Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

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ESCUELA POLITÉCNICA SUPERIOR DE MONDRAGON UNIBERTSITATEA MONDRAGON UNIBERTSITATEKO GOI ESKOLA POLITEKNIKOA Proyecto presentado en el primer semestre de 5º de Telecomunicaciones INGENIERO EN TELECOMUNICACIONES TELEKOMUNIKAZIO INGENIARITZA Título del Proyecto Proiektuaren izenburua DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz (WI-FI) Autores Egileak PAULA ARRILLAGA ELKORO EKAITZ AZNAR VÉRTIZ AINHOA GONZALEZ ENBEITA IKER HUERGA SANCHEZ ITSASO PAREDES SUKIA

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ESCUELA POLITÉCNICA SUPERIOR DE MONDRAGON UNIBERTSITATEA

MONDRAGON UNIBERTSITATEKO GOI ESKOLA POLITEKNIKOA

Proyecto presentado en el primer semestre de 5º de Telecomunicaciones

INGENIERO EN TELECOMUNICACIONES TELEKOMUNIKAZIO INGENIARITZA

Título del Proyecto Proiektuaren izenburua

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz (WI-FI)

Autor es Egileak

PAULA ARRILLAGA ELKORO EKAITZ AZNAR VÉRTIZ AINHOA GONZALEZ ENBEITA IKER HUERGA SANCHEZ ITSASO PAREDES SUKIA

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Título del Proyecto Proiektuaren izenburua

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz (WI-FI)

Nombre y apellidos de los autores Egilearen izen-abizenak PAULA ARRILLAGA ELKORO EKAITZ AZNAR VÉRTIZ AINHOA GONZALEZ ENBEITA IKER HUERGA SANCHEZ ITSASO PAREDES SUKIA Nombre y apellidos del/los director/es del proyecto Zuzendariaren/zuzendarien izen-abizenak ARRUTI, EGOITZ

Lugar donde se realiza el proyecto Proiektua egin deneko lekua MGEP

Curso académico Ikasturtea 2009/2010

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ABSTRACT

The aim of this Project is to develop a radio link whose components will be

designed by a group of telecommunications engineering students. For this approach,

some commercial devices have been provided to each team in order to check how

efficient is their own radio link compared with the commercial one. Thus, to carry out

these tasks network and spectrum analyzers have been used at a signal analysis

laboratory within the Mondragon University. After have analyzed both schemas, we

realized that non commercial devices can be easily developed following certain

theories and the results obtained with these new devices are as good as the

commercial one´s.

El objetivo de este proyecto es desarrollar un radioenlace cuyos

componentes serán diseñados por un grupo de estudiantes de ingeniería en

telecomunicaciones. Para ello se han proporcionado diversos elementos comerciales

del radioenlace a cada grupo de estudiantes para que comprueben cómo de

eficiente es el radioenlace elaborado por ellos respecto al comercial. Así, para llevar

a cabo estas tareas se han utilizado un analizador de espectros y otro de redes

presentes en el laboratorio de análisis de la señal de la universidad de Mondragón.

Tras haber analizado ambos esquemas, se infiere que siguiendo ciertas teorías se

pueden diseñar fácilmente elementos no comerciales de un radioenlace, y que

además los resultados obtenidos con estos elementos son casi tan buenos como

con los elementos comerciales.

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Resumen

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RESUMEN

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

1

0 Resumen

En los meses comprendidos entre Diciembre y Enero de 2009 y 2010

respectivamente, se ha llevado a cabo este proyecto de investigación de carácter

interno en la universidad de Mondragón1. Este proyecto trata de dar solución técnica

a la problemática planteada.

Gracias a la solución aquí planteada, podremos realizar un radioenlace cuya

aplicación sería para los estándares 802.11b/g de Wi-Fi. De esta manera

demostramos que los componentes que forman un radioenlace para estas

aplicaciones se pueden implementar fácilmente con unos conocimientos básicos de

ingeniería en telecomunicaciones.

Esta fase de diseño del sistema comprende el estudio y comprensión del

alcance de las tecnologías en las que se fundamenta. Por otra parte, la fase de

desarrollo comprende la codificación de las funcionalidades más características de

los componentes. Este trabajo revela la flexibilidad y el potencial de las novedades

tecnológicas emergentes que se emplearán. El análisis espectral y de dos puertas

de los diferentes dispositivos nos sirve para poder caracterizar el radioenlace

formado por elementos no comerciales. Teniendo en cuenta estos factores se

pretenden establecer las bases que permitan no sólo llevar a cabo la

implementación de los dispositivos, sino también la respuesta en frecuencia de los

mismos.

1 http://www.modragon.edu

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

2

Índice

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ÍNDICE

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

3

1 Índice

0 Resumen ___________________________________________ ________________________ 1

1 Índice ____________________________________________ __________________________ 3

2 Introducción ______________________________________ __________________________ 6

2.1 Antecedentes ______________________________________ _______________________________ 6

2.2 Estado del arte ____________________________________ _______________________________ 8

2.3 Objetivos _________________________________________ _______________________________ 9

2.4 Fases del proyecto ________________________________ _______________________________ 10

3 Desarrollo ________________________________________ _________________________ 11

3.1 El entorno: MGEP ____________________________________ ____________________________ 11

3.2 Fase de investigación _____________________________ ________________________________ 11

3.3 Fase de definición de requisitos __________________ __________________________________ 12

3.3.1 Oscilador Controlado por Tensión (VCO) _____________________________________________________13

3.3.2 Amplificador ____________________________________________________________________________15

3.3.3 Antena ________________________________________________________________________________19

3.3.4 Derivador de potencia (splitter) _____________________________________________________________20

3.3.5 Mezclador ______________________________________________________________________________21

3.4 Fase de desarrollo_________________________________ _______________________________ 23

3.4.1 Derivador de Potencia ____________________________________________________________________23

3.4.2 Filtro Paso Banda ________________________________________________________________________25

3.4.3 Antena ________________________________________________________________________________27

4 Validación ________________________________________ _________________________ 30

4.1 Radioenlace con Componentes Comerciales ___________ _______________________________ 31

4.2 Radioenlace con Componentes Propios ________________ ______________________________ 32

5 Conclusiones y líneas futuras _____________________ ____________________________ 36

5.1 Conclusiones ______________________________________ ______________________________ 36

5.2 Definición de Líneas futuras ______________________ _________________________________ 37

6 Bibliografía ______________________________________ __________________________ 39

7 Anexos ____________________________________________ ________________________ 41

7.1 Anexo I: Caracterización Elementos Comerciales _____ _________________________________ 42

1.1 Mezclador ZFM-4212 ________________________________ ______________________________ 42

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ÍNDICE

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

4

1.2 Antena ____________________________________________ _____________________________ 51

1.3 Splitter ___________________________________________ ______________________________ 54

1.4 Amplificador ______________________________________ ______________________________ 59

1.5 Oscilador Controlado por Tensión (VCO) _____________ ________________________________ 73

7.2 Anexo II: Diseño y Caracterización de los Component es Propios _________________________ 83

1.1 Filtro Paso Banda __________________________________ ______________________________ 83

1.2 Splitter ___________________________________________ _____________________________ 101

1.3 Antena ____________________________________________ ____________________________ 113

7.3 Anexo III: Radioenlace Comercial __________________ ________________________________ 120

7.4 Anexo IV: Radioenlace con Elementos Propios _________ _____________________________ 128

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5

Introducción

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6

2 Introducción

2.1 Antecedentes

La especie humana es de carácter social, es decir, necesita de la

comunicación.

Así, desde los inicios de la especie, la comunicación fue evolucionando hasta

llegar a la más sofisticada tecnología, para lograr acercar espacios y tener mayor

velocidad en el proceso.

Las primeras manifestaciones en la comunicación de la especie humana

fueron la voz, las señales de humo y sus dibujos pictóricos; posteriormente al

evolucionar, fue la escritura, el elemento que permitió desarrollar las culturas que

hoy se conocen.

Con el desarrollo de las civilizaciones y de las lenguas escritas surgió también

la necesidad de comunicarse a distancia de forma regular, con el fin de facilitar el

comercio entre las diferentes naciones e imperios.

Las antiguas civilizaciones utilizaban a mensajeros, mas adelante, se utilizó al

caballo y a las palomas mensajeras; con el invento de la rueda esto casi

desapareció.

A partir de que Benjamin Franklin demostró, en 1752, que los rayos son

chispas eléctricas gigantescas, descubrimiento de la electricidad; grandes inventos

fueron revolucionando este concepto, pues las grandes distancias cada vez se

fueron acercando. 1836 año en que Samuel F. B. Morse creo lo que hoy conocemos

como Telégrafo. Tomas Edison, en 1874, desarrolló la telegrafía cuádruple, la cual

permitía transmitir dos mensajes simultáneamente en ambos sentidos.

A pesar de este gran avance, no era suficiente lo que lograba comunicar, es

decir, esto era insuficiente pues se requería de algún medio para la comunicación de

la voz. Ante esto, surge el teléfono, inventado por Alexander Graham Bell, que logra

la primera transmisión de la voz en 1876.

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Así los primeros sistemas telegráficos y telefónicos utilizaban cable para

lograr la transmisión de mensajes. Con los avances en el estudio de la electricidad,

el físico alemán Heinrich Hertz, en 1887 descubre las ondas electromagnéticas,

estableciendo las bases para la telegrafía sin hilos. En 1897 Guglielmo Marconi crea

los primeros sistemas de radiocomunicaciones.

Desde la invención de Marconi, hasta los años 40, la tecnología de las

antenas se centró en elementos radiantes de hilo, a frecuencias hasta UHF.

Inicialmente se utilizaban frecuencias de transmisión entre 50 y 100 kHz, por lo que

las antenas eran pequeñas comparadas con la longitud de onda. Tras el

descubrimiento del tríodo por De Forest, se puedo empezar a trabajar a frecuencias

entre 100 kHz y algunos MHz, con tamaños de antenas comparables a la longitud de

onda.

A partir de la Segunda Guerra Mundial se desarrollaron nuevos elementos

radiantes como guías onda, bocinas, reflectores, etc. Una contribución muy

importante fue el desarrollo de los generadores de microondas (como el magnetrón y

el klystron) a frecuencias superiores a 1 GHz

En las décadas de 1960 a 1980 los avances en arquitectura y tecnología de

computadores tuvieron un gran impacto en el desarrollo de la moderna teoría de

antenas.

Desde entonces ha seguido evolucionando, adaptándose tanto en forma

como en tamaño, a las necesidades de la humanidad. Por lo que en un futuro

cercano cabe pensar que seguirá siendo así y que las nuevas tecnologías y

materiales ayudarán a conseguir unas mejores antenas y a menor coste.

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2.2 Estado del arte

En este proyecto de quinto de ingeniería de Telecomunicaciones, de la

universidad de Mondragón, se ha diseñado un radioenlace. Para llevar a cabo el

proyecto, se han implicado conceptos de las siguientes asignaturas: Dispositivos y

Circuitos de Alta Frecuencia, Antenas y Propagación e Instrumentación Electrónica.

Dicho proyecto, se ha dividido en varias fases; adquirir los conocimientos básicos

de la caracterización de cada dispositivo del radioenlace comercial, diseñar cada

dispositivo del radioenlace y caracterizar todo el radioenlace diseñado.

El radioenlace ha sido diseñado para una aplicación en WIFI, a la frecuencia de

2.4GHz. Los dispositivos utilizados tanto en el emisor como en el receptor, se

muestran en la figura 1 y 2 respectivamente.

Figura 1. Componentes emisor

Generador RF

mezclador

oscilador

amplificador

antena

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9

Figura 2. Componente receptor

2.3 Objetivos

El éxito del proyecto depende del grado de consecución de los objetivos que

consisten, a grandes rasgos, en los siguientes requerimientos:

• Estudio de los dispositivos utilizados (antena, filtro, mezclador RF,

splitter )

• Caracterización de los dispositivos comerciales

• Diseño de la antena, filtro y splitter

• Caracterización de los dispositivos diseñados

• Caracterización del radioenlace con los dispositivos diseñados

A continuación se presenta una descripción de mayor detalle de cómo se ha

dado solución a cada uno de los objetivos.

El primer paso es analizar los componentes comerciales que se nos han

proporcionado para la realización de este proyecto. Realizando las mediciones

anten amplificado

mezclado

oscilado

Analizador de

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10

oportunas tanto en el analizador de redes como en el de espectros, pudimos definir

los requisitos necesarios mínimos que los elementos no comerciales debían cumplir

para que la calidad del radioenlace fuera óptima.

En segundo lugar, diversas técnicas de implementación de dispositivos tales

como filtros, antenas y splitter se han tenido en cuenta a fin de elegir la que mejor se

ajustara al diseño. Dado que la frecuencia de trabajo se encuentra en la banda

UHF23, es decir 2.4GHz, tanto el splitter como el filtro paso banda y la antenas se

han implementado usando líneas microstrip.

Por último hemos comparado la eficiencia de ambos sistemas, el radioenlace

con los dispositivos comerciales y el que utiliza los dispositivos que previamente

habíamos diseñado.

2.4 Fases del proyecto

El ámbito de este proyecto cubre el diseño e implementación de los diferentes

componentes que forman el radioenlace así como la caracterización de ambos

sistemas.

A efectos prácticos, estas dos grandes fases se dividen en cuatro subfases

necesarias correspondientes a:

• Fase de investigación: Esta primera fase sirve como toma de contacto con las

tecnologías en las que se sustenta la implementación de los dispositivos.

• Fase de definición de requisitos: Tiene lugar principalmente una vez que se

han caracterizado los elementos comerciales que marcarán las necesidades a

cubrir por los elementos propios.

• Fase de implementación y desarrollo: Se definen las tareas a llevar a cabo

por cada uno de los componentes del equipo, y se procede a su desarrollo.

2 http://noticias.juridicas.com/articulos/15-Derecho%20Administrativo/200709-25638998711254235235.html

3 http://www.mityc.es/telecomunicaciones/Espectro/Paginas/index.aspx

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11

• Fase de validación: Testeo del hardware creado y comparación con el

sistema formado por elementos comerciales, así como establecimiento de las

líneas futuras del proyecto.

3 Desarrollo

3.1 El entorno: MGEP

La Escuela Politécnica Superior inicio su actividad en 1943. Sus ámbitos de

docencia van desde la mecánica hasta las telecomunicaciones pasando por la

electrónica, la informática y el diseño industrial.

MGEP cuenta con diferentes equipos de I+D, en estrecha colaboración con

profesionales y entidades del sector industrial, lo que la sitúa en un lugar privilegiado

a la hora de formar alumnos ajustándose a las necesidades que demanda la

sociedad en su doble vertiente educativo-empresarial.

3.2 Fase de investigación

Como bien se ha establecido en apartados anteriores, esta primera fase ha

consistido en el aprendizaje de las técnicas básicas que permitirán desarrollar este

proyecto. Se trata de una fase fundamental y de vital importancia de cuyo desarrollo

exitoso depende el resto del proyecto.

Dado que el objetivo principal del proyecto era el diseño de un derivador de

potencia, un filtro paso banda y una antena utilizando líneas de transmisión, en

primer lugar tuvimos que entender cómo se utilizan estas líneas de transmisión para

transmitir las señales de microondas.

El Microstrip consiste en una franja de un material conductor separada de la

franja de masa por una capa de sustrato eléctrico. En función de la longitud de estas

líneas, conseguimos que tengan una impedancia y una inductancia determinadas. Y

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

12

en función de la separación que haya entre dos de estas líneas se forman diferentes

capacitancias. Estas líneas se construyen sobre placas de circuito impreso

denominadas por sus siglas en inglés PCB.

Una vez comprendido el mecanismo de funcionamiento de las líneas de

transmisión y cómo se pueden formar elementos tales como resistencias, bobinas y

condensadores a partir de estas líneas, continuamos investigando acerca de cuál

era la técnica óptima para diseñar los circuitos que eran necesarios para la

realización de dicho proyecto.

Pero antes tuvimos que definir los requisitos que cada uno de estos

componentes debía cumplir para que el funcionamiento de todo el sistema fuera el

deseado.

3.3 Fase de definición de requisitos

Después de que el alumno se hubo formado en las principales tecnologías

que abarca este proyecto, tuvo lugar la definición de los requisitos necesarios para

que el sistema se comportara según lo acordado con el cliente, en este caso la

propia universidad.

Como hemos comentado en apartados anteriores, los requisitos de los

diferentes componentes del sistema vienen determinados por la caracterización de

los elementos comerciales que se proporcionaron. Ya que uno de los objetivos del

proyecto es que los elementos diseñados por los alumnos fueran tan buenos e

incluso mejores que los elementos comerciales. En la tabla 1 a continuación

podemos ver la referencia de los componentes comerciales facilitados. Todos ellos

del fabricante Mini-circuits4

4 http://www.minicircuits.com/

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Dispositivo Unidades Modelo Oscilador 1 ZX95-2500 Amplificador 2 ZX60-6013E-S+ Mezclador1 1 ZFM-4212 Mezclador2 1 ZX05-30W

Splitter 1 ZX10-2-25 Antena 1

Tabla 1. Elementos comerciales

Para caracterizar estos componentes se ha hecho uso de los analizadores de

redes y de espectros disponibles en el laboratorio de análisis de la señal de MGEP.

En las secciones a continuación aparecen de forma más detallada la caracterización

de cada uno de los elementos comerciales. Para mayor información sobre cómo se

han realizado las mediciones dirigirse al Anexo I del presente documento.

3.3.1 Oscilador Controlado por Tensión (VCO)

El oscilador que se facilitó fue el ZX95-2500 de Mini-circuits. A pesar de que

en el datasheet5 del propio fabricante aparecen los parámetros principales del

oscilador, se ha decidido realizar las mediciones oportunas para comprobar que se

correspondían con la realidad.

5 http://www.htmldatasheet.com/mini/zx952500s.htm

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Después de realizar las mediciones oportunas en el analizador de espectros

se vio que los valores obtenidos en nuestras mediciones distaban muy poco de los

que el propio fabricante proporciona en el datasheet del componente. Estas

comparaciones pueden verse en la tabla a continuación.

Valores obtenidos Valores teóricos

Voltaje de

sintonización

(V)

Frecuencia(GHz) Potencia(dBm) Frecuencia(GHz) Potencia(dBm)

3 1.595 6.1 1.589 6.8

7 2.01 6.73 1.995 7.49

12 2.4475 6.625 2.433 7.3

14 2.583 6.6 2.5718 7.25

Tabla 2. Comparación resultados VCO

Estas diferencias en los resultados pueden deberse a diversos factores.

Puede que el analizador de espectros necesite ser calibrado, o que las fuentes de

alimentación empleadas en las mediciones tengan pérdidas o no sean tan precisas

como las utilizadas por el propio fabricante para realizar las mediciones.

Otro parámetro importante a tener en cuenta en un oscilador es la potencia

que tienen los armónicos de la fundamental. Recordad que los armónicos son

múltiplos de la frecuencia fundamental y que la potencia de los mismos se mide en

dBc, es decir cuántos dB de diferencia hay entre la potencia de la fundamental y la

de los armónicos. La comparación de los resultados obtenidos con los valores

especificados en el datasheet aparece en la tabla a continuación.

Valores teóricos Valores obtenidos

Harmónicos (dBc) -16.7 -16.72

Tabla 3. Valores armónicos VCO

Como se puede observar, los resultados obtenidos son prácticamente

idénticos a los que aparecen en las especificaciones del fabricante.

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Por último se ha medido el ruido de fase del oscilador. Teóricamente, el tono

en frecuencia que se obtuvo debería de ser un impulso a una frecuencia

determinada. Pero además de este impulso se obtuvieron otros tonos de menor

frecuencia que este a ambos lados del tono fundamental. Esto se debe a que

además de las variaciones lineales de la fase, se le añaden una serie de variaciones

aleatorias que producen estos tonos. La comparación entre las mediciones y las que

aparecen en las especificaciones del fabricante aparecen en la tabla a continuación.

Ruido de fase en dBc/Hz para frecuencias en kHz

Frecuencia (kHz) 10 100 1000

Valores obtenidos

(dBc/Hz)

-40.31 -81.2 -87.52

Valores teóricos

(dBc/Hz)

-91 -112 -132

Tabla 4. Ruido de fase del VCO

Las variaciones que se observan entre los valores teóricos y reales se deben

a que las mediciones tuvieron que ser realizadas con un ancho de banda de

resolución mayor, por lo que se pierde precisión en la medida.

3.3.2 Amplificador

El amplificador que se facilitó fue el ZX60-6013E-S+ de Mini-circuits. De la

miSMA manera que se hizo con el oscilador, a pesar de disponer del datasheet6 que

proporciona el fabricante, se dicidió realizar las mediciones con el fin de obtener los

valores que más se ajustasen a la realidad de los aparatos de medida que se

disponian. De esta manera se puedieron definir los requisitos de los componentes

que debíamos diseñar de una manera más precisa.

En primer lugar se midió el punto de compresión de un dB. En teoría la

ganancia de un amplificador debe de ser lineal y no depender de la potencia de la

señal de entrada, pero en la realidad hay un punto en el que para un determinado

6 www.minicircuits.com/pdfs/ZX60-6013E+.pdf

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valor de la señal de entrada la ganancia del amplificador se ve reducida en un dB.

Esto se conoce como el dB de compresión. Los valores de las mediciones realizadas

aparecen en la tabla a continuación.

Potencia_in (dBm) Potencia_out (dBm) Ganancia (dB)

-9.5 1.5 11

-8.5 2.5 11

-7.5 3.3 10.8

-6.5 4.2 10.7

-5.5 5.2 10.7

-4.5 5.6 10.1

-4.3 5.7 10

Tabla 5. 1dB de compresión del amplificador comercial

Como podemos observar en la tabla, para una potencia de entrada de -

4.3dBm la ganancia del amplificador pasa de ser 11dB a ser 10dB, por lo que se ha

visto reducida en 1dB como hemos explicado anteriormente.

Dado que este amplificador iba a ser utilizado en una transmisión RF era

necesario saber cuánto amplifica los armónicos y las intermodulaciones de la señal

modulada. Recordemos que la portadora será la encargada de transportar a través

del medio de transmisión la información de la señal moduladora. Para ellos, ambas

señales se mezclan utilizando un splitter, lo que produce armónicos e

intermodulaciones.

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En el caso de las intermodulaciones, las mediciones que se realizaron

mediante el analizador de espectros aparecen detalladas en la tabla a continuación.

INTERMODULACIONES

f1=2.4GHz

f2= 0.5GHz

Frecuencia (GHz)

Potencia (dBm)

Segundo orden

F1-f2=1.898

F1+f2=2.903

-12

-15

Tercer orden

f1-2f2=1.4

-13

Cuarto orden

f1-3f2=0.9

-31.63

Tabla 6. Potencia de las intermodulaciones amplificadas.

La siguiente medición que se hizo del amplificador haciendo uso del

analizador de espectros fue la potencia de los armónicos una vez amplificados. En el

apartado anterior se ha mencionado lo que son los armónicos por lo que no será

necesario hacerlo de nuevo. Los valores de las mediciones aparecen en la tabla a

continuación.

ARMÓNICOS

f= 0.5GHz

Frecuencia (GHz)

Potencia (dBm)

Segundo orden

2*f=1

-15.64

Tercer orden

3*f=1.5

-21

Tabla 7. Potencia de los armónicos amplificados

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18

Como podemos observar la potencia del segundo armónico es unos 23dB

más pequeña que la de la señal fundamental, lo que lo convierte en un elemento

óptimo para los sistemas de comunicación por radiofrecuencia.

Otro parámetro importante para los amplificadores RF es el IP3. Es un punto

teórico en el que la potencia de la fundamental es igual a la potencia de la

intermodulación de tercer orden. Para obtenerlo, se han realizado dos mediciones

para diferentes potencias de la señal de entrada. Con ello podemos obtener la recta

que une ambos puntos para cada señal y obtener el punto teórico en el que ambas

rectas se cortarían. Las siguientes tablas muestran los valores de las mediciones

que realizamos. Una vez obtenidas las rectas, se dedujo que la potencia de la señal

de entrada debía ser de 5.45dBm para que esto ocurriera.

FRECUENCIA (GHz) POTENCIA IN (dBm) POTENCIA OUT

(dBm)

FUNDAMENTAL 2.4 -5 2.5

INTERMODULACIÓN

3er ORDEN

2.2 -5 -30.5

Tabla 8. Primera medición para obtener el IP3

FRECUENCIA (GHz) POTENCIA IN (dBm) POTENCIA OUT

(dBm)

FUNDAMENTAL 2.4 -10 -2.4

INTERMODULACIÓN

3er ORDEN

2.2 -10 -48

Tabla 9. Segunda medición para obtener el IP3

Por último debimos realizar la medición de los parámetros S del amplificador.

Para ello se ha utilizado el analizador de redes disponible en el laboratorio de

análisis de la señal de la universidad de Mondragón.

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Los valores de estos parámetros para la frecuencia de trabajo del sistema que

recordemos es de 2.4GHz, aparecen detallados en la siguiente tabla.

Medida (dB)

S11

S12

S21

S22

-22.35

-20.37

12.9

-38.08

Tabla 10. Parámetros S del amplificador.

3.3.3 Antena

La antena comercial que se ha proporcionado para este proyecto es un dipolo

de longitud de λ/2, preparada para trabajar a una frecuencia de 1.9GHz. Dado que la

funcionalidad principal de una antena es radiar toda la energía posible, por

consiguiente el coeficiente de reflexión a la entrada, S11, ha de ser lo menor posible

para que no se refleje nada en la entrada.

Para ello, se realizaron las medidas oportunas de la antena utilizando el

analizador de redes del laboratorio de análisis de la señal. Los resultados que se

muestran en la tabla a continuación corresponden con el valor del parámetro S11 o

coeficiente de reflexión a la entrada, para diferentes frecuencias de trabajo.

Potencia (dB) 1.9GHz Potencia (dB) 2.4GHz Potencia (dB) 2.49GHz

S11 -51.64 -16.32 -21.20

Tabla 11. Parámetro S11 de la antena comercial

Como podemos observar, los resultados de la tabla anterior corroboran lo

dicho anteriormente. La frecuencia de trabajo para la que esta antena ha sido

diseñada es 1.9GHz ya que es en esta frecuencia donde el coeficiente de reflexión a

la entrada es menor.

En segundo lugar se tuvo que comprobar cuál es la impedancia de entrada de

la antena, para así poder adaptar los circuitos correspondientes para lograr la

máxima transferencia de potencia posible. Para ello se ha utilizado el analizador de

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

20

redes y se pudo comprobar en la carta de Smith que la antena estaba adaptada para

cincuenta ohmios. Los valores de las mediciones aparecen en la tabla a

continuación.

1.9GHz 2.4GHz 2.49GHz

Zin 50-j*66.67*e-03 -48.48-j*15.10 49.61-j*10.80

Tabla 12. Impedancia de entrada de la antena comercial

3.3.4 Derivador de potencia (splitter)

El derivador de potencia que se ha proporcionado en este proyecto ha sido el

ZX10-2-25 de Mini-circuits. Al igual que se hizo con los componentes comerciales

anteriores, a pesar de que el fabricante proporciona un datasheet7 detallando los

valores de los diferentes parámetros, se ha decidido realizar las medidas oportunas

con los aparatos de medida.

Cabe recordar que un derivador de potencia es un dispositivo que divide la

potencia de entrada entre sus dos salidas. Uno de los parámetros más importantes y

el primero que ha sido medido fue el aislamiento entre la entrada y las salidas del

derivador de potencia. La tabla a continuación muestra la comparación entre los

valores medidos y los que aparecen en el datasheet del fabricante para la frecuencia

de trabajo del sistema, 2.4GHz.

Valores teóricos(dB) Valores reales(dB)

Isolation -23 -18.77

Tabla 13. Aislamiento del Derivador de Potencia

Como podemos observar en la tabla, la diferencia entre ambas es

considerable, pero si echamos un vistazo al datasheet del fabricante vemos que

ellos sólo garantizan un aislamiento de 10dB y dan el valor de 23dB como el valor

típico.

7 http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/Z/X/1/0/ZX10-2-25.shtml

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

21

El siguiente valor que se midió fueron las pérdidas de inserción. Esto es,

cuánto pierde la señal de entrada por introducirla en el circuito de dos puertas. Para

realizar esta medición hay que tener en cuenta que los cables que han sido

utilizados para conectar el derivador con el generador de señales y con el analizador

de espectros también tienen pérdidas. Una vez realizadas las mediciones oportunas

se ha llegado a la conclusión de que estas pérdidas son de 1.66dB para los

conectores SMA utilizados.

La tabla a continuación muestra la comparación entre los valores de las

pérdidas de inserción que el fabricante muestra en su datasheet y los que ha sido

medido en la práctica.

Valores teóricos(dB) Valores reales(dB)

Pérdidas

Inserción

.09 0.7

Tabla 14. Pérdidas de Inserción del Derivador de Potencia

Como podemos observar en la tabla, la medida realizada mejora el valor típico que el fabricante especifica en el datasheet del componente.

3.3.5 Mezclador

Un mezclador RF es en realidad un multiplicador de frecuencias.

Matemáticamente es relativamente sencillo deducir la salida del mezclador en

función de las entradas si tomamos las entradas como funciones de onda. Son

dispositivos no lineales cuyo estudio y diseño lleva implícito una gran carga de

trabajo.

El mezclador que se proporcionó para el desarrollo de este proyecto fue el

ZX42-12 de Mini-cricuits. A pesar de que el fabricante dispone de un datasheet8. Al

igual que ocurriera con el resto de componentes comerciales, se ha decidio realizar

las mediciones con el fin de ajustar a los instrumentos de medida de los que se

disponían en el laboratorio de análisis de la señal de la universidad de Mondragón.

8 www.datasheet4u.com/.../ZFM-4212_Mini-Circuits.pdf.html

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

22

En primer lugar se midió la ganancia o pérdidas de conversión del mezclador

cuyos resultados aparecen en la tabla a continuación.

Frecuencia (GHz) Potencia (dBm)

2.4 GHz(OL) 7

0.012 GHz (IF) -10

Tabla 15.Ganacia o pérdidas de inserción del mezclador

Las frecuencias a las que se realizaron las mediciones son con las que

se va trabajar en la aplicación. Recordemos que es una aplicación Wi-Fi para el

802.11b/g cuyo ancho de banda del canal es de 22MHz.

Otro parámetro importante para caracterizar un mezclador es el aislamiento

entre sus entradas y la salida. Para ello se tuvo que medir el aislamiento entre OL y

RF y el aislamiento entre OL e IF. Los resultados obtenidos en la medición son los

que aparecen en la tabla a continuación, en los que aparece la comparación entre

los valores que aparecen en el datasheet del fabricante y los medidos con los

instrumentos de medida.

Valores medidos (dB) Valores teóricos (dB)

2.4 GHz(OL-RF) 26.61 25

2.4 GHz (OL-IF) 14.063 18

Tabla 16. Comparación aislamiento mezclador comercial y propio

Como vemos, una vez más los valores medidos difieren de los

proporcionados por el fabricante por lo que ha sido conveniente realizar las medidas

oportunas a pesar de disponer del datasheet del fabricante.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

23

3.4 Fase de desarrollo

El sistema de transmisión/recepción por radiofrecuencia está compuesto por

una serie de dispositivos de los cuales el derivador de potencia, el filtro paso banda

y la antena emisora fueron diseñados e implementados mediante líneas de

transmisión.

En esta fase se contemplan las técnicas utilizadas en el diseño e

implementación de tales dispositivos, así como el software utilizado para estas

mismas tareas. En los apartados a continuación se trata brevemente el diseño e

implementación de cada uno de los componentes antes mencionados. Se hace

especial hincapié en la comparación de cada elemento con su homónimo comercial,

salvo en el caso del filtro paso banda del cual no se dispone de elemento comercial.

Todo el proceso de diseño aparece de forma más detallada en el Anexo II.

3.4.1 Derivador de Potencia

Una vez analizados diferentes tipos de circuitos, se ha decidido diseñar un

divisor de Potencia Wilkinson, puesto que es el que mejor se ajusta a las

especificaciones requeridas.

El divisor de potencia Wilkinson es una clase específica de divisor de potencia

que puede lograr el aislamiento entre los puertos de salida, manteniendo al mismo

tiempo una condición correspondiente en todos los puertos. El diseño puede ser

utilizado también como un combinador de potencia, ya que está compuesto de

componentes pasivos y, por tanto, recíproca.

El principal distintivo del divisor Wilkinson es el uso de resistencias

conectadas entre las puertas de salida. Cuando los puertos de salida están cargados

con las llamadas “impedancias de diseño (Zo)”, no circula corriente por la resistencia

R, por lo que no aparecen pérdidas disipativas en el dispositivo. En el caso de cargar

con impedancias distintas a la “impedancias apropiadas”, parte de la potencia

reflejada será absorbida por la resistencia y parte irá a la puerta de entrada pero

nunca a las otras puertas de salida.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

24

Para llevar a cabo este diseño se ha utilizado el software que Digilent

desarrolla para el diseño e implementación de dispositivos RF llamado Advanced

Design System9 (ADS). Mediante esta herramienta se pudo diseñar en primera

instancia el circuito correspondiente al divisor mediante líneas de transmisión.

Posteriormente se utilizó otra herramienta de ADS denominada Momentum10 que

permitió portar este diseño a una placa de circuito impreso con el substrato

específico.

A pesar de que se tuvieron que realizar diversos diseños debido a que al

pasar del simulador al substrato los resultados variaban, el resultado final obtenido

mejora si cabe las mediciones realizadas sobre el derivador de potencia comercial

que se proporcionó. La tabla a continuación muestra la comparación entre el

derivador comercial y el que se ha implementado.

Componente comercial(dB) Componente Propio(dB)

Isolation --18.77 -23.68

Tabla 17. Comparación Aislamiento Derivador Comercial y Propio

Como se observa en la tabla 17, el derivador de potencia Wilkinson que se ha

implementado mejora el aislamiento en 5dB para la frecuencia de trabajo del sistema

que es de 2.4GHz.

De la misma manera se midieron las pérdidas de inserción del derivador

diseñado para este proyecto. Para ello se realizaron las mediciones oportunas en el

analizador de espectros. Los resultados obtenidos se muestran en la siguiente tabla.

Componente Comercial(dB) Componente Propio(dB)

Pérdidas

Inserción

0.7 3.37

Tabla 18. Comparación Pérdidas de Inserción Derivador Comercial y Propio

9 http://www.home.agilent.com/agilent/product.jspx?cc=US&lc=eng&ckey=1297113&nid=-

34346.0.00&id=1297113 10

www.agilent.com/find/eesof-momentum

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

25

En conclusión, el derivador de potencia que se diseñó utilizando las

herramientas ADS y Momentum de Agilent mejora el derivador comercial que se

proporcionó al comienzo del proyecto en cuanto al aislamiento entre las diferentes

entradas y salidas. Mientras que atenúa la señal de entrada 2.5dB más que el

componente comercial, como se pidió en las especificaciones.

3.4.2 Filtro Paso Banda

La función del filtro paso banda en recepción es eliminar todas las señales

que no pertenezcan al canal de trabajo, esto es desde 2.4GHz hasta 2.422GHz.

Dado que el ancho de banda del canal es de 22 MHz, éste debería de ser también.

Tras estudiar las diferentes opciones que habia para diseñar el filtro paso

banda, se optó por un filtro de orden tres de Chebyshev que cumplía los requisitos

del sistema. Para diseñar el filtro, se han utilizado microtiras (microstrip). Su uso

tiene un gran auge para aplicaciones en las que el tamaño reducido es importante y

las frecuencias son elevadas, principalmente en los rangos de microondas y ondas

milimétricas.

Algunas de las ventajas que este tipo de diseño puede ofrecer son: tendencia

a la miniaturización al lograr los dispositivos cada vez más pequeños y fáciles de

integrar tanto a superficies planas como no planas, sencillas, de fácil producción en

masa.

Para diseñar un filtro con microtiras, lo primero que se ha de decidir es la

atenuación deseada para poder elegir el orden del filtro. Tras seguir una serie de

pasos especificados en el Anexo II se ha implementado un filtro de Chebyshev de

orden tres.

Después de haber calculado los valores de las impedancias necesarias para

el diseño del filtro, se han traducido las distancias para las líneas acopladas

haciendo uso de la herramienta LineCalc que dispone el ADS. Como se trata de un

filtro de tercer orden impar y es simétrico, se ha realizado la operación dos veces.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

26

Tras haber realizado el diseño, el siguiente paso es comprobar si la

simulación cumple las condiciones requeridas.

Tras realizar varias simulaciones se ha comprobado que la respuesta no es

tan exacta como se esperaba. En los cálculos se ha impuesto un ancho de banda de

22 MHz y en la simulación es de 35 MHz y la frecuencia a la que se ha diseñado es

de 2.4 GHz. En cambio en la simulación es de 2.398 GHz. Aún así, como la

atenuación es bastante pequeña, se ha decidido probarlo.

Por lo que lo siguiente que se ha hecho ha sido generar el circuito y ver su

respuesta en el “Momentum” mediante la opción “Generate/Update Layout”. Tras

realizar estos cálculos y pasar el circuito diseñado a una placa de circuito impreso se

pudo comprobar que los resultados obtenidos en las simulaciones distan bastante de

los que en la realidad se obtienen. Esto se debe principalmente a la capacitancia

que se crea entre las diferentes líneas de transmisión. Estas capacitancias alteran

por completo los parámetros de diseño del filtro.

Tras varias modificaciones y diseños sobre placas de circuito impreso se

consiguió un filtro paso banda con los parámetros que se ven en la tabla a

continuación.

Parámetro de caracterización del Filtro Paso Banda

Ancho de banda a 3dB 69.28MHz

Retardo de Grupo 6.340ns

Retardo de Fase 23.09º

Tabla 19. Parámetros de caracterización del filtro pasa banda

A pesar de que el ancho de canal de Wi-Fi es de 22MHz, el mejor filtro que se

pudo obtener de entre todos los que se diseño tenía un ancho de banda a 3dB de

69.28MHz. Esto quiere decir que no se ha podido hacer el filtro tan selectivo como

se pretendía en un principio y en una aplicación real puede que se interfiriera con la

información que se transmitiera por diferentes canales al que se utiliza.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

27

El retardo de grupo y el retardo de fase son dos parámetros fundamentales a

la hora de caracterizar un filtro. El primero determina lo que le cuesta a la señal

atravesar el dispositivo. En teoría este tiempo debería de ser cero, pero como se ve

en la realidad es de 6.340ns. El segundo parámetro indica lo siguiente. En teoría la

señal a la entrada del filtro debería de estar en fase con la señal a la salida. Pero en

la realidad los componentes pasivos que forman un filtro paso banda introducen un

retardo de fase, que en este caso es de 23.09º.

Por último, utilizando el analizador de redes se midieron los parámetros S del

filtro paso banda que se implementaron para cumplir con los requisitos que se

solicitan en este proyecto. Los valores obtenidos en las mediciones se pueden ver

en la tabla a continuación.

Medida (dB)

S11 --4.171

S12

S21

S22

-14

-14.37

-3.568

Tabla 20. Parámetros S del filtro Propio

3.4.3 Antena

Uno de los requisitos del proyecto era que la antena estuviese diseñada

utilizando líneas de transmisión. Por lo que tras evaluar diversas opciones se optó

por diseñar e implementar una antena del tipo patch o parche. Estas antenas deben

su nombre al hecho de que consiste en un parche de metal suspendido sobre un

plano de tierra. Estas antenas son muy simples de fabricar y de modificar y adaptar

a diferentes aplicaciones. Son el tipo de antena de líneas de transmisión descritas

por Howell11, las cuales son una línea de transmisión del tipo microstrip de

aproximadamente la mitad de la longitud de onda.

11

Microstrip Antennas," IEEE International Symposium on Antennas and Propagation, Williamsburg Virginia,

1972 pp. 177-180

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

28

El mecanismo de radiación surge de las discontinuidades de cada eje

truncado de la línea de transmisión microstrip. Para obtener una condición resonante

en el punto de entrada de la antena se utiliza una sección de línea de transmisión

menor a la mitad de la longitud de onda.

Una antena del tipo patch o parche está generalmente construida sobre un

substrato dieléctrico, normalmente se emplea el mismo tipo de substrato litográfico

empleado para la fabricación de placas de circuito impreso.

La antena tipo parche desarrollada para esta aplicación es una antena del tipo

rectangular. Este tipo de antenas son las más empleadas de todas las antenas de

tipo parche debido a su simplicidad, coste y muchas veces a la necesidad de que la

antena esté incluida dentro de un circuito integrado, como en el caso de un teléfono

móvil, donde el espacio es un requisito fundamental.

Para realizar el diseño e implementación de esta antena parche tipo

rectangular se siguieron los pasos descritos por Balanis12 en su libro “Antenna

Theory”. Para ello se utilizo, al igual que en el resto de los componentes descritos en

los apartados anteriores, el software de Agilent, ADS.

En un primer momento los resultados eran los óptimos en el simulador pero al

llevar el diseño a una placa de circuito impreso se vio que la frecuencia de

resonancia no era la adecuada. Esto ocurre debido a la capacitancia que se crea

entre las diferentes líneas de transmisión que conforman la antena. Estas

capacitancias no están recogidas en el simulador lo que hace que ocurran estos

cambios al pasar el diseño a la placa de circuito impreso.

12

www.pdf-search-engine.com/antenna-theory-by-balanis-pdf.html

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

29

Después de varios diseños y de innumerables mediciones con el analizador

de redes para comprobar que el diseño cumplía los requisitos de implementación se

consigió una antena del tipo parche rectangular con los parámetros que se muestran

en la tabla a continuación.

Parámetros Antena Microstrip del tipo parche rectangular para 2.4GHz

S11 --11.57dB

3.446*e-06W

181.45º

5.98dB

5.01dB

1.087*e-06W/Steroradian

Potencia radiada

Ángulo efectivo

Directividad

Ganancia

Intensidad Máxima

Tabla 21. Parámetros de caracterización de la antena propia

Estos valores hacen que la antena que diseñamos cumpla con los requisitos

necesarios para el buen funcionamiento del radioenlace que se debe implementar en

este proyecto. En primer lugar la antena resuena a 2.4GHz que es la frecuencia de

trabajo del sistema para esta aplicación en concreto, primer requisito importante que

se debía cumplir. En segundo lugar, el ángulo efectivo es superior a 180º cuando lo

habitual en este tipo de antenas es que radien por encima de un plano de tierra, es

decir, que su ángulo efectivo máximo sea de 180º. La directividad de una antena se

define como la relación de intensidad de radiación de una antena en la dirección del

máximo y la intensidad de radiación de una antena isotrópica que radia con la misma

potencia en todas las direcciones del espacio. En este caso es de 5.98dBi, lo que

significa que la intensidad de radiación de la antena isotrópica es cuatro veces

superior a la de la antena que hemos implementado. Teniendo en cuenta que la

antena isotrópica es tan sólo un modelo teórico de antena, este valor es más que

aceptable. La ganancia de potencia en la dirección de máxima radiación de una

antena se produce por el efecto de la directividad al concentrarse la potencia en las

zonas indicadas en el diagrama de radiación.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

30

La siguiente tabla muestra la comparación entre el parámetro S11 de la

antena que se implement0 y la comercial que se proporcionó al comienzo de este

proyecto para la frecuencia de trabajo de esta aplicación en concreto, 2.4GHz.

Antena comercial Antena Propia

S11 -16.32dB -11.57dB

Tabla 22. Comparación S11 antena comercial y propia

Como se puede observar en la tabla 22, la antena comercial presenta un

coeficiente de reflexión a la entrada menor que la antena desarrollada, a pesar de

que está diseñada para trabajar a 1.9GHz. Cabe destacar que la antena comercial

que se proporcionó es un dipolo mientras que una de las restricciones que se tenía

era implementar una antena usando líneas de transmisión microstrip.

Otro parámetro importante para que la antena cumpliera los requisitos previos

era que la impedancia de entrada estuviera adaptada a 50ohm al igual que la antena

comercial. Después de realizar varios diseños y de seguir una vez más los pasos de

Balanis para la adaptación de antenas microstrip se consigió una impedancia de

entrada para la antena de 31.23ohm situándose en el eje real de la carta de Smith lo

que hace que la antena sea más que aceptable para esta aplicación en concreto.

4 Validación

En este apartado se contemplan ambos radioenlaces. En primer lugar se

analiza la respuesta del radioenlace compuesto por los elementos comerciales y en

segundo lugar se analiza la respuesta del radioenlace compuesto por los elementos

diseñados. Por último se comparan ambos sistemas indicando los puntos fuertes y

débiles que caracterizan a cada uno de ellos.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

31

4.1 Radioenlace con Componentes Comerciales

En este apartado, se realiza el análisis del radioenlace con elementos

comerciales, el cual está compuesto por dos mezcladores, dos amplificadores, un

splitter y un VCO. Para la medición se han utilizado un generador de señales, dos

fuentes de alimentación y un analizador de espectros.

La finalidad de este tipo de radioenlaces es recuperar la señal de información

que lleva la portadora, es decir, la señal que se usó como moduladora en

transmisión. Generalmente estas señales no son de frecuencias muy elevadas, en el

caso de una transmisión Wi-Fi siguiendo el estándar 802.11b/g debería ser como

mucho de 11MHz, ya que el ancho de banda de cada canal es de 22MHz. En el

caso en el que la frecuencia de la moduladora fuera mayor se perdería información o

se estaría interfiriendo con los canales adyacentes.

En este caso aparecerán un gran número de intermodulaciones y armónicos

en recepción debido a que no se dispone de filtro comercial y por lo tanto no se filtra

la señal recibida.

En primer lugar se comienza haciendo un montaje directo, es decir, sin

antenas. En este caso el medio de transmisión no era el aire, sino el propio

radioenlace dado que se utilizan conectores SMA en lugar de cables, para minimizar

las pérdidas. Para una potencia de la señal moduladora de -10dBm se obtiene los

valores en recepción que aparecen en la siguiente tabla.

Potencia señal demodulada en recepción

Pout -13.12dBm

Tabla 23. Potencia recibida sin antenas

Vemos que sólo perdemos 3dB en todo el sistema de transmisión, desde que

la señal sale del generador hasta que llega al analizador de espectros. Estos 3dB

son propios de las pérdidas que introduce cada uno de los componentes en el

sistema de transmisión y estarán presentes en cualquiera de las configuraciones. Se

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

32

podria decir que la señal de información se verá atenuada en 3dB como mínimo a

partir de ahora.

El siguiente montaje que realizamos fue también haciendo uso de todos los

elementos comerciales pero esta vez utilizando las antenas que se habían

proporcionado y el aire como medio de transmisión. Para esta configuración y una

potencia de la señal de entrada de 12dBm el valor de la señal de información en

recepción es el que se muestra en la siguiente tabla.

Potencia señal demodulada en recepción

Pout -4.01dBm

Tabla 24. Potencia recibida con antenas comerciales

4.2 Radioenlace con Componentes Propios

En este apartado, se realiza el análisis del radioenlace con elementos propios

y comerciales, el cual está compuesto por dos mezcladores, dos amplificadores, un

splitter diseñado, una antena microstrip diseñada y un filtro paso banda también

diseñado y un VCO. Para la medición se han utilizado un generador de señales, dos

fuentes de alimentación y un analizador de espectros.

En este caso, al igual que en el apartado anterior, la finalidad del radioenlace

es recuperar la señal de información que se utilizó como moduladora en emisión.

Ahora sí que se dispone de un filtro paso banda en recepción lo que hará que

no se vean tantos armónicos e intermodulaciones de la señal transmitida, sino que el

filtro es el encargado de atenuar estas señales espurias.

En este caso, al igual que en el apartado anterior, se han realizado varios

montajes con sus respectivas mediciones con el fin de analizar por qué se pierde

potencia y cuál es el efecto que cada uno de los componentes diseñados tiene en el

conjunto del radioenlace.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

33

En primer lugar se utilizan todos los elementos comerciales salvo el derivador

de potencia que era el que se había implementado. De esta manera se pretendía

analizar el efecto que este componente tenía sobre el radioenlace. Para una

potencia de la señal de entrada de 12dBm se obtienen los valores que se muestran

en la siguiente tabla en recepción.

Potencia señal demodulada en recepción

Pout -6.32dBm

Tabla 25. Potencia recibida con splitter propio

Se puede observar que de momento sólo se pierden 2dB respecto a la misma

configuración con todos los elementos comerciales que aparecen en la tabla 24.

En segundo lugar se reemplaza la antena emisora por la que se había

diseñado y se añadió el filtro paso banda en recepción. De esta manera se estaba

utilizando todos los componentes que se habían diseñado utilizando líneas de

transmisión microstrip. Con esta configuración y para una potencia de la señal de

entrada de 12 dBm se obtienen los resultados que se muestran en la tabla a

continuación.

Potencia señal demodulada en recepción

Pout -36.52dBm

Tabla 26. Potencia recibida con todos los componentes propios configuración ampli-filtro

A pesar de que la potencia en recepción es muy pequeña, se sigue

recuperando la señal de información, lo que hace que los elementos sean válidos

para esta configuración.

El problema que se presentaba depués era si colocar el amplificador en

recepción justo después de la antena receptora o después del filtro paso banda.

Esta es una cuestión que suele tener bastante influencia en los sistemas de

transmisión por radiofrecuencia. Los resultados obtenidos en la tabla 26 son con el

amplificador conectado justo detrás de la antena receptora antes de filtrar. Los que

aparecen en la siguiente tabla se midieron amplificando después de realizar el

filtrado de la señal.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

34

Potencia señal demodulada en recepción

Pout -29.96dBm

Tabla 27. Potencia de la señal recibida con componentes propios. Configuración filtro-ampli

Como se puede observar la potencia de la señal recibida con la configuración

de la tabla 27 es 7dB mayor que la de la configuración que muestra la tabla 26. Esto

es debido a que si se amplifica antes de filtrar se está amplificando el ruido que se

recibe junto con la señal, mientras que si se filtra y luego se amplifica el ruido de

fondo queda atenuado por el filtro pasa banda.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

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Conclusiones y líneas futuras

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CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

36

5 Conclusiones y líneas futuras

En este apartado se exponen las conclusiones obtenidas tras dos meses de

desarrollo de este proyecto. En el siguiente apartado se exponen las líneas de

trabajo en las que podría resultar interesante seguir trabajando en un futuro próximo.

5.1 Conclusiones

La naturaleza del proyecto, que abarca varias disciplinas, ha forzado a los

alumnos a tener que adaptarse y enfrentarse a los obstáculos que se iban

sucediendo en todos los ámbitos de la aplicación.

En lo personal, se ha aprendido a trabajar en equipo y a cumplir ciertos

objetivos en unos determinados intervalos de tiempo. A pesar de que la colaboración

entre personas diferentes a veces es complicada debido a la dificultad para la

integración del trabajo, el resultado obtenido ha sido en líneas generales bastante

bueno. Las reuniones de seguimiento que hemos tenido a lo largo de todo el

desarrollo han ayudado a los alumnos ha integrarse en un entorno empresarial más

cerca de las aplicaciones reales que de las académicas.

En lo técnico, este proyecto ha servido para que los alumnos se formen en

tareas que hasta ahora eran totalmente desconocidas para él. A partir de ahora será

capaz de caracterizar elementos de un radioenlace con total precisión. A pesar de la

dificultad que esto entraña el resultado final ha sido satisfactorio, ya que se ha

demostrado que en un periodo determinado de tiempo es capaz de asimilar

cualquier tipo de tecnología.

Los objetivos que se marcaron en las etapas iniciales de este proyecto se

pueden dar por cumplidos aunque, como quedará patente en la próxima sección,

aún queda mucho trabajo por hacer.

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CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

37

Cabe destacar la falta de exactitud entre las simulaciones de los diseños y los

resultados obtenidos. Todos los diseños realizados durante este proyecto, han sido

simulados mediante la herramienta “Momentum”, logrando un resultado satisfactorio.

Después, se han comprobado los resultados reales en la práctica, y no se han

obtenido los mismos resultados.

En general, ha sido un proyecto muy interesante sobre nuevos objetivos en el

que el balance final ha sido muy positivo.

5.2 Definición de Líneas futuras

Como continuación de este proyecto se podrían mejorar y ampliar diferentes

ámbitos.

Al estar utilizando la frecuencia de 2,4GHz y con un ancho de banda de

200Mhz correspondiente a las especificaciones de la transmisión de datos wifi, un

paso siguiente sería completar este proyecto utilizando en lugar de un generador de

señal en el extremo inicial del circuito emisor utilizar un microprocesador,

microcontrolador o incluso un DSP que generase una trama de datos en banda base

y enviarla al otro extremo de la radio transmisión a través de la frecuencia de

2,4GHz comprobando en recepción si ha sido correcta la transmisión de esa trama

mediante ese mismo componente mostrándolo en una pantalla, de este modo

comprobaríamos que SNR tendría y a su vez la distancia máxima a la que se podría

enviar en lugar de ver un analizador de espectro que frecuencia se esta recibiendo y

a que potencia.

Otra modificación que se podría realizar sería la utilización de otro tipo de

sustrato utilizado en la realización de los componentes y de las antenas ya que al

estar creadas con microstrips podría mejorar la transmisión de potencia hacia la

salida de la antena.

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BIBLIOGRAFÍA

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

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Bibliografía

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BIBLIOGRAFÍA

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

39

6 Bibliografía

LIBRO:

• Constantine A.Balanis, 2005, Antenna Theory,3rd edition, John Wiley &

Sons Inc

• Pozar, David M., 2004, Microwave Engineering, 3rd Edition, John Wiley

& Sons Inc

ARTÍCULOS:

• Dr. Jia-Sheng Hong, Department of Electrical, Electronic and Computer

Engeneering, Herio-Watt University, UK

PÁGINAS WEB:

• http://www.modragon.edu

• http://noticias.juridicas.com/articulos/15-

Derecho%20Administrativo/200709-25638998711254235235.html

• http://www.mityc.es/telecomunicaciones/Espectro/Paginas/index.aspx

• http://www.minicircuits.com/

• http://www.htmldatasheet.com/mini/zx952500s.htm

• www.minicircuits.com/pdfs/ZX60-6013E+.pdf

• http://catarina.udlap.mx/u_dl_a/tales/documentos/lem/hernandez_a_r/c

apitulo3.pdf

• http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/Z/X/1/0/ZX10-2-

25.shtml

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BIBLIOGRAFÍA

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

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• www.datasheet4u.com/.../ZFM-4212_Mini-Circuits.pdf.html

• http://www.home.agilent.com/agilent/product.jspx?cc=US&lc=eng&ckey

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• www.agilent.com/find/eesof-momentum

• Microstrip Antennas," IEEE International Symposium on Antennas and

Propagation, Williamsburg Virginia, 1972 pp. 177-180

• www.pdf-search-engine.com/antenna-theory-by-balanis-pdf.html

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41

7 Anexos

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42

7.1 Anexo I: Caracterización Elementos Comerciales

1.1 Mezclador ZFM-4212

Un mezclador de frecuencias tiene la función de convertir o trasladar la señal

presente a su entrada a un rango de frecuencias diferente, sin modificar las

características de frecuencia de la señal a trasladar (ancho de banda, relación de

amplitudes).

Un mezclador de frecuencias le suma o le resta a la banda de frecuencias de

la señal de entrada, centrada en la frecuencia f IF, un valor de frecuencia constante

de valor f LO denominado como frecuencia del oscilador local para obtener una señal

resultante centrada en la frecuencia f RF. Tiene por lo tanto dos entradas (IF,OL) y

una salida (RF). El mezclador se utiliza tanto en el emisor como en el receptor.

. Este dispositivo, ha sido utilizado para una aplicación de WIFI, por lo tanto,

se ha generado una señal a una frecuencia de 2.4 GHz.

Anexo I. Figura 1. Mezclador comercial

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43

El esquema del montaje es el siguiente:

Anexo I. Figura 2, Montaje para la caracterización del mezclador

Los parámetros que se han de medir son los siguientes:

• Ganancia o pérdida de conversión

La ganancia de conversión (gain) sucede cuando la potencia de la señal de

salida (RF) es mayor que la potencia de la señal de entrada (IF). En cambio, si la

potencia de la señal de salida es inferior a la potencia de la señal de entrada,

significa que hay perdidas de conversión (conversion loss).

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

44

Para calcular la ganancia o las pérdidas de conversión, se han generado dos

señales de entrada (OL) e (IF), y se han obtenido los siguientes resultados.

Valores introducidos:

Frecuencia (GHz) Potencia (dBm)

2.4 GHz(OL) 7

0.012 GHz (IF) -10

Respuesta del mezclador:

Anexo I. Figura 3.Relación frecuencias y potencias en la salida del mezclador

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

45

En la anterior imagen se aprecian tres picos. Los picos de las laterales, son

las respuestas del mezclador, que se obtienen con la suma y la resta de las

frecuencias del oscilador (OL) y de la entrada (IF). El pico del centro, corresponde a

la frecuencia del oscilador.

Las respuestas corresponden a la señal de radiofrecuencia (RF), que tiene un

valor de -16.83dBm en 2.412GHz. Si se calcula la diferencia entre la señal

intermedia (IF) y la respuesta, hay una diferencia de 6.03dB. Es decir, la pérdida de

conversión del mezclador es de 6.03dB. Es un resultado muy similar al de la hoja de

características del mezclador, que es de 5.92dB.

• Aislamiento

En un mezclador real, el aislamiento entre los puertos de este no es infinito,

por este motivo en la salida de cada puerto aparece parte de la señal de los otros

dos. Se pueden definir los aislamientos como las pérdidas que sufre una señal al

pasar de una puerta a otra sin conversión. Suelen definirse dos tipos:

• Aislamiento OL-IF

Para calcular el aislamiento entre los puertos OL e IF, se han generado una

señal de entrada, de 2.4GHz y 7dBm para OL. La respuesta será la salida de la

interfaz IF. En la interfaz RF, se ha puesto una carga de 50 ohm.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

46

El esquema es el siguiente:

Anexo I. Figura 4. Imagen del montaje para calcular aislamiento OL-IF

Respuesta del mezclador:

Anexo I. Figura 5. Resultado del aislamiento OL-IF

IF

OL RF

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47

En la figura anterior se puede ver un pico a 2.4GHz, frecuencia que

corresponde al oscilador.

Para calcular el aislamiento entre OL e IF, se aplica la siguiente fórmula:

POL – Paislamiento = PIF =

7dBm – 14.063dB = -7.603dBm

Es decir, la potencia del aislamiento OL-IF es de 14.063dB.

En la hoja de características, el aislamiento entre OL-IF es muy parecido,

14.6dB.

• Aislamiento OL-RF

El aislamiento entre las puertas OL y RF se introduce una señal en la interfaz

de OL con 2.4GHz y 7dBm. La interfaz de RF, es la salida que se conecta al

analizador de espectros. En la interfaz de IF se ha puesto una carga de 50ohm.

El esquema es el siguiente:

Anexo I. Figura 6. Esquema medición aislamiento OL-RF

IF

RF

OL

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

48

Respuesta del mezclador:

Anexo I. Figura 7. Resultado aislamiento OL-RF

En la figura se puede ver un pico a 2.4GHz, frecuencia que corresponde al

oscilador. Para calcular el aislamiento entre OL- RF, se aplica la siguiente fórmula:

POL – Paislamiento = PRF =

7dBm – 26.61dB = -19.61dBm

En este caso, el aislamiento entre OL-RF es de 26.61dB, muy parecido al

valor mostrado en el datasheet, 26.5dB.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

49

• . Distorsión de intermodulación de orden 3

Otro de los parámetros importantes de analizar es la distorsión de

intermodulación de orden 3. Las componentes de tercer orden son más difíciles de

filtrar, ya que los productos de intermodulación de tercer orden aumentan con el

cubo de la señal de entrada. El IP3 o punto de intercepción de distorsión de tercer

orden en un mezclador, es el punto teórico en el cual, la potencia del oscilador y la

potencia de la distorsión de tercer grado son iguales.

Para calcular el IP3, se ha utilizado el siguiente esquema:

Anexo I. Figura 8. Montaje para el cálculo de IP3 .

Para obtener el punto de intercepción de distorsión, se han generado dos

señales de entrada de 0dBm (IF) y 7dBm (OL).

IF

RF

OL

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50

L a respuesta obtenida, ha sido la siguiente:

Frecuencia (GHz) Potencia (dBm)

2.4 GHz(OL) -37

2.424GHz (OL+2*IF) -45

Input IP3(dBm)= Pin(dBm) +A/2

A(dB) = P(OL+2*IF) – POLsalida =

Input IP3(dBm)= 0 – (-37- -45)/2 = 0 + 4 = 4dBm

El resultado (4dBm) es muy parecido al de la hoja de características, que es

de 5dBm.

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51

1.2 Antena

La antena comercial utilizada para este proyecto ha sido un dipolo de λ/2. Los

dipolos λ/2 tienen como característica principal una resistencia de radiación igual a

73Ω haciendo que esta sea muy cercana a la impedancia característica de muchas

líneas de transmisión llegando a simplificar de este modo los circuitos de adaptación

necesarios para la máxima transmisión de potencia. Esta antena tiene un conector

SMA el cual es apto para las trasmisiones de 2,4GHz ya que son capaces de

trabajar hasta los 18GHz sin ningún tipo de problema.

Anexo I. Figura 9. Antena comercial

Teniendo estas características en cuenta se procedió a la caracterización de

la antena con el analizador de redes, pero como paso previo se procedió a la

calibración del analizador. La calibración del analizador se realiza para eliminar los

errores sistemáticos debidos a las imperfecciones de los componentes y las

alteraciones producidos en estos componentes por la humedad y cambios de

temperatura. Para calibrar el analizador de redes al tener que analizar una antena y

estas solamente tienen un puerto, sólo será necesario realizar la calibración SOLT

(Short, Open, Load, Throught) de un solo puerto debido a que los parámetros de la

antena que interesan son la reflexión y la impedancia característica de la antena. La

calibración SOLT es una de las técnicas más usadas por su sencillez y por la gran

corrección que realiza de los componentes.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

52

Al realizar esta calibración se deja el analizador preparado para que tenga en

su salida una impedancia de valor de 50Ω por lo que los valores de las reflexiones

que se tengan y los valores de las impedancias características obtenidas serán

representadas en función de este valor en las gráficas.

Una vez realizada la calibración se obtuvieron las siguientes imágenes y

resultados.

Anexo I. Figura 10. Parámetro S11 del dipolo comercial

En la figura 10 podemos observar el parámetro S11 de la antena en un rango

de frecuencias de 2GHz que va desde 1,4GHz hasta los 3,4GHz. Como se observa,

esta antena tiene un valor muy bajo de S11 a una frecuencia de 1,9GHz indicando

un bajo valor de reflexión y haciendo que a esa frecuencia halla una transmisión de

potencia muy alta en comparación con las otras frecuencias.

En este proyecto lo que se necesita es una antena que tenga un parámetro

S11 muy bajo a una frecuencia de 2,4GHz,

aunque esta antena no lo tenga bajo se puede considerar que si puede servir esta

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

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antena para utilizar frecuencias de 2,4GHz ya que tiene un valor de -21dB

generando una reflexión de muy pequeña de potencia.

Anexo I. Figura 11. Impedancia antena en un rango de 1GHz centrado en 2.4GHz

En la figura 11 se obtiene los resultados de las impedancias para distintas

frecuencias en un rango que va desde 1,9GHz hasta 2,9GHz representado en una

carta de Smith. En esta carta se ve como esta antena está adaptada para una

impedancia de 50Ω para una frecuencia de 1,9GHz que tenga una impedancia de

este valor significa que si ponemos en su puerto de entrada otro elemento conectado

con un valor de 50Ω se obtiene una transferencia máxima de potencia.

Anteriormente se dijo que la impedancia de un dipolo de λ/2 tenía una impedancia

de 73Ω por lo que se deduce que esta antena ya tiene un circuito de adaptación

para acercarlo a una impedancia de 50Ω pero debido a que a frecuencias altas los

valores de reflexión cambian según la frecuencia a la que esté funcionando, sólo se

podrá obtener para una frecuencia determinada la adaptación a 50Ω y las

frecuencias cercanas a esta se aproximaran a este valor.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

54

1.3 Splitter

El derivador de potencia o splitter que se facilitó al comienzo del proyecto es

el ZX10-2-25 de Mini-circuits. Cabe recordar que un derivador de potencia es un

dispositivo que divide la potencia de entrada entre sus dos salidas. Uno de los

parámetros más importantes y el primero que se midió fue el aislamiento entre la

entrada y las salidas del derivador de potencia. La tabla a continuación muestra la

comparación entre los valores medidos y los que aparecen en el datasheet del

fabricante para la frecuencia de trabajo del sistema, 2.4GHz.

Anexo I. Figura 12. Splitter ZX10-2-25

El montaje utilizado para la caracterización del derivador de potencia es el

que se ve en la figura a continuación.

Anexo I. Figura 13. Montaje utilizado en la caracterización del derivador

En primer lugar se realizó la medición de las pérdidas que los cables

introducían en el sistema conectando directamente el generador de señales con el

analizador de espectros mediante un cable.

En la siguiente figura se puede observar los resultados de las mediciones.

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55

Anexo I. Figura 14. Pérdidas ocasionadas por el cable en las mediciones

Estas mediciones son para una potencia de señal de entrada de 3dB por lo

que las pérdidas del cable se sitúan en torno a 1.312 dB. Una vez cuantificadas las

pérdidas ocasionadas por los cables SMA que se utilizarán para conectar los

dispositivos se puede pasar a realizar las mediciones correspondientes al dispositivo

en cuestión.

En primer lugar se miden el aislamiento entre las diferentes puertas del

derivador. La figura 18 muestra el aislamiento entre las puertas 1 y 2 del derivador,

mientras que la figura 19 muestra el aislamiento entre las puertas 1 y 3 del mismo

derivador. La tabla a continuación muestra la comparación entre los valores que

aparecen en el datasheet del fabricante y los medidos con los instrumentos de

medición.

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Anexo I. Figura 15. Aislamiento puertas 1 y 2

Anexo I. Figura 16. Aislamiento puertas 1 y 3

Valores teóricos(dB) Valores reales(dB)

Isolation -23 -18.77

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Anexo I.Tabla 1Comparación valores datasheet y reales

Como se puede observar en la tabla, la diferencia entre ambas es

considerable, pero si se echa un vistazo al datasheet del fabricante se ve que ellos

sólo garantizan un aislamiento de 10dB y dan el valor de 23dB como el valor típico.

El siguiente valor que se midió fueron las pérdidas de inserción. Esto es,

cuánto pierde la señal de entrada por pasar por introducirla en el circuito de dos

puertas. Para realizar esta medición hay que tener en cuenta que los cables que se

utilizaron para conectar el derivador con el generador de señales y con el analizador

de espectros también tienen pérdidas. Una vez realizadas las mediciones oportunas

se llegó a la conclusión de que estas pérdidas son de 1.66dB para los conectores

SMA que se utilizan.

La figura a continuación muestra las pérdidas de inserción medidas en el

analizador de espectros.

Anexo I. Figura 17. Pérdidas de inserción del derivador

La tabla a continuación muestra la

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comparación entre los valores de las pérdidas de inserción que el fabricante muestra

en su datasheet y los que se han medido en la práctica.

Valores teóricos(dB) Valores reales(dB)

Pérdidas

Inserción

.09 0.7

Anexo I.Tabla 2 Pérdidas de Inserción del Derivador de Potencia

Como se puede observar en la tabla, la medida realizada mejora el valor típico

que el fabricante especifica en el datasheet del componente.

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59

1.4 Amplificador

El amplificador utilizado para la caracterización de los elementos comerciales

ha sido el ZX60-6013E+. Para la caracterización del comportamiento de este

amplificador se han tenido que hacer distintos montajes en distintos aparatos.

Anexo I. Figura 18. Amplificador ZX-60-6013E

MODELO RANGO FRECUENCIAS

VOLTAGE ALIMENTACIÓN

ZX60-6013E+ 20 MHz-6 GHz 12 V+

Anexo I Tabla 3. Características amplificador comercial

• Montaje

Montaje con el analizador de espectros para calcular la ganancia, los

armónicos y el punto de compresión de 1dB:

Anexo I. Figura 19. Primer montaje para la caracterización del amplificador con el analizador de espectros

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Montaje con el analizador de espectros para calcular las intermodulaciones y

la linealidad:

Anexo I. Figura 20. Segundo montaje para la caracterización del amplificador con el analizador de espectros .

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

61

• Montaje con el analizador de redes para calcular los parámetros S y el

punto de compresión de 1 dB:

Anexo I. Figura 21. Montaje para la caracterización del amplificador con el analizador de redes

• Parámetros a medir con el analizador de espectros:

.1 Ganancia

Lo primero que se ha tenido en cuenta a la hora de medir la ganancia ha sido

el error generado por las pérdidas de los cables. Se debe medir la potencia que se

pierde en los cables y en los conectores. Para ello, se ha unido el generador de

señales con el analizador de espectros a través de un cable y se ha generado un

tono de -60dBm a 2.4 GHz para ver la potencia que llega al analizador. El resultado

ha sido el siguiente:

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

62

Anexo I. Figura 22. Medición de las pérdidas de conectores y cables

Como se puede apreciar en la foto la señal que llega a la salida es casi 3 dB

menor que la que entra, por lo que se sabe las pérdidas de los cables y conectores

son de casi 3 dB.

Una vez calculado lo que influyen los cables y conectores utilizados para la

medición de los parámetros, se ha calculado la diferencia de potencia entre la salida

y la entrada y se ha visto que es de más o menos 10dB. Por lo que si se le suma la

atenuación calculada anteriormente, se concluye que la ganancia del amplificador es

de más o menos de 13dB.

.2 Punto de compresión a 1 dB

El punto de compresión a un 1 dB constituye una medida del inicio de

saturación de un circuito, y se define como el nivel de entrada para cual la ganancia

disminuye 1 dB respecto a la ganancia en pequeña señal.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

63

Para su medición se ha ido cambiando la potencia introducida por el

generador de señales hasta ver que la ganancia del amplificador ha sido 1 dB menor

de la obtenida en zona lineal.

Se ha metido un tono de referencia de -9.5 dBm de potencia a 2.4GHz y se ha

obtenido una ganancia de 11 dB. Una vez marcada la referencia, se ha subido la

potencia poco a poco hasta conseguir que la potencia sea de 10dB. El proceso de

medición ha sido el siguiente:

Potencia_in (dBm) Potencia_out (dBm) Ganancia (dB) -9.5 1.5 11

-8.5 2.5 11

-7.5 3.3 10.8

-6.5 4.2 10.7

-5.5 5.2 10.7

-4.5 5.6 10.1

-4.3 5.7 10

Anexo I.Tabla 4. Medición del punto de compresión a 1dB

Anexo I. Figura 23. Medición del punto de compresión a 1dB

Tal y como se ve en la tabla anterior, se estima que para una entrada de -

4.3dBm de potencia se obtiene el punto de compresión a 1dB.

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64

.3 Intermodulaciones

Para el cálculo de intermodulaciones se ha tenido que utilizar un splitter,

obteniendo así, una señal combinada de dos tonos de distinta frecuencia. Uno de los

tonos generados ha sido de 2.4GHz y el otro de 0.5GHz.

El resultado obtenido ha sido el siguiente:

Anexo I. Figura 24. Medición de las intermodulaciones y armónicos en el analizador de espectros

INTERMODULACIONES f1=2.4GHz

f2= 0.5GHz

Frecuencia (GHz)

Potencia (dBm)

Segundo orden

F1-f2=1.898 F1+f2=2.903

-12 -15

Tercer orden

f1-2f2=1.4GHz

-13

Cuarto orden

f1-3f2=0.9GHz

-31.63

Anexo I.Tabla 5. Relación de frecuencias y potencias para medición de intermodulaciones

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

65

.4 Armónicos:

Para el análisis de los armónicos y la su distorsión se ha hecho uso de bajas

frecuencias ya que el analizador de espectros visualiza hasta 3GHz.

Se ha introducido una señal de 0dBm a 500 MHz y la salida del amplificador

lo que se puede observar en la figura anterior.

Como se puede apreciar en la foto, los armónicos de segundo y tercer orden

tienen mucho menos potencia que el tono de la frecuencia fundamental por lo que

apenas son apreciables.

ARMÓNICOS f= 0.5GHz

Frecuencia (GHz)

Potencia (dBm)

Segundo orden

2*f=1

-15.64

Tercer orden

3*f=1.5

-21

Anexo I.Tabla 6. Relación de frecuencias y potencias para medición de los armónicos con una potencia de entrada de -10dBm

.5 IP3:

El IP3 o punto de intercepción de tercer orden se define como la potencia de

entrada a la cual el producto de intermodulación de tercer orden se hace igual al

armónico fundamental. Obviamente, cuanto mayor sea el IP3 de un circuito, mayor

será su linealidad.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

66

Anexo I. Figura 25. Definición gráfica del punto de intercepción de orden 3

Para el cálculo del IP3 se han introducido dos tonos, 2.4GHz y 100MHz.

Como tercera intermodulación se ha tomado la de 2.2GHz, que es la que se

consigue de la siguiente manera:

I3 => f1-2*f2 = 2.4 e9 – 2*0.1e9 = 2.2GHz

Introduciendo dos potencias de entrada distintas en cada frecuencia, se

obtiene todo lo necesario para el cálculo. Los resultados obtenidos han sido los

siguientes:

FRECUENCIA

(GHz)

POTENCIA IN

(dBm)

POTENCIA

OUT (dBm)

FUNDAMENTAL 2.4 -5 2.5

INTERMODULACIÓN

3er ORDEN

2.2 -5 -30.5

Anexo I.Tabla 7. Relación de frecuencias y potencias del IP3 con una potencia de entrada de -5dBm

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

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FRECUENCIA

(GHz)

POTENCIA IN

(dBm)

POTENCIA

OUT (dBm)

FUNDAMENTAL 2.4 -10 -2.4

INTERMODULACIÓN

3er ORDEN

2.2 -10 -48

Anexo I.Tabla 8. Relación de frecuencias y potencias para medir el IP3 con una potencia de entrad de -10dBm

Las pendientes de cada recta:

Por lo tanto, a medida que el fundamental sube ∆, la intermodulación de 3er

orden subirá 3∆.

Consiguiendo la ecuación de cada una de la rectas,

Por lo que la solución igualando estas ecuaciones sería las siguientes:

La potencia de entrada a la cual el producto de intermodulación de tercer

orden se hace igual al armónico fundamental sería de 5.45dBm.

X=5.45 dBm = P in

Y=2.94 dBm = P out

Fundamental: Y = 0.98*X – 2.4

Intermodulación de 3er orden: Y = 3.2*X – 14.5

Fundamental: m1 = (y2-y1)/(x2-x1) => m1 = (-2.4-2.5)/(-10+5) => m1 =0.98

Intermodulación de 3er orden: m3 = (y2-y1)/(x2-x1) => m3 = (-48+30.5)/(-10+5) => m3=3.2

m3 ≈ 3*m1

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68

• . Parámetros a medir con el analizador de redes:

o Parámetros S:

Los parámetros S representan una la relación de potencia que hay entre las

ondas incidentes, reflejadas y transmitidas a través de un dispositivo. Como en

frecuencias altas es difícil la medición de tensiones y corrientes, se utilizan estos

parámetros.

Anexo I. Figura 26. Mediciones de los parámetros S

Parámetro S11

El parámetro S11 representa la relación entre la potencia reflejada y la

potencia incidente. Su valor ideal es de -∞dB, ya que ese valor significa que no ha

rebotado potencia y se ha transmitido todo lo enviado. A pesar de que este

resultado es imposible de conseguir, en la caracterización se ha logrado una

potencia de -22dB, que supone muy poco respecto a lo enviado.

Anexo I. Figura 27. Parámetro S11 del amplificador

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

69

Parámetro S21

Este segundo parámetro es la relación entre las potencias de entrada y salida,

es decir, la ganancia. Tal y como se ve en la siguiente imagen, la ganancia del

amplificador, que es más o menos de 13dB, es lineal en la banda de trabajo.

Cabe decir que, a medida que se sube en frecuencia, mayor es el rizado, lo

que conlleva a que la ganancia sea más no-lineal.

Anexo I. Figura 28. Parámetro S21 del amplificador

Parámetro S12

Este parámetro es lo contrario del parámetro anterior. Mide la ganancia pero

convirtiendo la entrada en salida y la salida en entrada. Al ser un amplificador no

simétrico, no se consigue el mismo resultado. Conviene que sea lo menor posible ya

que no conviene que la señal rebotada se amplifique hacia la entrada.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

70

Anexo I. Figura 29. Parámetro S12 del amplificador

Parámetro S22

El parámetro S22 significa lo mismo que el parámetro S11, pero al revés. Aún

así, así como conviene que el S11 sea lo menor posible, conviene que el S22 sea lo

mayor posible para que la potencia que llegue a la carga sea lo mayor posible.

Anexo I. Figura 30. Parámetro S22 del amplificador.

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71

Punto de compresión a 1 dB:

Medir el punto de compresión en el analizador de redes es más fácil y preciso

que en el analizador de espectros. Por una parte porque en vez de medir en una

frecuencia en concreto, se mide en un rango de frecuencias. Y por otra porque se

pueden visualizar las imágenes guardadas en la memoria.

La medición de este parámetro trata de examinar el punto que desciende 1dB

de la ganancia lineal del amplificador. Para ello, hay que ir subiendo en potencia de

entrada hasta conseguir 1dB menos que la ganancia de zona lineal.

Cabe decir que conviene que el span utilizado sea lo más pequeño posible

para evitar errores.

Como se puede apreciar en la siguiente foto, es posible conseguir la

diferencia de 1dB. En morado, se representa la ganancia del rango lineal. En cambio

en azul, la ganancia del rango no lineal.

Anexo I. Figura 31. Medición del punto de compresión de 1dB

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

72

Group delay:

El retraso de grupo es el tiempo que necesita una señal para pasar por un

DUT, que en este caso es el amplificador. Los cambios en el retraso de grupo

suponen distorsión en la señal por lo que conviene que sea lo más lineal posible. En

este caso es bastante lineal ya que se trata de un amplificador comercial.

Anexo I. Figura 32. Medición del retardo de grupo

Fase:

La fase es muy parecida al retraso en grupo. Lo único que cambia es que en

vez de medir en tiempo se mide en fase. Por eso, conviene que este también sea

lineal.

.

Anexo I. Figura 33. Medición de la fase del amplificador

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

73

1.5 Oscilador Controlado por Tensión (VCO)

Un Oscilador controlado por tensión o VCO (Voltage-controlled oscillator) es

un dispositivo electrónico que da a su salida una señal eléctrica de frecuencia

proporcional a la tensión de entrada.

Cuando la entrada es 0V, el VCO tiene una señal con una frecuencia llamada

frecuencia libre de oscilación y ante variaciones de la entrada, sube o baja la

frecuencia de su salida de forma proporcional.

En este caso, el VCO que se ha utilizado ha sido el ZX95-2500. Como se

puede ver en la imagen, consta de un puerto de salida y varios pines, uno para la

alimentación, otro para la sintonización y los demás son tierra. El VCO puede dar

una frecuencia de salida entre 1600 y 2500 MHz y normalmente se suele alimentar a

12 V. El voltaje de entrada que hará variar la salida en frecuencia, irá de 0 a 14 V.

Anexo I. Figura 34. VCO comercial

En la caracterización del oscilador, se han utilizado una fuente de

alimentación y el analizador de espectros. Este es el esquema que se ha seguido

para hacer las mediciones.

Anexo I. Figura 35. Montaje para la caracterización del VCO

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

74

El primer parámetro a medir ha sido, el valor de los componentes

frecuenciales obtenidos al meter determinada tensión, comparando estos valores

con los teóricos que vienen dados en el datasheet del componente.

Como anteriormente se ha mencionado, los voltajes de sintonización oscilan

entre 0 y 14 Voltios, por lo que se ha decidido hacer 3 mediciones. La primera cerca

del máximo, la segunda en un caso intermedio y por último cerca del mínimo.

En el primer caso, se ha introducido una tensión de 12V y estas son las

respuestas obtenidas:

Anexo I. Figura 36. Respuesta con una tensión de 12V

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

75

Anexo I. Figura 37. Respuesta con una tensión de 14V

En el segundo caso, la tensión introducida es de 7V y el resultado el de la

figura 34.

Como tercera prueba, se ha introducido una tensión de 3V.

Anexo I. Figura 38. Salida del oscilador para la entrada de 3V de sintonización

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

76

Por último se ha hecho una última prueba con el valor máximo recomendado

14V, obteniendo los siguientes resultados:

Anexo I. Figura 39. Salida del oscilador para la entrada de 14V de sintonización

Para poder comparar los valores obtenidos con los teóricos y extraer

conclusiones de las mediciones realizadas, presentamos dos tablas.

Valores obtenidos Valores teóricos

Voltaje de

sintonización

(V)

Frecuencia(GHz) Potencia(dBm) Frecuencia(GHz) Potencia(dBm)

3 1.595 6.1 1.589 6.8

7 2.01 6.73 1.995 7.49

12 2.4475 6.625 2.433 7.3

14 2.583 6.6 2.5718 7.25

Anexo I.Tabla 9. Comparación entre los valores obtenidos y los teóricos

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

77

Como se puede ver en la tabla, los valores obtenidos en las mediciones no

distan mucho de los valores teóricos que aparecen en el datasheet, además se

puede decir que las variaciones que se estudian entre estos valores, siguen las

proporciones de las variaciones en valores teóricos, sin observar ninguna

irregularidad remarcable.

Una vez comprobados los valores de los fundamentales a diferentes

frecuencias, el próximo paso es comprobar el nivel de los harmónicos. En este caso,

hay que tener en cuenta que los analizadores de espectro utilizados tienen un span

de 9kHz-3GHz, lo que dificulta la posibilidad de ver los armónicos. Por esta razón, se

ha escogido una frecuencia baja y así poder ver el harmónico de segundo nivel al

doble de la frecuencia del fundamental. Para ello se ha tenido que poner como

Vtune=0.5V.

Anexo I. Figura 40. Análisis de la distorsión producida por armónicos en el VCO

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

78

Anexo I. Figura 41. Análisis de la distorsión producida por armónicos en el VCO

Valores teóricos Valores obtenidos

Harmónicos (dBc) -16.7 -16.72

Anexo I.Tabla 10. comparación entre los valores teóricos y los reales

En este caso se puede volver a decir que los resultados obtenidos en la

realidad son muy similares a los que aparecen en el datasheet, por lo que se dedujo

que las mediciones son bastante exactas.

Por último, se ha medido el ruido de fase. Las señales periódicas se

caracterizan por un incremento de su fase en el tiempo de manera lineal y

proporcional a una frecuencia angular determinada. Se llama ruido de fase de una

señal periódica a las variaciones aleatorias de su fase instantánea con respecto a la

de una señal ideal.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

79

El ruido de fase se mide de la siguiente manera:

Relación de la densidad de potencia del ruido alrededor de la frecuencia

central con respecto a la potencia de la señal, expresada en decibeles-portadora por

hertz [dBc/Hz].

El ruido de fase, al superponerse a la oscilación en elementos no-lineales,

provoca un fenómeno llamado mezclado recíproco (reciprocal mixing, en inglés).

Como consecuencia, aparecen componentes espurios en la señal, que degradan su

calidad. Con las sucesivas amplificaciones, el ruido llega a tapar a la señal útil. Es

preciso, entonces, que la señal original, la que se obtiene del oscilador, sea lo más

limpia posible.

El ruido de fase medido a Vtune=12V, puesto que es el nivel que nos da

2.4GHz de frecuencia de oscilación, son los siguientes:

Anexo I. Figura 42. Medición del ruido de fase con Offset de frecuencia de 1MHz

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

80

Anexo I. Figura 43. Medición del ruido de fase con Offset de frecuencia de 10kHz

Anexo I. Figura 44. Medición del ruido de fase con offset de 100kHz

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

81

La fórmula que se ha utilizado para calcular el ruido de fase es la siguiente y

los resultados obtenidos son los que aparecen en la tabla comparados con los

ideales.

Anexo I. Figura 45. Medición del ruido de fase

x dBc – 10*log (RBW) = x dBc/Hz

Ruido de fase en dBc/Hz para frecuencias en kHz

Frecuencia (kHz) 10 100 1000

Valores obtenidos

(dBc/Hz)

-40.31 -81.2 -87.52

Valores teóricos

(dBc/Hz)

-91 -112 -132

Anexo I.Tabla 11. Mediciones del ruido de fase

Estos valores distan mucho de los que aparecen en la hoja de

especificaciones. La razón de ello es que se ha tenido que subir mucho el ancho de

banda de resolución para que el pico fuera estable y poder así hacer la medición. El

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

82

aumentar el ancho de banda de resolución implica que se pierde detalle de la

imagen y que la atenuación del filtro en la banda no pasante sea menor. Es por ello,

que las diferencias que se han obtenido son menores en comparación con las del

datasheet.

Anexos

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

83

7.2 Anexo II: Diseño y Caracterización de los Compo nentes Propios

1.1 Filtro Paso Banda

Un filtro pasabanda ideal presenta una banda de paso entre dos frecuencias

de corte, de forma que en este rango de frecuencias la señal no se ve atenuada. En

cambio, si el valor de frecuencia se encuentra por debajo del límite inferior

frecuencial(f1) de dicha banda o por encima del límite superior frecuencial(f2), la

señal se atenúa.

Anexo II. Figura 1. Respuesta frecuencial filtro paso banda

Como el filtro ha sido diseñado para una aplicación en WIFI, ha sido centrado

en 2.412GHz (primer canal de WIFI) con dos frecuencias de corte (superior e

inferior) que tienen como ancho de Banda 22MHz.

Anexo II. Figura 2. Distribución canales Wi-Fi

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

84

Para diseñar el filtro, se han utilizado microtiras (microstrip). Su uso tiene un

gran auge para aplicaciones en las que el tamaño reducido es importante y las

frecuencias son elevadas, principalmente en los rangos de microondas y ondas

milimétricas.

Algunas de las ventajas que este tipo de diseño puede ofrecer son: tendencia

a la miniaturización al lograr los dispositivos cada vez más pequeños y fáciles de

integrar tanto a superficies planas como no planas, sencillas, de fácil producción en

masa.

Anexo II. Figura 3. Líneas transmisión microstrip

• DISEÑO DEL FILTRO

Cálculos del diseño del filtro:

Primer diseño: Centrado en 2.4GHz

Para diseñar un filtro con microtiras, lo primero que se ha de decidir es la

atenuación deseada para poder elegir el orden del filtro.

Para elegir el orden del filtro, se ha de utilizar una tabla y hacer los siguientes

cálculos:

1)

F0 = ( F1 × F2)½ = (2.389GHz × 2.411GHz) ½ = 2.39999GHz

F1: 2.389GHz

F2: 2.411GHz

2)

Fa=F1

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

85

Fb=F2

Fa’= F0^2/Fb = 2.389 GHz

Fb’= F0^2/Fa = 2.41105 GHz

Fb’-Fa= 0.2205 GHz

Fb-Fa’= 0.022 GHz

As= (Fb’-Fa)/(Fb-Fa’)= 1.00272

Anexo II. Figura 4. Requisito atenuación filtro Chebyshev

En la gráfica, se puede observar, que para el valor de As= 1,002 , se puede

elegir un filtro de orden 3, con atenuación de 20 dB en el ancho de banda de 3dB.

Una vez elegido el orden, se cogen los valores de g1, g2 y g3, respectivos:

As As

n

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

86

Anexo II. Figura 5. Valores normalizados filtro Chebyshev

Para la n=3, los valores son los siguientes:

g1= 1.5963

g2= 1.0967

g3= 1.5963

Posteriormente, se ha de calcular el siguiente parámetro:

w2: 2×π ×frecuencia superior = 2×π× 2.389GHz

w1: 2×π× frecuencia inferior = 2×π× 2.411GHz

w0: 2×π ×frecuencia central = 2×π× 2.4GHz

Ω = (w2- w1) / w0 = 9.16×10-³

Después, utilizando las siguientes formulas se obtienen los valores para las

impedancias Z

∆ = Ω

Para n=1

oωωω 12 −=Ω

1

012 g

ZJ∆= π

Page 91: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

87

J1Z0= 0.09497

Para n=2

J2Z0 = 0.010874622

Para n=3

J3Z0 = 0.09497

Los valores de las impedancias necesarias se sacan con las siguientes

fórmulas:

Z0e, 1 = 55.19946 Ω

Z0o, 1 = 45.702 Ω

Z0e, 2 = 50.5496 Ω

Z0o, 2 = 49.462 Ω

Z0e, 3 = 50.549 Ω

Z0o, 3 = 49.462 Ω

nn

n

ggLL

CCZJZJ

1

41

22

222

010

2'

'

∆=

= π

11

201

2 ++

∆==NN

NggJ

JZJ

π

( )[ ]2

0000 1 JZJZZZ e ++=

( )[ ]2

0000 1 JZJZZZ o +−=

Page 92: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

88

• DISEÑO DEL FILTRO PASA BANDA EN ADS

Después de haber calculado los valores de las impedancias necesarias para

el diseño del filtro, se han traducido a distancias para las líneas acopladas haciendo

uso de la herramienta LineCalc que dispone el ADS. Como se trata de un filtro de

tercer orden y es simétrico, se ha realizado la operación dos veces.

Una vez obtenidas dichas distancias se han configurado los parámetros de

los MCFIL. Para diseñar filtros de líneas acopladas se ha utilizado MCFIL en vez de

MLIN, ya que con ellos la simulación del ADS se asemeja más a la del “Momentum”.

El diseño del filtro paso banda sería el siguiente:

Anexo II. Figura 6. Diseño del filtro paso banda en ADS

Tras haber realizado el diseño, el siguiente paso es comprobar si la

simulación cumple las condiciones requeridas.

Page 93: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

89

2.1 2.2 2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 2.8 2.92.0 3.0

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

freq, GHz

dB(S

(2,1))

m1

m2m3

m1freq=dB(S(2,1))=-1.044

2.398GHz

m2freq=dB(S(2,1))=-4.232

2.381GHzm3freq=dB(S(2,1))=-4.141

2.416GHz

Anexo II. Figura 7. Simulación del filtro paso banda en ADS

Como se observa en la simulación, la respuesta no es tan exacta como se

esperaba. En los cálculos se ha impuesto un ancho de banda de 22 MHz y en la

simulación es de 35 MHz y la frecuencia a la que se ha diseñado es de 2.4 GHz. En

cambio en la simulación es de 2.398 GHz. Aún así, como la atenuación es bastante

pequeña, se ha decidido probarlo.

Por lo que lo siguiente que se ha hecho ha sido generar el circuito y ver su

respuesta en el “Momentum” mediante la opción “Generate/Update Layout”.

Page 94: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

90

El circuito generado por el “Momentum” ha sido el siguiente:

Anexo II. Figura 8. Diseño del filtro paso banda en Momentum

Si los cálculos y la configuración se hacen correctamente la simulación de

ADS y la de Momentum deben de ser muy parecidas.

2.25 2.30 2.35 2.40 2.45 2.50 2.552.20 2.60

-40

-30

-20

-10

-50

0

Frequency

Mag. [dB]

S21

Anexo II. Figura 9. Resultado de la simulación del filtro en ADS Momentum

Como se puede ver, la respuesta de ambas simulaciones es casi idéntica. Se

ha desplazado un poco en frecuencia pero suele ser normal por lo que se ha

procedido a construir el circuito.

Page 95: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

91

A pesar de que las simulaciones eran más que satisfactorias al montar los

circuitos se ha observado que la respuesta real cambiaba mucho a la de la

simulación. En el siguiente apartado se aprecian las diferencias.

• MEDICIONES DEL FILTRO DISEÑADO I

PARÁMETROS S:

Parámetro S21:

Tal y como se ve en la siguiente imagen la frecuencia central del filtro se ha

movido hasta 2.7GHz y ha aumentado su atenuación. El ancho de banda deseado

era de 22MHz y se ha conseguido un BW de 74.4MHz.

Anexo II. Figura 10. Parámetro S21 del filtro

Como los resultados obtenidos no han sido los deseados se ha optado por

diseñar un filtro en el que la frecuencia central esté en 2.2 GHz pero con el mismo

ancho de banda, 22MHz. El análisis de los parámetros de este filtro se puede ver en

los anexos.

Page 96: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

92

Segundo diseño: Centrado en 2.2GHz

Para el segundo diseño, se ha elegido un filtro de orden 3.

Para la n=3, los valores son los siguientes:

g1= 1.5963

g2= 1.0967

g3= 1.5963

Posteriormente, se ha de calcular el siguiente parámetro:

W2: 2×π ×frecuencia superior = 2×π× 1.5963 GHz

W1: 2×π× frecuencia inferior = 2×π× 1.0967 GHz

W0: 2×π ×frecuencia central = 2×π× 2.2 GHz

Ω = (w2-w1) /w0 = 0.01

Después, utilizando las siguientes formulas se obtienen los valores para las

impedancias Z

∆ = Ω

Para n=1

oωωω 12 −=Ω

1

012 g

ZJ∆= π

Page 97: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

93

J1Z0= 0.099197

Para n=2

J2Z0 = 0.036385086

Para n=3

J3Z0 = 0.099197

Los valores de las impedancias necesarias se sacan con las siguientes

fórmulas:

Z0e, 1 = 55.45190895 Ω

Z0o, 1 = 45.53211431 Ω

Z0e, 2 = 51.88544806 Ω

Z0o, 2 = 48.2469394 Ω

Z0e, 3 = 55.45190895 Ω

Z0o, 3 = 45.53211431 Ω

nn

n

ggLL

CCZJZJ

1

41

22

222

010

2'

'

∆=

= π

11

201

2 ++

∆==NN

NggJ

JZJ

π

( )[ ]2

0000 1 JZJZZZ e ++=

( )[ ]2

0000 1 JZJZZZ o +−=

Page 98: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

94

El proceso de diseño en el ADS ha sido el mismo. Primero, se han calculado

las distancias para las líneas acopladas con la herramienta LineCalc del ADS y

después, se han configurado los parámetros de los MCFIL. Los valores en este caso

han sido los siguientes:

Port

P1

Num=1

Port

P2

Num=2

MCFIL

CLin2

L=18.498100 mm

S=4.675110 mm

W=2.751540 mm

Subst="MSub1"MCFIL

CLin3

L=18.543800 mm

S=2.024190 mm

W=2.696270 mm

Subst="MSub1"

MCFIL

CLin1

L=18.543800 mm

S=2.024190 mm

W=2.696270 mm

Subst="MSub1"

MSUB

MSub1

Rough=0 mil

TanD=0

T=35 um

Hu=3.9e+034 mil

Cond=5.8e+07

Mur=1

Er=4.5

H=1.5 mm

MSub

Anexo II. Figura 11. Diseño del filtro paso banda en ADS

El siguiente paso ha sido comprobar que efectivamente el filtro está centrado

a 2.4 GHz.

Una vez comprobado que el diseño está correctamente, se ha generado el

circuito y se ha visto su respuesta en el “Momentum” mediante la opción

“Generate/Update Layout”.

Page 99: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

95

2.15 2.20 2.25 2.30 2.35 2.40 2.452.10 2.50

-40

-30

-20

-10

-50

0

Frequency

Mag. [dB]

S21

Anexo II. Figura 12. Resultado de la simulación del filtro en ADS Momentum

En este caso también, la frecuencia central de ha desplazado. Se ha diseñado

para que trabaje a 2.2 GHz pero trabaja a 2.14 GHz, más o menos. Aún así, viendo

como se ha comportado en el caso anterior, se ha procedido a construir el circuito.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

96

• MEDICIONES DEL FILTRO DISEÑADO II

PARÁMETROS S:

Parámetro S21:

Esta vez la frecuencia central del filtro está en 2.4GHz como se esperaba. A

pesar de que la atenuación no ha mejorado demasiado, el ancho de banda ha

decrecido.

Anexo II. Figura 13. Parámetro S21 del filtro

Page 101: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

97

Parámetro S12:

Este parámetro es lo contrario del parámetro anterior, convirtiendo la entrada

en salida y la salida en entrada. Como se trata de un elemento simétrico, los

resultados de los parámetros S21 y S12 deben de ser muy parecidos como se

aprecia en la siguiente foto.

Anexo II. Figura 14. Parámetro S12 del filtro

Parámetro S11:

El parámetro S11 representa la relación entre la potencia reflejada y la

potencia incidente. En el caso del filtro debe dejar pasar la potencia rebotada en

todo el rango de frecuencias menos en la frecuencia central del filtro, que es

2.4GHz. En esta frecuencia mencionada no debe de rebotar potencia ya que se

transmite.

Page 102: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

98

Anexo II. Figura 15. Parámetro S12 del filtro

Parámetro S22:

El parámetro S22 significa lo mismo que el parámetro S11, pero al revés. Esta

vez se trata de lo que se rebota a la salida. En este caso también, debe dejar pasar

la potencia rebotada en todo el rango de frecuencias menos en la frecuencia central

del filtro que es 2.4GHz. En esta frecuencia mencionada no debe de rebotar

potencia ya que se transmite hacia la entrada.

Anexo II. Figura 16. Parámetro S22 del filtro

Page 103: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

99

• RETRASO DE GRUPO:

El retraso de grupo es el tiempo que necesita una señal para pasar por un

DUT, que en este caso es el filtro. Los cambios en el retraso de grupo suponen

distorsión en la señal por lo que conviene que sea lo más lineal posible. En este

caso no es muy lineal pero al tratarse de un filtro no comercial, los problemas

pueden deberse a que el proceso de estañar los conectores no ha sido el adecuado

además de que el sustrato empleado no se asemeja del todo al utilizado en el

diseño.

Anexo II. Figura 17. Retardo de grupo

Page 104: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

100

• FASE:

La fase es muy parecida al retraso en grupo. Lo único que cambia es que en

vez de medir en tiempo se mide en fase. Por eso, conviene que este también sea

lineal. En este caso, se puede ver que a medida que sube en frecuencia es menos

lineal.

Anexo II. Figura 18. Retardo de fase del filtro

Page 105: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

101

1.2 Splitter

En el siguiente apartado, se desarrolla la parte de configuración del splitter o

divisor de potencia. Antes de analizar las fases para crear un splitter, es necesario

entender la necesidad de un splitter en el radioenlace.

Un radio enlace consta de dos partes, una de emisión y otra de recepción.

Tanto en uno como en otro, se necesita un oscilador, para modular/demodular la

señal que se emite/recibe. Es muy difícil, conseguir que dos osciladores estén en

fase. Si no es así, y los dos osciladores están en desfase, la señal que se reciba, no

será la que se envía y esto puede provocar que no se pueda entender. Para

solucionar esto de manera sencilla se ha optado por usar el mismo oscilador

tanto para el receptor como para el emisor.

Con el propósito de dividir la señal del oscilador, se ha diseñado un splitter.

Una vez analizados diferentes tipos de circuitos, se ha decidido diseñar un

divisor de Potencia Wilkinson, puesto que es el que mejor se ajusta a las

especificaciones requeridas.

El divisor de potencia Wilkinson es una clase específica de divisor de potencia

que puede lograr el aislamiento entre los puertos de salida, manteniendo al mismo

tiempo una condición correspondiente en todos los puertos. El diseño puede ser

utilizado también como un combinador de potencia, ya que está compuesto de

componentes pasivos y, por tanto, recíproca.

El principal distintivo del divisor Wilkinson es el uso de resistencias

conectadas entre las puertas de salida. Cuando los puertos de salida están cargados

con las llamadas “impedancias de diseño (Zo)”, no circula corriente por la resistencia

R, por lo que no aparecen pérdidas disipativas en el dispositivo. En el caso de cargar

con impedancias distintas a la “impedancias apropiadas”, parte de la potencia

reflejada será absorbida por la resistencia y parte irá a la puerta de entrada pero

nunca a las otras puertas de salida.

Page 106: Escuela PolitÉcnica Superior de Mondragon Unibertsitatea Mondragon

DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

102

En su forma más simple, la misma amplitud, dividida en dos sentidos, de una

etapa Wilkinson se muestra en la siguiente figura. Las líneas de transmisión son de

cuarto de longitud de onda.

Anexo II. Figura 19. Diseño de un splitter tipo Wilkinson

La figura anterior expresa la forma en que el divisor Wilkinson funciona como

un divisor de potencia: una señal ingresa en el puerto 1, en el que se divide en dos

señales de igual amplitud y fase. Desde cada extremo de la resistencia hay

aislamiento entre los puertos 2 y 3, puesto que son puntos de mismo potencial y por

tanto, no hay flujo de corriente a través de la resistencia. Por lo que se puede decir

que, la resistencia se le desconecta de la entrada y no aparecen pérdidas

disipativas. La impedancia característica de la cuarta parte de longitud de onda en

las líneas debe ser igual a 1.414xZ0 para que la entrada se igual cuando los puertos

2 y 3 se terminan en Z0.

Lo que se quiere obtener es un divisor de potencia de 3 dB con una

impedancia de referencia para las puertas de salida de 50 Ω y una impedancia

característica de la línea de la puerta de entrada de 50 Ω. A continuación se

muestran los resultados obtenidos con un circuito de líneas ideales para poder

verificar el buen comportamiento del divisor.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

103

R

R1

R=100 Ohm

TLIN

TL2

F=2.4 GHz

E=90

Z=70.7 Ohm

TLIN

TL1

F=2.4 GHz

E=90

Z=70.7 Ohm

Term

Term1

Z=50 Ohm

Num=1

Term

Term2

Z=50 Ohm

Num=2

Term

Term3

Z=50 Ohm

Num=3

Anexo II. Figura 20. Diseño de un splitter en ADS

En las siguientes imágenes se puede observar que en simulación se ha

obtenido el resultado que se buscaba. La pérdida de los puertos de salida respecto a

la entrada es de -3.01dB y el aislamiento entre los dos puertos de salida, el 3

respecto al 2 y viceversa, es muy bueno.

Anexo II. Figura 21. Resultados de la simulación en ADS

Para poder generar el Layout, es necesario añadir las líneas reales, y con la

herramienta de LineCalc que ADS propone, calcular la anchura y largura necesarias.

Para eso primero hay que concretar los valores del substrato a utilizar. Las líneas

pueden ser bien rectas o curvas. Este es el diseño en este caso.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

104

MCURVE

Curve2

Radius=3.0 mm

Angle=90

W=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MCURVE

Curve1

Radius=3.0 mm

Angle=90

W=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL3

L=16.907300 mm

W=2.779250 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL5

L=17.410900 mm

W=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL4

L=17.410900 mm

W=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MTEE

Tee1

W3=2.779250 mm

W2=1.439780 mm

W1=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL1

L=16.907300 mm

W=2.779250 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL2

L=16.907300 mm

W=2.779250 mm

Subst="MSub1"

MSUB

MSub1

Rough=0 mil

TanD=0

T=35 um

Hu=3.9e+034 mil

Cond=5.8E+7

Mur=1

Er=4.5

H=1.5 mm

MSub

R

R1

R=50 Ohm

Port

P3

Num=3

Port

P2

Num=2

Port

P1

Num=1

Anexo II. Figura 22. Diseño del splitter con líneas acopladas

A la hora de generar el Layout, la resistencia que aparece en la siguiente

imagen, desaparece. En este caso la función de la resistencia es únicamente la de

aislamiento. Por ello, se ha hecho dos diseños diferentes, una la que se puede ver

en la imagen anterior, y otra en la que se emplaza la resistencia por una línea

acoplada de la miSMA impedancia.

Anexo II. Figura 23. Diseño del splitter con líneas acopladas en ADS

MCURVE

Curve2

Radius=3.0 mm

Angle=90

W=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MCURVE

Curve1

Radius=3.0 mm

Angle=90

W=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL5

L=17.410900 mm

W=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL4

L=17.410900 mm

W=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL6

L=6 mm

W=0.599972 mm

Subst="MSub1"

MTEE

Tee3

W3=0.599972 mm

W2=1.439780 mm

W1=2.779250 mm

Subst="MSub1"

MTEE

Tee2

W3=0.599972 mm

W2=2.779250 mm

W1=1.439780 mm

Subst="MSub1"

Port

P1

Num=1

Port

P2

Num=2

Port

P3

Num=3

MSUB

MSub1

Rough=0 mil

TanD=0

T=35 um

Hu=3.9e+034 mil

Cond=5.8E+7

Mur=1

Er=4.5

H=1.5 mm

MSub

MLIN

TL2

L=16.907300 mm

W=2.779250 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL1

L=16.907300 mm

W=2.779250 mm

Subst="MSub1"

MTEE

Tee1

W3=2.779250 mm

W2=1.439780 mm

W1=1.439780 mm

Subst="MSub1"

MLIN

TL3

L=16.907300 mm

W=2.779250 mm

Subst="MSub1"

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

105

Como se puede ver en la siguiente imagen, y comparándola con la gráfica de

la figura 21, en las pérdidas de inserción no hay gran cambio entre construir un

circuito con líneas acopladas o con resistencias. Pero en cambio en el aislamiento

podemos ver una gran diferencia. Mientras el circuito con la resistencia aísla -80 dB,

en este circuito el aislamiento es de -6.36 dB.

m1freq=dB(S(1,2))=-3.123

2.400GHz

2.25 2.30 2.35 2.40 2.45 2.50 2.552.20 2.60

-3.20

-3.15

-3.10

-3.25

-3.05

freq, GHz

dB(S(1,2))

m1

dB(S(1,3))

m1freq=dB(S(1,2))=-3.123

2.400GHzm2freq=dB(S(2,3))=-6.361

2.400GHz

2.25 2.30 2.35 2.40 2.45 2.50 2.552.20 2.60

-6.5

-6.4

-6.3

-6.6

-6.2

freq, GHzdB(S(2,3)) m2

dB(S(3,2))

m2freq=dB(S(2,3))=-6.361

2.400GHz

Anexo II. Figura 24. Resultados de la simulación en ADS

Al generar el Layout del diseño, se consiguen los siguientes circuitos. En uno

de ellos podemos observar que como se ha mencionado anteriormente, la

resistencia no aparece, por lo que se deberá estañar en la misma placa. Y en el otro

en cambio, podemos ver la línea acoplada que hace la función de la resistencia.

Anexo II. Figura 25. Diseño final de la placa, dos versiones

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

106

Al añadir las líneas, generar el Layout y simularlo con la herramienta

Momentum, podemos observar que la respuesta obtenida es algo diferente a la que

se ha obtenido en la simulación ideal que se ha hecho al principio. También

podemos ver los diferentes comportamientos de aislamiento de los dos circuitos.

Hay que tener en cuenta que en el caso del circuito de la resistencia, al generar el

Layout la resistencia desaparece, por lo que los resultados que se ven en la

siguiente imagen no son relevantes.

m1freq=dB(S(1,2))=-3.107

2.400GHz

2.25 2.30 2.35 2.40 2.45 2.50 2.552.20 2.60

-3.16

-3.14

-3.12

-3.10

-3.08

-3.18

-3.06

freq, GHz

dB(S(1,2))

m1

dB(S(1,3))

m1freq=dB(S(1,2))=-3.107

2.400GHzm2freq=dB(S(3,2))=-6.438

2.400GHz

2.25 2.30 2.35 2.40 2.45 2.50 2.552.20 2.60

-6.6

-6.5

-6.4

-6.7

-6.3

freq, GHz

dB(S(3,2))

m2

dB(S(2,3))

m2freq=dB(S(3,2))=-6.438

2.400GHz

Anexo II. Figura 26. Resultados de la simulación en ADS, diseño con líneas.

m1freq=dB(S(1,2))=-3.145

2.400GHz

2.25 2.30 2.35 2.40 2.45 2.50 2.552.20 2.60

-3.20

-3.18

-3.16

-3.14

-3.12

-3.10

-3.22

-3.08

freq, GHz

dB(S(1,2)) m1

dB(S(1,3))

m1freq=dB(S(1,2))=-3.145

2.400GHzm2freq=dB(S(2,3))=-5.839

2.400GHz

2.25 2.30 2.35 2.40 2.45 2.50 2.552.20 2.60

-5.90

-5.85

-5.80

-5.75

-5.70

-5.95

-5.65

freq, GHz

dB(S(2,3))

m2

dB(S(3,2))

m2freq=dB(S(2,3))=-5.839

2.400GHz

Anexo II. Figura 27. Resultados de la simulación en ADS, diseño con resistencias.

Una vez hechas todas las pruebas de simulación, queda compararlo con los

resultados que da el circuito en realidad. Para ello se han realizado diferentes

mediciones.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

107

La primera de ellas se ha llevado a cabo en el analizador de redes. Para

hacer las mediciones se ha hecho el siguiente montaje.

Anexo II. Figura 28. Montaje para la medición de parámetros del splitter

Con el siguiente montaje, se ha medido la pérdida de los puertos de salida

respecto a la entrada. Para ello, se ha unido la entrada del circuito con la puerta 1

del analizador de redes y una de las salidas del circuito a la puerta dos, cargando la

salida que queda libre a 50 Ω. Una vez hecho esto se ha medido el parámetro S31 y

el S21.

Anexo II. Figura 29. Medición del parámetro S31 del splitter

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

108

Anexo II. Figura 30. Medición del parámetro S21 del splitter.

Comparando los resultados de la realidad con los de simulación, podemos

decir que el resultado obtenido es muy bueno, puesto que en simulación

conseguíamos una pérdida de -3.01dB y en realidad de -3.395 dB. Y además,

podemos ver que la respuesta de las dos salidas respecto a la miSMA entrada es

muy parecida, por lo que podemos decir que el divisor de potencia cumple su

función de manera aceptable. Por último se ha medido el aislamiento entre los dos

puertos de salida, es decir, el parámetro que mide la cantidad de potencia que

traspasa de una salida a otra cuando el splitter es alimentado por una de las salidas

y a la entrada se coloca una carga de igual impedancia característica que el resto

del circuito, en este caso 50 ohmios.

Este es el resultado que se ha obtenido.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

109

Anexo II. Figura 31. Medición del aislamiento, parámetro S23

Anexo II. Figura 32. Medición del aislamiento, parámetro S32

Podemos ver que los resultados obtenidos, no son los mismos que los de

simulación pero aun y todo son muy buenos, puesto que comparando con los

resultados obtenidos en la medición del

comercial, no hay gran diferencia.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

110

La segunda medición se ha hecho utilizando el analizador de espectros y una

generador de señal como se puede ver en la siguiente imagen.

Anexo II. Figura 33. Montaje para la medición de los parámetros del splitter

Para hacer esta medición se ha seguido el mismo razonamiento que antes.

En este caso, introducimos un pulso a 2.4 GHz y 0dBm de potencia, se carga una de

las salidas y se analizan las pérdidas de inserción en el analizador de espectros.

Esta es la respuesta obtenida.

Anexo II. Figura 34. Medición de las pérdidas de inserción del splitter

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

111

Podemos ver que la pérdida es de -7.398 dBm. Pero en este caso hay que

mencionar que cuando introducimos un pulso directo desde el generador de señales

al analizador de espectros, podemos observar también una pérdida de -1.398 que es

por el cable utilizado. Asumiendo que utilizamos dos cables la pérdida sería del

doble y por último teniendo en cuenta la pérdida que suponen los conectores,

calculamos que las pérdidas de inserción del splitter, son de -3.398dBm.

Se ha realizado la misma medición con la otra salida y el resultado es

parecido.

Anexo II. Figura 35. Medición de las pérdidas de inserción del splitter.

Por último, y siguiendo con el mismo razonamiento, se midió el aislamiento

entre las dos salidas del circuito. Introduciendo para ello una señal de 0dBm de

potencia en una de las salidas y luego en la otra, cargando la entrada. Éste es el

resultado.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

112

Anexo II. Figura 36. Medición del aislamiento del splitter.

Anexo II. Figura 37. Medición del aislamiento del splitter

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

113

1.3 Antena

Uno de los requisitos del proyecto era que la antena estuviese diseñada

utilizando líneas de transmisión. Por lo que tras evaluar diversas opciones se optó

por diseñar e implementar una antena del tipo patch o parche. Estas antenas deben

su nombre al hecho de que consiste en un parche de metal suspendido sobre un

plano de tierra. Estas antenas son muy simples de fabricar y de modificar y adaptar

a diferentes aplicaciones. Son el tipo de antena de líneas de transmisión descritas

por Howell, las cuales son una línea de transmisión del tipo microstrip de

aproximadamente la mitad de la longitud de onda.

La antena tipo parche desarrollada para esta aplicación es una antena del tipo

rectangular. Este tipo de antenas son las más empleadas de todas las antenas de

tipo parche debido a su simplicidad, coste y muchas veces a la necesidad de que la

antena esté incluida dentro de un circuito integrado, como en el caso de un teléfono

móvil, donde el espacio es un requisito fundamental.

Para realizar el diseño e implementación de esta antena parche tipo

rectangular se siguieron los pasos descritos por Balanis en su libro “Antenna

Theory”. Para ello se utilizaron al igual que en el resto de los componentes descritos

en los apartados anteriores, el software de Agilent, ADS.

Anexo II. Figura 38. Antena Patch modelo del Balanis

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

114

Los pasos que se siguieron para realizar el diseño son los siguientes.

Partiendo del modelo de antena tipo parche que aparece en la figura 38, se debe

calcular los parámetros que la definen, L, Y0, W y W0. Las fórmulas utilizadas son

para este fin son las siguientes:

Una vez aplicadas las fórmulas correspondientes los resultados fueron :

L=43mm

W=32.25mm

Y0=12.25mm

W0=3.5mm

Con estas medidas y utilizando la herramienta Momentum de ADS se

empezó a diseñar la antena en cuestión siendo el resultado obtenido el que se

muestra en la figura a continuación.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

115

Anexo II. Figura 39. Antena Patch

A continuación se debe calcular la longitud de la prolongación de alimentación

con el fin de que la antena esté adaptada a 50ohm. Para ello se ha utilizado la

siguiente fórmula.

La longitud de la misma es de 31mm. Simulando la antena que aparece en la

figura 39, se obtienen los siguientes parámetros de caracterización de la antena.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

116

1.5 2.0 2.51.0 3.0

-10

-5

-15

0

Frequency

Mag. [dB]

S11

1.5 2.0 2.51.0 3.0

-100

0

100

-200

200

Frequency

Phase [deg]

S11

f req (1.000GHz to 3.000GHz)

S11

Mon Jan 11 2010 - Dataset: antena2_mom_a

Anexo II. Figura 40. Parámetros caracterización de la antena

La razón por la que en la simulación aparece como que la antena resuena a

2.2GHz es porque tras realizar varias simulaciones y pasar luego a la placa de

circuito impreso la frecuencia de resonancia cambia debido a la capacitancia que se

creaba entre las diferentes líneas de transmisión. Se puede ver que el parámetro

S11 es de -14.01dB, lo que lo hace aceptable para esta aplicación, aunque ya se

verá posteriormente que los parámetros medidos en la realidad distan bastante de

los calculados en el simulador.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

117

La herramienta Momentum de ADS dispone de una serie de herramientas de

simulación muy prácticas para el diseño de antenas. En primer lugar se puede ver el

diagrama de radiación en tres dimensiones como aparece en la figura 40 y 41.

Anexo II. Figura 41. Diagrama de radiación 3D

Anexo II. Figura 42. Diagrama de radiación 3D

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

118

Otra de las características principales de Momentum es que se puede realizar

un corte en el diagrama de radiación en tres dimensiones y poder verlo sobre un eje

de coordenadas cartesianas en dos dimensiones. La herramienta permite realizar el

corte a los grados que se quiera, la figura que aparece a continuación muestra un

corte transversal o a 90º sobre el diagrama de radiación.

Anexo II. Figura 43. Corte transversal 2D del diagrama de radiación.

Los parámetros de caracterización de la antena que se han diseñado son los

que aparecen en la tabla a continuación.

Parámetros Antena Microstrip del tipo parche rectangular para 2.4GHz

S11

Potencia radiada

Ángulo efectivo

Directividad

Ganancia

Intensidad Máxima

--11.57dB

3.446*e-06W

181.45º

5.98dB

5.01dB

1.087*e-06W/Steroradian

Anexo II. Tabla 1. Caracterización de la antena Propia

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

119

Estos valores hacen que la antena que se diseñó cumpla con los requisitos

necesarios para el buen funcionamiento del radioenlace que se debe implementar en

este proyecto. En primer lugar la antena resuena a 2.4GHz que es la frecuencia de

trabajo del sistema para esta aplicación en concreto, primer requisito importante que

se debía cumplir. En segundo lugar, el ángulo efectivo es superior a 180º

cuando lo habitual en este tipo de antenas es que radien por encima de un plano de

tierra, es decir, que su ángulo efectivo máximo sea de 180º. La directividad de una

antena se define como la relación de intensidad de radiación de una antena en la

dirección del máximo y la intensidad de radiación de una antena isotrópica que radia

con la misma potencia en todas las direcciones del espacio. En este caso es de

5.98dBi, lo que significa que la intensidad de radiación de la antena isotrópica es

cuatro veces superior a la de la antena que hemos implementado. Teniendo en

cuenta que la antena isotrópica es tan sólo un modelo teórico de antena, este valor

es más que aceptable. La ganancia de potencia en la dirección de máxima radiación

de una antena se produce por el efecto de la directividad al concentrarse la potencia

en las zonas indicadas en el diagrama de radiación.

La siguiente tabla muestra la comparación entre el parámetro S11 de la

antena que se ha implementado y la comercial que se proporcionó al comienzo de

este proyecto para la frecuencia de trabajo de esta aplicación en concreto, 2.4GHz.

Antena comercial Antena Propia

S11 -16.32dB -11.57dB

Anexo II. Tabla 2. Comparación antena comecial y propia

Como se observa en la tabla 2, la antena comercial presenta un coeficiente de

reflexión a la entrada menor que la antena desarrollada, a pesar de que está

diseñada para trabajar a 1.9GHz. Cabe destacar que la antena comercial que se

proporcionó es un dipolo mientras que una de las restricciones que se tuvieron era

implementar nuestra antena usando líneas

de transmisión microstrip.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

120

Otro parámetro importante para que la antena cumpliera los requisitos previos

era que la impedancia de entrada estuviera adaptada a 50ohm al igual que la antena

comercial. Después de realizar varios diseños y de seguir una vez más los pasos de

Balanis para la adaptación de antenas microstrip se consiguió una impedancia de

entrada para la antena de 31.23ohm situándose en el eje real de la carta de Smith lo

que hace que la antena sea más que aceptable para esta aplicación en concreto.

7.3 Anexo III: Radioenlace Comercial

En este apartado, se realiza el análisis del radioenlace con elementos

comerciales, el cual está compuesto por dos mezcladores, dos amplificadores, un

splitter y un VCO. Para la medición se han utilizado un generador de señales, dos

fuentes de alimentación y un analizador de espectros, como se puede ver en la

siguiente figura.

Anexo III. Figura 1. Esquema del montaje total del sistema

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

121

Se han realizado tres distintas fases de medición, suponiendo en todas ellas

que nuestra señal es un tono de 100MHz. En la primera se ha analizado la

respuesta del emisor, en segunda la del radioenlace sin uso de antenas y en la

última, el radioenlace por completo.

Cabe decir que para disminuir la atenuación que introducen los cables, se han

utilizado conectores SMA para interconectar los componentes.

• ANÁLISIS DEL EMISOR

Para analizar el comportamiento del emisor, primero se ha realizado una

medición sin antenas, en la que se ha medido el comportamiento del amplificador

respecto a las señales de entrada.

Anexo III. Figura 2. Esquema de montaje de la parte del transmisor

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

122

Anexo III. Figura 3. Respuesta del transmisor a una señal de entrada de -10dBm

Primero, se ha introducido una señal de -10 dBm, y en la salida se ha

obtenido un tono de -13.62 dBm a 2.4GHz. También se aprecian las

intermodulaciones creadas por el mezclador a fc±fm y a la frecuencia de la señal

moduladora (100MHz).

En la siguiente prueba, se ha introducido una señal de -2dBm. En la salida se

ha obtenido un tono de igual amplitud a 2.4GHz, mientras que la amplitud de los

demás tonos ha cambiado.

Anexo III. Figura 4. Respuesta del transmisor a una señal de entranada de -2dBm

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

123

El tercer paso ha sido el de introducir una señal de 5dBm, queriendo

conseguir que al aumentar la potencia de entrada, el amplificador se sature. Se

deduce que se ha saturado ya que la potencia de la portadora constante hasta

ahora, ha disminuido en 2dB.

Anexo III. Figura 5. Respuesta del transmisor a una señal de entrada de 5dBm

Por último, se ha introducido una señal de 18 dBm, con la intención de saturar

al máximo el amplificador.

Anexo III. Figura 6. Respuesta del transmisor a una señal de entrada de 18dBm

Como se muestra en la imagen, la

potencia ha disminuido aún mas, teniendo como salida una señal de -8 dBm.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

124

• ANÁLISIS DEL RADIOENLACE SIN ANTENAS

Para conocer las consecuencias debidas a la distancia entre las antenas y las

interferencias producidas por enviar la señal por aire, se ha optado por realizar una

primera medición sin hacer uso de ellas.

Como se aprecia en el siguiente montaje se han sustituido las antenas por un

cable, manteniendo tanto en el receptor como en el emisor, el montaje anteriormente

mencionado.

Anexo III. Figura 7. Esquema del montaje sin antenas

La primera medición que se ha realizado ha sido introducir una

potencia de entrada de -50dBm, en el que podemos observar que sólo se ve la

portadora, perdiendo así la información enviada.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

125

Anexo III. Figura 8. Salida inapreciable con una potencia de entrada de -50dBm

En la segunda medición se ha aumentado la potencia hasta -41 dBm. En este

punto se ha podido observar el límite donde se empieza a ver la señal enviada,

como se muestra en la siguiente imagen.

Anexo III. Figura 9. Se aprecia la salida con una potencia de entrada de -41dBm

Por último se ha introducido una señal de -10dBm donde se puede apreciar

nuestra señal y las intermodulaciones con una potencia no despreciable.

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Anexo III. Figura 10. Salida en intermodulaciones con una potencia de entrada de -10dBm

• ANÁLISIS DEL RADIOENLACE

Para terminar con el radioenlace, se ha analizado el sistema en conjunto, se han

estudiado las consecuencias debidas a las diferentes posiciones de las antenas,

interferencias etc.

Anexo III. Figura 11. Esquema del montaje total

Se han efectuado diferentes mediciones a diferentes distancias entre las

antenas, con una miSMA potencia de entrada.

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La primera medición se ha desarrollado con una potencia de entrada alta y

juntando las antenas, es decir, a 0cm de distancia una de la otra. El resultado

obtenido es el que se presenta en la siguiente imagen.

Anexo III. Figura 12. Potencia de salida a una distancia de 0cm.

Como se observa en la imagen, la potencia de nuestra señal es de -4 dBm en

la antena de recepción. También se observa que la potencia de las

intermodulaciones y armónicos es alta.

Por último, se han alejado las antenas 10 cm en línea recta, una distancia

despreciable en una línea de comunicación y se ha visto, que la respuesta varía

mucho. Por lo que se puede concluir que el radioenlace sólo puede trabajar en

distancias cortas.

Anexo III. Figura 13. Potencia de salida a una distancia de 10cm.

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7.4 Anexo IV: Radioenlace con Elementos Propi os

En este anexo, se realiza el análisis más exhaustivo del radioenlace con

elementos propios y comerciales, el cual está compuesto por dos mezcladores, dos

amplificadores, y un VCO, todos ellos comerciales; y por un splitter diseñado, una

antena microstrip diseñada y un filtro paso banda también diseñado. Para la

medición se han utilizado un generador de señales, dos fuentes de alimentación y un

analizador de espectros.

La finalidad del radioenlace es recuperar la señal de información que se utilizó

como moduladora en emisión. Con el fin de encontrar la mejor potencia de la señal

en recepción se han realizado varios montajes con sus respectivas mediciones con

el fin de analizar por qué se pierde potencia y cuál es el efecto que cada uno de los

componentes diseñados tiene en el conjunto del radioenlace. Todas las mediciones

que aparecen a continuación se realizan con una potencia de la señal de entrada de

10dBm.

El primer montaje que se realizó fue sustituir la antena emisora comercial por

la antena parche rectangular que se había diseñado, como puede verse en la

siguiente figura.

Anexo IV. Figura 1. Antena patch en transmisión

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Con este montaje se consiguió una potencia de la señal recuperada de -

20.9dBm. Se pudo comprobar que la señal recibida variaba en función de la

distancia de separación de ambas antenas debido a rebotes y pérdidas en el medio

de transmisión. En la siguiente figura se puede observar que se ha movido la antena

emisora y ahora la potencia recibida es de -41.07dBm, una diferencia de más de

20dB, es decir, unas cien veces menor.

Anexo IV. Figura 2. Montaje con antena emisora propia a 20cm de la comercial

Los resultados de las mediciones con esta configuración en el analizador de

espectros pueden verse en la figura a continuación. Se puede apreciar que la

potencia de la señal recuperada es de -20.9 dBm como se ha mencionado

anteriormente.

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DISEÑO DE LOS COMPONENTES PARA UN RADIOENLACE A UNA FRECUENCIA DE 2.4GHz

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Anexo IV. Figura 3. Mediciones realizadas con el esquema de la figura1

En segundo lugar se añadió el splitter que se había diseñado, que puede

verse en la siguiente figura, y el filtro que también había sido diseñado. El montaje

del conjunto en recepción puede verse en la figura 4 mientras que el conjunto en

recepción puede verse en

la figura 5.

Anexo IV. Figura 4.VCO comercial y splitter propio

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Anexo IV. Figura 5. Montaje emisor

Anexo IV. Figura 6. Montaje del receptor

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Los resultados de las mediciones en el analizador de espectros con estas

configuraciones pueden verse en la figura a continuación. En ella se observa que la

potencia de la señal recuperada es de -35.09dBm. Con lo cual se ha perdido casi

15dB respecto a los resultados que se muestran en la figura 3 de este mismo anexo.

Esto es debido a las pérdidas introducidas por el splitter y el filtro paso banda que se

diseñó diseñó.

Anexo IV. Figura 7. Mediciones realizadas con el esquema de la figura 6

De esta manera se ve cómo se puede recuperar la señal de información

fácilmente en recepción. Lo cual induce a pensar que los elementos que se

diseñaron pueden perfectamente ser válidos para su uso en un radioenlace real. A

pesar de ello, se decidió probar con una nueva configuración de montaje. Ya que se

planteó la duda de si sería mejor colocar el amplificador en recepción antes o

después de realizar el filtrado. Para ello la mejor manera es realizar las pruebas

pertinentes.

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De esa manera se introdujo el amplificador después del filtro paso banda en

recepción tal y como se muestra en la siguiente figura.

Anexo IV. Figura 8. Esquema configuración 2

Con este montaje se obtuvo la correspondiente medición en el analizador de

espectros que se muestra en la figura a continuación. En ella se puede observar que

la potencia de la señal recuperada en recepción es de -29.96dBm. si se compara

estos resultados con los obtenidos con el montaje de la figura 1 que se muestran en

la figura 3, se puede ver que sólo se pierde 9dB introduciendo el splitter y el filtro

diseñados. Además, se han mejorado en 6dB los resultados obtenidos colocando el

amplificador antes del filtrado que se muestran en la figura 7 del presente

documento. Esto se debe principalmente a que si se amplifica sin filtrar, se está

amplificando el ruido de fondo que acompaña a la señal recibida.

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Anexo IV. Figura 9. Resultados obtenidos con el esquema de la figura 8

En conclusión, el esquema que mejor se adapta a los requerimientos de la

aplicación en cuestión es el que aparece en la figura 8 del presente documento. Es

decir, amplificar después de realizar el filtrado paso banda. Los resultados obtenidos

hacen que los componentes diseñados sean perfectamente válidos para ser

utilizados en una aplicación comercial.

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