado justo 1 dB por debajo del nivel aproximado de ganancia máxima (8.1 dB) cuya intersección con la curva entrada/salida marca exactamente el punto de compresión buscado. La línea vertical de color marrón indica el valor exacto de potencia de entrada a la cual se sitúa el punto de compresión: en este caso dicho valor es de -10 dBm.

Complementariamente podríamos añadir un par de puntualizaciones tan

interesantes como evidentes observando la Figura 4.27. Por una parte vemos que la ganancia obtenida a nuestra frecuencia de interés (1420 MHz) se encuentra aproximadamente dentro del intervalo (9, 9.5) dB para una tensión de polarización de 0.9 voltios.

Preferimos ofrecer este dato en forma de intervalo debido a que la ganancia

fluctúa con extrema sensibilidad cuando modificamos, por poco que sea, la mencionada tensión de polarización. En efecto, en las últimas medidas llevadas a cabo en el laboratorio de la universidad, la máxima ganancia se alcanzó con una tensión de polarización de 0.971 voltios. Por otra parte, se puede observar también en el gráfico cómo la pendiente de caída de la curva entrada/salida comienza a ascender (negativamente) entre -5 dBm y 0 dBm de potencia de entrada.

Análogamente, presentamos en las siguientes Figuras (4.28, 4.29, 4.30, 4.31) las

curvas entrada/salida correspondientes a las frecuencias 1000 MHz, 1250 MHz, 1500 MHz y 1600 MHz, las cuales nos ayudarán a completar los datos que necesitamos para conformar el fichero de texto que “dará vida” al amplificador diseñado en la UPCT.

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-6

-5

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

X: -14Y: 1.23

X: 4Y: -0.474

X: -2Y: 2.07

X: 10Y: -3.86


Gan

anci

a (d

B)


X: 16Y: -5.66




228

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

X: -4.491Y: 8.483

X: 2Y: 9.5


Gan

anci

a (d

B)


X: 8Y: 8.5


-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

X: -7.639Y: 7.196

X: 6Y: 8.2


Gan

anci

a (d

B)


X: 12Y: 7.2




229

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

X: -8.56Y: 6.418

X: 6Y: 7.4


Gan

anci

a (d

B)


X: 12Y: 6.4


Como podemos observar, hemos respetado, en las cuatro figuras, el código de

colores descrito en la Figura 4.27. Únicamente en la Figura 4.28 no se han establecido marcadores de ganancia máxima aproximada ni de nivel de ganancia 1 dB por debajo del máximo, ya que dicha curva presenta algunas inestabilidades entre -5 dBm y 0 dBm de potencia de entrada, las cuales dificultan la obtención del punto de compresión con meridiana precisión.

De todos los datos expuestos en las cuatro figuras, tan solo nos interesa

quedarnos con los valores de los puntos de compresión a la entrada a cada una de las frecuencias. La Figura 4.32 contiene una tabla resumen de estos valores.

Frecuencia (MHz)

1250 1420 1500 1600

IP1dB (dBm) -4.5 -10 -7.6 -8.5

Figura 4.32. Tabla resumen de los puntos de compresión obtenidos a distintas frecuencias.

Si volvemos a ojear el apartado 3 en el que presentábamos los distintos modelos de ficheros de texto que modelaban el comportamiento de los amplificadores, recordaremos que estos consistían en varias columnas de datos, cada una de las cuales representaban distintos parámetros del dispositivo tales como frecuencias, y ganancias, puntos de compresión y figuras de ruido a dichas frecuencias. En ocasiones también puede ser útil emplear una columna de datos que recoja valores de puntos de intermodulación de tercer orden, no obstante, este dato pierde algo de relevancia cuando se está en posesión de los puntos de compresión, no solamente porque es un valor más importante, sino porque Microwave Office asigna un valor de IP3 en función de los valores de compresión establecidos.



230

Efectuadas estas puntualizaciones, otro de los parámetros de extrema importancia para nuestro receptor es la figura de ruido. Resulta de vital importancia no perder la perspectiva de nuestro proyecto y tener siempre presente que nuestro objetivo es diseñar un receptor para captar señales procedentes del espacio exterior y, por tanto, de niveles ínfimos de potencia. En consecuencia, se hace imprescindible disponer de dispositivos con factores de ruido lo más bajos posibles, aunque ello suponga prescindir de algunas otras buenas prestaciones (no tan importantes en el proyecto que nos ocupa como el factor de ruido, que sí que será un factor clave).

La Figura 4.33 muestra interpolados los valores de factor de ruido del

amplificador obtenidos a distintas frecuencias en el medidor de ruido de la UPCT. Como vemos, a la frecuencia de interés (1420 MHz) obtenemos el mismo resultado que obtuvo en su momento nuestro compañero de proyecto (0.85 dB).

200 400 600 800 1000 1200 1400 16000

2

4

6

8

10

12

X: 500Y: 11.4

X: 750Y: 9.12

X: 1000Y: 3

X: 1250Y: 1.3

X: 1500Y: 0.78

X: 1600Y: 1.25

Frecuencia de entrada (MHz)

NF

(dB

)

Figura de ruido del LNA a distintas frecuencias

X: 1420Y: 0.85

Figura 4.33. Factor de ruido obtenido en la UPCT a distintas frecuencias tras la última medición. Una vez establecidos estos datos, ya podemos generar el fichero de texto que

modelará el comportamiento de nuestro amplificador. No cabe duda de que resultará mucho más realista realizar simulaciones del comportamiento del dispositivo empleando datos reales medidos del mismo, que utilizando datos simulados de su nivel de jerarquía inferior. Por tanto, el fichero de texto que resulta de la recopilación de todos los datos expuestos hasta el momento se muestra en la Figura 4.34.

Figura 4.34. Fichero de texto implementado para modelar el comportamiento del amplificador.



231

Como vemos, la estructura del fichero de texto se compone de cuatro columnas: la primera de ellas representa algunas de las frecuencias de la señal de entrada que hemos estudiado en el laboratorio; la segunda indica la ganancia máxima que se obtiene con el dispositivo a cada una de las frecuencias especificadas en la columna anterior; la tercera marca el factor de ruido a dichas frecuencias y, la cuarta, ídem con el punto de compresión a la entrada. La cabecera de este fichero de texto es estándar indicada por el propio software en su ayuda. Podemos observar también un signo de finalización de exclamación al inicio de la segunda fila del fichero (la primera de datos); este signo indica que todo lo escrito tras él (en la misma línea) no será tenido en cuenta por el simulador a la hora de realizar los cálculos que se le indiquen.

La pregunta que surge a continuación es por qué eliminar esa línea de

información del fichero. Si observamos el valor correspondiente de la cuarta columna asociada a dicha fila (valor de IP1dB) observamos que el punto de compresión se sitúa exactamente a -4.5 dBm de potencia de entrada, sin embargo, a pesar de que dicho valor ha sido obtenido a partir de curvas de datos conseguidas del analizador de redes, su valor no resulta demasiado coherente en comparación con el resto de valores de la misma columna. Aparentemente, observamos que conforme disminuye la frecuencia de la señal de entrada, también lo hace el punto de compresión (se hace cada vez más negativo) y, de repente, al llegar a la frecuencia de 1250 MHz, este valor vuelve a ascender bruscamente hasta alcanzar -4.5 dBm. Esta extraña situación se ve perfectamente reflejada cuando intentamos obtener la curva entrada/salida del dispositivo en VSS, las curvas obtenidas presentan forma y niveles que, aun siendo parecidos a los de un amplificador de potencia, distan considerablemente de los resultados esperados.

De nuevo, de este último comentario surge una segunda cuestión: ¿cuáles eran

los resultados esperados? Podemos hacernos una idea bastante aproximada realizando una sencilla operación con los datos obtenidos del analizador de redes que habíamos tratado con Matlab anteriormente.

Como sabemos y recordamos en la introducción, la ganancia de cualquier sistema se define, en escala lineal, como el cociente entre la potencia de salida y la potencia de entrada, lo cual, en escala logarítmica se traduce en: G = Pout-Pin, donde ‘G’ representa la ganancia del dispositivo, ‘Pout’ la potencia de salida y ‘Pin’ la potencia de entrada. Recordamos también de la Figura 4.26, que para obtener la curva entrada/salida (ganancia vs. potencia de entrada) empleábamos la función “plot (x,y)” de Matlab a la cual le pasábamos como argumentos de entrada el vector “Potencia” que contenía todos los valores de potencia de entrada empleados en el analizador de redes, y el vector S21 que contenía los valores de ganancia observados a 1420 MHz para cada una de las potencias de entrada. Pues bien, si queremos calcular mediante Matlab, la misma función de la curva entrada/salida que ofrece VSS, esto es, potencia de salida frente a potencia de entrada, tan solo hemos de despejar de la ecuación anterior:

G = Pout – Pin Pout = G + Pin

Por tanto, tan solo hemos de sumar el vector Pin al vector S21 y el resultado representarlo de nuevo frente a Pin. La Figura 4.35 muestra el código de Matlab que realiza las operaciones que acabamos de describir.



232

Figura 4.35. Fichero de texto implementado para modelar el comportamiento del amplificador.

Como podemos observar, el código es prácticamente idéntico al de la Figura

4.26, tan solo hemos añadido el gráfico que venimos comentando. La función “subplot (x, y, z)” nos permite realizar una matriz de gráficos que se presentan en pantalla simultáneamente. Sus argumentos de entrada representan lo siguiente:

• ‘x’: Indica el número de filas que tendrá la matriz de gráficos. • ‘y’: Indica el número de columnas que tendrá la matriz de gráficos. • ‘z’: Indica sobre cuál de las posiciones (gráficos) se realizará la representación

del código existente a continuación de la función “subplot”.

Si observamos la segunda función “plot” del código, podremos comprobar cómo

le estamos indicando al programa que nos represente, frente a la potencia de entrada, el resultado de la suma del vector ganancias y las propias potencias de entrada para cada una de ellas, tal y como veníamos comentando. El resultado de la simulación se muestra en la Figura 4.36.



233

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-15

-10

-5

0

5

10


Gan

anci

a (d

B)


-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-15

-10

-5

0

5

10

X: -10Y: -1.9


Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

Curva entrada/salida en potencia (frecuencia = 1420 MHz)

X: 2Y: 5.01

Figura 4.36. Curva entrada/salida del amplificador definida en ganancia y potencia.

Como vemos, al indicar al programa la función “subplot (2, 1, z) estamos creando una matriz que contiene exactamente 2 filas y una columna de gráficos (uno sobre otro) las cuales se “activarán” en función del argumento ‘z’ de la función “subplot”; si éste es ‘1’, el resultado de una simulación se expondrá en el gráfico superior y viceversa si es ‘2’.

El gráfico inferior de la Figura 4.36 muestra la curva que contiene lo que hemos

denominado como “resultados esperados”. Se trata de la curva entrada/salida (potencia de salida frente a potencia de entrada) definida de la misma forma que la realizan las funciones de VSS. Las curvas entrada/salida definidas de esta forma proporcionan al menos dos resultados de vital importancia: el punto de compresión (definido tanto a la entrada como a la salida) y el nivel máximo de potencia de salida que es capaz de proporcionar el amplificador. Como podemos apreciar sobre el gráfico inferior de la Figura 4.36, hemos situado dos marcadores que ponen valor numérico a estos dos importantes resultados que acabamos de comentar. El primero, el punto de compresión, ya lo conocíamos de gráficos anteriores: -10 dBm; el segundo, el nivel máximo de potencia de salida se sitúa en torno a unos 5 dBm.

En principio, consideraremos esta última curva como “el resultado esperado” ya

que está obtenida mediante la manipulación de datos reales medidos directamente sobre el analizador de redes de la universidad.

Una vez visualizados los resultados que consideramos correctos del dispositivo, llega el momento de compararlos con los obtenidos en VSS a partir del fichero de texto mostrado en la Figura 4.34. Para poder realizar las pertinentes medidas en VSS, diseñamos el circuito de la Figura 4.37.



234

TPID=TP1Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP2VARNAME="Frecuencia"VALUES=1.42e9,1.5e9,1.6e9

SRC MEAS


AMP_FID=A1DATA="Datos Reales"NOISE=Auto

Frecuencia=1e9

Figura 4.37. Circuito diseñado para la obtención de la curva entrada/salida del amplificador a distintas frecuencias.

Tras todo lo analizado y comentado en el apartado 3 de este documento, el circuito de la Figura 4.37 debe resultarnos algo familiar. Como vemos, consiste en un analizador de redes virtual (VNA_LS) el cual suministrará una potencia de entrada al amplificador (AMP_F) comprendida entre -40 dBm y 20 dBm a cada una de las frecuencias indicadas en el bloque “SWPVAR”. Con esta distribución estamos en disposición de realizar medidas relacionadas con curvas como la de entrada/salida.

Omitimos el cuadro de diálogo de configuración de la medida “AMtoAM_PS”

ya que ha sido expuesta y explicada en varias ocasiones en los apartados anteriores. El resultado de la simulación para las tres frecuencias especificadas se muestra en la Figura 4.38 sobre la que hemos situado cuatro marcadores que nos van a ayudar a medir el grado de bondad de nuestro fichero de texto, así como la precisión de las curvas con respecto a los resultados esperados.

Como podemos observar, la curva “p1” es la que nos suscita mayor interés, ya

que es la curva realizada a 1420 MHz. Mediante el marcador situado más a la izquierda podemos verificar la aproximación a la ganancia del dispositivo: vemos que para una potencia de entrada de -40 dBm obtenemos una salida de -31.18 dBm, lo cual nos indica un nivel de ganancia de 40 dBm – 31.18 dBm = 8.82 dB, muy próximos a los 9.1 dB que establecimos en el fichero de texto como ganancia a 1.42 GHz.

Podemos observar otro marcador situado a -10 dBm de potencia de entrada,

marcando un nivel de salida de -2.065 dBm. Si nos fijamos, el nivel de ganancia en este punto es de 10 - 2.065 = 7.935 dB, aproximadamente 1 dB por debajo del nivel máximo de ganancia que habíamos medido en el analizador de redes, por tanto, vemos que el simulador sitúa correctamente el punto de compresión.

Continuando nuestro camino hacia potencias de entrada mayores, nos

encontramos con otro marcador a -7.6 dBm (en este caso sobre la curva de 1500 MHz). Si nos fijamos en el fichero de texto, ésta era la potencia de entrada a la cual habíamos



235

obtenido el punto de compresión a 1500 MHz. Como la ganancia máxima a esta frecuencia era de 8.2 dB, vemos cómo a -7.6 dBm de potencia de entrada la ganancia se ha reducido a 7.6 – 0.866 = 6.734 dB, algo más de 1 dB por debajo del valor máximo de ganancia.

Finalmente, el último marcador nos indica exactamente el nivel máximo de

potencia de salida del amplificador (0.2423 dBm) el cual difiere considerablemente de los 5 dBm (Figura 4.28) que habíamos obtenido manipulando los datos reales medidos sobre el amplificador mediante el analizador de redes. Esta situación sugiere la posibilidad de que, o bien el modelo de fichero de texto resulte insuficiente para la obtención precisa de todas las prestaciones de este amplificador en concreto, o bien al simulador le resulta imposible generar la curva de “resultados esperados” con los datos indicados que hemos recogido a partir de las pruebas con el analizados de redes. De hecho, si indicamos en el fichero de texto un punto de compresión de -4 dBm a la frecuencia de 1.42 GHz, alcanzamos correctamente los 5 dBm de potencia máxima de salida pero, en cambio, la señal obviamente comienza a comprimirse a -4 dBm de potencia de entrada, situación que no observamos en las medidas con el analizador de redes en el que veíamos que la ganancia descendía justo 1 dB cuando alimentábamos el amplificador con -10 dBm de potencia (tal como se observa en la Figura 4.36).

-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Power (dBm)

Curva E_S_1

-40

-30

-20

-10

0

10

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dBm

)

p3

p2

p1

-7.6 dBm-0.8666 dBm

4.748 dBm0.2423 dBm-10 dBm

-2.065 dBm

-40 dBm-31.18 dBm

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,1,0,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x,*] (dBm)Amplificador




Figura 4.38. Curva entrada/salida a distintas frecuencias obtenidas mediante VSS.

Pues bien, ante esta irremediable situación surge una nueva cuestión: ¿a qué

parámetro damos más importancia?, ¿al punto de compresión o al nivel de saturación a la salida? Como hemos ido repitiendo a lo largo de toda esta memoria, los niveles de potencia con los que trabajará nuestro receptor son extremadamente pequeños, principalmente en las primeras etapas previas a la conversión a frecuencias inferiores. Esta situación nos indica que nuestro amplificador operará con total seguridad en zona lineal, siendo el punto de compresión el parámetro más próximo a dicha zona y, por tanto, el que adquirirá un papel más relevante que el nivel de saturación. En efecto, si lo que pretendemos es llevar a cabo un estudio no lineal de los dispositivos, nos interesa bastante más saber a qué valor de potencia de entrada comienza a descender la ganancia del amplificador, que conocer cuál será el máximo nivel de potencia de salida, ya que



236

sabemos que éste se dará para potencias de entrada relativamente elevadas, las cuales no alcanzaremos ni mucho menos en las primeras etapas de la cadena de recepción de nuestro radiotelescopio.

No obstante, si volvemos a echar un vistazo al apartado en el que estudiamos los

modelos comportamentales ofrecidos por VSS, recordaremos que el modelo correspondiente al amplificador incorporaba un parámetro denominado “OPSAT” mediante el cual indicábamos al simulador el nivel de potencia de saturación a la salida que deseábamos. Este modelo podría constituir la solución al problema que se nos plantea, de tal modo que abordamos dicha posibilidad. Para comprobarlo, diseñamos el circuito de la Figura 4.39.

SRC MEAS

VNA_LSID=M1PSTART=-40 dBmPSTOP=20 dBmPSTEP=1 dBVARNAME=""CTRFRQ=1 GHzTONES=1.42 GHzPWRTYP=Power per tone

AMP_BID=A1GAIN=9.21 dBP1DB=-10 dBmIP3= IP2= OPSAT=5 dBmNF=0.85 dBNOISE=Auto

Figura 4.39. Circuito diseñado para la obtención de la curva entrada/salida del amplificador (modelo behavioral) a la frecuencia de interés.

Como podemos observar, se trata de un circuito muy similar al de la Figura 4.37. Mediante en analizador de redes virtual generamos una señal a 1.42 GHz de frecuencia y realizaremos un barrido en potencia entre -40 dBm y 20 dBm. Por otra parte, si observamos el amplificador, todos sus parámetros están dotados de los valores reales obtenidos del laboratorio de la universidad: ganancia de 9.21 dB, punto de compresión a la entrada de -10 dBm y nivel de situación justo a 5 dBm.

El resultado de la simulación se muestra en la parte superior de la Figura 4.40.

Como podemos observar en los marcadores situados sobre el gráfico, el valor indicado como ganancia funciona correctamente (viendo el marcador de la región lineal: 30 – 20.83 = 9.17 dB); también el valor indicador como punto de compresión (10 – 1.783 = 8.217 dB); sin embargo, vemos como la potencia de situación se mantiene en -0.2599 dBm, muy alejada de los 5 dBm indicados al parámetro “OPSAT”. Además, el



237

simulador nos lanza el “warning” indicado en la parte inferior de la Figura 4.40 en el que se puede leer que “las raíces reales para el polinomio no lineal al nivel de saturación no fueron encontradas, el nivel de saturación a la salida será aproximadamente -2.7 dBm” (al final la simulación nos ha ofrecido un valor algo más elevado). Esta situación refuerza nuestra teoría de que al simulador le resulta imposible generar el nivel de saturación indicado mediante el polinomio de quinto orden que modela el amplificador, a partir del resto de valores indicados a los parámetros fundamentales (ganancia, punto de compresión, etc.).

-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Power (dBm)

Curva E_S_Ejemplo

-40

-30

-20

-10

0

5

Pote

ncia

de

Sal

ida

(dBm

)

5 dBm-0.2599 dBm

-10 dBm-1.783 dBm

-30 dBm-20.83 dBm

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,1,0,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x] (dBm)Ejemplo Behavioral

Figura 4.40. Parte superior: curva entrada/salida a 1.42 GHz empleando modelo comportamental del amplificador. Parte inferior: warning indicado por VSS al realizar la simulación.

Una vez realizadas todas estas medidas, resulta enormemente interesante comprobar cómo varían los parámetros fundamentales del amplificador cuando situamos dos o más amplificadores en cascada. En principio, nuestros tres parámetros fundamentales serán la ganancia, el punto de compresión y la figura de ruido. De ellos, cuando colocamos varios dispositivos en cascada, podemos intentar predecir el comportamiento de la ganancia (en zona lineal se multiplica por “n” siendo “n” el número de amplificadores que se conecten en cadena) y del factor de ruido (el cual varía según la ecuación de Friis.

Para comprobar nuestras suposiciones en cuanto a la ganancia y observar el

comportamiento del punto de compresión, diseñamos el circuito de la Figura 4.41. Como podemos ver, se trata de un circuito similar a los diseñados hasta el momento para realizar este tipo de medida, solo que en esta ocasión tenemos dos amplificadores dispuestos en cascada. También podemos ver que el nombre del fichero de texto que modela ambos amplificadores ha cambiado, ahora se denomina “Datos Reales_Rhode”.



238

El contenido del fichero es exactamente el mismo; “Rhode” es la marca del analizador de redes en el que realizamos las medidas reales. El motivo del cambio es que en la parte del proyecto VSS donde se generan los ficheros de texto, añadimos uno nuevo fichero con los resultados obtenidos de la medición del amplificador empleando otro analizador de redes, de ahí la modificación del nombre del fichero.

AMP_FID=A1DATA="Datos Reales_Rhode"NOISE=Auto


Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP1VARNAME="Frecuencia"VALUES= 1.42e9,1.5e9,1.6e9 SRC MEAS


Frecuencia=1.6e9

Figura 4.41. Circuito diseñado para la obtención de la curva entrada/salida de dos amplificadores en cascada a distintas frecuencias.

Si ejecutamos la simulación, se obtiene el gráfico de la Figura 4.42 en el que podemos contemplar tres marcadores estratégicamente colocados.

• Marcador izquierdo: Podemos comprobar cómo para un nivel de entrada de -40 dBm, se obtiene una salida de -22.34 dBm, lo cual indica una ganancia de aproximadamente 18 dB (9.1 dB del primer amplificador + 9.1 dB del segundo amplificador).

• Marcador central: Para un nivel de entrada de -22 dBm, la salida es de aproximadamente -4.8 dBm, lo cual indica una ganancia de 17.2 dB, justo 1 dB por debajo de la ganancia máxima que deberían ofrecer ambos amplificadores en zona lineal (18.2 dB).

• Marcador derecho: A pesar de que habíamos desestimado como correcto el valor del nivel de saturación a la salida, este marcador nos indica que dicho valor es de 0.2433 dBm, aproximadamente igual que el nivel de salida de un único amplificador.



239

-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Potencia de entrada (dBm)

Curva E_S_4

-30

-20

-10

0

10

Pote

ncia

de

salid

a (d

Bm)

p3

p2

p1

0 dBm0.2433 dBm

-40 dBm-22.34 dBm

-22 dBm-4.798 dBm

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,1,0,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x,*] (dBm)Amplificador4




Figura 4.42. Curva entrada/salida a distintas frecuencias empleando dos amplificadores en cascada.

En conclusión, comprobamos cómo la ganancia se ha duplicado con la presencia del segundo amplificador, y el punto de compresión a la entrada se sitúa algo más alejado del doble negativo del resultado obtenido para un único dispositivo que era exactamente de -10 dBm.

Para completar el recorrido previsto en cuanto a la comprobación de parámetros,

tan solo nos queda por analizar la figura de ruido, algo que, por cierto, no hemos realizado hasta el momento ya que sólo hemos analizado dispositivos individualmente cuyos factores de ruido son uno de los parámetros a dotar por parte del usuario. Como hemos mencionado anteriormente, la ecuación de Friis nos permite calcular el factor de ruido total de varios dispositivos dispuestos en cascada si conocemos el factor de ruido individual de cada uno de ellos. La siguiente expresión muestra la ecuación de Friis (en escala lineal) particularizada para el caso de dos dispositivos en cascada:

Para medir el factor de ruido no podemos emplear el mismo circuito que usamos para la consecución de la curva entrada/salida. En este caso, VSS nos obliga a colocar los dos amplificadores en cascada y alimentarlos con una fuente de señal a distintas frecuencias (o simplemente a la deseada) siendo indiferente la potencia empleada. El circuito empleado se muestra en la Figura 4.43. Como vemos, aparece una fuente que inyectará señales a las frecuencias especificadas en el bloque “SWPVAR” (entre ellas la de interés); tenemos también los dos amplificadores “custodiados” por dos sondas y un bloque “LOAD” de terminación que genera la impedancia característica deseada.



240


TPID=TP1 TP

ID=TP2

Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP1VARNAME="Frecuencia"VALUES= 1.42e9,1.5e9,1.6e9



LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

Frecuencia=1e9

Figura 4.43. Circuito diseñado para la obtención del factor de ruido de dos amplificadores en cascada a distintas frecuencias.

Para medir específicamente el factor de ruido emplearemos la función “C_NF” (cascaded noise figure) de VSS cuyo cuadro de diálogo de configuración de medida se muestra en la Figura 4.44. Como podemos observar, la medida nos obliga a colocar dos “Test Points” (de inicio y finalización) entre los cuales deseamos conocer el factor de ruido y que nosotros nos encargaremos en hacer corresponder con la entrada del primer amplificador y la salida del segundo, respectivamente. El cuadro de texto “SWPVAR.SWP1” indica que todas las frecuencias especificadas al bloque “SWPVAR” serán representadas, incluida la de interés (1.42 GHz).

Figura 4.44. Cuadro de diálogo de configuración de la medida “C_NF” que permite obtener el factor de ruido de varios dispositivos dispuestos en cascada.



241

Si ejecutamos la simulación, se obtiene el curioso gráfico de la Figura 4.45. En ella podemos observar cómo, en el eje de abscisas, aparecen los dos amplificadores y en el de ordenadas la figura de ruido. Como podemos apreciar por los marcadores, el número ‘1’ en el eje de abscisas indica precisamente la salida del primer amplificador y, el ‘2’, la salida del segundo amplificador. A la frecuencia de interés (curva ‘p1’) podemos comprobar que la figura de ruido tras el primer dispositivo es de 0.85 dB (como habíamos indicado al fichero de texto) y la figura de ruido a la salida del segundo amplificador es de 0.944 dB.

Figura de Ruido en cascada

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

NF

(dB

)

AMP_F (A1) AMP_F (A2)

p3

p2

p1

20.8867 dB

20.944 dB

10.78 dB

10.85 dB

21.443 dB1

1.25 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP2,1))[1,*]Amplificador1

p1: Freq = 1.42 GHzFrecuencia = 1.42e+009



Figura 4.45. Representación de la Figura de Ruido de dos LNA´s en cacada.

Tan solo nos resta comprobar que, efectivamente, el simulador realiza el cálculo de la figura de ruido apoyándose en la ecuación de Fiis. Para ello realizamos la tabla correspondiente a la Figura 4.46.

Frecuencias (MHz)

NF (dB) del

LNA

G (dB) del

LNA

G (lineal)= 10G(dB)/10

NF (lineal) = 10NF(dB)/10

Ecuación Friis: Ftotal=

F1+(F2-1)/G1

Ftotal (dB)

1420 0.85 9.1 8.128305162 1.216186001 1.242782689 0.944 1500 0.78 8.2 6.60693448 1.196740531 1.226518416 0.8867 1600 1.25 7.4 5.495408739 1.333521432 1.394212356 1.443

Figura 4.46. Tabla en la que se muestra la obtención de la Figura de ruido mediante el empleo directo de la ecuación de Friis.

Podemos comprobar cómo, efectivamente, los valores obtenidos con el simulador coinciden exactamente con los obtenidos “manualmente” en la tabla.



242

Para finalizar con este interesante apartado de análisis del LNA a nivel de sistema, realicemos una simulación espectral empleando como señal de entrada la que establecimos (como referencia) en el subapartado anterior como la más potente que podríamos recibir en bornes de nuestra antena (-90 dBm). Empleamos esta potencia por ser la más “próxima” al punto de compresión del amplificador, auque como podemos apreciar, el valor -90 dBm está enormemente alejado de los -10 dBm de potencia de entrada en los que se situaba el mencionado punto de compresión. La Figura 4.47 muestra el circuito diseñado para medir el espectro de la señal. Como vemos, tan solo hemos situado una fuente “TONE” a 1.42 GHz de frecuencia y -90 dBm de potencia seguida del amplificador y un “test point” que se encargará de realizar la medida.



LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1

Figura 4.47. Circuito diseñado para la obtención del espectro del amplificador.

0.00594 1.01 2.01 3.01 4.01 5.01Frequency (GHz)

Espectro de Salida

-400

-300

-200

-100

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

4.264 GHz-273.5 dBm

1.42 GHz-80.94 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,50000,0,10,0,-1,0,-1,0,0,0,0,1,0)) (dBm)System Diagram 1

Figura 4.48. Espectro de salida del LNA sometido a una señal de entrada de -90 dBm de potencia a una la frecuencia de 1420 MHz.



243

Si ejecutamos la simulación, se obtiene el gráfico de la Figura 4.48. En él podemos observar un tono claramente diferenciado a la frecuencia indicada (1.42 GHz) con una potencia de -80.94 dBm tal como indica el marcador. Se deduce fácilmente que ganancia está en torno a 9.1 dB, justo la indicada para esa frecuencia en el fichero de texto. Más a la derecha, a 4.26 GHz, vemos que aparece un pequeño armónico con potencia prácticamente inapreciable (-273.5 dBm). Si nos fijamos, esta frecuencia se corresponde con el valor 3·fo = 3·1.42 GHz = 4.26 GHz el cual no nos preocupa demasiado al estar bastante alejado de la frecuencia de interés.

En este apartado de análisis preliminares de amplificadores, tan solo nos faltaría

añadir un pequeño estudio con las características más importantes de los amplificadores que emplearemos en las siguientes etapas de la cadena de recepción. Sin embargo, en la UPCT sólo se ha diseñado y fabricado hasta el momento el LNA (el amplificador más importante sin duda de todo el receptor) sin embargo, aún no hemos diseñado los dispositivos que funcionarán en la banda de frecuencias intermedias ya que todavía no tenemos absolutamente claro de qué frecuencias estaríamos hablando. A pesar de haber diseñado un oscilador local que opera a 1296 MHz y haber realizado simulaciones de los mezcladores a frecuencias de 1275 MHz y 1296 MHz, nuestro oscilador local y nuestros filtros son sintonizables, esto es, se pueden ajustar a la frecuencia que deseemos, por lo que “nuestra frecuencia intermedia” está aún por determinar y, con ello, las características de los dispositivos que operarán en esa banda de frecuencias, las cuales serán objeto de estudio del presente PFC. Lo veremos en el próximo apartado. 4.3 Estudio preliminar del mezclador.

El objetivo de este subapartado es exactamente el mismo que el del anterior: obtener la máxima información posible del mezclador que resulte interesante, no solo con el objetivo de prever algunos resultados que se obtendrán cuando diseñemos la cadena completa de recepción, sino también para disponer de la información necesaria para realizar el propio diseño de la cadena que, como veremos más adelante, podrá tener varias configuraciones con distintas ventajas e inconvenientes. Así, analizaremos factores no lineales importantes como el punto de compresión obteniendo curvas entrada/salida a frecuencias de interés; observaremos el espectro de salida empleando los datos del oscilador diseñado en la UPCT y demás análisis que consideremos oportunos en tanto que aporten datos interesantes para el esquema final.

Comenzaremos regresando al apartado 3.3.2 y, en concreto, a la Figura 3.70

donde representábamos el aspecto gráfico de un mezclador de tipo “File Based” y sus parámetros más significativos. Entre ellos, además del que contiene el fichero de texto que modela parte del comportamiento del mezclador mediante los valores de armónicos y productos de intermodulación, también aparecen los parámetros de pérdidas o ganancia de conversión (en función de si se trata de un mezclador pasivo o activo, respectivamente); el punto de compresión que en el subapartado anterior nos había obligado a realizar nuevas medidas en los laboratorios de la universidad; y el factor de ruido que resulta complicadísimo de medir en dispositivos no lineales de tres puertos que trabajan a distintas frecuencias.



244

LOADID=S1Z=_Z0 OhmIN OUT

LO

MIXER_BID=A1MODE=Lower sideband/down converterFCOUT= GCONV=-10 dBP1DB=4.5 dBmIP3= LO2OUT=-25 dBIN2OUT=-20 dBPLO=10 dBmPLOUSE=Spur reference onlyPIN=-10 dBmNF=6 dBNOISE=Auto


TPID=TP1

SRC MEAS



IN OUT

LO


SRC MEAS


LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1

De todos ellos, el fichero de texto ya lo habíamos obtenido en el apartado 3, en cambio, volvemos a tener el problema del punto de compresión y la figura de ruido. En este caso, no será tan necesario acudir a realizar nuevas medidas ya que, para el caso del punto de compresión, tenemos una medida a nivel de circuito en MWO mediante la que podemos obtener el punto de compresión como veremos más adelante, y para el caso de la figura de ruido, emplearemos el valor correspondiente al peor caso que consiste en tomar como factor de ruido el valor de las pérdidas de conversión (que siempre serán más elevadas que el factor de ruido real del dispositivo).

Veamos, pues, cómo obtener el punto de compresión del mezclador que

necesitamos obligatoriamente para realizar medidas con el modelo basado en fichero. Antes de comenzar, resulta imprescindible saber de qué forma define VSS el punto de compresión para un mezclador basado en fichero. Tenemos tan solo dos opciones: o bien lo define del puerto de RF (señal de radiofrecuencia de entrada) al de IF (señal de salida), o bien del puerto de OL (señal del oscilador local) al de IF. Para comprobar qué opción es la correcta, diseñamos los dos circuitos de la Figura 4.49.

Figura 4.49. Izquierda: circuito diseñado para obtener la curva entrada/salida del mezclador definida de OL a IF. Derecha: circuito diseñado para obtener la curva entrada/salida del mezclador definida de RF a IF.

Mediante el circuito de la parte izquierda de la Figura 4.49 obtendremos la curva entrada salida del mezclador definida del puerto de OL al de IF ya que, como vemos, el analizador de redes virtual se encuentra conectado a esos dos puertos. Mediante el circuito de la parte derecha obtendremos la curva entrada salida del mezclador definida del puerto de RF al de IF.

Si nos fijamos en los valores que hemos indicado a los mezcladores en cuanto a

pérdidas de conversión y punto de compresión, veremos que se sitúan a -10 dB y 10 dBm, respectivamente. A partir de aquí, el cometido resulta sencillo, visualizando las curvas de entrada/salida generadas por ambos circuitos, deduciremos fácilmente qué curvas presentan pérdidas de 10 dB (negativos) y punto de compresión situado a 10 dBm de potencia de entrada.



245

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Potencia de OL (dBm)

Curva entrada_salida_IF_OL

-50

-45

-40

-35

-30

-25

-20

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m) 8 dBm

-20.63 dBm

0 dBm-28.58 dBm

-10 dBm-38.57 dBm

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,124,3,1,3,1.296,4,1,3,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x] (dBm)Mezclador Behavioral 2

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Potencia de RF (dBm)

Curva entrada_salida_IF_RF

-40

-30

-20

-10

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

10 dBm-1.522 dBm

0 dBm-10.54 dBm

-10 dBm-20.53 dBm

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,124,3,1,3,1.42,4,1,3,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x] (dBm)Mezclador Behavioral

Los gráficos generados por ambos circuitos se muestran en la Figura 4.50. A la izquierda tenemos la curva definida de OL a IF sobre la cual podemos observar dos marcadores situados en la región lineal. En ambos marcadores podemos apreciar unas pérdidas de aproximadamente 28.5 dB (muy lejos de los 10 dB de pérdidas indicados al mezclador). Por otra parte, podemos observar un punto de compresión bastante abrupto (aparentemente forzado por el simulador) situado a 8 dBm de potencia de OL, que tampoco es lo especificado al dispositivo.

A la derecha tenemos la curva definida de RF a IF sobre la cual podemos

observar otros dos nuevos marcadores situados en la región lineal. En ambos marcadores podemos apreciar unas pérdidas de aproximadamente 10.5 dB (muy próximos los 10 dB de pérdidas indicados al mezclador). También podemos observar un punto de compresión bastante más suave que en el caso anterior y situado exactamente a 10 dBm de potencia de RF. Por tanto, podemos concluir que VSS define la ganancia (pérdidas) de conversión y el punto de compresión de RF a IF, ya que se obtienen gráficamente los parámetros indicados al dispositivo, al contrario de lo que sucede en la curva de OL a IF, en la que no se ve reflejado ningún parámetro.

Figura 4.50. Izquierda: curva entrada/salida del mezclador definida de OL a IF. Derecha: circuito diseñado para obtener la curva entrada/salida del mezclador definida de RF a IF.

Esta conclusión a la que acabamos de llegar dificulta un poco la obtención de las pérdidas de conversión y el punto de compresión ya que, a pesar de que nuestros compañeros de proyecto obtuvieron las citadas pérdidas de RF a IF, las representaron frente a un barrido de potencia de OL y, como acabamos de demostrar, en VSS necesitamos un barrido de RF para que estos parámetros queden perfectamente definidos.

La solución para llevar esto a cabo consiste en modificar levemente el circuito a

partir del cual se realizaron las medidas y modificar algunos parámetros de configuración de la medida “LSSnm”, la cual, recordamos, permitía realizar medidas de parámetros S sobre dispositivos de más de dos puertos en los que las señales de entrada y salida tienen frecuencias distintas.



246

En la Figura 4.51 se presenta el circuito modificado y preparado para realizar la medida deseada. Como vemos, en el puerto 2 correspondiente al OL hemos colocado una fuente fija a 1.296 GHz y 10 dBm de potencia; en el puerto 1 se sitúa una fuente que realiza un barrido en potencia de -20 dBm a 20 dBm en pasos de 1 dB a la frecuencia que se le indique al esquemático del proyecto (esto se realiza haciendo clic con el botón derecho del ratón sobre el nombre del esquemático dentro del árbol del proyecto; seleccionamos la opción “Options” apareciendo el cuadro de diálogo de la Figura 4.52; tecleamos la frecuencia de 1.42 GHz como “single point” y pulsamos “apply” quedando especificada dicha frecuencia que será la correspondiente al puerto 1 del mezclador). El resto de elementos del circuito ya son conocidos por el lector.

1

2

3


1 2


PORTP=3Z=50 Ohm

PORTFP=2Z=50 OhmFreq=1.296 GHzPwr=10 dBm


Figura 4.51. Circuito diseñado para obtener las pérdidas de conversión (RF-IF) del mezclador diseñado y fabricado en la UPCT.

Figura 4.452. Cuadro de diálogo mediante el cual indicamos al simulador las frecuencias a las cuales deseamos realizar las operaciones indicadas al circuito diseñado exclusivamente en el esquemático sobre el cuál hacemos efectivo este cuadro de diálogo.



247

Una vez realizadas estas operaciones, debemos reconfigurar la medida “LSSnm” para que realice exactamente la operación que deseamos. El cuadro de diálogo de configuración de dicha medida se muestra en la Figura 4.53, sobre la que podemos observar los distintos campos de configuración. Se puede apreciar cómo deseamos realizar la medida sobre el puerto 3 (en concreto midiendo el tono diferencia a 0.124 GHz) inyectando la señal por el puerto 1 (a 1.42 GHz) siendo esta última frecuencia a la cual se realizará el barrido en potencia especificado en el puerto 1 y que situaremos en el eje de abscisas para conseguir la curva a partir de la cual obtendremos las pérdidas de conversión y el punto de compresión.

Figura 4.53. Cuadro de diálogo de configuración de la medida “LSSnm” mediante la cual pretendemos obtener la curva de pérdidas de conversión del mezclador.

Si ejecutamos la simulación se obtiene el gráfico de la Figura 4.54 en el cual podemos contemplar, a primer golpe de vista, que la curva presenta la forma típica de las representaciones “ganancia versus potencia de entrada” de los dispositivos no lineales, lo cuál es una buena señal.

Como podemos ver, hemos situado dos marcadores sobre el gráfico que nos

marcan precisamente los valores que deseamos. En primer lugar vemos que a -10 dBm de potencia de entrada, las pérdidas son de -7.686 dB. Este valor es muy similar a lo largo del intervalo de potencias de entrada [-20, 0] dBm; decimos muy similar porque realmente se aprecia una pequeña pendiente que comienza a acrecentarse a partir de 0 dBm. El segundo marcador nos marca el punto de compresión: vemos cómo a 6.4 dBm de potencia de entrada, las pérdidas disminuyen 1 dB por debajo del valor nominal establecido por el simulador para -10 dBm de potencia de entrada. Por otra parte, jamás podemos caer en el error de pensar que el mezclador puede estar amplificando por el hecho de obtener un valor de -7.686 dB para una entrada más baja (-10 dBm). La realidad es que la señal de salida (con una entrada a -10 dBm y OL a 10 dBm) presentará un valor de -10 + (-7.686) = -17.686 dBm.



248

-20 -10 0 10 20Power (dBm)

Perdidas de conversion

-20

-15

-10

-5P

érdi

das

(dB

)

p1

6.4 dBm-8.692 dB

-10 dBm-7.686 dB

DB(|LSSnm(PORT_3,PORT_1,-1_1,1_0)|)[1,X]Mezclador 3 redi Perdi de Conv

p1: Freq = 1.42 GHz

Figura 4.54. Curva ganancia vs. potencia RF del mezclador diseñado y fabricado en la UPCT.

Pues bien, por fin disponemos de los valores que necesitábamos para completar los datos de entrada al modelo “File Based” del mezclador. Ya estamos en disposición, por tanto, de realizar las medidas que comentábamos al iniciar este apartado. Lo primero que podemos abordar es el cálculo de la curva entrada/salida del dispositivo; en esta ocasión, por primera vez realizaremos esta operación con los datos completos del mezclador, por tanto, cuando visualicemos la curva, estaremos frente a los resultados más próximos a la realidad obtenidos hasta el momento. Para obtener este gráfico diseñamos el circuito de la Figura 4.55.


TPID=TP1

SRC MEAS


IN OUT

LO

MIXER_FID=A3SPURS="Espectro"SPURFMT=Inp rows x LO columnsLOHTYP=dBc LOMODE=Lower sideband/down converterFCOUT= GCONV=-7.6 dBP1DB=6.4 dBmIP3= PLO=10 dBmPLOUSE=Spur reference onlyPIN=-10 dBmNF=7.6 dBNOISE=Freq. analysis only

Figura 4.55. Circuito diseñado para obtener la característica entrada/salida del modelo “File Based” del mezclador diseñado en la UPCT.



249

Como hemos venido haciendo a lo largo de todo este documento, en estos circuitos diseñados específicamente para obtener curvas entrada/salida empleamos un analizador de redes virtual que realizará un barrido en potencia entre -20 dBm y 20 dBm a 1.42 GHz de frecuencia, y una fuente de señal que generará un tono de 10 dBm de potencia a 1.296 GHz de frecuencia. Por otra parte vemos que el mezclador viene controlado por su fichero de texto “Espectro” (que contiene toda la información espectral) y por los parámetros: pérdidas de conversión y punto de compresión con los valores obtenidos anteriormente -7.6 dB y 6.4 dBm, respectivamente.

Si ejecutamos la simulación se obtiene el gráfico de la Figura 4.56. Como

siempre, hemos situado algunos marcadores para verificar la correcta aplicación de los parámetros indicados. Como vemos en el primer marcador (situado más a la izquierda) para una potencia de entrada de -10 dBm se obtiene una salida de -17.6 dB con lo que vemos que se han producido unas pérdidas de exactamente 7.6 dB. Podemos observar otro marcador situado a 6.4 dBm de potencia de entrada, el cual marca una salida de -2.226 dBm. Como se puede apreciar, en este caso las pérdidas ascienden a 6.4 + 2.226 = 8.626 dB (-8.626 dB) justo 1 dB por debajo de las pérdidas establecidas, por lo que vemos que VSS responde perfectamente a las indicaciones del punto de compresión. Finalmente, el último marcado nos indica la potencia de salida de saturación.

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20Potencia de RF (dBm)

Curva E_S_File Based

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm

)

15 dBm-0.102 dBm

6.4 dBm-2.226 dBm

0 dBm-7.82 dBm

-10 dBm-17.59 dBm

DB(AMtoAM_PS(VNA_LS.M1,0.124,4,1,3,1.42,4,1,3,0,1000,0,10,0,0,0.5))[x] (dBm)Mezclador

Figura 4.56. Curva entrada/salida del modelo “File Based” del mezclador diseñado en la UPCT.

Realicemos también un nuevo análisis espectral para verificar que se obtiene un

espectro acorde con los datos introducidos al simulador a través del dispositivo. Este análisis es muy similar al realizado a nivel espectral en el apartado 3 en el que, recordamos, pretendíamos obtener a nivel de sistema los mismos resultados que los obtenidos por nuestros compañeros de proyecto a nivel de circuito.



250

El circuito diseñado para realizar el análisis espectral se muestra en la Figura 4.57. En ella podemos observar dos fuentes en las entradas: por una parte un tono de -10 dBm de potencia a 1.42 GHz de frecuencia y, por otra, el OL a 10 dBm potencia y 1.296 GHz de frecuencia. El mezclador presenta todos los valores de los que disponíamos previos a la realización de este PFC, más los hallados hasta el momento que han sido necesarios para completar el modelo.


TPID=TP1

IN OUT

LO



LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

Figura 4.57. Circuito diseñado para obtener el espectro del modelo “File Based” del mezclador diseñado en la UPCT.

Si ejecutamos la simulación, se obtiene el gráfico de la Figura 4.58. En él podemos observar con claridad todos los armónicos que se obtienen como consecuencia del mezclado. En primer lugar podemos ver cómo el armónico principal (el que resulta de la diferencia de los tonos de RF y OL) presenta un valor de -17.62 dBm, exactamente 7.6 dB por debajo de los -10 dBm de potencia con los que dotábamos a la señal de entrada (RF), por tanto vemos que el mezclador realiza correctamente su cometido. También podemos comprobar cómo el armónico suma (1.42 GHz + 1.296 GHz = 2.716 GHz) presenta también un valor en potencia de -17.62 dBm.

Hasta aquí llega todo lo que podíamos esperar del resultado espectral, el resto de

“basura armónica” aparece como consecuencia de la distorsión del dispositivo (no lineal) y de los famosos productos de intermodulación. Como podemos observar en la Figura 4.58, hemos situado marcadores sobre los espurios más importantes bajo dos criterios: proximidad al armónico principal y elevada potencia. Así, el principal problema que divisamos es el armónico situado a 0.248 GHz (2·Fin-2·FOL), no tanto por su potencia (-54.18 dBm) como por su gran proximidad a nuestro armónico principal. Este producto de intermodulación tendrá que ser tenido muy en cuenta a la hora de realizar las detecciones finales, ya que podría interferir muy negativamente en ellas. Finalmente, solo cabe señalar la existencia de un armónico con potencia positiva dentro del rango de representación, se trata del armónico a 3.888 GHz (3· FOL), el cual se encuentra muy alejado de la frecuencia intermedia de interés y será fuertemente atenuado por la acción de los filtros.



251

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)

Espectro de Salida

-400

-300

-200

-100

0

100P

oten

cia

(dBm

)3.888 GHz2.678 dBm2.716 GHz

-17.62 dBm

1.296 GHz-104.9 dBm

0.248 GHz-54.18 dBm

0.124 GHz-17.62 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,2000,3,25,5,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Mezclador

Figura 4.58. Espectro del modelo “File Based” del mezclador diseñado en la UPCT.

Realicemos ahora un interesante experimento que nos va a permitir comprender con inmejorable claridad la función de los parámetros “PIN” y “PLO” del mezclador basado en fichero y, simultáneamente, nos ayudará a obtener la curva “potencia de salida a 0.124 GHz versus potencia OL”, la cuál pueda resultarnos muy necesaria a la hora de configurar nuestro esquema final. Comenzaremos por esto último; para ello, diseñamos el circuito que puede observarse en la Figura 4.59.

Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP1VARNAME="Potencia"VALUES=stepped(0,20,1)

TPID=TP1

IN OUT

LO


TONEID=A2FRQ=1.296 GHzPWR=Potencia-30 dBWPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise


LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

Potencia=0

Figura 4.59. Circuito diseñado para obtener el espectro del modelo “File Based” del mezclador diseñado en la UPCT a distintas potencia de OL.



252

Como vemos, el circuito es idéntico al de la Figura 4.57, con la excepción de la aparición de un bloque “SWPVAR” que se encargará de realizar el barrido de potencia en el oscilador local entre 0 dBm y 20 dBm en pasos de 1 dB. En este caso, si deseamos observar los resultados espectrales para cada una de las potencia del OL, necesitamos generar un gráfico tipo “Table” ya que si lo hiciésemos sobre un diagrama “rectangular” como los que venimos empleando, cada nuevo resultado a una nueva potencia machacaría el gráfico anterior y solo podríamos visualizar correctamente el último de todos ellos.

Realizando estos ajustes y ejecutando la simulación se obtiene el gráfico de la

Figura 4.60. Como vemos, sobre éste se aprecian varias columnas correspondientes a las frecuencias de salida según el RBW y VBW establecidos, y los valores de potencia de salida a dichas frecuencias para cada una de las potencias de entrada indicadas al oscilador local. De todas las frecuencias de salida, hemos seleccionado mediante una línea de color azul la correspondiente 124 MHz que es precisamente la que nos interesa medir al tratarse del armónico principal.

Figura 4.60. Espectro del modelo “File Based” del mezclador diseñado en la UPCT a distintas potencia de OL.

Para poder observar mejor este resultado, interpolaremos los datos obtenidos

mediante Matlab de forma que obtengamos un gráfico algo más inteligible y acorde con lo que venimos realizando a lo largo de todo el PFC. Omitimos el código al ser muy similar a otros realizados a lo largo de este documento. El resultado se muestra en la Figura 4.61, del que se observan y se deducen resultados bastante interesantes.

Hemos situado cuatro marcadores entre 2 dBm y 4 dBm de potencia de OL en

los que se puede observar cómo por cada dB que aumenta su potencia el OL, el nivel de salida aumenta también en 1 dB, generándose, por tanto, una forma lineal que asciende hasta próximos los 10 dBm de potencia de OL donde la curva parece comenzar a saturarse y a ofrecer un nivel de salida de -17.6 dBm (justo la potencia de entrada menos las pérdidas de conversión). Si recordamos, tanto en este documento como en el de nuestro compañero Fran Sandoval encargado de diseñar el mezclador, habíamos realizado todas las simulaciones tomando como referencia 10 dBm de potencia en el oscilador local. Por tanto, todos los resultados obtenidos tanto de pérdidas y punto de compresión como de espurios están dados a dicha potencia y, es a partir de ella, cuando comienzan a visualizarse gráficamente los parámetros de entrada indicados al mezclador.



253

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-26

-25

-24

-23

-22

-21

-20

-19

-18

-17

X: 5Y: -20.68

X: 8Y: -17.73

X: 10Y: -17.62

X: 15Y: -17.62

X: 2Y: -23.68

X: 3Y: -22.68

Potencia del OL (dBm)

Pot

enci

a de

sal

ida

del a

rmón

ico

prin

cipa

l (dB

m)

Evolución del nivel de salida del mezclador (124 MHz) a dintintas potencias de OL

X: 4Y: -21.68

Figura 4.61. Interpolación del valor de potencia a 124 MHz del modelo “File Based” del mezclador diseñado en la UPCT a distintas potencia de OL (PLO = 10dBm).

En definitiva, si nos encontrásemos ante un dispositivo real, los valores de “PLO” y PIN” serían los valores empleados por el fabricante para realizar las medidas que posteriormente figuran en las hojas de especificaciones de todos los dispositivos que podemos encontrar en cualquier comercio de electrónica. Para corroborarlo, imaginemos por un momento que los datos de entrada indicados al mezclador han sido obtenidos empleando un OL a 5 dBm de potencia en vez de a 10 dBm como hemos realizado todos nuestros cálculos. Si la teoría que acabamos de exponer es correcta, la curva correspondiente a la Figura 4.61 comenzará a mostrar el valor de salida -17.6 dBm por primera vez a partir de, aproximadamente, 5 dBm de potencia de OL. Realizando las mismas operaciones anteriores y empleando “PLO = 5 dBm” se obtiene el gráfico de la Figura 4.62 que corrobora nuestras explicaciones.

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-21

-20.5

-20

-19.5

-19

-18.5

-18

-17.5

X: 5Y: -17.62

X: 12Y: -17.62

Potencia del OL (dBm)

Pot

enci

a de

sal

ida

del a

rmón

ico

prin

cipa

l (dB

m)

Evolución del nivel de salida del mezclador (124 MHz) a dintintas potencias de OL

X: 2Y: -18.68

Figura 4.62. Interpolación del valor de potencia a 124 MHz del modelo “File Based” del mezclador diseñado en la UPCT a distintas potencia de OL (PLO = 5 dBm).



254

Para finalizar con el estudio del mezclador, aunque sea una situación un tanto irreal, vamos a colocar dos mezcladores en cascada con el objetivo principal de comprobar, además de las pérdidas totales, que también estos dispositivos (al igual que los amplificadores) verifican la ecuación de Friis en cuanto a la obtención de factor de ruido total de varios dispositivos dispuestos de esta forma.

Para ambos casos nos sirve el mismo diseño circuital mostrado en la Figura 4.63,

en el cual podemos observar los dos mezcladores dispuestos en cascada y cada uno de ellos conservando sus parámetros obtenidos anteriormente.




TPID=TP2

IN OUT

LO

MIXER_FID=A1SPURS="Espectro"SPURFMT=Inp rows x LO columnsLOHTYP=dBc LOMODE=Lower sideband/down converterFCOUT= GCONV=-7.6 dBP1DB=6.4 dBmIP3= PLO=10 dBmPLOUSE=Spur reference onlyPIN=-10 dBmNF=7.6 dBNOISE=Auto

IN OUT

LO

MIXER_FID=A2SPURS="Espectro"SPURFMT=Inp rows x LO columnsLOHTYP=dBc LOMODE=Lower sideband/down converterFCOUT= GCONV=-7.6 dBP1DB=6.4 dBmIP3= PLO=10 dBmPLOUSE=Spur reference onlyPIN=-10 dBmNF=7.6 dBNOISE=Auto

TPID=TP1

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

Figura 4.63. Circuito diseñado para obtener la ganancia total y el factor de ruido total de dos mezcladores modelo “File Based” diseñados en la UPCT.

Comenzando por la ganancia total del sistema, debemos emplear una nueva medida que no hemos usado hasta el momento: “C_GA” que es la encargada de medir la ganancia total disponible de varios dispositivos dispuestos en cascada (en el punto de operación de ruido). El cuadro de diálogo de configuración de esta medida se muestra en la Figura 4.64.

Figura 4.64. Cuadro de diálogo de configuración de la medida “C_GA” de VSS.



255

Como podemos observar, se trata de un modelo de configuración muy similar al empleado para configurar la medida “C_NF”, por tanto, sin más dilación, ejecutamos la simulación obteniéndose el gráfico de la Figura 4.65. Como podemos comprobar por el segundo marcador, la salida tras el último mezclador nos ofrece una ganancia total de -15.2 dB (-7.6 + (-7.6)), con lo cual vemos que las ganancia se adhieren correctamente.

Ganancia

-16

-14

-12

-10

-8

-6

dB

MIXER_F (A1) MIXER_F (A2)

p1

2-15.2 dB

1-7.6 dB

DB(C_GA(TP.TP1,TP.TP2,0))[1]Mezclador1

p1: Cascaded Available Gain, dBFreq=0 GHz

Figura 4.65. Ganancia total disponible de dos mezcladores modelo “File Based” en cascada.

Veamos ahora qué sucede con la figura de ruido del conjunto. Como hemos comentado, el circuito necesario es el mismo que para el caso de la ganancia (Figura 4.63) y la configuración de la medida ya la hemos expuesto en distintas ocasiones, por tanto, ejecutamos la simulación obteniéndose el gráfico de la Figura 4.66.

Figura de Ruido

6

8

10

12

14

16

NF(

dB)

MIXER_F (A1) MIXER_F (A2)

p1

214.37 dB

17.6 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP2,0))[1]Mezclador1

p1: Cascaded Noise FigureFreq=0 GHz

Figura 4.66. Figura de ruido de dos mezcladores modelo “File Based” en cascada.



256

Como vemos, la salida del segundo mezclador muestra una figura de ruido total de 14.37 dB, resultado que no concuerda correctamente con la ecuación de Friis tal y como demuestra la tabla correspondiente a la Figura 4.67. En ella podemos observar cómo el factor de ruido total es de 15.2 dB. 0.83 dB por encima del valor calculado por el simulador.

NF (dB)

G (dB) G (lineal)= 10G(dB)/10

NF (lineal) = 10NF(dB)/10

Ecuación Friis: Ftotal= F1+(F2-

1)/G1

Ftotal (dB)

7.6 -7.6 0.173780082 5.754399373 33.11311215 15.2 Figura 4.67. Tabla en la que se muestra la obtención de la Figura de ruido mediante el empleo directo de la ecuación de Friis.

Si nos dirigimos a la ayuda del simulador correspondiente a la medida “C_NF”, podemos observar que la medida realiza el cálculo de la figura de ruido empleando la ecuación que se muestra en la Figura 4.68, donde: TOut, Casc es la temperatura de ruido total a la salida; GAv, Casc es la ganancia disponible total del conjunto relativa al primer medidor del circuito; y TStar es la temperatura de ruido en el punto de inicio de la medida.

Figura 4.68. Porción de la ayuda de Microwave Office en la que se muestra el modo de operación de la medida “C_NF” de VSS.

Obviamente, para poder aplicar esta ecuación debemos conocer el valor de cada uno de los parámetros que la constituyen. De todos ellos, ya conocemos la ganancia total disponible obtenida en la Figura 4.65 (-15.2 dB) por lo que tan solo nos resta conocer las temperaturas de ruido total y de inicio, las cuales se pueden obtener empleando una nueva medida de VSS denominada “T_node”.

Al tratarse de una nueva medida, exponemos su cuadro de diálogo de

configuración (Figura 4.69). La única novedad con respecto al resto de medias expuestas de este tipo, es el campo de texto “Noise Type” mediante el cual indicamos a la medida que deseamos medir la temperatura de ruido generada exclusivamente por el circuito sin añadir ningún canal.



257

Figura 4.69. Cuadro de diálogo de configuración de la medida “T_node” de VSS.

Si ejecutamos la simulación se obtiene el gráfico de la Figura 4.70 en el que podemos observar cómo el primer mezclador no incluye ningún ruido en el sistema y, mediante la colocación del segundo, la temperatura de ruido desciende a 239.6 ºK, siendo este último valor la temperatura de ruido total del sistema. La temperatura de inicio puede apreciarse que se sitúa en el valor “To” = 290 ºK.

Temperatura de ruido

220

240

260

280

300

ºK

TONE (A3) MIXER_F (A1) MIXER_F (A2)

p1

3239.6

2290

1290

T_node(TP.TP1,TP.TP2,1,0)[1]Mezclador1

p1: Node Noise Temp., DegCFreq=0 GHz

Figura 4.70. Temperatura de ruido del conjunto formado por dos mezcladores “File Based”.

Si calculamos el valor que nos da la expresión anterior incluida en la Figura 4.68

obtendríamos: F = TOut, Casc / (TStar · GAv, Casc) = 239.6 / (290 · 10^(-1.52)) = 27.35828162 en lineal. Para pasar a dB: F(dB) = 10 · log10 (F) = 14.37 dB, justo el valor que obteníamos en la Figura 4.66.



258

4.4 Estudio preliminar del oscilador.

Si recordamos, “a lo largo y ancho” del apartado 3 de este PFC comentamos los tres modelos de dispositivos mediante los que podíamos operar en VSS a nivel de sistema: comportamentales (behavioral), basados en ficheros (File Based) y basados en circuitos (Simulation Based). En la versión del software mediante la cual estamos realizando este documento (AWR Design Environment 2006 – versión 7.03) comentábamos que no incluía ningún bloque comportamental que modelara el comportamiento de un oscilador debido, principalmente, a la gran variedad de circuitos mediante los que se puede realizar esta función y, con ello, a la gran variedad de parámetros que necesitaríamos para modelar un oscilador sintonizable como es el caso del diseñado y fabricado en la UPCT.

De esta forma, como también comprobamos, el único modelo de oscilador que

incluye Microwave Office en su nivel de jerarquía de sistemas, es el modelo basado en circuito pero “no en cualquier circuito”. Si deseábamos obtener a nivel de sistema el mismo resultado que el generado por un oscilador diseñado a nivel de circuito, éste debía ser un oscilador formado por una zona activa y otra reactiva que satisficiera las condiciones de arranque de este tipo de circuitos (ver introducción). El modelo de “circuito oscilador” que se ha diseñado y fabricado en la UPCT no presenta precisamente este perfil, ya que su modo de operación es el de generar armónicos mediante los circuitos existentes para tal efecto, apoyándonos en las no linealidades de ciertos dispositivos como los transistores. De todos estos armónicos, mediante un filtro también sintonizable, se escoge el tono a la frecuencia que deseemos según la aplicación y la frecuencia intermedia que anhelemos conseguir si es que el oscilador se emplea como OL de un mezclador de microondas.

En definitiva, llegamos a la conclusión de que la única forma viable de generar a

nivel de sistema el espectro resultante a nivel de circuito, era tomar el valor potencial de los armónicos más significativos a sus correspondientes frecuencias y, mediante una fuente de tipo “TONE”, reproducir dichos armónicos simulando la capacidad de actuación del circuito oscilador diseñado en la universidad a nivel de circuito (MWO).

De todos modos, llega el momento de hacer hincapié en que la frecuencia de

oscilación de 1.296 GHz que hemos empleado a lo largo de todos estos apartados no es un valor definitivo, sino un valor de referencia que ha dado buenos resultados para comenzar a realizar los primeros estudios. Por consiguiente, uno de los objetivos de este PFC consiste en determinar qué frecuencia y qué nivel de potencia de OL son los más adecuados en aras de conseguir el mejor nivel de señal posible durante toda la etapa analógica de recepción, lo cual incluye niveles de ganancia y figuras de ruido.

Si navegamos un poco por Internet y observamos modelos de diagramas de

bloques de pequeños radiotelescopios diseñados en distintas partes del mundo, observaremos que cada uno de ellos emplea frecuencias y potencias distintas de OL; incluso algunos de ellos realizan más de una conversión en frecuencia (varios mezcladores) y otros obtienen buenos resultados realizando una única conversión. ¿Por qué? La respuesta es precisamente uno de los objetivos de este PFC e intentaremos encontrarla en el próximo apartado.



259

4.5 Estudio preliminar de los filtros.

Para finalizar este estudio preliminar de los dispositivos más importantes de la etapa de recepción analógica, tan solo nos quedan por analizar los filtros diseñados y fabricados en la universidad, los cuáles, por cierto, también son sintonizables, por lo que fácilmente podrán ser modificados y adaptados para atender posibles necesidades de filtrado dentro de la cadena de recepción.

Mientras se diseñaban en los laboratorios los distintos dispositivos de

microondas que hemos presentado, descrito y testado virtualmente a lo largo de este documento, sus diseñadores fueron testigos de excepción de la necesidad de emplear filtros para, en unos casos, atenuar algunos armónicos procedentes de las no linealidades de ciertos dispositivos ya comentados y, en otros, seleccionar aquellos tonos que interesaban para la consecución de algunos objetivos como la obtención correcta de la señal de referencia del oscilador local. De esta forma surgió la necesidad de diseñar también estos dispositivos pasivos, uno de los cuales vamos a analizar en algo más de profundidad que lo realizado hasta ahora.

En concreto, tomaremos uno de los filtros diseñados para seleccionar el

armónico principal del oscilador local (1296 MHz). Aunque ya lo realizamos en su apartado correspondiente, comenzaremos recordando las curvas correspondientes a los parámetros S11 y S21 del filtro. Tanto el fichero de texto que modela la respuesta del filtro como el circuito diseñado en VSS para obtener dichas curvas se mostraron en las Figuras 3.84 y 3.85, respectivamente. Al volver a visualizar estas figuras, recordamos que el fichero de texto contenía el parámetro S21 del dispositivo y que, por tanto, el parámetro S11 teníamos que obtenerlo directamente sobre el circuito MWO, esto es, a nivel de circuito, valga la redundancia.

0 1000000000 2000000000 3000000000 4000000000Frecuencia (GHz)

Parametos S

-50

-40

-30

-20

-10

0

S11

y S

21 (d

B)

1341254229-4.184 dB

1249145480-4.184 dB

2592000000-5.54 dB

1296000000-1.184 dB

DB(|S21_PS(VSA.M1,1,0,1,0,1,0,0,1000,0,10,0)|)[x]Prueba Filtro UPCT


Figura 4.71. Parámetros S11 (magenta) y S21 (azul) de un filtro diseñado en la UPCT como parte del oscilador local.



260

Si volvemos a ejecutar la simulación obteníamos el gráfico de la Figura 4.71 sobre el que hemos colocado distintos marcadores: en primer lugar podemos observar cómo a 1296 MHz, la señal sufre unas pérdidas de tan solo 1.184 dB; a ambos lados de este marcador, hemos situado otros dos indicando las frecuencias a las cuales la respuesta del filtro cae 3 dB por debajo del máximo de la banda de paso (-1.184 dB-3 dB = -4.184 dB). Estas frecuencias son aproximadamente: 1249 MHz y 1341 MHz cuya diferencia nos da exactamente el ancho de banda del filtro: 1341 MHz – 1249 MHz = 92 MHz. Por tanto, tenemos un filtro de unos 90 MHz de ancho de banda a -3 dB en el que no podemos olvidar las réplicas que aparecen de la banda de paso a múltiplos de la frecuencia original (tal como indica el marcador situado a 2592 MHz).

Realicemos algunas simulaciones para comprender mejor la capacidad de

actuación del que será uno de nuestros filtros. Para ello hemos diseñado el circuito de la Figura 4.72 en el que podemos apreciar dos bloques y dos sondas. Uno de los bloques corresponde, por supuesto, a nuestro filtro, y el otro es una fuente “WHITENS”. Si echamos un pequeño vistazo atrás al apartado 3 en el que explicábamos el comportamiento del ruido, éste presenta la peculiaridad de que su espectro es plano en el dominio de la frecuencia, por tanto, si hacemos pasar un espectro plano por un dispositivo que presenta una determinada respuesta en frecuencia, dicho espectro adquirirá la forma exacta de dicha respuesta que, además, coincide con el parámetro S21 del filtro.

WHITENSID=A1PWR=30 dBmPWRTYP=Avg. Power over fsCTRFRQ=

TPID=TP2

TPID=TP1


Figura 4.72. Circuito diseñado para obtener el espectro de salida del filtro diseñado en la UPCT empleando una fuente de ruido blanco gaussiano.

Antes de presentar los resultados de la simulación y a pesar de haber comentado en diversas ocasiones el cuadro de diálogo de configuración de la medida “PWR_SPEC”, en este caso la volveremos a hacer explícita para que el lector pueda visualizar todos los valores empleados, principalmente en el campo de ancho de banda de resolución (RBW).

El cuadro de diálogo de configuración de la medida para este filtro podemos

verla en la Figura 4.73. Podemos comprobar cómo en este caso hemos colocado el ancho de banda de resolución en 8000 KHz y hemos eliminado la región negativa del espectro tal y como veníamos realizando hasta ahora.



261

Figura 4.73. Cuadro de diálogo de configuración de la medida “T_node” de VSS.

Si ejecutamos, ahora sí, la simulación, se obtiene el gráfico de la Figura 4.74 en el que podemos observar claramente cómo la respuesta en frecuencia del filtro coincide, con gran similitud, con los datos presentados en la Figura 4.71. Vemos que a 1.296 GHz, la salida se sitúa en -1.18 dBm y, de nuevo, hemos colocado dos marcadores a ambos lados justo 3 dB por debajo del valor obtenido a 1296 MHz, obteniéndose un ancho de banda de 1342 MHz – 1249 MHz = 93 MHz. Como vemos, dicho ancho de banda continúa alrededor de los 90 MHz.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)

Espectro de Salida

-100

-80

-60

-40

-20

0

10

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

1.249 GHz-4.18 dBm

1.342 GHz-4.18 dBm

2.56 GHz-2.325 dBm

1.296 GHz-1.18 dBm


Figura 4.74. Respuesta en frecuencia de uno de los filtros diseñados en la UPCT.



262

Para finalizar con el estudio preliminar del filtro y con este cuarto apartado del PFC, observemos qué modificaciones se producen en la respuesta del sistema cuando colocamos dos filtros en cascada. Esta simulación puede ser muy interesante en tanto a que podamos observar qué sucede con el ancho de banda final y con las réplicas de la banda de paso a múltiplos de la frecuencia original. El circuito diseñado para ello puede observarse en la Figura 4.75. Vemos que se trata del mismo circuito de la Figura 4.72 al que hemos añadido un nuevo filtro a continuación de idénticas características (una copia del bloque).

TPID=TP1 TP

ID=TP2WHITENSID=A1PWR=30 dBmPWRTYP=Avg. Power over fsCTRFRQ=



Figura 4.75. Circuito diseñado para obtener el espectro de salida de dos filtros en cascada diseñados en la UPCT empleando una fuente de ruido blanco gaussiano.

Ejecutando la simulación se obtiene el gráfico de la Figura 4.76 sobre el que podemos observar varios marcadores: vemos cómo a 1296 MHz ha descendido la banda de paso hasta -2.176 dBm; a ambos lados de este marcador hemos situado otros dos justo 3 dB por debajo del valor a 1296 MHz, obteniéndose un ancho de banda de 1334 MHz – 1257 MHz = 77 MHz. Vemos, por tanto, que el ancho de banda del conjunto se ha reducido entre 10 y 15 MHz hasta situarse próximo a los 80 MHz.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4Frequency (GHz)

Salida1 File Based

-150

-100

-50

0

20

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

2.56 GHz-4.756 dBm

1.257 GHz-5.18 dBm

1.334 GHz-5.18 dBm

1.296 GHz-2.176 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP2,8000,3,1000,0,-1,0,-1,1,2,0,0,1,0)) (dBm)Filtro1

Figura 4.76. Respuesta en frecuencia de dos filtros en cascada diseñados en la UPCT.



263

Finalmente, es importante realizar una pequeña reseña, la cual, por otra parte, resulta bastante intuitiva y fácil de razonar si se tiene la necesidad de pensar en ella en algún momento. Como hemos comentado al inicio de este subapartado, mientras se diseñaban dispositivos como los mezcladores y el oscilador local, fue cuando surgió la necesidad de emprender el mismo camino con filtros que permitiesen eliminar (atenuar realmente) ciertos armónicos en unos casos o seleccionarlos en otros. Esto quiere decir que estos filtros ya se encuentran construidos y funcionando a pleno rendimiento como parte de estos dispositivos que hemos ido tratando a lo largo de todo este PFC. Esto, a su vez, como ya habrán comprendido perfectamente, nos ha llevado a que los ficheros de texto que hemos construido a partir de los resultados obtenidos a nivel de circuito, ya lleven incluido el efecto de estos filtros que estamos re-analizando. Por tanto, será complicado que en nuestra cadena de recepción final empleemos de nuevos estos filtros ya que ya han sido utilizados en los respectivos lugares en los que se les “echaba de menos”.

Por otra parte, lo que sí que está por realizar y es otro de los objetivos de este

PFC, es el diseño de los filtros de frecuencia intermedia que probablemente necesitemos en la etapa de IF. Como estamos comentando, uno de ellos ya lo tenemos ya que esta situado precisamente a la salida del mezclador encargado de realizar la conversión a dichas frecuencias intermedias; sin embargo, además de la posibilidad de que se haga necesario emplear más de un filtro en este punto (recordar la Figura 4.1), la zona de IF también presentará etapas de amplificación (incluso alguna más de mezclado que aún está por determinar) por lo que, si definitivamente la frecuencia de OL se establece en 1296 MHz, quizá necesitemos emplear algún filtro más tanto a esta frecuencia como a la intermedia de 124 MHz. Ni mención merece la pena la necesidad de diseñar (o quizá sólo sintonizar en nuestro caso) nuevos filtros para banda base en caso de tener que realizar algún nuevo mezclado de la señal para llevarla a frecuencias más bajas que nos permitan hacer una correcta y adecuada adquisición de datos para la etapa digital.

Pues bien, sin más dilación pasemos ya al último y más esperado apartado de

este documento en el que comenzaremos a analizar toda la etapa analógica de recepción. Ya podremos, por tanto, observar los primeros resultados fruto de la conjunción de todos y cada uno de los dispositivos que llevamos analizando a lo largo de todos y cada uno de los subapartados descritos hasta el momento.



264

5. DISEÑO Y ESTUDIO PARAMÉTRICO DEL RECEPTOR ÓPTIMO.

Como si de una obra de teatro se tratara, podríamos decir aquello de: ¡señoras y señores, tomen asiento porque la función está a punto de comenzar! Si los Galileo, Newton, Copérnico o el mismísimo Keppler levantaran cabeza, probablemente les costaría dar crédito a algo como lo que vamos a llevar a cabo en este apartado de nuestro PFC (diseñar un aparato que nos permita observar el cielo a longitudes de onda no visibles al ser humano desde una silla situada junto a un ordenador personal). Y ya les digo “nuestro PFC” porque llevamos recorrido un largo camino para poder plantarnos en este punto de culminación de nuestro estudio del que me siento responsable, de alguna forma, de hacerles totalmente partícipes. Es cierto que no poseemos las herramientas de las grandes corporaciones astronómicas, es cierto que nuestro capital humano y nuestros recursos económicos son limitados, pero no es menos cierto que en ilusión, ganas de trabajar y difundir conocimientos de radioastronomía de una forma amena y cercana al ciudadano “de a pie”, tampoco nos gana nadie.

En este último apartado del PFC pretendemos alcanzar distintos objetivos, todos

ellos respuesta a distintos interrogantes que hemos ido planteando a lo largo de todo el proyecto. Además de ser el redactor de este proyecto, también soy lector privilegiado del mismo (al ser el primero como todo autor) lo cual me lleva a imaginar que tendrán la misma impaciencia que yo por comenzar a unir todos los dispositivos que hemos ido analizando y observar, en una aproximación inicial, el desenlace final de esta “historia circuital terrenal” la cuál dará paso a una apasionante “carrera intergaláctica”.

Comenzaremos este último apartado realizando esta aproximación inicial en la

que observaremos el paso de la señal por las distintas etapas y dispositivos de recepción, lo cual nos dará una idea global de lo que debe ser nuestro receptor final, y también nos ayudará a adquirir la capacidad de saber detectar las posibles deficiencias del mismo. Una vez realizado esto, centraremos nuestros esfuerzos en analizar el diagrama de bloques de algún radiotelescopio de los que hoy día se encuentran funcionando a pleno rendimiento; ello nos ofrecerá una visión amplia y clara tanto de los valores finales que deben tener las figuras de mérito de nuestro esquema (principalmente en cuanto a ganancia y factor de ruido) como de la cantidad y calidad de los dispositivos que finalmente necesitemos para obtener dichas figuras de mérito óptimas.

Finalmente, basándonos en esta información, iremos implementando distintas

versiones finales de nuestra propia cadena de recepción de la que iremos realizando también estudios paramétricos que corroboren la validez final (teórica) del diseño. Por otra parte, dentro de las versiones finales de las que hablamos, debemos dar respuesta, como decíamos, a algunos interrogantes que planteamos en los apartados anteriores, tales como decidir si es mejor realizar una única conversión en frecuencia en lugar de dos y, si definitivamente esto presenta mayores ventajas, decidir también finalmente a qué frecuencia intermedia bajar las señales recibidas. Otra tarea relativamente ardua será definir cuántas etapas de amplificación necesitaremos, para ello debemos alcanzar un compromiso de importancia crítica entre la ganancia total de todos los dispositivos amplificadores y el nivel de ruido que introducen ellos mismos.



265

5.1 Primera aproximación de la cadena de recepción.

Para comprender un poco mejor lo que nos disponemos a realizar, les propongo realizar un pequeño viaje en el tiempo. Imaginen por unos instantes que volvemos a la etapa de nuestra niñez cuando nos compraron nuestro primer puzzle; en los casos más precoces quizá nos estemos remontando a edades próximas a los 5 ó 6 años. Pues bien, esto es precisamente de lo que disponemos y lo que hemos ido analizando a lo largo de los apartados anteriores: las piezas del puzzle.

La diferencia con los puzzles tradicionales es que, el que tenemos “entre manos”

podría calificarse de “multi-puzzle” ya que las piezas no sólo encajan de una única forma sino que, lejos de esto, podemos realizar distintas construcciones, todas ellas igualmente válidas aunque no igualmente buenas. Además, podemos incrementar o decrementar a voluntad el número final de piezas a emplear en función de las necesidades del diseñador.

Lo primero que haremos, tal como hemos comentado, es comprobar que todos

los dispositivos analizados funcionan en conjunto de la misma forma que por separado, es decir, aportando sus prestaciones al conjunto de la cadena de recepción para conseguir que la señal inicial realice su camino lógico y esperado a través de todos los dispositivos. Para ello, diseñamos una primera aproximación inicial consistente en el circuito de la Figura 5.1.

TPID=TP1

TPID=TP2

TONEID=A1FRQ=1420 MHzPWR=-100 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

BPFBID=F1N=3FP1=1375 MHzFP2=1465 MHzAP=3.0103 dBNOISE=Auto

TPID=TP3

TONEID=A4FRQ=1296 MHzPWR=10 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

TPID=TP4


TPID=TP5

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm


IN OUT

LO


AMP_BID=A5GAIN=16 dBP1DB=3 dBmIP3= IP2= OPSAT=5 dBmNF=3 dBNOISE=Auto

TPID=TP6

Figura 5.1. Primera aproximación inicial de la cadena de recepción del radiotelescopio.

Como vemos, se trata de un esquema muy básico formado por una fuente de señal (sin ruido añadido, de momento) que simula las condiciones de la constelación de la cual recibimos la señal, dos amplificadores (LNA e IF), dos filtros (RF e IF) y un mezclador encargado, como ya sabemos, de bajar la señal a frecuencias intermedias mediante el oscilador local. Tanto para el LNA como para el mezclador y el oscilador local hemos empleado sus modelos “file based”; tan solo para los filtros y el amplificador final hemos utilizado modelos behavioral. El motivo ya lo comentamos en el apartado anterior: de momento, en la UPCT se han diseñado y fabricado dos filtros, uno a la salida del mezclador (144 MHz en el diseño inicial) y otro como parte del oscilador local encargado de seleccionar el armónico deseado (1296 MHz en el diseño inicial). Esto quiere decir que no tenemos ningún filtro situado a 1420 MHz, por lo que



266

debemos situar uno de prueba encargado de eliminar (atenuar) los armónicos espurios que pueda general el LNA. Lo mismo ocurre con el amplificador de IF, aún no se ha diseñado ninguno ya que, como hemos comentado en varias ocasiones, uno de los objetivos de este PFC consiste en determinar la mejor frecuencia intermedia a la que operar y, a partir de ese valor, fabricar los dispositivos necesarios para completar la etapa de IF. Como vemos también en el circuito, hemos situado medidores a la salida de todos los dispositivos que componen el esquema, lo cual nos va a permitir observar la evolución de la señal a su paso por cada uno de ellos.

Pues bien, hemos llegado a un punto en el que tan solo nos queda reproducir las

inconfundibles palabras de Julio César en el momento de cruzar el río Rubicón (límite entre Italia y la Galia Cisalpina) lo que suponía una rebelión contra el senado romano y que daría lugar a una larga guerra civil: “alea jacta est” (“la suerte está echada”). Así que, a la espera de no generar ningún conflicto de similares características, cruzamos los dedos y ejecutamos la simulación obteniendo los resultados que se muestran en las siguientes figuras.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000 5420Frequency (MHz)

Entrada y LNA

-400

-300

-200

-100

0

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

4260 MHz-354.4 dBm

1420 MHz-90.94 dBm1420 MHz

-100 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,1000,0,10,0,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Esquema1


Figura 5.2. Espectro obtenido tras la antena (azul) y tras el paso de la señal a través del LNA (magenta) en ausencia de ruido.

En la Figura 5.2 se muestra el espectro de la señal obtenido tras la antena (color azul) y tras el LNA (color magenta). Al no haberse generado ningún tipo de ruido, por una parte no debemos preocuparnos en exceso por el RBW empleado (de hecho, está establecido de forma automática) y por otra, vemos que no se ha generado ningún ruido, VSS sitúa un margen inferior de señal de referencia próxima a -400 dBm.



267

Como vemos por el tono de color azul, está perfectamente situado a 1420 MHz con una potencia de -100 dBm, tal y como habíamos especificado a la fuente del circuito. Al pasar por el LNA, que recordamos presentaba una ganancia de aproximadamente 9 dB a esta frecuencia, el nivel de señal (color magenta) sube a un valor próximo a -91 dBm. Este valor no es exacto debido a que estamos simulando manteniendo activa la opción “impedance mismatch modeling” mediante la cual se realizan simulaciones más reales teniendo en cuenta las impedancias de entrada y de salida de todos los dispositivos empleados en el esquema. Finalmente, podemos observar un pequeño armónico situado a 4260 MHz de potencia inferior a -350 dBm. Si nos fijamos, éste es el armónico de frecuencia triple (4260 / 1420 = 3) que suele aparecer a la salida de los amplificadores de potencia. En este caso, al ser la señal de entrada de tan baja potencia (muy alejada del punto de compresión del LNA) el armónico de tercer orden también resulta de proporciones ínfimas.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000 5420Frequency (MHz)

Filtro RF

-400

-300

-200

-100

0

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

1420 MHz-90.96 dBm


Figura 5.3. Espectro obtenido tras el filtro de RF (primera aproximación).

En la Figura 5.3 podemos observar el espectro resultante tras el filtro de RF con

ancho de banda de 90 MHz. Como vemos, el nivel de potencia de señal se mantiene prácticamente constante (apenas ha disminuido unas pocas centésimas de dB) y se ha eliminado por completo el armónico de tercer orden que comentábamos anteriormente. Por tanto, los niveles de señal cumplen perfectamente con los resultados esperados tras este dispositivo.

La Figura 5.4 muestra el espectro resultante tras el mezclado de la señal

principal con la proveniente del oscilador local (situado a una frecuencia de 1296 MHz y 10 dBm de potencia en esta aproximación inicial). Como ya sabemos, la réplica de la señal original baja a 124 MHz y se obtiene una potencia de -98.56 dBm, justo 7.6 dB por debajo de la señal obtenida tras el filtro de RF (Figura 5.3) que son las pérdidas exactas que introduce el mezclador.



268

Como es obvio y venimos comentando a lo largo de todo este documento, junto a la señal de interés aparecen otros armónicos indeseados resultado de los distintos productos de intermodulación. Así, podemos ver sobre esta última figura distintos marcadores que nos indican la posición y la potencia de estos armónicos. De todos ellos, los únicos que presentan una potencia mayor que la de nuestra réplica a frecuencia intermedia, son los armónicos situados a 2592 MHz y 3888 MHz, afortunadamente a frecuencias muy superiores a la de interés en esta etapa.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000Frequency (MHz)

Mezclador

-400

-300

-200

-100

0

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

1420 MHz-296.2 dBm

248 MHz-264.3 dBm

2716 MHz-164.3 dBm

3888 MHz-46.19 dBm

2592 MHz-86.98 dBm

1296 MHz-164.2 dBm

124 MHz-98.56 dBm


Figura 5.4. Espectro obtenido tras el mezclador (primera aproximación).

Al igual que en la etapa de RF, para evitar que estos armónicos indeseados puedan interferir en la correcta demodulación de la señal, colocamos un nuevo filtro paso-banda de ancho de banda 40 MHz centrado exactamente a 124 MHz. A su salida obtendríamos un espectro similar al que podemos observar en la Figura 5.5. Podemos observar cómo el espectro es muy similar al de la Figura 5.4, sin embargo, si nos fijamos bien podemos comprobar cómo es nuestra señal de 124 MHz la única que no presenta atenuación de todas las que componen el espectro de salida. Si comparamos ambos gráficos, vemos que el resto de señales que comentábamos se encuentran atenuadas en más de 15 dB.

Finalmente, la Figura 5.6 muestra el resultado de realizar una nueva

amplificación en la banda de IF. Al no estar definitivamente establecido el valor de frecuencia intermedia, hemos simulado las características de un amplificador comercial MAR-6 el cual presenta una amplificación de 16 dB en la banda de interés con un punto de compresión a la salida de alrededor de 3 dBm mediante el cual obtenemos una potencia de máxima de salida de unos 5 dBm. Podemos observar cómo la señal de interés asciende 16 dB con respecto al último filtrado.



269

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000Frequency (MHz)

Filtro IF

-400

-300

-200

-100

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dBm

)

248 MHz-266.3 dBm

3888 MHz-59.37 dBm

2716 MHz-208.4 dBm

2592 MHz-102.5 dBm

1296 MHz-181.7 dBm

124 MHz-98.57 dBm


Figura 5.5. Espectro obtenido tras el filtro de IF (primera aproximación).

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000Frequency (MHz)

Amplificador IF

-400

-300

-200

-100

0

Pote

ncia

de

Sal

ida

(dBm

)

3888 MHz-43.37 dBm

2716 MHz-187.6 dBm

2592 MHz-86.5 dBm

1420 MHz-233.6 dBm

1296 MHz-155 dBm

248 MHz-194.8 dBm

124 MHz-82.57 dBm


Figura 5.6. Espectro obtenido tras el amplificador de IF (primera aproximación).



270

Finalmente, tan solo nos resta realizar una comprobación de las figuras de mérito de nuestra primera aproximación de la cadena de recepción. Reduciremos estas figuras de mérito a la ganancia total del sistema y al factor de ruido. Además, en la Figura 5.7 hemos añadido el parámetro S21 para comprobar que se sitúa en los mismos valores que la ganancia del sistema, lo cual sucede como podemos comprobar por las curvas de color azul y verde.

Figuras de Merito en Cascada

0

5

10

15

20

dB

AMP_F (A2) BPFB (F1) MIXER_F (A3) BPFB (F2) AMP_B (A5)

p3

p2

p1

53.789 dB

32.258 dB

10.85 dB

517.47 dB

31.472 dB

19.1 dB

DB(C_GN(TP.TP1,TP.TP6,0))[1]Esquema1

DB(|C_S21(TP.TP1,TP.TP6,0)|)[1]Esquema1

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP6,0))[1]Esquema1

p1: Cascaded Linear Gain, dBFreq=0 MHz

p2: Cascaded Noise FigureFreq=0 MHz

p3: Cascaded H(f), dBFreq=0 MHz

Figura 5.7. Evolución de las figuras de mérito del receptor en su primera aproximación (ganancia, parámetro S21 y factor de ruido).

La curva de color azul representa la evolución de la ganancia del sistema a través de los distintos dispositivos que conforman el esquema. Podemos observar cómo tras el LNA (primer amplificador de la cascada) tenemos una ganancia de 9.1 dB; el filtro de RF apenas genera unas ínfimas pérdidas correspondientes a su banda de paso; el mezclador introduce unas pérdidas de 7.6 dB, dejando el nivel de amplificación global entorno a 1.5 dB; el filtro de IF mantiene constante la ganancia y el amplificador de IF eleva la amplificación 16 dB, lo cual supone un nivel de amplificación final de 17.47 dB. Como vemos, se trata del valor esperado según el balance teórico entre ganancias y pérdidas generadas por cada uno de los dispositivos, sin embargo, este nivel de amplificación será insuficiente ya que la señal de salida deseada presenta una potencia de -82.57 dB, demasiado pequeña para hacer funcionar correctamente a la etapa digital de nuestro receptor.

La curva de color magenta representa la evolución del factor de ruido del

sistema. Como vemos, el primer valor es el correspondiente al LNA, del que habíamos conseguido una figura de ruido de tan solo 0.85 dB. Sabemos que los dispositivos pasivos no contribuyen a la figura de ruido por lo que nuestros filtros no empeorarán esta figura de mérito. Finalmente, tras el amplificador de IF, tenemos una figura de ruido total de 3.789 dB.



271

Tal y como explicamos a comienzos de este apartado 5, esta primera aproximación de la cadena de recepción constituye un puzzle válido desde el punto de vista teórico, sin embargo, se trata de una versión muy mejorable en cuanto a que sus figuras de mérito distan enormemente de contar con valores que justifiquen ser denominadas “de mérito”. Por tanto, en los siguientes apartados nos centraremos en mejorar esta versión inicial intentando aumentar lo máximo posible la ganancia total del receptor, sin que ello suponga un excesivo incremento de la figura de ruido del mismo. 5.2 Simulación de un esquema real.

Una vez realizada esta primera aproximación inicial, vamos a intentar simular el esquema real que mostrábamos en la Figura 4.1 con el objetivo de comprobar, tanto la evolución de las figuras de mérito, como el espectro final de salida que presentaría un esquema real que ha sido realizado por la Universidad de Michigan. Como dijimos en el apartado anterior, se trata del esquema de un receptor creado por la “Michigan Technological University” en el que podemos ver los distintos valores de potencia y frecuencia que se obtienen en las distintas etapas de la cadena de recepción. El objetivo de su proyecto es el de presentar los requerimientos totales de su receptor de radio y detallar todas aquellas consideraciones de diseño y comerciales implicadas en cada sección del receptor. Una vez simulado, podremos verificar el grado de bondad del receptor comentando sus virtudes y defectos, intentando aprender de los primeros, lo cual nos permitirá aprender a corregir los segundos. 5.2.1 Esquema real con doble conversión en frecuencia.

La Figura 5.8 muestra el diagrama de bloques del radiotelescopio diseñado en la Universidad de Michigan en el que, echando un vistazo rápido, se atisba la estructura de un receptor superheterodino de doble conversión en frecuencia. Simularemos este esquema en primer lugar para observar sus resultados y, posteriormente, haremos lo mismo eliminando la etapa de segunda frecuencia intermedia, con lo que nos quedaremos únicamente con una conversión simple que nos permitirá comparar ambos esquemas. Pero antes de pasar a observar los resultados, comentemos un poco las características de los dispositivos que componen el esquema de la Figura 5.8.

TONEID=A1FRQ=1420 MHzPWR=-100 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=Freq. analysis onlyPNMASK= PNOISE=No phase noise

AMP_BID=A2GAIN=20 dBP1DB=10 dBmIP3= IP2= OPSAT= NF=0.5 dBNOISE=Freq. analysis only

BPFBID=F1N=3FP1=1375 MHzFP2=1465 MHzAP=3.0103 dBNOISE=Freq. analysis only

IN OUT

LO

MIXER_BID=A3MODE=Lower sideband/down converterFCOUT= GCONV=-7 dBP1DB=5 dBmIP3= LO2OUT=-25 dBIN2OUT=-20 dBPLO=10 dBmPLOUSE=Spur reference onlyPIN=-10 dBmNF=7 dBNOISE=Freq. analysis only

TONEID=A4FRQ=1042.5 MHzPWR=10 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

AMP_BID=A5GAIN=16 dBP1DB= IP3=14.5 dBmIP2= OPSAT=5 dBmNF=3.3 dBNOISE=Freq. analysis only


BPFBID=F2N=3FP1=357.5 MHzFP2=397.5 MHzAP=3.0103 dBNOISE=Freq. analysis only




IN OUT

LO





LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1

TPID=TP2

TPID=TP3

TPID=TP4

TPID=TP5

TPID=TP6

TPID=TP7

TPID=TP8

TPID=TP9

TPID=TP10

TPID=TP11

TPID=TP12

TPID=TP13

Figura 5.8. Diagrama de bloques de un radiotelescopio real de doble conversión diseñado por la Universidad de Michigan.



272

5.2.1.1 Componentes del circuito.

Como podemos observar en el circuito de la Figura 5.8, está compuesto exactamente por 16 bloques que constituyen la estructura de un receptor superheterodino de doble conversión en frecuencia. Si nos fijamos en la Figura 4.1, tan solo hemos omitido el circuito correspondiente al tratamiento de la señal procedente del oscilador local, previo a su llegada a los dos mezcladores del circuito. Hemos simulado los osciladores local de manera directa mediante fuentes “TONE” que generan las frecuencias potencias finales de dichos osciladores. Veamos uno a uno estos dispositivos de izquierda a derecha (antena hasta segunda frecuencia intermedia):

• Fuente: Simula la antena del radiotelescopio en ausencia de ruido. Hemos decidido dotarla de una señal simple a -100 dBm de potencia (potencia intermedia entre la fuente más y menos brillante que ellos mismos establecen y que explicamos en el apartado 4).

• Primer amplificador (LNA): De este amplificador tan solo nos dan el dato de que debe tener un poder amplificador de entre 20 y 25 dB. Guiándonos por las distintas gamas de amplificadores que hemos ido observando y analizando a lo largo de este PFC, hemos encontrado dispositivos capaces de ofrecer ese nivel de amplificación con una figura de ruido inferior a 0.5 dB y con puntos de compresión relativamente elevados.

• Filtro de RF: Se trata de un filtro de 90 MHz de ancho de banda (1375-1465) MHz, centrado en la frecuencia de interés (1420 MHz) encargado de eliminar los espurios producidos por el LNA.

• Mezclador 1 – OL 1: Encargado de reducir la frecuencia de la señal a una frecuencia intermedia inferior de 377.5 MHz mediante el empleo de un oscilador local de 1042.5 MHz.

• Amplificadores IF1: Se trata de dos amplificadores MAR-6 que presentan una ganancia de unos 16 dB, un IP3 de 14.5 dBm y una figura de ruido de 3.3 dB a la frecuencia de trabajo.

• Filtro IF1: Filtro de 40 MHz de ancho de banda (357.5 – 397.5) MHz centrado en la primera frecuencia intermedia (377.5 MHz) y encargado de reducir el nivel de los armónicos generados por el mezclador y los posteriores amplificadores.

• LNA: Un nuevo amplificador de bajo ruido situado estratégicamente para aportar alta ganancia y baja figura de ruido previo a la segunda conversión.

• Filtro IF1: Idem al anterior dentro de esta primera frecuencia intermedia. • Amplificador MAR-6: Nuevo amplificador de señal. • Mezclador 2 – OL 2: Encargado de reducir la frecuencia de la señal a una

frecuencia intermedia inferior de 30 MHz mediante el empleo de un oscilador local de 347.5 MHz.

• Amplificador MAR-6: Idem a los anteriores. • Filtro IF2: Filtro de 6 MHz de ancho de banda (27 – 33) MHz centrado en la

segunda frecuencia intermedia (30 MHz) y encargado de reducir el nivel de los armónicos generados por el mezclador y los posteriores amplificadores.

• Bloque de terminación: Como ya indicamos, se trata del bloque que nos permite hacer análisis teniendo en cuenta las impedancias de entrada y salida de los dispositivos que empleamos en cada uno de los esquemas.



273

5.2.1.2 Resultados.

De todo el esquema que hemos compuesto en la Figura 5.8, los resultados que más nos interesan conocer son: el espectro final que se obtiene previo a la impedancia de carga (medidor TP.13) así como la ganancia total del sistema y la figura de ruido total obtenida. Es importante señalar que realizaremos los cálculos empleando una frecuencia de muestreo de 10 GHz. La Figura 5.9 muestra la curva de ganancia total acumulada del esquema a su paso por cada uno de los dispositivos. Hemos dispuesto varios marcadores que muestran dichos valores, de los cuales nos interesa quedarnos con el último, que marca la ganancia total acumulada del sistema (90 dB).

Ganancia doble conv

0

20

40

60

80

100

dB

AMP_B (A2) BPFB (F1) MIXER_B (A3) AMP_B (A5) AMP_B (A6) BPFB (F2) AMP_B (A7) BPFB (F3) AMP_B (A8) MIXER_B (A9) AMP_B (A11) BPFB (F4)

p1

1289.93 dB

980.94 dB7

64.96 dB

544.97 dB

DB(C_GN(TP.TP1,TP.TP13,0))[1]Main Report doble conversion


Figura 5.9. Ganancia total teórica del diagrama de bloques de un radiotelescopio real de doble conversión diseñado por la Universidad de Michigan.

Si tenemos en cuenta que hemos introducido a la entrada un valor de -100 dBm y el sistema posee un poder amplificador de 90 dB, teóricamente el nivel de salida debería ser de -100 + 90 = -10 dBm de potencia de señal. Sin embargo, la Figura 5.10 no nos muestra ese resultado. Podemos observar un espectro bastante “sucio” con componentes espurios de señal de valores similares a la frecuencia de interés (en este caso de 30 MHz). Podemos observar cómo la propia señal final a 30 MHz presenta una potencia de -36.67 dBm, más de 25 dB por debajo de la salida teórica que cabía esperar.

La Figura 5.11 nos muestra un pequeño zoom realizado sobre la banda (0-500)

MHz para poder observar con algo más de precisión los resultados obtenidos y presentados en la Figura 5.10. Podemos ver que el armónico más “peligroso” en cuanto a potencia de señal es el correspondiente al segundo oscilador local (347.5 MHz) con una potencia superior a la de la señal de interés (-31.2 dBm).

Evidentemente, si la señal de salida presenta un nivel de amplificación inferior a

90 dB, dicha amplificación ha ido decreciendo a lo largo de la cadena de recepción. Nuestra misión ahora consiste en saber dónde comenzó a decrecer.



274

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000Frequency (MHz)

Espectro Salida doble conv

-400

-300

-200

-100

0Po

tenc

ia d

e S

alid

a (d

Bm)

1043 MHz-76.7 dBm

347.5 MHz-31.2 dBm

30 MHz-36.67 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP13,100,3,100,4,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Main Report doble conversion

Figura 5.10. Espectro final del diagrama de bloques de un radiotelescopio real de doble conversión diseñado por la Universidad de Michigan.



-400

-300

-200

-100

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

347.5 MHz-31.2 dBm

30 MHz-36.67 dBm


Figura 5.11. Espectro final (ampliado entre 0 y 500 MHz) del diagrama de bloques de un radiotelescopio real de doble conversión diseñado por la Universidad de Michigan.



275

La Figura 5.12 muestra el espectro de señal obtenido tras el primer amplificador de frecuencia intermedia (medidor TP.5). Como podemos ver, en este punto la frecuencia intermedia es de 377.5 MHz con una potencia de -71 dBm, cifra que resulta exactamente de sumar a la señal inicial (-100 dBm) los 20 dB del LNA, restar los 7 dB de pérdidas del mezclador y sumar los 16 dB correspondientes al amplificador MAR-6. También podemos ver la señal correspondiente al OL (1042.5 MHz) y una cantidad bastante importante de armónicos indeseados de potencias superiores al de interés.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000Frequency (MHz)


-400

-300

-200

-100

0

100

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

1043 MHz0.6031 dBm377.5 MHz

-71.58 dBm


Figura 5.12. Espectro medido tras el primer amplificador de frecuencia intermedia del diagrama de bloques de un radiotelescopio real de doble conversión diseñado por la Universidad de Michigan.

Observemos ahora qué sucede cuando observamos el espectro tras el siguiente amplificador MAR-6 (medidor TP.6). En teoría, al tratarse de un nuevo dispositivo amplificador de 16 dB, la señal de salida debe presentar un nivel de potencia de -71 + 16 = -55 dBm, sin embargo, el gráfico de la Figura 5.13 muestra un situación diferente. Como vemos, la señal de interés presenta una potencia de -68.46 dB, muy lejanos de los -55 dBm que preveíamos.

El motivo de este bajo nivel de amplificación de la señal de interés es la

“suciedad espectral” presente a la entrada de este último amplificador en cuya salida acabamos de medir. Los amplificadores MAR-6 (ver Anexo 5) pertenecen a un grupo de amplificadores con buen régimen de funcionamiento entre 0 MHz (DC) y 2000 MHz. Si volvemos a observar la Figura 5.12, dentro de ese rango se puede ver una cantidad importante de armónicos que serán tratados por el amplificador de la misma forma que el principal (377.5 MHz). Al no centrar todo su poder amplificador sobre dicho tono principal, el MAR-6 distribuye su energía sobre todo su ancho de banda, no alcanzándose, así, los resultados espectrales esperados.



276

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000Frequency (MHz)


-400

-300

-200

-100

0P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)1043 MHz-46.05 dBm

377.5 MHz-68.46 dBm


Figura 5.13. Espectro medido tras el segundo amplificador MAR-6 de frecuencia intermedia del diagrama de bloques de un radiotelescopio real de doble conversión diseñado por la Universidad de Michigan.

¿Existe alguna solución a este problema? La respuesta es sí. Si el problema es la suciedad espectral existente a la entrada de los amplificadores, ataquemos el problema de raíz “limpiando” el espectro mediante la utilización de más filtros. En concreto, tomemos como referencia el primer filtro de IF situado justo tras el segundo amplificador MAR-6 que acabamos de analizar. Pues bien, tan solo hemos de copiarlo y pegarlo por duplicado justo tras la primera etapa de conversión en frecuencia (mezclador 1). Dicho en otras palabras, colocaremos dos filtros tras el primer mezclador con el objetivo de limpiar el espectro lo máximo posible antes de las etapas amplificadoras.

La Figura 5.14 muestra el espectro obtenido tras la colocación de estos filtros. Se

puede apreciar, ahora sí, cómo el nivel de salida del armónico principal presenta una potencia de -55 dBm, situación teórica esperada. Además, el tono correspondiente al oscilador local que presentaba una potencia más elevada que la del armónico principal, se ha reducido a valores por debajo de -170 dBm, dejando de ser significativos y, por tanto, dañinos para el sistema. Estas medidas están realizadas empleando un RBW de 100 KHz y un VBW también de 100 KHz.

Esta experiencia nos reporta la primera lección importante en el diseño de

sistemas de recepción en general, y de radioastronomía en particular: no debemos escatimar en el empleo de filtros que limpien el espectro de entrada de los dispositivos no lineales para que éstos puedan operar como se espera de ellos. Además, sabemos que no contribuyen a la figura de ruido total ni atenúan la señal. Evidentemente, sí que debe existir un compromiso con el tamaño del receptor, esto es, emplear demasiados filtros eleva las dimensiones del mismo, lo cual tampoco interesa.



277

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000Frequency (MHz)


-400

-300

-200

-100

0Po

tenc

ia d

e S

alid

a (d

Bm

)

1043 MHz-173.5 dBm

377.5 MHz-55.06 dBm


Figura 5.14. Espectro medido tras el segundo amplificador MAR-6 del diseño de la Universidad de Michigan al que se han añadido dos filtros tras el primer mezclador.

Observemos, finalmente, qué sucede al final de la cadena de recepción una vez hemos añadido los mencionados “filtros limpiadores”. La Figura 5.15 muestra este resultado en el que podemos ver cómo la señal de interés tras el segundo mezclado (30 MHz) presenta una potencia de -11.88 dBm, muy próximos a los -10 dBm que deberíamos obtener teóricamente. Esto quiere decir que todavía podríamos emplear algún filtro más, seguramente a la salida del segundo mezclador, con el mismo objetivo que los anteriores.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000Frequency (MHz)


-200

-150

-100

-50

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

347.5 MHz-32.41 dBm

30 MHz-11.88 dBm


Figura 5.15. Espectro final del radiotelescopio con la adición de los dos filtros.



278

Para concluir con este análisis del receptor de doble conversión en frecuencia, tan solo nos queda mostrar la figura de ruido total obtenida con el esquema inicial (sin los dos filtros añadidos). La Figura 5.16 muestra esta figura de mérito en la que podemos ver cómo a partir del primer amplificador de IF se estabiliza el factor de ruido quedando finalmente en un valor de 0.8347 dB. Contando con él mismo y previos a este amplificador, tenemos tres dispositivos ruidosos (todos excepto el filtro de RF) lo cual nos indica que, con los valores establecidos (reales y muy próximos a los nuestros) son los tres primeros dispositivos los que dominan la figura de ruido total del sistema, algo muy a tener en cuenta en los subapartados siguientes.

Figura de Ruido doble conv

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

AMP_B (A2) BPFB (F1) MIXER_B (A3) AMP_B (A5) AMP_B (A6) BPFB (F2) AMP_B (A7) BPFB (F3) AMP_B (A8) MIXER_B (A9) AMP_B (A11) BPFB (F4)

p1

120.8347 dB

40.8295 dB

10.5 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP13,0))[1]Main Report doble conversion


Figura 5.16. Figura de ruido final del radiotelescopio de doble conversión en frecuencia.

5.2.1.3 Ventajas de los receptores superheterodinos.

1. La mayor parte del trayecto de la señal de radio ha de ser sensible solo a una estrecha gama de frecuencias. Solamente la parte anterior a la etapa conversora (la comprendida entre la antena y el mezclador) necesita ser sensible a una gama amplia de frecuencias.

2. Otra ventaja es que se evitan los acoplamientos indebidos entre pasos por capacidades parásitas generadas por cables y pistas de circuito impreso, al usar una frecuencia constante.

5.2.1.4 Ventaja de la doble conversión en frecuencia y sobre otros receptores.

A veces, para superar obstáculos tales como el fenómeno denominado frecuencia imagen o respuesta imagen, se utiliza más de una FI. Los receptores de radiofrecuencia sintonizada, utilizados anteriormente, sufrían de falta de estabilidad de frecuencia y de una muy pobre selectividad, dado que, incluso utilizando filtros con un alto factor de calidad (Q), tenían un ancho de banda demasiado grande en la gama de las radiofrecuencias. Los receptores superheterodinos tienen unas características superiores,



279

tanto en selectividad como en estabilidad de frecuencia. Es mucho más fácil estabilizar un oscilador que un filtro, especialmente con la moderna tecnología de sintetizadores de frecuencia, y los filtros de FI pueden tener una banda de paso mucho más estrecha para un mismo factor Q que un filtro equivalente para RF (radiofrecuencia). 5.2.2 Esquema real con simple conversión en frecuencia.

Una vez analizado el esquema de doble conversión en frecuencia, vamos a analizar el mismo esquema pero realizando únicamente la primera conversión. La Figura 5.17 muestra el diagrama de bloques del radiotelescopio diseñado en la Universidad de Michigan al cual hemos eliminado la etapa de la segunda conversión en frecuencia. No es necesario comentar las características de los dispositivos, ya que se trata de los mismos bloques de la Figura 5.8, con idénticas prestaciones.


TONEID=A2FRQ=1420 MHzPWR=-100 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=Freq. analysis onlyPNMASK= PNOISE=No phase noise


IN OUT

LO




TPID=TP8





TPID=TP7


TPID=TP10

TPID=TP1

TPID=TP6

TPID=TP5

TPID=TP4

TPID=TP3

TPID=TP2

TPID=TP9

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

Figura 5.17. Diagrama de bloques de un radiotelescopio real de simple conversión diseñado por la Universidad de Michigan.

Al igual que en el subapartado anterior, analizaremos tanto el espectro de salida del receptor como la ganancia y figura de ruido total del sistema. Evidentemente, los resultados nos serán muy familiares al tratarse de los mismos dispositivos.

Ganancia simple conv

0

20

40

60

80

100

dB

AMP_B (A1) BPFB (F1) MIXER_B (A3) AMP_B (A4) AMP_B (A7) BPFB (F2) AMP_B (A6) BPFB (F3) AMP_B (A9)

p1

120 dB

980.94 dB

644.96 dB

DB(C_GN(TP.TP1,TP.TP10,0))[1]Main Report simple conversion


Figura 5.18. Ganancia total teórica del diagrama de bloques de un radiotelescopio real de simple conversión diseñado por la Universidad de Michigan.



280

La Figura 5.18 muestra la ganancia total del receptor que, como observamos, es la misma que la de la Figura 5.9 eliminando la segunda etapa conversora. En este caso podemos comprobar cómo la amplificación total del sistema es de 80.94 dB, lo cual quiere decir, que el nivel de potencia de la señal de salida debe ser de aproximadamente -19.1 dBm (-100 dBm + 80.94 dB). Sin embargo, si observamos la Figura 5.19 podemos comprobar como el tono a frecuencia intermedia (377.5 MHz) presenta realmente una potencia de -40.61 dBm. El motivo es el mismo que en el caso anterior, por tanto, tendremos que colocar de nuevo dos filtros tras el mezclador, obteniéndose el resultado que se muestra en la Figura 5.20 (RBW=50 KHz; VBW=50 KHz). Vemos que el nivel de salida del armónico principal presenta exactamente -19.1 dBm.

0.06 1000 2000 3000 4000 5000Frequency (MHz)

Espectro Salida simple conv

-140

-120

-100

-80

-60

-40

-30

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm

)

1043 MHz-108.7 dBm

377.5 MHz-40.61 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP10,80,3,80,4,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Main Report simple conversion

Figura 5.19. Espectro final del diagrama de bloques de un radiotelescopio de simple conversión.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000Frequency (MHz)

Espectro Salida simple conv

-400

-300

-200

-100

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m) 1133 MHz

-95.82 dBm

755 MHz-68.71 dBm

377.5 MHz-19.1 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP10,50,3,50,4,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Main Report simple conversion

Figura 5.20. Espectro final del diagrama de bloques de simple conversión con dos filtros.



281

Para concluir este análisis, observemos en la Figura 5.21 el factor de ruido total del receptor. Tal y como expresamos en el circuito de doble conversión en frecuencia, son los tres primeros dispositivos los que gobiernan las figura de ruido total, por tanto, al tratarse en este caso de los tres mismos dispositivos, la figura de ruido total vuelve a ser de 0.8347 dB.

Figura de Ruido simple conv

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

dB

AMP_B (A1) BPFB (F1) MIXER_B (A3) AMP_B (A4) AMP_B (A7) BPFB (F2) AMP_B (A6) BPFB (F3) AMP_B (A9)

p1

90.8347 dB

40.8295 dB

10.5 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP10,0))[1]Main Report simple conversion


Figura 5.21. Figura de ruido final del radiotelescopio de doble conversión en frecuencia.

5.2.3 Conclusiones.

Acabamos de estudiar los esquemas correspondientes a dos receptores superheterodinos, uno de doble conversión (del que ya hemos comentado sus ventajas) y otro de simple conversión. Además de todo lo expuesto en los subapartados anteriores, podemos extraer las siguientes conclusiones:

1. Los receptores superheterodinos de doble conversión presentan una alta robustez con respecto al problema de la frecuencia imagen o respuesta imagen. Este problema consiste en la interferencia que se produce en la banda intermedia de frecuencias cuando, tanto la señal de interés como algún espurio situado simétricamente con respecto a la frecuencia de OL, se mezclan simultáneamente acabando ambos superponiéndose en la misma frecuencia intermedia.

2. Los receptores superheterodinos de doble conversión en frecuencia presentan una mayor estabilidad y selectividad en frecuencia. Al mezclar las señales a frecuencias intermedias mucho más reducidas que la de la señal original, permite el uso de filtros más selectivos en frecuencia. Además, acercan la señal a frecuencias más “adquiribles” (manejables por tarjetas de adquisición de datos).

3. Sin embargo, los receptores de simple conversión resultan más adecuados desde el punto de vista geométrico. Al emplear menos cantidad de circuitería, resultan más manejables que sus homólogos de doble conversión.



282

5.3 Recepción de una señal con ancho de banda (aproximación inicial).

El siguiente paso en nuestro camino hacia la construcción del receptor óptimo consiste en la reproducción real de una señal procedente del espacio. Como podemos observar en la Figura 5.22, hemos colocado a la entrada una fuente “TONE” que simula una señal real de aproximadamente 3 MHz de ancho de banda. Esta señal queda representada mediante los tres siguientes tonos:

• Tono 1: Situado a 1418 MHz con -120 dBm de potencia. • Tono 2: Situado a 1420 MHz con -90 dBm de potencia. • Tono 3: Situado a 1421 MHz con -100 dBm de potencia.

TPID=TP6

TPID=TP1

TPID=TP2

IN OUT

LO



LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP5


TPID=TP4


TPID=TP3



TONEID=A4FRQ=1418,1420,1421 MHzPWR=-120,-90,-100 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

Figura 5.22. Primera aproximación del receptor empleando una señal de ancho de banda real.

Podemos comprobar que el resto de dispositivos son exactamente los mismos

que los que utilizamos en la Figura 5.1 para realizar la primera aproximación inicial. Como podemos apreciar por los dispositivos, la ganancia total teórica del sistema debe ser la suma del LNA menos las pérdidas del mezclador, más la ganancia del amplificador de IF (9-7+16 = 18 dB). Por tanto, la señal de salida debe presentar los tonos iniciales ampliados en 18 dB. Tomando como referencia el armónico central (-90 dBm), a la salida debe presentar un nivel próximo a -90 + 18 = -72 dBm.

Ejecutando la simulación, se obtiene el gráfico de la Figura 5.23, en el cuál

apenas podemos distinguir la señal de salida, pero sí algunos de los armónicos indeseados. Parece que, de nuevo, el efecto del mezclador y el empleo de un solo filtro nos están volviendo a jugar una mala pasada. Para evitarlo, copiamos el único filtro de IF y lo añadimos por duplicado al receptor, justo tras el filtro de IF inicial en la Figura 5.22. En ese momento, pasamos a tener 3 filtros de IF en cascada de idénticas prestaciones. Al ejecutar de nuevo la simulación se obtiene el gráfico de la Figura 5.24 en el que podemos ver la señal con algo más de nitidez y claramente diferenciada del ruido de fondo. Se puede apreciar que a 124 MHz, la señal presenta una potencia de algo más de -75 dBm (valor muy próximo al esperado).



283

0.01667 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000Frequency (MHz)

Espectro Ancho de Banda

-200

-150

-100

-50

0

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm

)

3888 MHz-36.05 dBm

2592 MHz-80.79 dBm

124 MHz-75.47 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP6,50,3,10,0,-1,0,-1,1,0,0,0,1,0)) (dBm)Primera aproximacion_ ancho de banda

Figura 5.23. Espectro de salida del receptor empleando una señal de ancho de banda real.

0.01667 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000Frequency (MHz)


-250

-200

-150

-100

-50

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dBm

)

124 MHz-75.62 dBm


Figura 5.24. Espectro de salida del receptor (añadiendo dos filtros) empleando una señal de ancho de banda real.



284

Para observar mejor el espectro, podemos realizar un zoom en la banda (100-150) MHz obteniendo el gráfico de la Figura 5.25. Podemos ver cómo se aprecian claramente los tres tonos iniciales ampliados todos ellos en unos 15 dB. No debemos, sin embargo, hacer caso omiso de los espurios que aparecen a ambos lados de nuestro ancho de banda de interés. En los esquemas finales que propongamos al final de este documento debemos colocar filtros que eliminen estas molestas señales que pueden afectar a las siguientes etapas del receptor. Finalmente, la Figura 5.26 nos muestra la ganancia y el factor de ruido total del esquema, resultando idénticos a los expuestos en el apartado 5.1.



-200

-150

-100

-50

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

143.32 MHz-83.58 dBm

125 MHz-85.62 dBm

122 MHz-105.6 dBm

124 MHz-75.62 dBm


Figura 5.25. Zoom en la banda (100-150) MHz del espectro de salida del receptor (añadiendo dos filtros) empleando una señal de ancho de banda real.

Figura de Ruido

0

5

10

15

20

dB

AMP_F (A2) BPFB (F2) MIXER_F (A1) BPFB (F1) AMP_B (A5)

p2

p1

53.787 dB

517.47 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP6,0))[1]Primera aproximacion_ ancho de banda

DB(C_GN(TP.TP1,TP.TP6,0))[1]Primera aproximacion_ ancho de banda



Figura 5.26. Figura de ruido y ganancia total del sistema.



285

5.4 Recepción de una señal sencilla en condiciones reales (considerando el ruido captado por la antena).

Continuemos con el proceso aproximación y puesta a punto de nuestro receptor. En este apartado analizaremos una nueva situación en la que simularemos el esquema de nuestra aproximación inicial añadiendo el ruido captado y producido por la antena. Para ello, empleamos el bloque conocido “AWGN” (Figura 5.27) que simula las condiciones de un canal que añade ruido blanco gaussiano. Podemos observar que la fuente inicial simula las condiciones de una señal sencilla a 1420 MHz y el resto del circuito vuelve a ser el mismo que planteamos en el apartado 5.1.

Con respecto a la potencia de señal incidente en la antena, hemos vuelto a

establecer un valor de -100 dBm, el cual se sitúa dentro del intervalo (-110, -90) dBm que calculamos en el apartado 4 y que usamos como referencia para realizar estas primeras simulaciones iniciales.

En cuanto al ruido añadido por el bloque “AWGN”, podemos observar que

hemos indicado un valor de -174 dBm/Hz. Como vimos, este valor de densidad espectral de potencia de ruido se obtenía considerando el peor de los casos: 300 ºK de temperatura de ruido de la antena (situación que se alcanza cuando la antena presenta ángulos pequeños de elevación y escasa efectividad).




TPID=TP1

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP4


IN OUT

LO


TONEID=A4FRQ=1420 MHzPWR=-100 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise


TPID=TP2

TPID=TP3

TPID=TP5

TPID=TP6AWGN

ID=A6PWR=-174PWRTYP=Single-sided PSD (dBm/Hz)LOSS=0 dB

Figura 5.27. Primera aproximación del receptor empleando una señal simple y añadiendo el ruido captado por la antena.

Como ya analizamos tanto el paso de la señal a través de los distintos dispositivos del esquema como la ganancia y la figura de ruido, tan solo nos centraremos en mostrar el espectro final y aquéllos necesarios para una mejor comprensión de los resultados. Por ejemplo, en este caso que pretendemos abordar, también resulta muy interesante observar el espectro inicial del conjunto fuente-ruido. Para todos estos gráficos, emplearemos los parámetros (RBW = 50 KHz, VBW = 50 KHz) mediante los cuales tenemos que esperar un tiempo de algo más de 200 segundos para obtener el gráfico desde que iniciamos la simulación. Este es uno de los motivos por los que no merece la pena aumentar el ancho de banda de resolución; en esos casos, el tiempo de operación y representación se hace demasiado largo, lo cual no es importante cuando el número de representaciones a realizar es reducido (caso contrario al que nos ocupa en el que tenemos que realizar innumerables representaciones).



286

Antes de observar el espectro de salida del receptor analizado, veamos qué situación se obtiene tras la antena según los parámetros indicados al circuito. El gráfico de la Figura 5.28 muestra esta situación en la que podemos ver el nivel de ruido entorno a -120 dBm y el nivel de señal en -100.03 dBm. Si recordamos del apartado anterior, comentamos que para obtener el nivel de potencia absoluto (dBm) a partir del valor de densidad espectral, tan solo debíamos añadir a ésta última el resultado de realizar la operación “10 · log10 [RBW(Hz)]”. En nuestro caso tendremos: P(dBm) = -174 + 10 · log10 (50.000) = -127 dBm. Este valor nos indica que la media de la potencia de ruido se sitúa en -127 dBm, existiendo una pequeña variación alrededor de dicha media que conocemos estadísticamente como “varianza”. Es por ella por la que, aparentemente, vemos que el ruido alcanza -120 dBm.

Como podemos apreciar también, la señal de entrada tampoco presenta

exactamente -100 dBm, sino 3 centésimas más. Este hecho también es debido a la varianza del ruido; como comentábamos, el bloque “AWGN” simula las condiciones de un canal de comunicaciones que añade ruido blanco gaussiano a todas las frecuencias, entre ellas 1420 MHz, de tal forma que nuestra señal también sufre las consecuencias de la varianza del ruido.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000 5420Frequency (MHz)

Espectro tras la Antena

-160

-140

-120

-100

-80

Pote

ncia

de

Sal

ida

(dBm

)

1420 MHz-100.03 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP1,50,3,50,4,-1,0,-1,1,2,0,0,1,0)) (dBm)Primera aproximacion_ruido

Figura 5.28. Espectro observado tras la antena para la aproximación del circuito de la Figura 5.27.

La Figura 5.29 muestra el espectro observado a la salida del esquema de la

Figura 5.27 empleando el mismo ancho de banda de resolución. Si observamos los marcadores dispuestos sobre el gráfico, podemos ver cómo tenemos nuestra señal situada a 124 MHz con una potencia de alrededor de -82 dBm (justo la suma de la potencia de entrada más la ganancia total del sistema que se situaba en torno a 18 dB). También podemos ver que los armónicos más potentes (muy alejados de la señal de interés) se sitúan exactamente en múltiplos de la frecuencia de OL). Si es necesario, tendremos que filtrarlos para asegurarnos que no supongan un problema.



287

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000Frequency (MHz)

Espectro con Ruido

-250

-200

-150

-100

-50

0P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)

2592 MHz-86.5 dBm

3888 MHz-43.37 dBm

1296 MHz-160.9 dBm

124 MHz-82.58 dBm


Figura 5.29. Espectro observado a la salida para la aproximación del circuito de la Figura 5.27.

Realicemos, pues, la misma operación que venimos llevando a cabo en los últimos esquemas. Tomaremos el filtro de IF y lo colocaremos, por duplicado, en cadena tras el primero con el objetivo de “limpiar” el espectro lo máximo posible. El resultado de la simulación podemos observarlo en la Figura 5.30; vemos cómo no queda ni rastro de los armónicos relacionados con el OL.

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000Frequency (MHz)

Espectro con Ruido

-250

-200

-150

-100

-50-40

Pote

ncia

de

Sal

ida

(dBm

)

124 MHz-82.42 dBm


Figura 5.30. Espectro observado a la salida añadiendo dos filtros.



288

5.5 Recepción de una señal con ancho de banda real en condiciones reales (considerando el ruido captado por la antena).

Comenzamos a acercarnos a la realidad más absoluta. La “siguiente parada” en el recorrido consiste simular nuestra aproximación inicial teniendo en cuenta tanto el ruido captado por la antena como el ancho de banda de señal procedente del espacio. El circuito de la Figura 5.31 ilustra esta situación en la que podemos ver la fuente “TONE” generando el mismo espectro que en el apartado 5.3, y el canal “AWGN” que añade una densidad espectral de potencia de ruido de -174 dBm/Hz (peor de los casos considerando que la temperatura de ruido de la antena es de 300 ºK). Vemos que el resto de dispositivos son los mismos empleados en la primera aproximación.



IN OUT

LO


TONEID=A3FRQ=1418,1420,1421 MHzPWR=-120,-90,-100 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise


TPID=TP2

TPID=TP4

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1




TPID=TP3

TPID=TP5

TPID=TP6

Figura 5.31. Primera aproximación del receptor empleando una señal simple y añadiendo el ruido captado por la antena.

El resultado del espectro a la salida podemos verlo en la Figura 5.32. Para su simulación hemos empleado (RBW=50 KHz, VBW=50 KHz). Como podemos apreciar, no conseguimos recuperar el ancho de banda generado por la fuente inicial del circuito (señal captada por la antena); los marcadores dispuestos sobre el gráfico corroboran matemáticamente lo que se atisba claramente de forma visual. Tan solo el armónico central (-75 dBm) parece que se recupera con relativa fidelidad, sin embargo, los otros dos se confunden totalmente con el ruido de fondo.

Una vez más, la solución pasa por añadir un par de filtros en la etapa de IF tal

como hemos venido haciendo en los subapartados anteriores. Realizando esta modificación sobre el circuito y ejecutando la simulación (RBW=50 KHz, VBW=50 KHz) se obtiene el gráfico de la Figura 5.33. Al igual que en el gráfico anterior, hemos optado por realizar una representación en banda estrecha entre 120 MHz y 130 MHz para que pueda apreciarse con mayor claridad el espectro de salida generado. En este caso, podemos ver cómo se recuperan dos de los tres tonos que componen el espectro de la señal de entrada (los dos más potentes). El tono de entrada correspondiente a 1418 MHz (-120 dBm de potencia) se confunde totalmente, a frecuencias intermedias, con el ruido generado a la salida. Si nos fijamos, también hemos colocado una línea horizontal que marca aproximadamente la media de ruido generado a la salida dentro del rango de representación empleado.



289


Espectro con Ancho de Banda y Ruido

-200

-150

-100

-50

0P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

) 122 MHz-89.96 dBm

125 MHz-86.53 dBm

124.01 MHz-75.02 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP6,50,3,50,4,-1,0,-1,1,2,0,0,1,0)) (dBm)Primera aproximacion_anchobanda_ruido

Figura 5.32. Espectro de salida de la primera aproximación del receptor empleando una señal real con ancho de banda y añadiendo el ruido captado por la antena.



-150

-100

-50

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

125.28 MHz-110.9 dBm

122 MHz-110 dBm

125.02 MHz-84.14 dBm

124.02 MHz-74.14 dBm


Figura 5.33. Espectro de salida de la primera aproximación del receptor (añadiendo filtros de IF) empleando una señal real con ancho de banda y añadiendo el ruido captado por la antena.



290

Este ejemplo que acabamos de ver pone de manifiesto la importancia de la ganancia del sistema. Al estar manejando un receptor cuyo poder amplificador total ronda los 18 dB, no resulta suficiente para visualizar los armónicos más débiles, por lo que, de esta forma, se aprecia la necesidad imperiosa de jugar correctamente con los amplificadores del sistema.

En el caso que nos ocupa no vamos a añadir nuevos dispositivos activos a la

cadena de recepción (sí lo hemos hecho con los pasivos, añadiendo filtros, ya que no modifican ni la ganancia ni la figura de ruido total del sistema). En los siguientes apartados abordaremos esta opción, por tanto, para mejorar la recepción en este ejemplo, la única opción viable es considerar que la antena no opera en el peor de los casos, sino en uno relativamente benévolo en el que la temperatura de ruido sea de unos 10 ºK. Bajo esas condiciones, la densidad espectral de potencia de ruido captada por la antena estaría entorno a -190 dBm/Hz. Si introducimos este dato al bloque “AWGN” y mantenemos los filtros que añadimos a la etapa de IF, se obtiene a la salida el espectro que puede observarse en la Figura 5.34.



-150

-130

-110

-90

-70

-60

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

127.07 MHz-115.04 dBm

124.02 MHz-74.232 dBm

122.02 MHz-101.97 dBm

125.02 MHz-84.295 dBm


Figura 5.34. Espectro de salida de la primera aproximación del receptor (añadiendo filtros de IF) empleando una señal real con ancho de banda y añadiendo el ruido captado por la antena.

En este caso, al reducirse considerablemente el nivel de ruido captado por la

antena (situación más común) se observa con mayor claridad el espectro de entrada en banda de IF. Podemos ver los tres tonos con relativa claridad y con los niveles de potencia que se les presupone a la salida teniendo en cuenta la ganancia total del sistema. Un marcador “extra” en la zona inferior derecha del gráfico, indica aproximadamente el nivel medio del ruido generado a la salida (-115 dBm) dentro del rango de representación utilizado.



291

5.6 En busca del receptor óptimo (1ª parte).

Ya hemos analizado todas las configuraciones que daba de sí el esquema que calificamos al principio de este apartado como “aproximación inicial”. En primer lugar analizamos el esquema sin adhesión de ruido y empleando como entrada un tono puro a 1420 MHz; después analizamos la misma situación simulando un ancho de banda para la señal de entrada; posteriormente vimos un tono puro junto a la potencia de ruido captada por la antena; finalmente, analizamos este ruido junto a un espectro real de señal incidente.

A partir de este momento realizaremos todas las simulaciones empleando esta

última configuración (señal con ancho de banda más ruido captado por la antena); tan solo utilizaremos espectros de entrada basados en tonos puros como aproximación inicial en esquemas complejos que requieran un estudio previo basado en espectros sencillos. Modificaremos también el ruido de entrada simulando distintas eficiencias y posiciones de la antena.

El objetivo de este subapartado es tratar de encontrar la mejor configuración

(combinación de dispositivos) que se pueda obtener empleando la mayor cantidad de dispositivos posibles de los diseñados y fabricados en la UPCT. No obstante, antes de pasar a proponer esquemas y exponer sus resultados, aún nos queda un elemento físico y real muy importante que no hemos tenido en cuenta en los subapartados anteriores: el efecto de los cables. No hemos comentado todavía a lo largo de este documento la ubicación definitiva de nuestro radiotelescopio una vez fabricado.

El lugar elegido inicialmente ha sido la azotea del edificio “I+D+I” de la Escuela

Técnica Superior de Ingeniería de Telecomunicación (ETSIT) de la Universidad Politécnica de Cartagena. En dicha azotea se llevaron a cabo medidas de interferencias (ver Anexo 6) mediante las que se comprobó el estado del espectro en la banda de frecuencia de interés (Figura 5.35).

Figura 5.35. Espectro resultante de las medidas de interferencia realizadas en la azotea del edificio de “I+D+I” de la UPCT.



292

Se pueden observar los espectros correspondientes a los distintos servicios de telecomunicaciones existentes en nuestro país, desde la televisión analógica hasta UMTS. Sin embargo, vemos que entre 1.2 GHz y 1.5 GHz se observa un espectro libre de interferencias (tan solo ruido de fondo captado por la antena encargada de realizar las mediciones así como del propio dispositivo de medida).

Pues bien, evidentemente, el sistema receptor no va a estar instalado junto a la

parábola de la antena en la propia azotea del edificio, sino que estará situado en alguna de las plantas del mismo. Este es el motivo por el cual necesitaremos cables de radiofrecuencia que “transporten” la señal desde la antena hasta el receptor, donde quiera que éste se encuentre. En principio, según estimaciones iniciales, no serán necesarios más de entre 20 y 50 metros de cable.

El principal problema de estos cables de RF es la atenuación que éstos

introducen sobre las señales que transportan. Afortunadamente, existen empresas que se dedican al estudio, diseño y fabricación de estos cables, disminuyendo, cada vez más, los efectos nocivos que producen en las señales. La Figura 5.36 muestra, a modo de ejemplo, las especificaciones de un cable de RF en función de las frecuencias de las señales que puede transportar. Nos guiaremos, pues, de dichas especificaciones para calcular de forma aproximada la atenuación que sufriría nuestra señal a través de distintas longitudes de este cable.

Figura 5.36. Especificaciones de distintos cables de RF en función de la frecuencia.



293

Tal como se aprecia en la Figura 5.36, se trata principalmente de las atenuaciones que presenta el cable cada 100 metros en función de la frecuencia. Como vemos, no aparece explícitamente nuestra frecuencia de interés (1420 MHz) por lo que nos apoyaremos en Matlab de nuevo para realizar una pequeña interpolación lineal que nos permita conocer el valor de atenuación del cable a la citada frecuencia. El código empleado puede observarse en la Figura 5.37.

Figura 5.37. Código Matlab implementado para calcular la atenuación de un cable de RF en función de la frecuencia y la longitud del mismo.

Como vemos, se trata de un código muy sencillo con sentencias y funciones

idénticas a las empleadas en otros códigos que hemos ido implementando y revisando a lo largo de este documento. Podemos ver que hemos generado un vector que contiene las distintas frecuencias indicadas en la tabla de especificaciones (frecuencia) y otro que contiene las correspondientes atenuaciones cada 100 metros para esas frecuencias de manera biunívoca (vector “atenuación”). Representando “atenuación” frente a “frecuencia” e interpolando se obtiene el gráfico superior de la Figura 5.38 en el que se puede ver que la atenuación producida a 1420 MHz es de 22.67 dB por cada 100 metros de cable empleado.

Sin embargo, nuestro objetivo es conocer la atenuación en función de la

distancia de modo que, para ello, creamos el vector “distancias” que realiza un barrido de 0 a 100 metros en saltos de 50 cm. Si deseamos conocer la atenuación producida a una determinada distancia, tan solo hemos de multiplicar la atenuación cada 100 metros por la distancia deseada y dividir entre 10.



294

Realizando este cálculo para todas las longitudes de cable indicadas en el vector “distancias” se obtiene el gráfico de la parte inferior de la Figura 5.38. Sobre él podemos ver cuatro marcadores situados exactamente en las longitudes de interés que habíamos comentado anteriormente: 20, 30, 40 y 50 metros, que son las distancias que se manejarán para hacer llegar la señal desde la antena hasta la ubicación definitiva del receptor.

0 500 1000 1500 2000 25000

5

10

15

20

25

30

Frecuencia (MHz)

dB /

100

m

Atenuación introducida por cable de RF en función de la frecuencia

X: 1420Y: 22.67

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 1000

5

10

15

20

25

X: 20Y: 4.534

X: 30.5Y: 6.914

X: 40Y: 9.068

X: 50Y: 11.34

Longitud del cable (metros)

dB

Atenuación introducida por cable de RF en función de la longitud

Figura 5.38. Gráfico superior: Atenuación producida por el cable de RF (dB / 100 m) en función de la frecuencia. Gráfico inferior: Atenuación producida por el cable de RF (dB) en función de la longitud del mismo.

Una vez conocida la atenuación que produce nuestro cable a una determinada

distancia, disponemos, como explicamos, de dos formas para representar dicha atenuación en VSS:

1. Empleando el parámetro “LOSS” que ofrece el bloque “AWGN”, el cual permite atenuar la señal de entrada en el valor indicado al mencionado parámetro. Esta alternativa nos permite matar dos pájaros de un tiro ya que, al mismo tiempo que generamos el ruido pertinente, atenuamos la señal en el mismo valor que lo harían los cables empleados.

2. Empleando el bloque “RFATTEN” que simula las condiciones de cualquier atenuador como son los cables en este caso. Esta alternativa presenta el inconveniente de que sobrecarga en un bloque más el esquema de recepción; sin embargo, simularemos todas las opciones midiendo nuestras figuras de mérito y observando la corrección de todos los diseños.



295

5.6.1 Requisitos básicos del sistema.

Una de las especificaciones clave en los diseños de los receptores de RF de hoy en día es la sensibilidad. Ésta indica la capacidad del receptor para capturar señales débiles y por tanto sería una medida directa del alcance del sistema si tuviésemos una antena transmisora. En nuestro caso, la antena es receptora por lo que se entiende la sensibilidad como el valor mínimo de tensión en el receptor, en algún punto del mismo, que asegura que se cumple una determinada calidad de servicio. En general, la condición que impone un valor a la sensibilidad es que se cumpla una determinada relación señal a ruido.

Por otra parte, también debemos tener en cuenta que, una vez completada la

etapa analógica del receptor, se procederá a la digitalización de la señal (no en este PFC) la cual nos impondrá unos requisitos para que el nivel de señal a la entrada del conversor A/D sea el correcto para poder realizar la nueva etapa con plenas garantías. 5.6.1.1 Ruido a la salida de un sistema.

La Figura 5.39 muestra el esquema básico de un receptor del cual pretendemos calcular el ruido a la salida (justo a la entrada del demodulador). Como vemos, se trata de un caso general en el que tenemos una antena seguida de un cable de alimentación de pérdidas “ltr” a temperatura ambiente más un receptor de ganancia “g´”, ancho de banda “B” y figura de ruido “fr”. En nuestro caso nos limitaremos a calcular las figuras de mérito exclusivamente del receptor sin considerar la antena, lo cual no quiere decir que no tengamos en cuenta sus efectos como hemos demostrado a lo largo de las simulaciones anteriores. Lo que deseamos es diseñar el receptor como un módulo independiente que proporcione las mejores prestaciones sin estar sujeto a condiciones que pueden ser variables en el tiempo como la temperatura de brillo de la antena, etc.

Figura 5.39. Esquema básico de un receptor del cual pretendemos calcular el ruido a la salida.

Como sabemos, la potencia de ruido se calcula empleando la expresión “N = k·T·B” que podemos actualizar en función de los parámetros conocidos.

N = k·To(ltr·fr´-1)B·g´/ ltr = 10·log10(k·To) + 10·log10(fs·B·g)

N(dBm) = -174 dBm/Hz + Fs + 10·log10[B(Hz)] + G

donde “Fs” es el factor de ruido total del sistema y “B” el ancho de banda del mismo.



296

A la salida del receptor se debe cumplir que la relación señal a ruido esté por encima de un valor SNRmin y se requiere calcular la potencia mínima entre la antena y el cable de alimentación que asegura esta condición. Así, se puede escribir que:

Sabiendo que “S” es la potencia de señal a la salida y “N” es la potencia de ruido

a la salida del sistema analógico, podemos reescribir la expresión anterior en función del nivel de señal necesario en cualquier punto del sistema de la Figura 5.39. Si lo referimos al punto A, podemos escribir:

Una vez definida esta nueva expresión, podemos despejar la señal en el punto A que cumple los requisitos especificados:

Sin embargo, puede que el lector se esté preguntando a estas alturas cómo es posible definir una potencia determinada a la salida de la antena. Lo cierto es que nuestra situación es un tanto particular. Como ya hemos comentado en innumerables ocasiones, las potencias de señal que recibimos del espacio son increíblemente débiles. Según nos dijo nuestro amigo Iván Martí, licenciado en física por la Universidad de Valencia: “sin concentrásemos toda la energía captada por todos los radiotelescopios del mundo a lo largo de toda la historia de la radioastronomía, no tendríamos energía suficiente para calentar una gota de agua una milésima de grado”. Por tanto, la potencia de señal que captamos con nuestra antena está completamente fijada, de modo que, conociendo los requisitos de relación señal a ruido necesarios a la salida de la etapa analógica, debemos diseñar la cadena de recepción que permita cumplir con este requisito. Cuanto mejor sea la SNR, más calidad ofrecerá nuestro receptor.

Figura 5.40. Resolución conseguida en microscopía fluorescente para un cultivo de células epiteliales del riñón de un zorro.



297

Para observar los efectos de la relación señal a ruido, podemos marcharnos a otro campo que nos haga comprender mejor la importancia de este parámetro. Los efectos de la disminución en la relación señal a ruido en la microscopía fluorescente se muestran en las imágenes digitales de la Figura 5.40. La muestra es un cultivo adherente de células epiteliales del riñón de un zorro teñida con verde SITOS para representar el núcleo de la célula. En una relación señal/ruido alta, un par de núcleos interfásicos (Figura 5.40 (a)) se representa con un contraste muy marcado y una buena definición de detalles precisos en un fondo negro. Al disminuir la relación señal/ruido (Figuras 5.40 (b) y (c)), la definición y el contraste de los núcleos también disminuyen hasta que casi se funden completamente en el fondo con ruido (Figura 5.40 (d)). 5.6.1.2 Restricciones impuestas por el conversor A/D.

Como hemos podido comprobar, la relación señal a ruido resulta un parámetro fundamental a la hora de medir la calidad de nuestro sistema. Y no solamente eso, sino que además, los conversores analógico-digitales encargados de digitalizar la señal, necesitan una determinada relación señal a ruido a la entrada para realizar una conversión adecuada en función del número de bits de resolución con los que se desee representar cada muestra. En general, se debe cumplir que:

SNR(dB) = 10·log10 (22n) = 6.02·n dB La Figura 5.41 muestra la relación señal a ruido necesaria en función del número

de bits de resolución que se desee para el conversor analógico-digital. En principio, nuestro conversor será de una precisión de no menos de 8 bits y no más de 12, por tanto, si nos fijamos en la tercera columna, vemos que las relaciones señal a ruido para estas resoluciones son de entre 48.2 y 72.2 dB.

Figura 5.41. Relación S/N necesaria a la entrada del conversor A/D en función del número de bits de resolución del mismo.



298

Por otra parte, la cantidad de valores analógicos que el conversor A/D puede digitalizar, está en función del número de muestras que puede adquirir. Para ello se establece, de manera automática, un período estable de tiempo durante el cual el conversor obtendrá las muestras, tal como se ilustra en la Figura 5.42.

Figura 5.42. Efecto del muestreo de la señal analógica de entrada por parte del conversor A/D.

El número de muestras mínimas que se tienen que tomar se encuentran de acuerdo con el valor de la frecuencia de operación de la señal a digitalizar, y en función del “Teorema del Muestreo” establecido por Nyquist. La frecuencia de muestreo (número de muestras por segundo) se establece de acuerdo con la siguiente expresión matemática:

fmuestreo ≥ 2·fseñal donde: fmuestreo: Frecuencia de muestreo (número de muestras por segundo). fseñal: Frecuencia de operación de la señal a digitalizar.

El teorema del muestreo se ocupa, principalmente, del caso en que la señal a digitalizar posea una frecuencia alta de operación. Por lo tanto, se tiene que tomar un buen número de muestras y digitalizarlas, como para que en un proceso posterior se tenga que reproducir la señal original, como es el caso de un reproductor de CD's o un osciloscopio digital. Por ejemplo, si la señal analógica trabaja a una frecuencia de 1 KHz, se le tiene que aplicar una frecuencia de muestreo de cómo mínimo 2 KHz, es decir, se deben tomar 2000 muestras por segundo, y cada una de estas muestras se tiene que digitalizar, para lo que es necesario poseer, además del conversor A/D, una memoria de por lo menos 2000 localidades para poder guardar la información de las 2000 combinaciones binarias que arroje la digitalización de la señal analógica. Todo este proceso se tiene que realizar para garantizar que si se hace el proceso inverso, se pueda recuperar la señal analógica original.



299

Para el caso de una aplicación de tipo industrial, donde se tenga que digitalizar el valor de una señal analógica como puede ser, por ejemplo, la temperatura, el número de muestras por segundo no tiene que ser muy grande, ya que la temperatura no cambia tan rápido de valor. En la medición de temperatura podemos establecer períodos de muestreo de cada segundo y, por lo tanto, el espacio de la memoria donde debemos almacenar los valores digitalizados no tiene que ser tan grande. E resumen, dependerá de la naturaleza de la variable física el establecer la cantidad de muestras a tomar y la cantidad de memoria que necesitemos.

La Figura 5.43 consiste en un cuadro de texto que muestra las especificaciones

técnicas de un conversor A/D comercial. Se pueden observar datos relacionados con la precisión en bits, así como velocidades de conversión, etc.

Figura 5.43. Especificaciones técnicas de un conversor A/D comercial.

DATOS TARJETAS DE ADQUISICIÓN Entradas Analógicas (A/D Convertidor) - Canales : 16 single-ended - Resolución : 12 bits - Rango de entrada : Bipolar : ± 5V, ± 2.5V, ±12.5V, ± 0.625V, ± 0.3125V. - Sobre Voltaje: Continuo ± 30V max. - Convertidor : HADC574Z. - Velocidad de Conversión : 30 Mhz. max. - Precisión : 0.015 % leyendo ±1 bit - Lineal en : ± 1 bit - Modos en Trigger : por software, por placa o externo. - Transferencia de datos : Control por programa, por interrupción o DMA. Salidas Analógicas (D/A Convertidor) - Canales : 2 canales - Resolución : 12 bits - Rango de salida : 0 a +5V o 0 a +10V. - Dispositivos Analógicos : AD7541AKN o equivalentes. - Lineal en : ± 12; bit - Settling Time : 30 microsegundos.



300

5.6.2 Añadiendo cables al receptor.

Como ya hemos comentado a lo largo de este apartado, dos de los objetivos más elementales de este proyecto son, por una parte, la consecución de la mayor de las ganancias posibles y, por otra, la menor de las figuras de ruido posibles.

Para conseguir una buena ganancia tan solo hemos de emplear la cantidad de

amplificadores necesarios que nos den el valor ganancial deseado, siempre teniendo en cuenta que, en ausencia de criogenización, los dispositivos de muy altas ganancias lo suelen ser a costa de una también elevada figura de ruido. No obstante, existen actualmente amplificadores comerciales de muy buenas prestaciones en las que la tendencia es recudir la figura de ruido de los mismos sin perder poder de amplificación.

Para conseguir una buena figura de ruido, conociendo la ecuación de Friis es

fácil deducir que hemos de colocar los dispositivos menos ruidosos al inicio de la cadena de recepción, ya que sus figuras de ruido se hallan ponderadas por las ganancias de los bloques anteriores que hasta cierto punto del esquema de recepción no juegan un papel demasiado importante en la reducción de la figura de ruido total.

El circuito de la Figura 5.44 muestra el esquema de nuestro receptor al que

hemos añadido el efecto de los cables mediante un bloque “RFATTEN” con atenuación de 5 dB (el equivalente a unos 25 metros de cable según vimos en la Figura 5.38). El espectro de entrada contiene el mismo ancho de banda que hemos estado analizando en los subapartados anteriores; el ruido establecido es de -174 dBm/Hz (peor de los casos); hemos colocado también tres etapas de filtrado a la salida del mezclador tal como llevamos a cabo en los circuitos anteriores, y hemos añadido un nuevo LNA a continuación del primero con las mismas características para observar el efecto global tanto en la ganancia como en la figura de ruido total del sistema.


TPID=TP1

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP4

TPID=TP2


TONEID=A2FRQ= 1418,1420,1421 MHzPWR= -120,-90,-100 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmT=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

IN OUT

LO




TPID=TP6

TPID=TP5

TPID=TP3



RFATTENID=S2LOSS=5 dBNOISE=Freq. analysis only




Figura 5.44. Diagrama actualizado con el efecto atenuador de los cables de RF y añadido un nuevo LNA reductor de la figura de ruido total del sistema.

La Figura 5.45 muestra el espectro de salida obtenido con el circuito descrito (RBW=25 KHz, VBW=25 KHz). Podemos observar cómo se recuperan los tonos de entrada situados a 1420 y 1421 MHz, en cambio, no se distingue el tono situado a 1418 MHz. También podemos ver que el nivel de ruido dentro del rango de representación utilizado en este gráfico está entorno a una media de -110 dBm como muestra el marcador situado en la parte inferior del gráfico.



301

120 122 124 126 128 130Frequency (MHz)

Espectro final 1

-150

-100

-60P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)

124.51 MHz-110 dBm

124.99 MHz-81.361 dBm

123.99 MHz-70.152 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP6,25,3,25,4,-1,0,-1,1,2,0,0,1,0)) (dBm)Receptor optimo_primera parte_1

Figura 5.45. Espectro obtenido añadiendo el efecto de los cables y un LNA extra.

La Figura 5.46 muestra la evolución de la ganancia total (teórica) del sistema. Si observamos los dos primeros marcadores podemos ver la atenuación de 5 dB producida por el efecto del cable (la ganancia pasa de 18.2 dB a 13.2 dB). Finalmente, observando el último marcador, vemos que la cadena está formada por 9 dispositivos que proporcionan una ganancia total de más de 51 dB.

Ganancia final 1

5

10

15

20

25

dB

AMP_F (A6) AMP_F (A7) RFATTEN (S2) BPFB (F2) MIXER_F (A3) BPFB (F1) BPFB (F3) BPFB (F4) AMP_B (A5)

p1

313.2 dB

218.2 dB

921.56 dB

DB(C_GN(TP.TP1,TP.TP6,0))[1]Receptor optimo_primera parte_1


Figura 5.46. Ganancia total añadiendo el efecto de los cables y un LNA extra.



302

Finalmente, la Figura 5.47 muestra la evolución del factor de ruido total del sistema. El valor final ha sido de 2.389 dB, casi 1.4 dB por debajo de los 3.787 dB que obteníamos con la aproximación inicial.

Figura de Ruido final 1

0.5

1

1.5

2

2.5

dB

AMP_F (A6) AMP_F (A7) RFATTEN (S2) BPFB (F2) MIXER_F (A3) BPFB (F1) BPFB (F3) BPFB (F4) AMP_B (A5)

p1

92.389 dB

20.9439 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP6,0))[1]Receptor optimo_primera parte_1


Figura 5.47. Espectro obtenido añadiendo el efecto de los cables y un LNA extra.

5.6.3 Efecto del ancho de banda final (filtro de IF).

Hasta ahora, en los apartados anteriores nos habíamos limitado a añadir filtros en la etapa de IF con el objetivo de limpiar el espectro lo máximo posible empleando varios filtros de un mismo ancho de banda. Evidentemente, el ancho de banda de los filtros no es una limitación que debamos tener en nuestro proyecto, ya que podemos diseñar y fabricar el tipo de filtro que deseemos en función de nuestras necesidades en cada caso.

Por ello, en este apartado haremos un pequeño estudio el que comprobaremos

los resultados que se obtienen en función del ancho de banda del último filtro de la cadena de recepción. Además, aprovecharemos para añadir un nuevo LNA de las mismas prestaciones que los dos anteriores, para comprobar qué efecto tiene en las figuras de mérito de nuestro receptor. La Figura 5.48 muestra el nuevo esquema a analizar con las novedades que acabamos de comentar.


TPID=TP1

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP4

TPID=TP2



IN OUT

LO




TPID=TP6

TPID=TP5

TPID=TP3






Figura 5.48. Circuito diseñado para observar la dependencia del espectro final con el ancho de banda del último filtro de la etapa de IF (añadiendo dos LNA´s).



303

Antes de pasar a analizar resultados espectrales, veamos qué modificaciones han sufrido la ganancia y el factor de ruido total con la inclusión del nuevo LNA. Las Figuras 5.49 y 5.50 nos muestran estos resultados.

Podemos ver cómo el nuevo LNA aporta otros casi 10 dB extra de ganancia,

dejando la ganancia global entorno a los 30 dB. Además, vemos también que la figura de ruido se ha reducido de 2.389 dB de la configuración anterior a 1.16 dB de la configuración actual, lo cual quiere decir que se ha reducido a la mitad en escala logarítmica (algo menos en escala lineal).

Ganancia final 1

0

10

20

30

40

dB

AMP_F (A6) AMP_F (A7) AMP_F (A8) RFATTEN (S2) BPFB (F2) MIXER_F (A3) BPFB (F1) AMP_B (A5)

p1

830.67 dB



Figura 5.49. Evolución de la ganancia añadiendo dos LNA´s.


0.8

0.85

0.9

0.95

1

1.05

1.1

1.15

1.2

dB

AMP_F (A6) AMP_F (A7) AMP_F (A8) RFATTEN (S2) BPFB (F2) MIXER_F (A3) BPFB (F1) AMP_B (A5)

p1

81.1594 dB



Figura 5.50. Evolución de la figura de ruido añadiendo dos LNA´s.



304

5.6.3.1 Empleando un filtro de IF con ancho de banda 100 MHz centrado en 124 MHz.

Empleando un ancho de banda de 100 MHz para el último filtro empleado en la cadena de receptor (dentro de la etapa de IF) se obtiene el espectro mostrado en la Figura 5.51 (RBW=50 KHz; VBW=50 KHz). Vemos cómo el tono central del ancho de banda simulado (el más potente con una potencia inicial de -90 dBm) se ha amplificado aproximadamente los 30 dB de ganancia que proporciona el nuevo esquema. Sin embargo, al tener un ancho de banda bastante elevado, el nivel de ruido sube y se sitúa entorno a -75 dBm según indica el marcador horizontal.

120 122 124 126 128 130Frequency (MHz)

Espectro final 1

-100

-90

-80

-70

-60

-50

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

124.01 MHz-60.602 dBm


Figura 5.51. Espectro de salida empleando un filtro de IF de 100 MHz de ancho de banda centrado en 124 MHz. 5.6.3.2 Empleando un filtro de IF con ancho de banda 40 MHz centrado en 124 MHz.

Empleando un ancho de banda de 40 MHz se obtiene el espectro mostrado en la Figura 5.52 (RBW=50 KHz; VBW=50 KHz). Vemos cómo el tono central del ancho de banda simulado se ha amplificado unas décimas menos que en el caso anterior. Sin embargo, al tener un ancho de banda menos elevado, el nivel de ruido baja y se sitúa entorno a -95 dBm según indica el marcador horizontal.

A su vez, esta reducción del nivel de ruido ha permitido poder observar el

siguiente tono más amplio que era el situado inicialmente a 1421 MHz con -100 dBm de potencia. Gracias a los 30 dB de ganancia del sistema, este tono se amplifica hasta rondar -70 dBm. Sin embargo, el armónico menos potente situado en 1418 MHz (122 MHz en banda intermedia) sigue confundiéndose con el ruido de fondo ya que, en condiciones normales debería amplificarse hasta alcanzar -90 dBm, valor muy próximo a la media de ruido observada dentro del rango de representación.



305

120 122 124 126 128 130Frequency (MHz)

Espectro final 1

-150

-140

-130

-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

125.02 MHz-69.84 dBm

124.02 MHz-60.96 dBm


Figura 5.52. Espectro de salida empleando un filtro de IF de 40 MHz de ancho de banda centrado en 124 MHz. 5.6.3.3 Empleando un filtro de IF con ancho de banda 10 MHz centrado en 124 MHz.

Empleando un ancho de banda de 40 MHz se obtiene el espectro mostrado en la Figura 5.52 (RBW=50 KHz; VBW=50 KHz). Vemos cómo el tono central del ancho de banda simulado se ha amplificado unas décimas menos que en el caso anterior. Sin embargo, al tener un ancho de banda menos elevado, el nivel de ruido baja y se sitúa entorno a -95 dBm según indica el marcador horizontal.

120 122 124 126 128 130Frequency (MHz)

Espectro final 1

-150

-140

-130

-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm)

122.02 MHz-90.21 dBm

125.02 MHz-72.62 dBm

124.02 MHz-61.14 dBm


Figura 5.53. Espectro de salida empleando un filtro de IF de 10 MHz de ancho de banda centrado en 124 MHz.



306

5.6.3.4 Conclusiones sobre la figura de ruido y el ancho de banda del filtro de IF.

En este subapartado hemos analizado, en conjunto con el subapartado anterior, el efecto de la inclusión de amplificadores de bajo ruido a continuación del inicial establecido en nuestra primera aproximación, así como el efecto de la reducción del ancho de banda del filtro de IF, previo al amplificador final. De todo ello, podemos extraer las siguientes conclusiones.

1. Conforme añadimos más amplificadores de bajo ruido, mejora el nivel de ganancia del sistema y disminuye el factor de ruido total. La Figura 5.54 muestra una tabla resumen de la evolución del factor de ruido total del sistema en función del número de LNA´s empleados en cascada.

2. Ante un mismo RBW, si disminuimos el ancho de banda del filtro de IF mejora

la SNR ya que disminuye la cantidad de ruido al estar multiplicando su densidad espectral por un ancho de banda inferior. La Figura 5.55 muestra una tabla resumen de los niveles medios de potencia de ruido aproximados en función del ancho de banda del filtro de IF especificado.

Figura de Ruido total (dB)

1 LNA 3.787 2 LNA´s 2.389 3 LNA´s 1.16 4 LNA´s 0.983

Figura 5.54. Tabla resumen de las figuras de ruido totales obtenidas en función del número de LNA´s colocados en cascada. Filtro IF (B=100

MHz) Filtro IF (B=40

MHz) Filtro IF (B=10

MHz) Potencia media de

ruido (dBm) -75 -95 -100

Figura 5.55. Tabla resumen de los niveles medios de potencia de ruido aproximados en función del ancho de banda del filtro de IF especificado.



307

5.6.4 Ganancia vs. Figura de ruido vs. SNR.

Aunque todos los subapartados que hemos realizado hasta ahora son muy importantes para una compresión bastante profunda de lo que es y significa el proceso de diseño de un radiotelescopio, éste que vamos abordar resulta especialmente crítico en cuanto a que determina los niveles de amplificación, ruido y ancho de banda necesarios para poder detectar las señales con una determinada calidad.

Tenemos que “jugar” con varios conceptos íntimamente relacionados los cuales

nos van a permitir alcanzar los mejores resultados que se puedan obtener con el material del cual disponemos. Por una parte analizaremos los diagramas de bloques propuestos realizando una única conversión en frecuencia. Esto nos permitirá lograr algunos dB extra de ganancia, ya que los mezcladores que tenemos son pasivos y generan pérdidas del orden de 7 dB, además del ahorro de circuitería; sin embargo, como ya comentamos, realizar una única conversión en frecuencia presenta alguna desventajas como:

• Menor robustez ante la inferencia producida por la denominada “frecuencia imagen” como consecuencia de la simetría frecuencial de operación de los mezcladores con respecto a sus osciladores locales.

• Si la frecuencia intermedia a la que se lleva la señal es relativamente alta con un ancho de banda no demasiado grande, encontramos más limitaciones a la hora de digitalizar las señales. En general, cuanto más alta es la frecuencia de operación, menos bits de resolución podemos emplear en los conversores A/D (limitación impuesta por la propia tecnología tal como muestra la Figura 5.56).

• Si empleamos una frecuencia de OL muy grande para bajar la señal a una frecuencia intermedia más pequeña, su propia señal además de los propios armónicos indeseados que se producen en el oscilador, podrían interferir con la señal de interés, lo cual, a 1420 MHz tendría consecuencias catastróficas por lo ínfimo de las potencias recibidas en la antena. Cualquier interferencia sería prácticamente irreversible.

Figura 5.56. Tecnologías empleadas en conversores A/D en función de la frecuencia de operación y su relación con las resoluciones posibles.



308

5.6.4.1 Buscando la mejor SNR realizando una única conversión en frecuencia con dispositivos conocidos.

La Figura 5.57 muestra el último esquema propuesto al cual hemos añadido un nuevo LNA para observar qué sucede con la ganancia y con el factor de ruido total. Podemos ver cómo el factor de atenuación producido por los cables sigue siendo de 5 dB (el equivalente a unos 25 metros de cable) y el ancho de banda del filtro de IF de 40 MHz. El amplificador de IF sigue siendo un MAR-6 con las especificaciones comentadas en los anteriores subapartados. Todas las simulaciones se realizarán con RBW=50 KHz y VBW=50 KHz.


TPID=TP1

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP4

TPID=TP2



IN OUT

LO




TPID=TP6

TPID=TP5

TPID=TP3







Figura 5.57. Esquema propuesto con 4 LNA´s, 5 dB de pérdidas en los cables y 40 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.

La Figura 5.58 muestra la evolución de la ganancia del nuevo esquema. Sencillamente podemos ver que la ganancia total se aproxima a los 40 dB con la inclusión de los 9.1 nuevos dB que proporciona la adhesión de un LNA más. En teoría, el armónico más potente de entrada (-90 dBm) debería aproximarse a la salida a -50 dBm, 10 dB más del nivel al que debería quedarse el segundo armónico más potente.

Ganancia final 1

0

10

20

30

40

dB

AMP_F (A6) AMP_F (A7) AMP_F (A8) AMP_F (A9) RFATTEN (S2) BPFB (F2) MIXER_F (A3) BPFB (F1) AMP_B (A5)

p1

939.77 dB



Figura 5.58. Evolución de la ganancia del esquema propuesto con 4 LNA´s, 5 dB de pérdidas en los cables y 40 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.



309

La Figura 5.59 muestra la evolución del factor de ruido del nuevo esquema. Por primera vez podemos observar que la figura de ruido total desciende por debajo de 1 dB, algo especialmente positivo en receptores de estas características.


0.8

0.82

0.84

0.86

0.88

0.9

0.92

0.94

0.96

0.98

1

dB

AMP_F (A6) AMP_F (A7) AMP_F (A8) AMP_F (A9) RFATTEN (S2) BPFB (F2) MIXER_F (A3) BPFB (F1) AMP_B (A5)

p1

90.98255 dB



Figura 5.59. Evolución del factor de ruido del esquema propuesto con 4 LNA´s, 5 dB de pérdidas en los cables y 40 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.

La Figura 5.60 muestra el espectro de salida del nuevo esquema. Como vemos, de nuevo conseguimos recuperar los dos tonos de mayor potencia del espectro generado, sin embargo, el más débil se nos sigue resistiendo ya que la varianza del ruido sigue estando entorno a los valores de salida que debería presentar dicho armónico.

120 122 124 126 128 130Frequency (MHz)

Espectro final 1

-150

-100

-50

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

122.77 MHz-92.96 dBm

125.02 MHz-61.65 dBm

124.02 MHz-52.2 dBm


Figura 5.60. Espectro de salida del esquema propuesto con 4 LNA´s, 5 dB de pérdidas en los cables y 40 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.



310

Intentemos ver qué sucede empleando el mismo esquema pero limitando el ancho de banda final del filtro de IF a 10 MHz. La solución podemos observarla en la Figura 5.61. En este caso SÍ recuperamos el tono más débil de nuestro ancho de banda. En teoría, con un nivel de amplificación de 40 dB, nuestro armónico más débil debería situarse entorno a -120 + 40 = -80 dB; lo que ocurría era que con el ancho de banda que estábamos empleando, no conseguíamos reducir el ruido lo suficiente como para poder observarlo.

120 122 124 126 128 130Frequency (MHz)

Espectro final 1

-150

-100

-50

0

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dBm

)

127.44 MHz-100 dBm

122.02 MHz-80.23 dBm

125.02 MHz-61.77 dBm

124.02 MHz-52.09 dBm


Figura 5.61. Espectro de salida del esquema propuesto con 4 LNA´s, 5 dB de pérdidas en los cables y 10 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.

Continuemos nuestro camino en busca de los mejores resultados posibles empleando una única conversión en frecuencia. Otras de las limitaciones que se nos pueden imponer son el número de dispositivos a emplear y la potencia de salida final de nuestro receptor. Evidentemente, no debemos emplear una cantidad excesiva de dispositivos ya que esta opción haría al receptor manifiestamente menos manejable y con ello la dificultad de detectar futuros problemas: en ausencia de sistemas detectores y localizadores de averías, si algo se estropea, no es lo mismo buscar la posible causa en dos o tres dispositivos que en varias decenas. No obstante, según las prestaciones, en algunos casos es preferible, por ejemplo, emplear varios amplificadores en cascada de poca ganancia y bajo factor de ruido, que uno solo de gran ganancia y peor figura de ruido, aunque, como decimos, depende siempre de las prestaciones y del tipo de aplicación.

En cuanto a la potencia, evidentemente cuanta más potencia consigamos a la

salida mejor (y mejor aun si conseguimos mantener el nivel de ruido “a raya”) obteniendo grandes relaciones señal a ruido. Sin embargo, no debemos olvidarnos de los puntos de compresión de los dispositivos activos de nuestro receptor.



311

Superarlos supone, como vimos, la aparición de armónicos indeseados que empobrecen el espectro de salida dificultando la operación de los dispositivos adyacentes. Si nos fijamos en los dispositivos activos del receptor, podemos ver que en la etapa de RF las señales tienen una potencia muy inferior a los puntos de compresión de los dispositivos de esa sección. En la etapa de IF, el amplificador MAR-6 puede tener un punto de compresión a la entrada del orden de -10 dBm, por tanto, vamos a intentar amplificar todo lo posible la señal teniendo en cuenta este valor, y las consecuencias que tiene el hecho de rebasarlo excesivamente. Además, si recordamos la Figura 4.1 en la que exponíamos el diagrama de bloques del radiotelescopio de la Universidad de Michigan, veremos que, en la sección de IF, previo al procesado, los niveles de señal oscilan entre un máximo de -5 dBm (no superando demasiado el punto de compresión del amplificador MAR-6) y un mínimo de -35 dBm. Por tanto, vamos a diseñar un esquema que nos permita llegar a dichos niveles de señal manteniendo la figura de ruido lo más baja posible (intentaremos que siempre esté por debajo de 1 dB).

Por otra parte, si recordamos las últimas figuras en las que hemos representado

espectros, estábamos empleando en todas las simulaciones un ancho de banda de resolución y de video de 50 KHz. Con esos valores no se consigue reducir, visualmente, la varianza de ruido observada entorno a su media, lo cual está provocando que nuestro tono más débil no se distinga como lo que es, sino como parte del ruido de fondo introducido por el sistema y por el propio instrumento de medida (aunque éste sea virtual).

La solución, como ya habrán deducido, pasa por reducir el ancho de banda de

resolución y de video. Sin embargo, una reducción de estos parámetros supone tiempos de cálculo muy elevados tal y como explicamos anteriormente. ¿Por qué? Sabemos que el ancho de banda de representación está estrechamente ligado con la frecuencia de muestreo, el ancho de banda de resolución y el tiempo total de cálculo. Cuanto más alta es la frecuencia de muestreo, mayor es el ancho de banda de representación (-fs/2, fs/2) y mayor es el tiempo de computo del simulador con anchos de banda de resolución pequeños, ya que deben abarcar un ancho de representación colosal en comparación con ellos mismos.

Hasta ahora, la frecuencia de muestreo ha permanecido inalterada en 8 GHz,

además, el ancho de banda de representación, de no ser manipulado por el usuario, sería precisamente de 8 GHz [(-4, 4) GHz] lo cual supone un tiempo de cálculo muy elevado si todavía deseamos reducir más el “reolution bandwidth” y el “video bandwidth”.

Por tanto, como estamos “sobre-muestreando”, bajamos dicha frecuencia hasta

un límite en que el ancho de banda de representación cubra el área deseada y, además, sea lo suficientemente pequeño como para poder disminuir el ancho de banda de resolución y de video, y así poder observar mejor el espectro final de nuestra señal en esta etapa. De esta forma, establecemos el parámetro de proyecto “sampling frequency” en 20 MHz, lo cual sitúa el ancho de banda de representación entre 113 y 133 MHz. Esto nos permite poder establecer anchos de banda de resolución y de video inferiores a 500 Hz sin que el tiempo de representación exceda los 180 ó 200 segundos (unos 3 minutos aproximadamente).



312

El circuito de la Figura 5.62 constituye la última versión realizada de la cadena de recepción. Como podemos ver, se trata de un intento un tanto alocado por conseguir una elevada ganancia a toda costa, de ahí los cuatros LNA´s en cadena, así como otros cuatro amplificadores MAR-6 en cascada en la etapa de IF.

También aprovechamos este circuito para asentar definitivamente algunos

parámetros del sistema. En primer lugar, salvo excepción justificada, mantendremos la densidad espectral de potencia de ruido en -174 dBm/Hz, el que es, según explicamos en varias ocasiones, el peor de los casos posibles cuando la temperatura de ruido de la antena ronda los 300 ºK (caso extremo sin apuntar al Sol directamente). En segundo lugar, hemos colocado un valor de 10 dB de atenuación producida por los cables, lo que constituiría también el peor de los casos considerando que la longitud del cable está próxima a los 50 metros.

IN OUT

LO




TPID=TP2

TPID=TP4

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1








TPID=TP3

TPID=TP5

TPID=TP6AWGN

ID=A9PWR=-174PWRTYP=Single-sided PSD (dBm/Hz)LOSS=0 dB



TPID=TP7




Figura 5.62. Esquema propuesto con 4 LNA´s, 4 amplificadores de IF marca MAR-6 y 10 dB de pérdidas en los cables y 40 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.

La Figura 5.63 muestra la evolución de la ganancia total del sistema a lo largo de los dispositivos que componen la cadena de recepción. En este caso podemos ver que la ganancia final es de 82.77 dB, los cuales, añadidos a las potencias de entrada de nuestro sistema, se deberían convertir en valores próximos a -38, -8 y -18 dB de potencia de salida final.

Ganancia final 2

0

20

40

60

80

100

dB

AMP_F (A7) AMP_F (A6) AMP_F (A5) AMP_F (A8) RFATTEN (S2) BPFB (F2) MIXER_F (A1) BPFB (F1) AMP_B (A4) AMP_B (A10) AMP_B (A11) AMP_B (A12)

p1

1282.77 dB



Figura 5.63. Evolución de la ganancia del esquema propuesto con 4 LNA´s, 4 amplificadores de IF MAR-6 y 10 dB de pérdidas en los cables y 40 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.



313

La Figura 5.64 muestra la evolución de factor de ruido del sistema a lo largo de los dispositivos que componen la cadena de recepción. En este caso podemos ver que el factor de ruido final es de 1.04 dB, mayor que el anterior esquema propuesto y por encima de la marca que estamos intentando fijar como intransferible para esta figura de mérito tan importante en este tipo de aplicaciones. La Figura 5.65 muestra el espectro de salida (RBW=500 Hz; VBW=500 Hz) en el que se pueden observar correctamente los 3 armónicos que componen el ancho de banda de nuestra señal con un nivel de ruido por debajo de -50 dBm.


0.8

0.85

0.9

0.95

1

1.05

dB

AMP_F (A7) AMP_F (A6) AMP_F (A5) AMP_F (A8) RFATTEN (S2) BPFB (F2) MIXER_F (A1) BPFB (F1) AMP_B (A4) AMP_B (A10) AMP_B (A11) AMP_B (A12)

p1

121.0404 dB



Figura 5.64. Evolución de la figura de ruido del esquema propuesto con 4 LNA´s, 4 amplificadores de IF MAR-6 y 10 dB de pérdidas en los cables y 40 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.

120 122 124 126 128Frequency (MHz)

Espectro final 2

-100

0

20

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

122 MHz-39.14 dBm

125 MHz-19.09 dBm

124 MHz-8.997 dBm


Figura 5.65. Espectro de salida del esquema propuesto con 4 LNA´s, 4 amplificadores de IF MAR-6 y 10 dB de pérdidas en los cables y 40 MHz de ancho de banda del último filtro de IF.



314

Ahora que por fin podemos visualizar correctamente el espectro de salida, surge la necesidad de definir la relación señal a ruido de cada uno de los espectros que vayamos obteniendo para poder compararlos entre sí y disponer de un nuevo criterio de evaluación de calidad. En nuestro caso, como estamos viendo, las señales de entrada procedentes del espacio presentan un cierto ancho de banda que puede ser reproducido en VSS mediante tonos adecuadamente situados. A la salida del receptor, cada uno de estos tonos presentará un determinado nivel de potencia sobre el ruido, pudiéndose definir, para cada uno de ellos, una relación señal a ruido diferente. Estamos, pues, ante una SNR dependiente de la frecuencia “SNR (f)”. En la Figura 5.65, observamos que el ruido ronda -60 dBm aunque podemos calcular teóricamente donde se sitúa la media del ruido para poder realizar la SNR.

Según comentamos en las secciones anteriores, la potencia de ruido a la salida

de cualquier receptor se puede calcular mediante la expresión:

N (dBm) = -174 dBm/Hz + Fs + 10·log10[B(Hz)] + G. En nuestro caso, tal y como vimos en el apartado 4, el ancho de banda B(Hz)

coincide con el ancho de banda de resolución establecido por el instrumento de medida (el más selectivo de toda la cadena de recepción). Por tanto, la potencia de ruido exacta a la salida es: N(dBm) = -174 + 1.04 + 10·log10(500) + 82.77 = -63.2 dBm. De esta forma, para cada armónico de nuestro ancho de banda de entrada, podemos definir:

• SNR (122 MHz) = Señal (S) – Ruido (N) = -39.14 – (-63.2) = 24.06 dB. • SNR (124 MHz) = Señal (S) – Ruido (N) = -9 – (-63.2) = 54.2 dB. • SNR (125 MHz) = Señal (S) – Ruido (N) = -19 – (-63.2) = 44.2 dB.

Como vemos, el tono más potente resulta siempre más inmune al ruido de fondo,

por lo que su relación señal a ruido es significativamente superior al resto de armónicos, en concreto, 10 dB superior al segundo tono más potente situado a 125 MHz. Esto es así porque el tono central de nuestro ancho de banda también posee una potencia 10 dB superior al tono adyacente por la derecha.

Pues bien, como hemos podido comprobar en los gráficos del último esquema

propuesto, conseguir una elevada ganancia requiere introducir un determinado número de amplificadores en función del poder de amplificación de cada uno. Sin embargo, también hemos visto que hacerlo de una forma que podríamos denominar “desordenada”, estropea el factor de ruido total del receptor.

Para mejorarlo, a estas alturas debemos tener ya perfectamente claro que los

primeros dispositivos de nuestra cadena de recepción deben los menos ruidosos y al mismo tiempo poseer una ganancia lo más elevada posible que sirva de ponderación para reducir el factor de ruido de las etapas adyacentes.

Vamos a realizar una nueva prueba en la que, además de continuar empleando

los dispositivos diseñados en la UPCT y los amplificadores MAR-6 utilizados por el equipo de la Universidad de Michigan, vamos a modificar la disposición final del receptor.



315

Hasta ahora, si recordamos, habíamos colocado los amplificadores de bajo ruido justo tras la antena e inmediatamente después simulábamos la acción de los cables de RF encargados de llevar la señal hacia la zona de control situada en el interior del edificio “I+D+I”. Posteriormente se realizaba el mezclado de la señal y la amplificación a frecuencias intermedias. Pues bien, realizando un gran esfuerzo de amplificación con la colocación de varios LNA´s y varios MAR-6, obteníamos una figura de ruido de algo más de 1 dB.

Con el objetivo de reducir esa cantidad, simulemos una nueva posibilidad

consistente en colocar toda la etapa analógica de recepción próxima a la antena para, posteriormente, llevar la señal hasta la zona de control donde se realizará el procesado de señal. Como vemos, el bloque “RFATTEN” está situado justo tras el tercer amplificador de IF y, finalmente, un nuevo amplificador situado justo tras los cables compensará las pérdidas introducidas por éstos últimos.

IN OUT

LO




TPID=TP2

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1








TPID=TP4






TPID=TP3



Figura 5.66. Esquema propuesto con toda la etapa de recepción junto a la antena y cable posterior que lleva la señal hasta la zona de control donde se realizará la etapa de procesado.

La Figura 5.67 muestra la evolución de la ganancia del nuevo sistema que acabamos de diseñar. Como vemos, la ganancia total ronda los 83 dB, lo cual supone un poder amplificador bastante aceptable.

Ganancia final 2

0

20

40

60

80

100

dB

AMP_F (A7) AMP_F (A6) AMP_F (A5) AMP_F (A8) BPFB (F4) MIXER_F (A1) BPFB (F2) AMP_B (A4) AMP_B (A10) BPFB (F1) AMP_B (A11) RFATTEN (S3) AMP_B (A12) BPFB (F3)

p1

1482.76 dB



Figura 5.67. Evolución de la ganancia del esquema propuesto con toda la etapa de recepción junto a la antena y cable posterior que lleva la señal hasta la zona de control donde se realizará la etapa de procesado.



316

La Figura 5.68 muestra la evolución de la figura de ruido del sistema sobre la que podemos concluir un par de resultados: en primer lugar hemos conseguido rebajar de nuevo el factor de ruido por debajo de 1 dB (0.96457) lo cual es una gran noticia; en segundo lugar, podemos observar que el salto más importante en este gráfico se encuentra justo en el segundo amplificador de bajo ruido que hace pasar la figura de ruido de 0.85 dB a más de 0.94 dB. Puede parecer una minucia, pero ya hemos comentado la importancia de reducir el ruido lo máximo posible.


0.8

0.82

0.84

0.86

0.88

0.9

0.92

0.94

0.96

0.98

1

dB

AMP_F (A7) AMP_F (A6) AMP_F (A5) AMP_F (A8) BPFB (F4) MIXER_F (A1) BPFB (F2) AMP_B (A4) AMP_B (A10) BPFB (F1) AMP_B (A11) RFATTEN (S3) AMP_B (A12) BPFB (F3)

p1

140.96457 dB



Figura 5.68. Evolución de la figura de ruido del esquema propuesto con toda la etapa de recepción junto a la antena y cable posterior que lleva la señal hasta la zona de control donde se realizará la etapa de procesado.

Sin embargo, la opción más adecuada en este caso es intentar llevar la señal de la antena directamente a la zona de control mediante los cables. Uno de los motivos es tener todo el receptor dentro del edificio y no a la intemperie en una azotea que sufre continuamente las inclemencias de la meteorología de nuestra ciudad (Cartagena): lluvias fuertes en los periodos de otoño y primavera, y altas temperaturas en los periodos de verano. Tan solo podemos y debemos colocar algún LNA justo tras la antena y antes de los cables. Esto es necesario ya que, si además de las débiles señales que recibimos y el ruido captado por la antena, añadimos las pérdidas y el ruido introducido por el cable, podríamos llevar la señal hasta potencias indetectables por el ruido y, por tanto, irrecuperables.

Por tanto, de todas las configuraciones simuladas hasta el momento con un poder

de amplificación superior a 80 dB, la correspondiente a la Figura 5.62 es la que, además de proporcionar la figura de ruido más baja (1.04 dB) realiza la conversión en frecuencia en la zona de control tras lo cables. Por su parte, mediante el reciente esquema de la Figura 5.66 se obtiene la mejor figura de ruido conseguida hasta el momento (0.96 dB). Sin embargo, esta configuración sitúa toda la etapa de recepción analógica justo tras la antena, a la intemperie como decíamos, para posteriormente llevar la señal a la zona de control mediante el cable de RF.



317

No hemos comentado hasta ahora, que en determinadas configuraciones simuladas, VSS nos lanzaba un “warning” (Figura 5.69) mediante el que nos avisaba de una posible situación de aliasing debido a la intercepción de tercer orden (IP3). También nos indica que la forma de solucionarlo es “intentar incrementar las muestras por símbolo por encima de 3”, sin embargo, realizada esta acción, permanece la situación de interferencia como se muestra en la Figura 5.70. Como vemos, además de nuestro ancho de banda simulado con tonos conocidos a 122, 124 y 125 MHz (en los que no hemos colocado marcador) aparecen nuevos tonos a 123 MHz y 126 MHz con potencia suficiente para introducir una gran distorsión.

Figura 5.69. Mensaje del simulador avisando de posibles situaciones de aliasing.

120 122 124 126 128 130Frequency (MHz)

Espectro final 2

-80

-60

-40

-20

0

20

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m)

126 MHz-39.1 dBm

123 MHz-31.7 dBm


Figura 5.70. Espectro con aliasing producido en algunas configuraciones simuladas.

Esta situación aparece cuando introducimos una excesiva cantidad de amplificadores en cascada para aumentar la amplificación del sistema, lo cual nos va a catapultar de lleno a nuestro siguiente subapartado en el que realizaremos sistemas híbridos combinando los dispositivos diseñados con otros comerciales de mejores prestaciones.

Existe una posibilidad empleada hoy en día por la mayoría de radiotelescopios,

la cual consiste en separar el ancho de banda de la señal de interés en distintos canales con el objetivo de analizarlos individualmente para, posteriormente, volver a unirlos proporcionando al sistema un acho de banda muy superior al primero que se dividió.



318

5.6.4.2 Buscando la mejor SNR realizando una única conversión en frecuencia mediante híbridos de dispositivos conocidos y comerciales.

Las prestaciones ofrecidas por todos los esquemas simulados en las figuras anteriores son mejorables. Como hemos comentado en alguna ocasión, los dispositivos empleados hasta el momento están diseñados y fabricados en la UPCT en la que se han obtenido muy buenos resultados. Sin embargo, existen numerosas empresas de componentes electrónicos con potentes laboratorios y personal de “I+D+I” encargados de mejorar las prestaciones de todos estos dispositivos para ofrecer a sus clientes lo último en todas las tecnologías.

El esquema de la Figura 5.71 muestra un circuito híbrido en el que se puede

observar que hemos añadido un LNA comercial (AMF-3F-01200160-04-13P) de la empresa “Miteq” (miteq.com) al inicio de la cadena de recepción con 45 dB de ganancia, punto de compresión a la salida de 13 dBm y figura de ruido 0.4 dB. También se puede apreciar que colocamos el efecto de los cables justo tras la etapa de preamplificación (previo filtrado) con lo que la etapa de conversión se realizaría en la zona de control. Debido a la amplia ganancia del LNA, hemos eliminado un amplificador MAR-6 de la etapa de IF ya que, sin esta eliminación se producía una nueva situación de aliasing. Por su parte, la Figura 5.72 muestra la evolución de la ganancia de este nuevo esquema con amplificación final de 84.46 dB.


TPID=TP1

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP2



IN OUT

LO


TPID=TP3BPFB

ID=F1N=3FP1=104 MHzFP2=144 MHzAP=3.01 dBNOISE=Auto








TPID=TP4

AMP_BID=A1GAIN=45 dBP1DB=13 dBmIP3= IP2= OPSAT= NF=0.4 dBNOISE=Auto


Figura 5.71. Esquema híbrido con LNA comercial seguido del diseñado en la UPCT.

Ganancia final 3

30

40

50

60

70

80

90

dB

AMP_B (A1) AMP_F (A2) BPFB (F2) RFATTEN (S2) MIXER_F (A6) BPFB (F1) AMP_B (A3) AMP_B (A9) BPFB (F3) AMP_B (A8) BPFB (F4)

p1

1184.46 dB



Figura 5.72. Evolución de la ganancia del esquema híbrido con LNA comercial seguido del diseñado en la UPCT.



319

La Figura 5.73 hace lo propio con la evolución del factor de ruido total, que observamos se ha reducido a tan solo 0.4019 dB. Aun así, vemos que se producen dos saltos importantes en esta curva: uno se produce con la aparición del mezclador, y otro con la entrada en escena del primer amplificador de IF. Esto nos da la pista de por dónde podemos mejorar el diseño. Lo haremos en los próximos apartados.

Finalmente, la Figura 5.74 muestra el espectro de salida que se obtendría con

este esquema (RBW=500 Hz; VBW=500 Hz). La media de ruido se sitúa en -62.15 dB lo que indica que la menor SNR es de 24.55 dB (para el tono más débil).


0.3995

0.4

0.4005

0.401

0.4015

0.402

dB

AMP_B (A1) AMP_F (A2) BPFB (F2) RFATTEN (S2) MIXER_F (A6) BPFB (F1) AMP_B (A3) AMP_B (A9) BPFB (F3) AMP_B (A8) BPFB (F4)

p1

110.401919 dB



Figura 5.73. Evolución de la figura de ruido del esquema híbrido con LNA comercial seguido del diseñado en la UPCT.

120 122 124 126 128 130Frequency (MHz)

Espectro final 3

-80

-60

-40

-20

0

20

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dBm

)

122 MHz-37.6 dBm

125 MHz-17.5 dBm

124 MHz-7.34 dBm


Figura 5.74. Espectro del esquema híbrido con LNA comercial seguido del diseñado en la UPCT.



320

5.6.4.3 Estudio paramétrico de la ganancia óptima de IF realizando una conversión.

Acabamos de observar en el subapartado anterior que empleando un LNA comercial de la casa “Miteq” seguido de nuestro LNA (UPCT) conseguimos reducir el factor de ruido total a 0.4 dB independientemente de los dispositivos que coloquemos tras los mencionados LNA´s (siempre y cuando éstos no presenten figuras de ruido excesivamente elevadas: superiores a 15 o 20 dB). Ahora bien, en función del amplificador que coloquemos en la etapa de IF, conseguimos mayor o menos ganancia, y con ello, que se produzca o no aliasing y se mejore o no la relación señal a ruido del tono más débil.

La tabla de la Figura 5.75 muestra tanto el ruido total a la salida como la relación

señal a ruido obtenida para el tono más débil, en función de la ganancia especificada al amplificador situado en la etapa de IF tras la conversión.

Ganancia IF (dB) Ruido total (dBm) SNR tono más débil (dB) 75 Aliasing Aliasing 60 Aliasing Aliasing 55 Aliasing Aliasing 50 -60.15 24.89 45 -65.15 25 40 -70.15 25.07 30 -80.15 24.96

Figura 5.75. Tabla resumen de la SNR obtenida para el tono más débil en función de la ganancia del amplificador de IF.

Podemos observar que para ganancias de IF superiores a 50 dB (sabiendo que nuestros dos LNA´s en cascada proporcionan ya un nivel de amplificación de 54.1 dB) se produce una clara situación de interferencia que destruye nuestra señal. Sin embargo, conforme descendemos en frecuencia, desaparece el aliasing y comienza a mejorar la SNR del tono más débil alcanzando un máximo de 25.07 dB cuando la ganancia de IF es de 40 dB. Al disminuir esta ganancia disminuye también la SNR.

También hemos de recordar que conforme reducimos la ganancia de IF, el nivel

de ruido también hace lo propio al igual que la señal. Por tanto, aunque la relación señal a ruido pueda mejorar, tenemos que intentar que ésta sea lo más alta posible para potencias se señal también altas que puedan ser detectables por nuestros detectores y tarjetas de adquisición de datos.

Por supuesto no es necesario volver a comentar que los otros dos tonos de

nuestra señal simulada presentan relaciones señal a ruido por encima de 40 dB e incluso de 50 dB para el tono central.



321

5.6.4.4 Estudio paramétrico de la frecuencia óptima de OL realizando una conversión.

Tal y como comentamos al final del apartado 4, la frecuencia de OL de 1296 MHz no tiene por qué ser fija. En este subapartado realizaremos un estudio paramétrico en el que pretendemos mostrar cual sería la frecuencia óptima de OL que redujese al máximo la figura de ruido del sistema manteniendo un buen nivel de ganancia. Intentaremos que dicho nivel de ganancia siempre supere los 80 dB, ya que ello nos asegura que el tono más débil siempre estará por encima de -40 dBm de potencia con una buena relación señal a ruido.

La Figura 5.76 muestra el esquema que permite realizar el estudio que queremos

hacer. Como vemos, la etapa de RF es idéntica al último esquema realizado. Sin embargo, debemos colocar un mezclador behavioral en lugar del “file based” que teníamos ya que éste último está optimizado para una frecuencia de entrada de 1296 MHz y 10 dBm de potencia. Para que sea lo más similar posible al diseñado en la UPCT, dotamos al comportamental de una pérdidas de conversión de 7.6 dB (idem para su figura de ruido). Por su parte, hemos dado al amplificador de IF una ganancia de 50 dB que lleva a la ganancia del sistema por encima de 80 dB.

AMP_BID=A3GAIN=50 dBP1DB=15 dBmIP3=25 dBmIP2= OPSAT= NF=1.4 dBNOISE=Auto

TPID=TP1

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP2



TPID=TP3BPFB

ID=F1N=3FP1=1420e6-Frecuencia-5e6 HzFP2=41420e6-Frecuencia+5e6 HzAP=3.01 dBNOISE=Auto


BPFBID=F4N=3FP1=1420e6-Frecuencia-5e6 HzFP2=1420e6-Frecuencia+5e6 HzAP=3.01 dBNOISE=Auto


TPID=TP4




IN OUT

LO

MIXER_BID=A6MODE=Lower sideband/down converterFCOUT= GCONV=-7.6 dBP1DB=10 dBmIP3=30 dBmLO2OUT=-25 dBIN2OUT=-20 dBPLO=10 dBmPLOUSE=Spur reference onlyPIN=-10 dBmNF=7.6 dBNOISE=Auto

Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP1VARNAME="Frecuencia"VALUES=stepped(1350e6,1410e6,10e6)

Frecuencia=1.41e9

Figura 5.76. Circuito generado para realizar un estudio paramétrico sobre la frecuencia de OL.

Como vemos, hemos hecho uso de nuevo del bloque “SWPVAR” que controlará la variable “Frecuencia” que hará las veces de OL. Esta variable realizará un barrido de la frecuencia del oscilador local entre 1350 y 1410 MHz en saltos de 10 MHz. Este hecho también nos obliga a modificar, consecuentemente, las frecuencias de corte de los filtros paso-banda de la etapa de IF. Para ello, empleamos en dichas frecuencias de corte las siguientes expresiones:

• Frecuencia de corte inferior: “1420 – Frecuencia – 5” MHz. Como sabemos la frecuencia central de nuestro ancho de banda se centra, valga la redundancia, en 1420 MHz. Por tanto, si por ejemplo empleamos una frecuencia de OL de 1400 MHz, la frecuencia de corte inferior de nuestros filtros será: 1420 – 1400 – 5 = 15 MHz.

• Frecuencia de corte superior: “1420 – Frecuencia + 5” MHz. Por tanto, si empleamos el mismo ejemplo anterior, la frecuencia de corte superior de nuestros filtros será: 1420 – 1400 + 5 = 25 MHz.

En definitiva, lo que hacemos es realizar un barrido en frecuencia para el

oscilador local, empleando unos filtros de 10 MHz de ancho de banda.



322

El resultado de esta simulación se muestra en la Figura 5.77. La tendencia es clara, cuanto más aumentamos la frecuencia del oscilador local y más próximo bajamos el espectro de entrada a banda base, más aumenta el factor de ruido total del receptor. De todas las frecuencias simuladas, se observa claramente que a partir de 1390 MHz, la figura de ruido asciende por encima de 1 dB empeorando las prestaciones del sistema. Por tanto, si finalmente se desea realizar una única conversión en frecuencia, no deberíamos emplear una frecuencia de OL muy superior a 1380 MHz, lo cual dejaría nuestra señal centrada en unos 40 MHz en frecuencia intermedia.


0

1

2

3

4

dB

AMP_B (A1) AMP_F (A2) BPFB (F2) RFATTEN (S2) MIXER_B (A6) BPFB (F1) AMP_B (A3) BPFB (F4)

p7

p6

p5

p4p3 p2p1

80.4059 dB


p1: Freq = 0 MHzFrecuencia = 1.35e+009







Figura 5.77. Figura de ruido del sistema empleando distintas frecuencias de OL.

Como ya hemos comentado, bajar la señal lo máximo posible en frecuencia presenta ventajas tecnológicas importantes, ya que podemos emplear mayor cantidad de tecnologías para conversores A/D (mayores resoluciones, etc). 5.6.4.5 Estudio paramétrico de la potencia óptima de OL realizando una conversión.

Al final del apartado 4, también comentamos que la potencia de OL de 10 dBm tampoco tiene por qué ser fija. En este subapartado realizaremos un estudio paramétrico en el que pretendemos mostrar cual sería la potencia óptima de OL que redujese al máximo la figura de ruido del sistema manteniendo, de nuevo, un buen nivel de ganancia.

Tomaremos de nuevo el esquema de la Figura 5.76 y realizaremos un barrido en

potencia para el OL desde 0 hasta 20 dBm en saltos de 2 dB. El resultado de la simulación se muestra en la Figura 5.78 en la que vemos que el factor de ruido no sufre apenas variación alguna con la potencia del oscilador local. En cambio, en la Figura 5.79 se aprecia que la ganancia total del sistema si sufre algunas modificaciones aunque bastante leves, dentro de un rango de 8 dB (78, 86) dB.



323


0.35

0.4

0.45

0.5

0.55dB


p11

p10

p9

p8

p7

p6

p5

p4

p3p2p1

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP4,0))[1,*]Receptor optimo_primera parte_3

p1: Freq = 0 MHzPotencia = 0











Figura 5.78. Figura de ruido del sistema empleando distintas potencias de OL.

Ganancia final 3

20

40

60

80

100

dB


p11

p10

p9

p8

p7p6p5p4

p3p2

p1













Figura 5.79. Ganancia del sistema empleando distintas potencias de OL.

Como conclusión, en este tipo de esquema de simple conversión podemos observar que resulta bastante importante la frecuencia de OL que decidamos emplear. Según hemos podido observar, a partir de 1380 MHz de frecuencia de OL, comienza a ascender la figura de ruido total del sistema por encima de valores que empeoran considerablemente las prestaciones del sistema.

Por otra parte, la potencia de OL no influye de forma determinante ni en la

ganancia ni en la figura de ruido del sistema. Por tanto, en lo sucesivo mantendremos la potencia de OL inicial (10 dBm) respetando también el estudio de nuestro compañero encargado de diseñar el mezclador.



324

5.6.4.6 Propuesta final empleando circuito híbrido (conversión simple).

Con todos los análisis realizados hasta el momento, estamos en disposición de afirmar que el esquema de la Figura 5.80 constituye el mejor receptor diseñado empleando tanto dispositivos de los diseñados en la UPCT como comerciales, realizando una única conversión en frecuencia.

Como vemos, tenemos dos LNA´s situados justo tras la antena, el primero es el

comercial (AMF-3F-01200160-04-13P) de la empresa “Miteq” (miteq.com) que presentamos unos subapartados atrás. El segundo es nuestro LNA diseñado en la UPCT con las prestaciones que ya conocemos. Posteriormente, hemos colocado un amplificador behavioral ya que vamos a emplear una frecuencia de OL de 1380 MHz (diferente de los 1296 MHz con los que opera el mezclador diseñado en la UPCT). Esta era la frecuencia con la que conseguíamos bajar la señal a la frecuencia intermedia más baja sin incurrir en un aumento excesivo de la figura de ruido del receptor. Finalmente, un amplificador de IF al que podemos dotar como máximo de 60 dB de ganancia ya que a ganancias superiores comienza a aparecer aliasing. Los filtros presentan un ancho de banda de 20 MHz centrados en los 40 MHz de frecuencia intermedia.


TPID=TP1

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP2



TPID=TP3





TPID=TP4




IN OUT

LO


Figura 5.80. Circuito final propuesto empleando dispositivos diseñados y comerciales.

Ganancia final 3

20

40

60

80

100

dB


p1

796.469 dB



Figura 5.81. Evolución de la ganancia del circuito final propuesto empleando dispositivos diseñados y comerciales (conversión simple).



325

La Figura 5.81 muestra la evolución de la ganancia del esquema propuesto. Como vemos, la ganancia final es de 96.469 dB, valor que resulta casi 17 dB por encima de los 80 dB que nos habíamos marcado como amplificación mínima. Sin embargo, el factor de ruido ha aumentado hasta 0.5458 dB (Figura 5.82), lo cual no es un empobrecimiento muy elevado si tenemos en cuenta la alta amplificación conseguida sin distorsión, y que hemos conseguido bajar la señal a una frecuencia intermedia (40 MHz) inmensamente más manejable que los 124 MHz que conseguíamos con las prestaciones estándar diseñadas en la universidad. Finalmente, la Figura 5.83 muestra el espectro conseguido a la salida del sistema (RBW=250 Hz; VBW=250 Hz).


0.35

0.4

0.45

0.5

0.55

dB


p1

80.5458 dB



Figura 5.82. Evolución de la figura de ruido del circuito final propuesto empleando dispositivos diseñados y comerciales (conversión simple).

35 37 39 41 43 45Frequency (MHz)

Espectro final 3

-80

-60

-40

-20

0

20

40

Pote

ncia

de

Salid

a (d

Bm

)

38 MHz-25.4 dBm

41 MHz-5.46 dBm

40 MHz4.65 dBm


Figura 5.83. Espectro del circuito final propuesto empleando dispositivos diseñados y comerciales (conversión simple).



326

Para finalizar, la tabla de la Figura 5.84 ofrece un resumen de las prestaciones conseguidas con este esquema propuesto en cuanto a ganancia, figura de ruido total y relación señal a ruido aproximada para los tres armónicos que componen el ancho de banda de la señal.

Ganancia total (dB)

Figura de ruido (dB)

SNR tono 38 MHz (dB)



96.469 0.5458 27.6 57.65 47.54

Figura 5.84. Resumen de las prestaciones finales del esquema híbrido propuesto. 5.6.4.7 Estudio paramétrico de la frecuencia óptima de OL del segundo mezclador realizando doble conversión en frecuencia.

Ya hemos encontrado el receptor óptimo realizando una única conversión en frecuencia. La estrategia seguida ha sido relativamente sencilla: en primer lugar fijamos que el nivel de amplificación fuera como mínimo de 80 dB (con el único techo de que no se produjera aliasing al realizar las representaciones) al mismo que la figura de ruido total no debía superar la marca de 1 dB; posteriormente, jugamos con varios parámetros del sistema como la frecuencia y potencia de OL además de la propia ganancia para conseguir la mejor relación señal a ruido posible a la salida.

Pues bien, ahora vamos a volver sobre nuestros pasos e intentar realizar este

mismo proceso pero, esta vez, realizando una doble conversión en frecuencia con las ventajas que ello supone y que comentamos en subapartados anteriores. Además de estas ventajas, intentaremos descubrir otras relacionadas con nuestras figuras de mérito. Obviamente, tomaremos como referencia el esquema propuesto anterior para asegurarnos de que partimos de unas prestaciones aceptables que nos garantizarán encontrar un nuevo receptor óptimo con más rapidez.

Supongamos, en primer lugar, que utilizamos para la primera conversión el

mezclador y los valores estándar diseñados en la UPCT. Esto quiere decir que nuestra primera frecuencia intermedia será de 124 MHz. Pues bien, emplearemos un nuevo mezclador behavioral de similares prestaciones que nos permita reducir esta frecuencia un poco más haciéndola más manejables a los adquisidores de datos. El circuito de la Figura 5.85 muestra esta situación.


TPID=TP2

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1




TPID=TP4





TPID=TP3

IN OUT

LO



IN OUT

LO







Xo Xn. . .

SWPVARID=SWP1VARNAME="Frecuencia"VALUES=stepped(74e6,114e6,10e6)

Frecuencia=1.14e8

Figura 5.85. Esquema diseñado para obtener la frecuencia óptima del segundo oscilador local.



327

Podemos apreciar todas las novedades incluidas en este circuito: el segundo mezclador comportamental de similares prestaciones al de la UPCT; el bloque “SWPVAR” que controlará la variable “Frecuencia” que hará variar la frecuencia del segundo OL; y un amplificador MAR-6 que tratará de compensar las pérdidas introducidas por el mezclador. Como vemos, el bloque “SWPVAR” realiza un barrido de la frecuencia del segundo oscilador local comprendida entre 74 y 114 MHz en saltos de 10 MHz. Ello nos proporciona unas segundas frecuencias intermedias que oscilarán entre 10 y 50 MHz.

La Figura 5.86 nos muestra la evolución de la figura de ruido del sistema en

función de la frecuencia de OL elegida para el segundo mezclador. Como vemos, apenas se aprecian diferencias significativas entre unas frecuencias y otras. No obstante, se confirma la tendencia observada cuando realizamos esta misma simulación en el caso de una única conversión, y es que conforme empleamos una frecuencia de OL más elevada (frecuencia intermedia más reducida) aumenta el factor de ruido total. Aun así, podemos ver que el peor de los casos obtenidos se produce para una frecuencia de OL de 114 MHz (10 MHz de frecuencia intermedia) con un factor de ruido total que no supera 0.4015 dB. Por tanto, intentaremos alcanzar esta “IF 2” ya que resulta muy próxima a banda base y es inmensamente más manejable desde el punto de vista de las tarjetas de adquisición de datos.


0.3995

0.3997

0.3999

0.4001

0.4003

0.4005

0.4007

0.4009

0.4011

0.4013

0.4015

dB

AMP_B (A7) AMP_F (A5) BPFB (F2) RFATTEN (S2) MIXER_F (A2) BPFB (F3) AMP_B (A3) BPFB (F1) MIXER_B (A8) BPFB (F4) AMP_B (A10) BPFB (F5)

p5p4p3 p2 p1







Figura 5.86. Evolución de la figura de ruido del esquema diseñado para obtener la frecuencia óptima del segundo oscilador local.

No presentaremos en esta ocasión el gráfico correspondiente a la evolución de la ganancia, ya que ésta no se modifica en función de la frecuencia de OL. Más adelante sí que llevaremos a cabo un estudio de la ganancia total del sistema, ya que, al parecer, no podemos abordar amplificaciones muy por encima de 80 dB debido a la aparición de interferencias en el espectro.



328

5.6.4.8 Estudio paramétrico de la potencia óptima del segundo OL (doble conversión).

Al igual que hemos realizado un estudio de la frecuencia óptima de OL, haremos lo mismo con la potencia de este segundo oscilador local. La Figura 5.87 muestra la evolución de la ganancia total del sistema para distintos valores de potencia del segundo oscilador local. Como vemos, conforme aumenta dicha potencia, aumenta la ganancia del sistema. Sin embargo, justo a partir de 10 dBm, la curva final se mantiene constante entorno a un valor de 85 dB de amplificación total.

Ganancia final 4

30

40

50

60

70

80

90

dB


p9

p8

p7

p6

p5p4p3

p2

p1

1276.8 dB

1284.86 dB











Figura 5.87. Evolución de la ganancia total en función de la potencia del segundo OL.

Omitimos el gráfico de la evolución de la figura de ruido, ya que ésta no varía con la potencia del oscilador local como ya ocurriera con el receptor diseñado de conversión simple. 5.6.4.9 Estudio paramétrico de la ganancia óptima (doble conversión).

En este caso en el que hemos diseñado un circuito de doble conversión en frecuencia, el estudio paramétrico de la ganancia se reduce a una ecuación muy simple: cuando la ganancia total del sistema asciende a valores cercanos a 90 dB, se produce aliasing apareciendo armónicos indeseados dentro de nuestro ancho de banda. La tabla de la Figura 5.88 resume esta situación.

Ganancia total (dB) Ruido total (dBm) SNR tono más débil (dB) 88 Aliasing Aliasing 85 -64.62 27.62 80 -69.62 ≈ 28

Figura 5.88. Tabla resumen del efecto de la ganancia total del sistema sobre el ruido y la SNR.



329

5.6.4.10 Propuesta final empleando circuito híbrido (doble conversión).

Con todos los análisis realizados hasta el momento, estamos en disposición de afirmar que el esquema de la Figura 5.89 constituye el mejor receptor diseñado empleando tanto dispositivos de los diseñados en la UPCT como comerciales, realizando una doble conversión en frecuencia.

Como vemos, la etapa de RF, el mezclador, el oscilador local y el primer filtro

de IF son idénticos a los de la propuesta del subapartado 5.6.4.6. A partir de ese punto, el esquema presenta unas ligeras variaciones. Hemos situado un amplificador de IF modelo AUP-1263 de la empresa “Miteq” con 40 dB de ganancia entre 1 MHz y 200 MHz, figura de ruido 1.4 dB, punto de compresión a la salida de 21 dBm y punto de intercepción de tercer orden (OIP3) de 31 dBm. La segunda etapa de IF pasa por un mezclador comportamental de similares prestaciones al diseñado en la UPCT (7.6 dB de pérdidas) con un oscilador local de 114 MHz de frecuencia y 10 dBm de potencia. Este oscilador permite bajar la señal a 10 MHz de segunda frecuencia intermedia, permitiendo así la posibilidad de disponer de más tecnologías para realizar el procesado de señal, además de la facilidad que conlleva diseñar filtros a frecuencias cada vez más pequeñas.

Justo tras el mezclador situamos los filtros centrados en 10 MHz con bandas de

paso de 12 MHz. Finalmente, debido a la lejanía de esta zona del esquema con respecto al primer LNA, podemos permitirnos el lujo de emplear un MAR-6 como amplificador de “IF 2” con 16 dB de ganancia que compensan las pérdidas introducidas por el mezclador, y a pesar de sus 3 dB de figura de ruido que no influyen apenas en el factor de ruido total del sistema.


TPID=TP2

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1




TPID=TP4





TPID=TP3

IN OUT

LO



IN OUT

LO







Figura 5.89. Circuito final propuesto empleando dispositivos diseñados y comerciales (doble conversión).

La figura 5.90 muestra la evolución de la ganancia de este esquema propuesto de

doble conversión en frecuencia. Tal y como pudimos comprobar en los subapartados anteriores, si queremos evitar el aliasing no podemos aumentar la ganancia del sistema por encima de 90 dB, por tanto, la ganancia final ha quedado establecida en 84.86 dB, superior a los 80 dB que habíamos fijado como límite teórico inferior para esta figura de mérito.

Por su parte, la Figura 5.91 muestra la evolución de la figura de ruido del

sistema. En cuanto a ella no hay demasiado que destacar, puesto que ya hemos conseguido “domar” esta figura de mérito para conseguir que no ascienda demasiado de 0.4 dB, los cuales conceden unas excelentes prestaciones a nuestro radiotelescopio.



330

Ganancia final 4

30

40

50

60

70

80

90dB


p11284.86 dB



Figura 5.90. Evolución de la ganancia del circuito final propuesto empleando dispositivos diseñados y comerciales (conversión doble).


0.3995

0.3997

0.3999

0.4001

0.4003

0.4005

0.4007

0.4009

0.4011

0.4013

0.4015

dB


p1

120.401431 dB



Figura 5.91. Evolución de la figura de ruido del circuito final propuesto empleando dispositivos diseñados y comerciales (conversión doble).

Finalmente, la Figura 5.92 muestra el espectro final obtenido por el esquema propuesto (RBW=250 Hz; VBW=250 Hz). Podemos apreciar que se recupera correctamente el ancho de banda de entrada con el nivel de amplificación que hemos conseguido. Aun así, hemos colocado un marcador justo en 9 MHz para que el lector pueda observar cómo va creciendo una pequeña interferencia a esa frecuencia. No obstante, con el nivel de amplificación logrado, mantenemos el armónico indeseado casi 20 dB por debajo de nuestro tono más débil.



331

5 10 15Frequency (MHz)

Espectro final 4

-80

-60

-40

-20

0

20P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)

9 MHz-55.1 dBm

8 MHz-37 dBm

11 MHz-17.1 dBm

10 MHz-6.95 dBm


Figura 5.92. Espectro del circuito final propuesto empleando dispositivos diseñados y comerciales (conversión doble).

Para finalizar por completo esta propuesta final, la tabla de la Figura 5.84 ofrece un resumen de las prestaciones conseguidas con este esquema propuesto en cuanto a ganancia, figura de ruido total y relación señal a ruido aproximada para los tres armónicos que componen el ancho de banda de la señal.

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



84.86 0.401431 27.76 57.81 47.66

Figura 5.93. Resumen de las prestaciones finales del esquema híbrido propuesto.

Como vemos, tanto en lo que concierne a la figura de ruido del sistema como al resto de figuras de mérito, han mantenido casi exactos sus niveles. Sin embargo, las prestaciones siguen siendo bastante buenas si tenemos en cuenta varios aspectos que ya hemos comentado:

• Los cálculos están realizados en el peor de los casos, esto es, considerando que la temperatura de ruido de la antena es de 300 ºK; y que el cable de RF introduce pérdidas por valor de 10 dB (50 metros de longitud).

• Reduciendo la frecuencia a 10 MHz o similares, nuestra señal se hace mucho más manejable y ofrece mejores posibilidades de detección y digitalización.



332

Veamos, pues, qué prestaciones obtendríamos en caso de encontrarnos en una situación más favorable que la que estamos planteando en las simulaciones. Consideremos, una vez más, que nuestra parábola sólo capta unas pocas decenas de Kelvins de temperatura de ruido. En esa situación, la densidad espectral de potencia de ruido captada por la antena está entorno a -190 dBm/Hz.

Como ya anotamos en el último espectro, comenzábamos a vislumbrar un

armónico a 9 MHz producido por la situación de aliasing. En la situación que planteamos, obviamente, si mantenemos la ganancia y reducimos el nivel de ruido, todos los armónicos interferentes se observarán con más claridad. La tabla de la Figura 5.94 muestra un resumen de las SNR finales empleando este nuevo valor de densidad espectral de potencia de ruido.

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



84.86 0.401431 43.76 73.86 63.76 Figura 5.94. Resumen de las prestaciones finales del esquema híbrido propuesto empleando la misma ganancia pero -190 dBm/Hz de densidad espectral de potencia de ruido.

Una de las opciones más sencillas que tenemos para eliminar el aliasing es reducir la ganancia total del sistema; el problema es que esta acción conlleva también una reducción de potencia de señal de nuestros tonos detectados por la antena. Por ejemplo, si cambiamos el amplificador que habíamos empleado en la primera etapa de IF y lo sustituimos por un modelo AMF-2F-00100100-07-10P de la empresa “Miteq” que opera dentro del rango 100 MHz-1GHz con 33 dB de ganancia y 0.7 dB de figura de ruido, estamos reduciendo en 7 dB la ganancia de este amplificador, y con ella, la de todo el sistema. Realizando esta modificación ya no se aprecia aliasing quedando las prestaciones que se observan en la tabla resumen de la Figura 5.95.

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



77.86 0.401207 43.91 73.94 63.89 Figura 5.95. Resumen de las prestaciones finales del esquema híbrido propuesto reduciendo la ganancia para evitar el aliasing y empleando -190 dBm/Hz de densidad espectral de potencia de ruido.

Como vemos, al reducir la ganancia total del sistema mejora ligeramente la relación señal a ruido, sin embargo, como es lógico, también disminuyen los niveles de señal, dejando la amplificación por debajo de nuestro límite de 80 dB.

Otra de las opciones para poder amplificar la señal a valores más elevados sin

importarnos el aliasing, es emplear filtros elimina-banda que reduzcan el nivel de los armónicos indeseados. Sin embargo, esta opción es bastante costosa debido a la gran selectividad con la que habría que dotar a estos filtros.



333

Existe otra opción algo más costosa desde el punto de vista circuital que permite reducir los efectos del aliasing y poder así amplificar la señal por encima de 90 dB. El circuito de la Figura 5.96 muestra el esquema encargado de realizar esta acción. Como vemos, la solución pasa por dividir la señal en tres canales diferentes, uno para cada uno de nuestros tres tonos que componen el ancho de banda de entrada de la señal. Cada uno de esos canales tratará la señal de forma independiente al resto de canales, aunque los tres canales realizan la misma acción, que consiste en filtrar su armónico correspondiente, amplificarlo, volver a filtrar para eliminar posibles residuos indeseados y enviar la señal a un combinador cuya misión consiste en volver a reconstruir la señal en un mismo canal tal y como estaba antes de realizar la división.

La ventaja de este modelo es que conseguimos incrementar la ganancia del

sistema reduciendo los efectos del aliasing, los inconvenientes son que, por una parte, necesitamos emplear más dispositivos aumentando la circuitería y con ella el tamaño del receptor, y por otra, que necesitamos filtros muy selectivos en frecuencia capaces de filtrar, ya en cada canal, cada uno de armónicos que componen la señal de entrada eliminando lo máximo posible el resto de tonos para poder reconstruir la señal en el combinador final.

La Figura 5.97 muestra la evolución de la ganancia de este circuito. Podemos ver

que la amplificación final de cada tono es de más de 90 dB, algo que hasta el momento no podíamos realizar debido al incremento masivo del aliasing.


TPID=TP2

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1




TPID=TP4





TPID=TP3

IN OUT

LO



IN OUT

LO







BPFBID=F6N=3FP1=7.5 MHzFP2=8.5 MHzAP=3.01 dBNOISE=Auto



1

2

3

4

COMBID=S3LOSS=2 dBCTRFRQ= PRIMINP= NIN=3







Figura 5.96. Circuito que permite reducir los efectos del aliasing dividiendo el ancho de banda en tantos canales como armónicos presente el ancho de banda de la señal.

Ganancia final 4

20

40

60

80

100

dB

AMP_B (A7) AMP_F (A5) BPFB (F2) RFATTEN (S2) MIXER_F (A2) BPFB (F3) AMP_B (A3) BPFB (F1) MIXER_B (A8) BPFB (F4) AMP_B (A10) BPFB (F5) BPFB (F7) AMP_B (A12) BPFB (F10) COMB (S3)

p11691.179 dB



Figura 5.97. Evolución de la ganancia del circuito que permite reducir los efectos del aliasing dividiendo el ancho de banda en tres canales.



334

La Figura 5.98 muestra la evolución de la figura de ruido de este esquema. De nuevo, gracias a los dispositivo situados al inicio del diagrama de bloques, podemos mantener la figura de ruido por debajo de 0.4015 dB concediendo unas muy buenas prestaciones en lo que a esta figura de mérito se refiere.


0.3995

0.3997

0.3999

0.4001

0.4003

0.4005

0.4007

0.4009

0.4011

0.4013

0.4015

dB

AMP_B (A7) AMP_F (A5) BPFB (F2) RFATTEN (S2) MIXER_F (A2) BPFB (F3) AMP_B (A3) BPFB (F1) MIXER_B (A8) BPFB (F4) AMP_B (A10) BPFB (F5) BPFB (F7) AMP_B (A12) BPFB (F10) COMB (S3)

p1

160.401461 dB



Figura 5.98. Evolución de la figura de ruido del circuito que permite reducir los efectos del aliasing dividiendo el ancho de banda en tres canales.

Solo nos resta visualizar el espectro de salida, el cual se muestra en la Figura 5.99. Como vemos, a pesar del nivel de amplificación conseguido, hemos conseguido reducir drásticamente el efecto del aliasing manteniendo la relación señal a ruido obtenida mediante esquemas anterior (alrededor de 40 dB para el tono más débil).


Espectro final 4

-100

-80

-60

-40

-20

0

20

Pot

enci

a de

Sal

ida

(dB

m) 11 MHz

-10.67 dBm

10 MHz-0.8819 dBm

8 MHz-30.28 dBm


Figura 5.99. Espectro de salida del circuito que permite reducir los efectos del aliasing dividiendo el ancho de banda en tres canales.



335

5.7 En busca del receptor óptimo (2ª parte).

Ya hemos analizado todas las configuraciones que daba de sí el esquema híbrido formado por dispositivos comerciales y de los diseñados en la UPCT. Como ya hemos comentado en alguna ocasión, existen multitud de empresas que se dedican específicamente al desarrollo de dispositivos electrónicos de elevadas prestaciones como es la empresa Miteq, cuyo catálogo puede consultarse en Internet. Como hemos ido comentando a lo largo de los subapartados anteriores, hemos empleado algunos de estos dispositivos en nuestro esquema híbrido anterior. Pues bien, el objetivo de este “en busca del receptor óptimo (2ª parte)” consiste en tratar de mejorar los esquemas anteriores empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones.

Evidentemente, como ya habrá podido deducir el lector, estamos tocando techo

en algunas de estas prestaciones. Por ejemplo, si empleamos un LNA al inicio de nuestro receptor con una figura de ruido de 0.4 dB, el factor de ruido total del sistema no podrá ser inferior a ese valor como se deduce fácilmente de la observación de la ecuación de Friis que hemos ido comentando a lo largo de este PFC. El límite superior en cuanto a ganancia lo impone la aparición de aliasing que puede destruir la señal de entrada adoptando formas espectrales diferentes de las captadas en la antena con una potencia, obviamente, muy inferior.

Tan solo nos quedan dos situaciones nuevas por experimentar electrónicamente

hablando: una de ellas, muy sencilla de abordar aunque no demasiado buena para el esquema, consiste en utilizar mezcladores activos capaces de amplificar la señal además de realizar la conversión en frecuencia. Sin embargo, este tipo de dispositivos está más orientado a esquemas en los que el factor de ruido del sistema no es una figura de mérito, sino más bien la ganancia total. Y es que estos mezcladores presentan buenos niveles de amplificación (próximos a 10 dB) a costa de una elevadísima figura de ruido.

La otra nueva situación a la que nos referimos es más bien otro proyecto al cual

quiere enfrentarse la Universidad Politécnica de Cartagena, y que muy pocos han sabido o han querido llevar a cabo para mejorar notablemente las prestaciones de los radiotelescopios. Se trata de un proyecto pionero dentro de la comunidad universitaria nacional que pretende acercarnos al mundo de la “criogenización”.

Como sabemos, buena parte del ruido que añaden a la señal los dispositivos que

conforman el receptor es debido a la agitación térmica de los electrones. Conforme aumenta la temperatura, esta agitación es mayor generando más cantidad de ruido que no puede ser completamente eliminado. La única opción que tenemos desde el exterior es tratar de revertir esta situación enfriando los dispositivos, disminuyendo así el estado de agitación térmica y, con ella, el factor de ruido del dispositivo.

En España, el radiotelescopio de 40 metros de diámetro del Observatorio

Astronómico Nacional en Yebes (Guadalajara) posee este tipo de tecnología (ver Anexo 7). En concreto, sabiendo que el LNA es un dispositivo crítico en cuanto a la figura de ruido total, criogenizan sus propios diseños a temperaturas que rondan los 15 ºK (-258 ºC), lo cual supone una figura de ruido que puede llegar a ¡¡0.03 dB!!



336

La Figura 5.100 muestra el aspecto de uno de estos amplificadores de bajo ruido criogenizados del Observatorio Astronómico Nacional. En concreto, este diseño será empleado en cada una de las 64 antenas que componen el proyecto ALMA en Chile. La Figura 5.101 nos muestra la ganancia y la temperatura de ruido de este dispositivo en función de la frecuencia. Como vemos, los gráficos no bajan de los 3 GHz, pero podemos intuir que, a nuestra frecuencia de trabajo (1420 MHz), la ganancia de este dispositivo ronda los 35 dB con una temperatura de ruido de entre 6 y 8 ºK (-265 ºC) lo cual supone una figura de ruido de unos 0.03 dB. Sencillamente, impresionante.

Figura 5.100. Aspecto de un LNA criogenizado del Centro Astronómico de Yebes.

Figura 5.101. Ganancia y temperatura de ruido con respecto a la frecuencia de un LNA criogenizado del Centro Astronómico de Yebes.



337

5.7.1 Propuesta de circuito empleando dispositivos comerciales sin aplicar técnicas de criogenización (conversión simple).

No es necesario en este apartado realizar simulaciones haciendo barridos de la frecuencia y la potencia del oscilador local buscando el emplazamiento óptimo de la frecuencia de IF, ya que los resultados resultan idénticos a los realizados en los esquemas híbridos anteriores. Ni tan siquiera es necesario realizar un estudio demasiado exhaustivo de la ganancia del sistema, pues al igual que en los subapartados anteriores, tenemos una ganancia límite del sistema, superada la cuál, comienzan a aparecer las indeseadas interferencias. Veremos que esta ganancia límite se sitúa entorno a los 92 dB cuando optimizamos las pérdidas de conversión de nuestro mezclador y las dejamos entorno a 5 dB.

La Figura 5.102 muestra el esquema óptimo encontrado empleando

exclusivamente dispositivos comerciales (la mayoría de la empresa Miteq). En primer lugar tenemos un LNA modelo AMF-3F-01200160-04-13P de 45 dB de ganancia entre 1200 MHz y 1600 MHz con 0.4 dB de figura de ruido; tras él, situamos otro LNA modelo AMF-2F-01200160-04-10P con 30 dB de ganancia de nuevo entre 1200 y 1600 MHz, y figura de ruido 0.4 dB.

Los cables aplican de nuevo una pérdidas máximas de 10 dB. Tras este bloque se

sitúa el mezclador con unas prestaciones algo mejores que las obtenidas en la UPCT: 5 dB de pérdidas y esa misma cifra como valor máximo de figura de ruido. Finalmente, la etapa de IF contiene un amplificador modelo AMF-2F-00100100-07-10P con 30 dB de ganancia y 0.7 dB de figura de ruido.


TPID=TP3



TPID=TP2

LOADID=S1Z=_Z0 Ohm

TPID=TP1


IN OUT

LO




TPID=TP4





Figura 5.102. Receptor propuesto empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones (conversión simple).

La Figura 5.103 muestra la evolución de la ganancia de este circuito. Si observamos el marcador situado en el interior del gráfico, podemos ver que la amplificación es de 90 dB. Hemos de decir que se trata de un valor que roza el límite de la aparición del aliasing, pues a partir de 92 dB de amplificación total, comienzan a aparecer armónicos indeseados interferentes.

La Figura 5.104 muestra asimismo la evolución de la figura de ruido del receptor

propuesto ofreciendo un valor final de 0.5204 dB, el cual supone una muy buena prestación si tenemos en cuenta el nivel de amplificación logrado.



338

Ganancia final 5

40

50

60

70

80

90

95dB

AMP_B (A7) AMP_B (A5) BPFB (F3) RFATTEN (S2) MIXER_B (A4) BPFB (F1) AMP_B (A3) BPFB (F2)

p1

889.97 dB

DB(C_GN(TP.TP1,TP.TP4,0))[1]Receptor optimo_segunda parte_1


Figura 5.103. Evolución de la ganancia del receptor propuesto empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones (conversión simple).


0.35

0.4

0.45

0.5

0.55

dB

AMP_B (A7) AMP_B (A5) BPFB (F3) RFATTEN (S2) MIXER_B (A4) BPFB (F1) AMP_B (A3) BPFB (F2)

p1

80.5204 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP4,0))[1]Receptor optimo_segunda parte_1


Figura 5.104. Evolución de la figura de ruido del receptor propuesto empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones (conversión simple).

La figura 5.105 muestra el espectro de salida que se obtiene con el circuito propuesto. Si nos fijamos en los marcadores, podemos observar que los tonos que componen el ancho de banda presentan los valores potenciales más elevados logrados hasta el momento, excluyendo el circuito en el que realizamos la división en frecuencia y posterior combinación de las señales. En este caso hemos empleado de nuevo un ancho de banda de resolución de 250 Hz y un ancho de banda de video de 250 Hz (RBW=250 Hz; VBW=50 Hz).



339

35 37 39 41 43 45Frequency (MHz)

Espectro final 5

-80

-60

-40

-20

0

20P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)

38 MHz-31.7 dBm

41 MHz-11.8 dBm

40 MHz-1.79 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP4,250,2,250,3,-1,0,-1,1,2,0,0,1,0)) (dBm)Receptor optimo_segunda parte_1

Figura 5.105. Espectro de salida del receptor propuesto empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones (conversión simple).

Finalmente, las tablas de la Figura 5.106 muestran, respectivamente, un resumen de las prestaciones obtenidas con el esquema propuesto considerando, en primer lugar, una densidad espectral de potencia de ruido de -174 dBm/Hz y, en segundo lugar, una densidad espectral de potencia de ruido de -190 dBm /Hz. Tan solo cabe resaltar que en el caso en el que reducimos el nivel de ruido a -190 dBm/Hz se observa con más claridad el efecto del aliasing que en el caso más desfavorable pasaba inadvertido.

Ganancia total (dB)





90 0.5204 27.8 57.71 47.7

Ganancia total (dB)





90 0.5204 43.70 73.72 63.70 Figura 5.106. Tabla superior: resumen de las prestaciones del esquema propuesto considerando una densidad espectral de potencia de ruido de -174 dBm/Hz. Tabla inferior: resumen de las prestaciones del esquema propuesto considerando una densidad espectral de ruido de -190 dBm/Hz.



340

5.7.2 Propuesta de circuito empleando dispositivos comerciales aplicando técnicas de criogenización (conversión simple).

Imaginemos que tomamos el mismo esquema propuesto de la Figura 5.102 y sustituimos los dos amplificadores de bajo ruido por los modelos criogenizados del Centro Astronómico de Yebes (figura de ruido 0.03 dB). Además, mantenemos el nivel de amplificación del sistema en 90 dB. Pues bien, a partir de aquí hemos analizado dos posibilidades empleando distintos mezcladores: primer el comercial y después el diseñado en la UPCT.

1. Al emplear un modelo behavioral del mezclador con idénticas prestaciones al diseñado en la UPCT, cuando la evolución de la figura de ruido alcanza al mezclador, ésta asciende hasta situarse entorno a 0.15 dB (a pesar de comenzar en 0.03 dB gracias al LNA de Yebes). Sin embargo, llevamos la señal hasta una frecuencia intermedia de 10 MHz con las ventajas ya comentadas que ello supone. La tabla resumen de la Figura 5.107 muestra las prestaciones obtenidas para este diseño (RBW=250 Hz; VBW=50 Hz).

2. Al emplear el modelo “file based” diseñado en la UPCT, la figura de ruido asciende apenas unas diezmilésimas de dB por encima de 0.03 dB. Sin embargo, la frecuencia intermedia quedaría instalada en 124 MHz, con las desventajas que ello supone. La tabla resumen de la Figura 5.108 muestra las prestaciones obtenidas para este diseño (RBW=250 Hz; VBW=250 Hz).

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



90 0.15 29 59 49 Figura 5.107. Tabla resumen de las prestaciones del esquema propuesto aplicando técnicas de criogenización y empleando un mezclador comercial comportamental a banda intermedia de 10 MHz.

Ganancia total (dB)





90 0.03012 30 60 50 Figura 5.108. Tabla resumen de las prestaciones del esquema propuesto aplicando técnicas de criogenización y empleando el mezclador “file based” diseñado en la UPCT a banda intermedia de 124 MHz.

Si realizamos estos cálculos para una densidad espectral de potencia de ruido de -190 dBm/Hz empleando el mezclador de la UPCT, las relaciones señal a ruido serían: 122 MHz (46 dB); 124 MHz (76 dB); 125 MHz (66 dB).



341

5.7.3 Propuesta de circuito empleando dispositivos comerciales sin aplicar técnicas de criogenización (conversión doble).

De nuevo, no es necesario en este apartado realizar simulaciones haciendo barridos de la frecuencia y la potencia del oscilador local buscando el emplazamiento óptimo de las frecuencias de IF, ya que los resultados resultan idénticos a los realizados en los esquemas híbridos anteriores. Tampoco es necesario realizar un estudio demasiado exhaustivo de la ganancia del sistema, pues al igual que en los subapartados anteriores, tenemos una ganancia límite del sistema, superada la cuál, comienzan a aparecer las indeseadas interferencias. Veremos que esta ganancia límite se sitúa entorno a los 85 dB cuando optimizamos las pérdidas de conversión de nuestro mezclador y las dejamos entorno a 5 dB para el segundo mezclador que debe ser comportamental sin más remedio.

La Figura 5.109 muestra el esquema óptimo encontrado empleando

exclusivamente dispositivos comerciales (la mayoría de la empresa Miteq). En primer lugar tenemos un LNA modelo AMF-3F-01200160-04-13P de 45 dB de ganancia entre 1200 MHz y 1600 MHz con 0.4 dB de figura de ruido; tras él, situamos otro LNA comprado por la UPCT con 20 dB de ganancia y figura de ruido 0.4 dB.

Los cables aplican de nuevo una pérdidas máximas de 10 dB. Tras este bloque

situamos el mezclador diseñado en la UPCT ya que, como hemos podido comprobar en el subapartado anterior, mantiene en buen nivel la figura de ruido total del receptor. La primera etapa de IF está formada por dos filtros y un amplificador modelo AMF-2F-00100100-07-10P con 30 dB de ganancia y 0.7 dB de figura de ruido. Tras esta etapa se sitúa el mezclador behavioral con unas prestaciones algo mejores que las obtenidas en la UPCT: 5 dB de pérdidas y esa misma cifra como valor máximo de figura de ruido. Finalmente, la etapa de IF 2 contiene un amplificador modelo MAR-6 con 14 dB de ganancia y 3 dB de figura de ruido.


TPID=TP3





TPID=TP4




LOADID=S2Z=_Z0 Ohm

TPID=TP2



IN OUT

LO




IN OUT

LO



TPID=TP1


Figura 5.109. Receptor propuesto empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones (conversión doble).

La Figura 5.110 muestra la evolución de la ganancia de este circuito. Si observamos el marcador situado en el interior del gráfico, podemos ver que la amplificación es de 86.36 dB. La Figura 5.111 muestra asimismo la evolución de la figura de ruido del receptor propuesto ofreciendo un valor final de 0.40018 dB, el cual supone una muy buena prestación si tenemos en cuenta el nivel de amplificación logrado.



342

Ganancia final 6

40

50

60

70

80

90dB

AMP_B (A2) AMP_B (A4) BPFB (F2) RFATTEN (S1) MIXER_F (A6) BPFB (F1) AMP_B (A5) BPFB (F3) MIXER_B (A9) BPFB (F4) AMP_B (A7) BPFB (F5)

p1

1286.36 dB

DB(C_GN(TP.TP1,TP.TP4,0))[1]Receptor optimo_segunda parte_2


Figura 5.110. Evolución de la ganancia del receptor propuesto empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones (conversión doble).


0.39995

0.4

0.40005

0.4001

0.40015

0.4002

dB

AMP_B (A2) AMP_B (A4) BPFB (F2) RFATTEN (S1) MIXER_F (A6) BPFB (F1) AMP_B (A5) BPFB (F3) MIXER_B (A9) BPFB (F4) AMP_B (A7) BPFB (F5)

p1

120.4001872 dB

DB(C_NF(TP.TP1,TP.TP4,0))[1]Receptor optimo_segunda parte_2


Figura 5.111. Evolución de la figura de ruido del receptor propuesto empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones (conversión doble).

La figura 5.112 muestra el espectro de salida que se obtiene con el circuito propuesto. Si nos fijamos en los marcadores, podemos observar que los tonos que componen el ancho de banda presentan los valores potenciales más elevados logrados hasta el momento con un circuito de doble conversión en frecuencia, excluyendo el circuito en el que realizamos la división en frecuencia y posterior combinación de las señales. En este caso hemos empleado de nuevo un ancho de banda de resolución de 250 Hz y un ancho de banda de video de 250 Hz (RBW=250 Hz; VBW=50 Hz).



343


Espectro final 6

-80

-60

-40

-20

0

20P

oten

cia

de S

alid

a (d

Bm

)

9 MHz-49.3 dBm

8 MHz-35.6 dBm

11 MHz-15.7 dBm

10 MHz-5.52 dBm

DB(PWR_SPEC(TP.TP4,250,2,250,3,-1,0,-1,1,2,0,0,1,0)) (dBm)Receptor optimo_segunda parte_2

Figura 5.112. Espectro de salida del receptor propuesto empleando exclusivamente dispositivos comerciales de altas prestaciones (conversión doble).

Finalmente, las tablas de la Figura 5.113 muestran, respectivamente, un resumen de las prestaciones obtenidas con el esquema propuesto considerando, en primer lugar, una densidad espectral de potencia de ruido de -174 dBm/Hz y, en segundo lugar, una densidad espectral de potencia de ruido de -190 dBm /Hz. Tan solo cabe resaltar que en el caso en el que reducimos el nivel de ruido a -190 dBm/Hz se observa con más claridad el efecto del aliasing, aunque en el caso más desfavorable ya comenzaba a observarse este indeseado efecto. Además, podemos ver que las relaciones señal a ruido disminuyen sus valores por efecto del aliasing, ya que el poder amplificador de los dispositivos del sistema se reparte entre los armónicos existentes, incluidos los indeseados, que le roban “señal” a los de interés.

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



86.36 0.400187 27.66 57.74 47.56

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



86.36 0.400187 43.56 71.66 61.46 Figura 5.113. Tabla superior: resumen de las prestaciones del esquema propuesto considerando una densidad espectral de potencia de ruido de -174 dBm/Hz. Tabla inferior: resumen de las prestaciones del esquema propuesto considerando una densidad espectral de ruido de -190 dBm/Hz.



344

5.7.4 Propuesta de circuito empleando dispositivos comerciales aplicando técnicas de criogenización (conversión doble).

Para este subapartado tomamos el mismo esquema propuesto de la Figura 5.109 y sustituimos los dos amplificadores de bajo ruido por los modelos criogenizados del Centro Astronómico de Yebes (figura de ruido 0.03 dB). Además, mantenemos el nivel de amplificación del sistema en 86.37 dB. En este caso no modificaremos los mezcladores empleados en la Figura 5.109, ya que el primer mezclador concede unas excelentes prestaciones en cuanto a figura de ruido se refiere.

Al emplear el modelo “file based” diseñado en la UPCT, la figura de ruido asciende apenas unas diezmilésimas de dB por encima de 0.03 dB. Sin embargo, la frecuencia intermedia quedaría instalada en 124 MHz, con las desventajas que ello supone. La tabla resumen de la Figura 5.114 muestra las prestaciones obtenidas para este diseño (RBW=250 Hz; VBW=250 Hz) situándonos de nuevo en el peor de los casos cuando la densidad espectral de potencia de ruido es de -174 dBm/Hz (temperatura de ruido de la antena rondando 300 ºK).

La tabla resumen de la Figura 5.115 muestra las prestaciones obtenidas para este

diseño (RBW=250 Hz; VBW=250 Hz) situándonos en un caso más favorable cuando la densidad espectral de potencia de ruido es de -190 dBm/Hz (temperatura de ruido de la antena rondando 10ºK).

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



86.36 0.030125 28.13 58.11 48 Figura 5.114. Tabla resumen de las prestaciones del esquema propuesto aplicando técnicas de criogenización y empleando, en primer lugar, el mezclador diseñado en la UPCT, y en segundo lugar un mezclador comercial comportamental a banda intermedia de 10 MHz (densidad espectral de potencia de ruido -174 dBm/Hz).

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



86.36 0.030125 44 74.13 64 Figura 5.115. Tabla resumen de las prestaciones del esquema propuesto aplicando técnicas de criogenización y empleando, en primer lugar, el mezclador diseñado en la UPCT, y en segundo lugar un mezclador comercial comportamental a banda intermedia de 10 MHz (densidad espectral de potencia de ruido -174 dBm/Hz).

De nuevo se observa que al reducir el nivel de ruido quedan al descubierto los armónicos fruto del aliasing, por lo que el nivel de amplificación se reparte entre todos los armónicos dentro del ancho de banda de trabajo óptimo del amplificador.



345

5.8 Estudio de sensibilidad del receptor.

Al igual que en telefonía móvil, los ingenieros de telecomunicación definimos la sensibilidad como la mínima potencia de entrada al sistema que puede ser observada a la salida manteniendo una determinada relación señal a ruido que define el nivel de calidad del servicio. Basándonos en los estudios realizados hasta ahora, podemos apoyarnos una vez más en Matlab para realizar un programa que calcule la sensibilidad en distintos escenarios. Para ello, generamos el código que podemos observar en la Figura 5.116.

Figura 5.116. Código Matlab empleado para calcular los límites teóricos de sensibilidad del sistema.

Como vemos, se trata de una implementación muy similar a la realizada para el cálculo de la temperatura de ruido de la antena. Por una parte hemos generado dos vectores: el primero de ellos “depn” contiene distintas densidades espectrales de potencia de ruido entre -200 dBm/Hz (correspondientes a una temperatura de ruido de la antena de menos de 10 ºK) y -170 dBm/Hz (300 ºK); el segundo “SNR” contiene distintas relaciones señal a ruido entre 20 y 80 dB. Por otra parte, hemos asumido algunos valores como fijos en cuanto a que difícilmente podrán ser mejorados siempre y cuando no se apliquen las técnicas de criogenización estudiadas; se trata del factor de ruido total del sistema (0.4 dB en el mejor de los casos sin emplear técnicas de criogenización) y el RBW que establecemos en 250 Hz optimizando así la relación “resolución – tiempo de representación”.



346

Mediante el bucle “for”, lo que hacemos es, para cada valor de densidad espectral de potencia de ruido, obtener la curva “potencia de entrada frente a relación señal a ruido”. La expresión que permite calcular estos valores parte del siguiente razonamiento. Sabemos que la SNR mínima a la salida se calcula mediante la ecuación:

Sout – Nout = SNRmin

Por otra parte, también conocemos las expresiones que determinan la potencia

de salida y el ruido de salida del sistema:

Sout = Sin + G

N(dBm) = -174 dBm/Hz + Fs + 10•log10[B(Hz)] + G

Por tanto, sólo nos resta sustituir estas dos últimas expresiones en la anterior que determina la relación señal a ruido, y despejar Sin.

Sout – Nout = SNRmin

Sin + G – (-174 dBm/Hz + Fs + 10•log10[B(Hz)] + G) = SNRmin

Sin = SNRmin + 10•log10[B(Hz)] + Fs - 174 dBm/Hz

Esta última expresión es la que aparece en la línea 13 del código comentado

anteriormente. El resultado de la simulación podemos observarlo en la Figura 5.117. Evidentemente, al tratarse de ecuaciones lineales obtenemos líneas rectas. La línea de color azul representa la curva de sensibilidad cuando la antena capta una densidad espectral de potencia de ruido de -170 dBm/Hz (peor de los casos). Vemos que, al introducirse gran cantidad de ruido, la mínima potencia de entrada detectable que asegura una SNR de 20 dB es de -125.62 dBm.

20 30 40 50 60 70 80-160

-150

-140

-130

-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

Relación Señal a Ruido a la salida

Pot

enci

a de

señ

al a

la e

ntra

da (d

Bm

)

Sensibilidad

depn = -200depn = -195depn = -190depn = -185depn = -180depn = -175depn = -170

Figura 5.117. Código Matlab empleado para calcular los límites teóricos de sensibilidad del sistema.



347

Sin embargo, también podemos observar que si nos encontramos en un caso más favorable en el que la antena apenas capte una pequeña temperatura de ruido (alrededor de 10 ºK) con el ángulo de elevación adecuado (próximo a los 90º en elevación), la densidad espectral de potencia de ruido total se sitúa entorno a -200 dBm/Hz de forma que podríamos captar señales de potencias próximas a -160 dBm; o lo que es lo mismo: 10-160/10 = 10-16 mW.

Para hacernos tan solo una leve idea de lo que son 10-16 mW, volvamos a los

cálculos explicados en el apartado 4 basados en los estudios realizados en la Universidad de Michigan. En general, la cantidad de potencia de señal captada por la antena viene dada por la siguiente expresión:

Potencia captada (mW) = P(Jy)·10-26 [W/(Hz·m2)] · S(m2) · f(Hz) · 1000 mW/W donde “P” es la potencia emitida por el objeto celeste en Janskys, “S” es la superficie de la antena receptora (en nuestro caso 20 metros cuadrados) y “f” la frecuencia de la portadora de la señal (≈ 1 GHz). Pues bien, conociendo la potencia mínima de señal que podríamos captar con nuestro radiotelescopio (sensibilidad), podemos determinar de forma aproximada la potencia mínima en Janskys a la que debería emitir un objeto celeste para que pudiese ser captado por nuestro receptor. Despejando se obtiene:

P(Jy) = Potencia captada (mW) / (10-26 · S(m2) · f(Hz) · 1000)

Tal y como hemos obtenido hace unos instantes, la potencia mínima capaz de

discernir nuestra antena asegurando una relación señal a ruido de 20 dB, es de 10-16 mW. Por tanto: P(Jy) = 10-16 mW / (10-26 · 20 · 109 · 1000) = 5·10-4 = 0.0005 (Jy). Sabiendo que 1 Jansky = 10-26 [W/(Hz·m2)], podemos deducir que 5·10-4 (Jy) · 10-26 = 5·10-30 [W/(Hz·m2)] = 0.000000000000000000000000000005 [W/(Hz·m2)].

Para que el lector se haga una idea, es como tomar una potencia de 1 Watt,

dividirla en un billón de trillones de partes iguales, y tomar sólo 5. Según Carl Sagan (popular astrónomo y divulgador científico) hoy en día “se pueden captar briznas de radiación tan ridículamente leves con nuestros radiotelescopios que, la cuantía total de energía recogida del exterior del sistema solar por todos ellos juntos, desde que iniciaron la recolección en 1951, es menos que la energía de un solo copo de nieve al dar en el suelo”.



348

6. CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS.

En este último apartado del PFC nos centraremos en extraer las conclusiones más importantes de todo lo aprendido a lo largo y ancho del mismo. Asimismo, propondremos una serie de líneas futuras de investigación, desarrollo e innovación para mejorar y continuar trabajando en esta apasionante disciplina (la radioastronomía) a partir de este documento. 6.1 Conclusiones.

En este apartado de conclusiones, resulta muy importante hacer especial hincapié en resumir todo lo que hemos aprendido a lo largo de este PFC, que ha sido más bien bastante. Por tanto, recapitularemos todos los apartados del mismo recordando brevemente todo lo realizado y las conclusiones que se obtienen a partir de ello.

En el apartado 1 del proyecto realizamos una introducción al tema de trabajo. Si

recordamos, ofrecimos algunas nociones históricas sobre la historia e instrumentos relacionados con la radioastronomía. Comprendimos la diferencia existente entre telescopios y radiotelescopios (los primeros se centran en la parte del espectro visible y los segundos en la franja del espectro correspondiente a las microondas, no visibles al ojo humano). Conocimos las partes principales de un radiotelescopio, las medidas que de él pueden extraerse y qué tipo de problemas son sus principales enemigos (distorsiones lineales y no lineales). Finalmente, observamos en qué estado se encontraba la astronomía en nuestro país hasta el año 2001. Ha llovido bastante desde entonces, pero esa información puede sernos útil para comprender el estado de esta ciencia dentro de nuestras fronteras. El objetivo principal que se perseguía en este apartado era el de familiarizare con la nomenclatura y adentrarnos un poco en el mundo de la radioastronomía y su electrónica de funcionamiento.

En el apartado 2 del proyecto comenzamos a hablar del radiotelescopio de la

UPCT, de nuestro proyecto. Y es que como dijimos, el Observatorio Radioastronómico de Cartagena (ORAC) es el primer proyecto radioastronómico que se lleva a cabo en la Región de Murcia. Posteriormente, realizamos un breve resumen de los logros conseguidos en la UPCT en cuanto al diseño y fabricación de los dispositivos de microondas encargados de confeccionar el “puzzle” del que hablábamos a comienzos del apartado 5.

En el apartado 3 del proyecto comenzamos a adentrarnos en la herramienta de

diseño Visual System Simulator (VSS) de Microwave Office (MWO). Como hemos podido comprobar, se trata de un simulador de circuitos electrónicos a nivel de sistema, esto es, bloques independientes que realizan la función de amplificadores, filtros, mezcladores, etc, pero cuyos componentes internos quedan ocultos al diseñador. Si queremos estudiar un determinado dispositivo a nivel de circuito (resistencias, condensadores, etc) debemos descender de nivel de jerarquía, lo cual supone abandonar VSS excepto en algunos casos concretos.



349

El objetivo perseguido en este apartado era el de obtener, a nivel de sistema, los mismos resultados que obtuvieron nuestros compañeros de proyecto a nivel de circuito. Para ello disponíamos de tres tipos de modelos que tuvimos que aprender a modelar:

• Comportamentales (behaviorals) mediante los cuales podemos modelar prestaciones concretas a una determinada frecuencia de cualquier dispositivo electrónico indicando sus principales características (ganancias o pérdidas, puntos de compresión e intercepción, figuras de ruido, etc). El problema de este modelo es que no permite especificar distintos valores de sus parámetros principales a distintas frecuencias como lo hiciera cualquier hoja de especificaciones de dispositivos comerciales.

• Basados en ficheros de texto (file based) mediante los cuales se subsana el problema de los comportamentales. Hemos aprendido a emplear este útil modelo que permite, mediante la implementación de un fichero de texto, modelar el comportamiento de dispositivos activos y pasivos indicando sus respuestas a distintas frecuencias y para distintos parámetros como ganancias y figuras de ruido. La situación sería similar a disponer de un dispositivo que contara con una memoria interna que pudiera almacenar información que le indicase cómo comportarse ante los distintos estímulos de entrada.

• Basados en circuitos (simulation based) mediante los que podemos simular cualquier circuito de inferior nivel de jerarquía. Se trata del único modelo de los tres en el que se puede observar el circuito de inferior nivel de jerarquía al cual representa, sin necesidad de abandonar VSS.

Este excelente aprendizaje ofrece infinitas posibilidades de simulación, ya que

podemos modelar cualquier dispositivo de microondas que se precie antes de emplearlo físicamente. Se trata de una barrera más superada que, como decimos, ofrece infinidad de posibilidades de expansión, hasta ahora desconocidas para nosotros en este ámbito de simulaciones de ordenador.

En el apartado 4 del proyecto realizamos un estudio preliminar de todos los

dispositivos previo al montaje final. Se trata de un estudio bastante completo que nos mostró la capacidad de actuación de todos los dispositivos diseñados en la UPCT pero, esta vez, a nivel de sistema. Caracterizamos curvas entrada/salida, puntos de compresión y figuras de ruido como parámetros de elevada trascendencia para el devenir del receptor.

Pero sin duda, una de las grandes hazañas de este apartado fue la caracterización

de la temperatura de ruido de la antena. Para ello nos pusimos en contacto con personal docente de distintas universidades de España e incluso con miembros del SETI LEAGUE en Estados Unidos a los cuales no se me olvidará nombrar en el capítulo de agradecimientos. Hemos aprendido a modelar el comportamiento de antenas parabólicas en cuanto a captación de ruido, sin embargo, no era estrictamente necesario caracterizar dicho ruido en función de las direcciones del espacio de las cuales procede, y en función del diagrama de radiación de la antena ya que tan solo nos interesaba saber de forma aproximada cuál sería el peor de los casos y algunos de ellos más favorables en condiciones normales y generales de funcionamiento.



350

En el apartado 5 por fin comenzamos a componer nuestro receptor. Para no extender demasiado el documento, generamos una señal de entrada que supone una genial estrategia para “matar tres pájaros de un tiro”. Esta señal de entrada contiene tres armónicos que simulan un espectro de 3 MHz de ancho de banda aproximadamente.

• El primer tono, situado a 1418 MHz, presenta una potencia de -120 dBm. Según el documento de Michigan, de las fuentes menos brillantes del universo deben llegarnos aproximadamente -110 dBm de potencia; por tanto, situamos este tono a una potencia inferior a la mínima establecida de forma preliminar para poder analizar las posibilidades de recuperación.

• El segundo tono, situado a 1420 MHz, representa la potencia que nos llegaría de las fuentes más brillantes que emiten a decenas de miles de Janskys (-90 dBm) lo cual consideramos que se trata del caso más favorable independientemente de los niveles de ruido captados por la antena.

• El tercer tono, situado a 1421 MHz con -100 dBm de potencia, representa una situación intermedia entre la más favorable y la más desfavorable.

Por otra parte, realizamos las simulaciones teniendo en cuenta dos escenarios

diferentes en cuanto a densidad espectral de potencia de ruido se refiere. Por una parte realizamos todas las primeras simulaciones de cada esquema empleando la situación ruidosa más desfavorable. Ésta consiste en considerar que la antena genera una temperatura de ruido de unos 300 ºK, lo cual se traduce en -174 dBm/Hz de densidad espectral de potencia de ruido. Por otra parte, superado este peor escenario, simulamos una situación más normal considerando que esta densidad espectral de ruido apenas supera -190 dBm/Hz (10 ºK de temperatura de ruido).

Otros elementos de los que hemos mejorado nuestros conocimientos han sido el

analizador de redes y de espectros. A pesar de tratarse de dos medidores virtuales, manejan aproximadamente los mismos parámetros que los dispositivos reales, gracias a los cuales hemos comprendido mejor el manejo de ciertos parámetros como los anchos de banda de resolución (RBW) y de vídeo (VBW).

Finalmente, las mejores conclusiones son nuestros esquemas propuestos

obtenidos tras multitud de simulaciones y análisis previos que merece la pena consultar en el apartado 5, para poder comprender y asimilar el proceso de diseño del diagrama de bloques de un radiotelescopio de nuestras prestaciones y para nuestros objetivos. Comparemos los resultados obtenidos de las distintas propuestas teniendo en cuenta si son de simple o de doble conversión en frecuencia. Comencemos por conversión simple.

Ganancia total (dB)





96.469 0.5458 27.6 57.65 47.54




351

Ganancia total (dB)





90 0.5204 27.8 57.71 47.7

Ganancia total (dB)





90 0.5204 43.70 73.72 63.70 Figura 5.119. Tabla superior: resumen de las prestaciones del esquema propuesto considerando una densidad espectral de potencia de ruido de -174 dBm/Hz. Tabla inferior: resumen de las prestaciones del esquema propuesto considerando una densidad espectral de ruido de -190 dBm/Hz.

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



90 0.15 29 59 49 Figura 5.120. Tabla resumen de las prestaciones del esquema propuesto aplicando técnicas de criogenización y empleando un mezclador comercial comportamental a banda intermedia de 10 MHz.

Ganancia total (dB)





90 0.03012 30 60 50 Figura 5.121. Tabla resumen de las prestaciones del esquema propuesto aplicando técnicas de criogenización y empleando el mezclador “file based” diseñado en la UPCT a banda intermedia de 124 MHz.

Las Figuras 5.118-5.121 muestran las tablas resumen de las distintas propuestas de receptores realizadas mediante una única conversión en frecuencia. Como vemos, en todos los esquemas hemos logrado niveles de amplificación de al menos 90 dB. De todos ellos, evidentemente, el que mejores prestaciones presenta en cuanto a figura de ruido es el criogenizado, sin embargo, entre los “no” criogenizados, todos presentan aproximadamente el mismo factor de ruido. También los criogenizados presentan las mejores relaciones señal a ruido en todos los armónicos. Las mejores se obtienen llevado la señal a la frecuencia intermedia de 124 MHz, sin embargo, comentamos que esta frecuencia era demasiado elevada para algunos adquisidores (aunque no imposible). Dentro de los esquemas normales sin criogenizar, el realizado mediante dispositivos comerciales es el que obtiene mejores resultados de señal.



352

Las Figuras 5.122-5.125 muestran las tablas resumen de las distintas propuestas de receptores realizadas mediante doble conversión en frecuencia. “Pasen, comparen y decidan cuál se llevan en función de las recomendaciones expuestas en el apartado 5”.

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



84.86 0.401431 27.76 57.81 47.66


Ganancia total (dB)





86.36 0.400187 27.66 57.74 47.56

Ganancia total (dB)





86.36 0.400187 43.56 71.66 61.46 Figura 5.123. Tabla superior: resumen de las prestaciones del esquema propuesto considerando una densidad espectral de potencia de ruido de -174 dBm/Hz. Tabla inferior: resumen de las prestaciones del esquema propuesto considerando una densidad espectral de ruido de -190 dBm/Hz.

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



86.36 0.030125 28.13 58.11 48 Figura 5.124. Tabla resumen de las prestaciones del esquema propuesto aplicando técnicas de criogenización y empleando, en primer lugar, el mezclador diseñado en la UPCT, y en segundo lugar un mezclador comercial comportamental a banda intermedia de 10 MHz (densidad espectral de potencia de ruido -174 dBm/Hz).

Ganancia total (dB)


SNR tono 8 MHz (dB)



86.36 0.030125 44 74.13 64 Figura 5.125. Tabla resumen de las prestaciones del esquema propuesto aplicando técnicas de criogenización y empleando, en primer lugar, el mezclador diseñado en la UPCT, y en segundo lugar un mezclador comercial comportamental a banda intermedia de 10 MHz (densidad espectral de potencia de ruido -174 dBm/Hz).



353

6.2 Líneas Futuras.

Como podrán imaginar, el proyecto ORAC no acaba ni mucho menos con la finalización de este PFC, sino todo lo contrario. Se trata más bien del paso del mundo de lo virtual al mundo real, tangible, de resultados empíricos que mostrarnos a nosotros mismos, a la comunidad universitaria nacional e internacional, y al ciudadano “de a pie” que tantas cosas ha escuchado sobre la grandeza de la radioastronomía y que no siempre consigue contextualizar correctamente debido al desconocimiento de datos más profundos acerca de este tipo de proyectos.

De esta forma, aunamos esfuerzos para “dar a luz” al proyecto ARIAM (Aula-

taller de Radioastronomía e Ingeniería de Antenas y Microondas) cuyo principal objetivo es la divulgación científica de los datos recibidos por nuestro radiotelescopio a los ciudadanos de nuestra ciudad y nuestra región, así como a todos los visitantes que deseen acercarse hasta las instalaciones de la Universidad Politécnica de Cartagena en vísperas del año internacional de la astronomía (2009).

Comentado esto, las líneas futuras de investigación, desarrollo e innovación del

proyecto ORAC-ARIAM son las siguientes:

• Comprobación física de los resultados obtenidos en las simulaciones de este PFC con el objetivo de comprobar experimentalmente los resultados obtenidos y establecer las prestaciones finales de nuestro receptor.

• Diseño de la etapa digital del receptor y procesado de señal. Como ya

mostramos en el apartado introductorio, una vez se supera la etapa analógica de recepción es necesario realizar un procesado de la señal obtenida. Para ello es necesario emplear detectores, conversores analógico-digitales y otros dispositivos mediante los que interpretar las señales que recibimos del espacio exterior.

• Comprobación real de los dispositivos finales que se compren o se diseñen con

el objetivo de realizar una “training version” (versión de entrenamiento inicial de nuestro radiotelescopio).

• Realización de un estudio más exhaustivo del cielo mediante el cual determinar

las regiones del espacio más limpias de interferencias electromagnéticas para conocer las mejores regiones de apuntamiento de nuestra antena y los objetos celestes que allí se encuentren.

• Proyecto de planificación de la difusión del proyecto ORAC-ARIAM para dar a

conocer al mundo nuestro trabajo y nuestra labor eminentemente divulgativa.



354

AGRADECIMIENTOS.

Como comprenderán, resulta enormemente complicado hacer referencia en este breve apartado a todas las personas que han colaborado conmigo y con la Universidad Politécnica de Cartagena para que este proyecto fin de carrera sea una realidad tangible.

En primer lugar, como no podía ser de otra forma, quiero agradecer a D. José

Luís Gómez Tornero la posibilidad de haberme embarcado en este apasionante proyecto con el que he aprendido muchísimo. Son encomiables sus ganas de trabajar, su ilusión y su capacidad de motivación al alumnado en general.

En este sentido también debo agradecer enormemente los consejos de José Carlos Guirado (profesor de la Universidad de Valencia) así como a todos los miembros de su equipo de astronomía que tan bien nos trataron en nuestras visitas a Valencia. Gracias también a los “mail support” de Juan José Murillo Fuentes (profesor de radiocomunicaciones de la Universidad de Sevilla).

Sería injusto no recordar en este punto de la carrera a todas las personas que

hicieron de todos estos años un periodo de tiempo mucho más agradable. Gracias a Sergio, Mónica, Flori, Lidia, Alex por los buenos ratos que hemos pasado juntos. Alex, te prometo que algún día encontraremos algún supermercado que esté más cerca que el “supercerca”; además, hay unas sabias palabras tuyas que debemos recordar siempre, y es que “theta + theta siempre serán dos thetas”.

Por supuesto, no puedo olvidarme jamás de mis padres, las personas que me

dieron la vida y que tanto me cuidaron para que simplemente pudiera ser una “persona normal”, que labraron mi camino para ser quien soy hoy en día aunque ello suponga alguna que otra discusión fruto de nuestras potentes personalidades. Gracias también a mi hermano, que aunque no lo crea, las “pachangas de FIFA 08” ayudaban increíblemente a desconectar de todo y a disfrutar un ratito antes de ir a comer. Suerte con tu carrera “brother”, con tu novia y con tu vida. Aquí estará siempre tu hermano para lo que necesites.

Tampoco puedo olvidar a mis abuelos a los que desde aquí quiero hacer un

especial homenaje porque sé que estén donde estén, van a disfrutar de mi graduación universitaria tanto como yo y los que estaremos presentes. Os quiero.

Gracias también a la familia de mi novia por haberme acogido de la forma en

que lo han hecho. Deben saber que permitiéndome estar junto a su “pedazo de hija” todo ha sido más agradable y llevadero. Gracias Pilar madre por todas las veces que te he robado el portátil y por las horas de electricidad consumidas.

Y como siempre suelo hacer, me dejo lo mejor para el final porque espero poder

llegar con ella también hasta el final. Gracias a mi novia, Pili, por todos tus ánimos, tus “achuchones” y tu extraordinaria capacidad de motivación. Sin tu aparición en mi vida esto no habría sido posible, o al menos se hubiese puesto mucho más “cuesta arriba” de lo que ya estaba. Simplemente, te amo y te amaré siempre.



355

REFERENCIAS

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