ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL FACULTAD DE...
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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA TESIS DE GRADO " DISEfiO Y CONSTRUCCIÓN DE UN MODULO DIDÁCTICO PARA ESTUDIO DEL CONVERTIDOR DC-DC CON TIRISTOR CONMUTADO POR CAPACITOR EN PARALELO " TESIS PREVIO A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO ELÉCTRICO EN LA ESPECIALIZACION DE ELECTRÓNICA Y CONTROL JULIO CESAR TACURI PILICITA QUITO, 3 DE NOVIEMBRE DE 1994
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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
TESIS DE GRADO
" DISEfiO Y CONSTRUCCIÓN DE UN MODULO DIDÁCTICO
PARA ESTUDIO DEL CONVERTIDOR DC-DC CON TIRISTOR
CONMUTADO POR CAPACITOR EN PARALELO "
TESIS PREVIO A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE
INGENIERO ELÉCTRICO EN LA ESPECIALIZACION DE
ELECTRÓNICA Y CONTROL
JULIO CESAR TACURI PILICITA
QUITO, 3 DE NOVIEMBRE DE 1994
Certifico que el presente trabajo fue realizado
en su totalidad por el señor Julio César
Tacurí Pilicita.
DR. HUGO A. BANDA G.
DIRECTOR DE TESIS
DEDICATORIA
Con todo mi amor para mis padres; hoy
que acabo una etapa más de mis estudios.
Dedico la presente Tesis como un
homenaje al sacrificio hecho por ellos para
seguir con mis estudios.
AGRADECIMIENTO
Al Dr. Hugo Banda por su sincera
colaboración en el desarrollo de esta Tesis
y todos aquellos que supieron dar un poco
de sus conocimientos, y con sabios consejos
me enseñaron el camino para llegar a la
culminación de esta Tesis.
Julio César Tacuri Pilicita
Í N D I C E
Página
CAPITULO I:
Convert idor DC-DC 1
Aspectos generales 1
1.1 Conmutación forzada 4
1.1.1 Conmutación forzada con un diodo en
paraielo inverso 4
1.1.2 Conmutación forzada con elevado voltaje
reverso 7
1.1.3 Determinación de la capacitancia de
conmutación 10
1.1.4 Convertidor DC-DC reductor práctico .... 12
1.2 Análisis de las distintas configuraciones para
esta técnica de conmutación 13
1.2.1 Convertidor DC-DC con circuito resonante
a través del tiristor principal para
inversión de carga del capacitor 14
1.2.2 Convert idor DC-DC con circuito resonante
para cargar el capacitor 18
1.2.3 Convertidor DC-DC con circuito resonante
para inversión de carga del capacitor a
través de un tiristor auxiliar para este
propósito 21
1.2.4 Convertidor DC-DC con circuito resonante
para carga inicial y circuito resonante
para inversión de carga del capacitor ... 24
1.2.5 Convertidor DC-DC con circuito de
conmutación tipo puente 27
CAPITULO II:
Diseño del módulo didáctico 30
Especificaciones de los semiconductores de potencia .... 30
Origen y naturaleza de los transitorios 34
2,1 Diseño del módulo didáctico 35
2.1.1 Principio de operación 42
2.1.2 Diseño del circuito de control 52
2.1.2.1 Diseño del control por PWM 52
2.1.2.2 Diseño del control por rizado 57
2.1.3 Diseño de las protecciones para el
circuito de potencia y el circuito de
control 59
2.1.3.1 Limitación del di/dt 59
2.1.3.2 Limitación del dv/dt 60
2.1.3.3 Protección contra sobrecorriente ... 62
2.1.4 Diseño de la fuente auxi1iar de
al imentación 67
CAPITULO III:
Construcción del módulo didáctico 72
3.1 Construcción y pruebas del equipo 72
3.1.1 Aspectos técnicos de la construcción .... 72
3.1.2 Mediciones y pruebas del equipo 77
3.1.2.1 Mediciones 77
3.1.2.2 Pruebas del equipo 86
3.1.3 Verificación de las formas de onda, tanto
de corriente como de voltaje en los
distintos elementos 94
3.1.4 Alcances y limitaciones 103
CAPITULO IV:
Conclusiones y recomendaciones 106
4.1 Análisis de los resultados obtenidos 106
4.1.1 Análisis económico 109
4. 2 Conclusiones 113
4.3 Recomendaciones 114
Bibliografía 116
Anexos 118
Manual del usuario 118
Estudio de la conmutación de los tiristores 123
Procesos de conmutación de tiristores 131
Proceso de encendido de los tiristores 132
Proceso de apagado 136
Recuperación reversa 137
Diagramas circuitaJes 140
Diagramas de las tarjetas construidas 152
CONVERTIDOR DC-DC
ASPECTOS GENERALES
Un convertidor DC-DC permite obtener a la salida un
voltaje continuo variable, a partir de una fuente DC fija.
Básicamente existen dos tipos de configuraciones: Convertidor
DC-DC reductor, en e! cual el voltaje de salida puede variar
entre cero y el valor de la fuente de ali mentación; y,
convertidor DC-DC e levador, con el que se puede obtener un
voltaje de salida mayor a la fuente de alimentación.
Las aplicaciones de los convertidores DC-DC incluyen
fuentes de alimentación reguladas y controladores para motores
DC en vehículos eléctricos.
S¡ Lo
" 1
+Vi
Vo Z
¡D
\ CARGA Voo
FIGURA 1.1: Convertidor DC-DC reductor básico.
La Fig. 1.1 presenta la configuración básica de un
convertidor DC-DC reductor. A través de una secuencia de
cierres y aperturas del interruptor S,, se generan las formas
de onda de voltajes y corrientes dadas en la Fig. 1.2. El
valor medio del voltaje V* a la salída del convert idor DC-DC
será función del tiempo que Sy permanece cerrado y de la
frecuencia con que esta condición se repite.
vo Vi
A
iO lo
i) ¡O
lo
ID
O
ío
to
O
SI SI SI SI SICERRADO ABIERTO CERRADO ' ABIERTO CERRADO '
To Tb
Tp
VO
t
10
FIGURA 1.2: Formas de onda de voltajes y corrientes delconvertidor DC-DC básico de la Fig. 1.1.
En la Fig. 1.1 s¿ simboliza un interruptor estático, el
cual puede ser un tiristor o un transistor. Cuando se trabaja
3
con alta potencia, un tiristor es usado; y, para api icae iones
en baja y mediana potencia, el transistor es el más adecuado.
En un convertidor DC-DC con tiristor, un circuito de
apagado debe ser incorporado y la frecuencia de operación es
baja. En un convertidor DC-DC transistorizado, la acción de
encendido y de apagado puede ser real izado convenientemente
mediante el voltaje de base y la frecuencia de operación puede
ser relat ivamente alta.
La frecuencia de conmutación es un parámetro importante,
el cual debe ser cuidadosamente seleccionada en el diseño. S i
la frecuencia es muy alta, puede haber inconvenientes en la
operación si un tiristor es usado como interruptor. Si la
frecuencia es baja, las pérdidas serán pequeñas pero el tamaño
de los componentes serán bastante grandes.
El tipo de carga es un factor importante en la selección
de la frecuencia. Para motores, la frecuencia de conmutación
es seleccionada en el rango de 100 a 500 Hz. Pero en
reguladores transistorizados, la frecuencia adecuada de
operación está entre 10 KHz y 20 KHz.
Debido al desarrollo de los convertidores con tiristores,
se ve la necesidad de estudiarlos y comprender su
funcionamiento, es por esta razón que en esta Tesis se realiza
el estudio, análisis y tüisefio de un convertidor DC-DC reductor
con tiristores, conmutado por capacitor en paralelo.
1.1 CONMUTACIÓN FORZADA.
Los circuí tos de conmutación forzada caen dentro de dos
extensas categorías, aquellos en los cuales el capacitor es
conectado directamente en paralelo con el tiristor para de este
modo ser sometido al voltaje reverso al que el capacitor está
inicialmerite cargado, y aquellos en los que el voltaje reverso
es la caida de voltaje directo a través de un diodo conectado
en paralelo inverso que lleva la corriente de descarga de un
capacitor controlado por un inductor.
Desde un punto de vista práctico el voltaje reverso es
necesario para extraer la carga almacenada en el tiristor y
evitar una exces iva e impredecible prolongación del apagado.
La caída de voltaje del diodo en la segunda categoría de
circuitos mencionados es adecuada en muchos casos, aunque
algunas celdas (diodos) con unos cinco voltios puede ser
necesario para reducir el t iempo de recuperación reversa al
mínimo.
1.1.1 CONMUTACIÓN FORZADA CON UN DIODO EN
PARALELO INVERSO.
Cuando un diodo es conectado a través de un tiristor, se
restringe el voltaje reverso apiicado a él, en el orden de un
voltio, la corriente de descarga del capacitor C Fig. 1.3 es
controlada durante el período de apagado por un inductor L el
5
cual es seleccionado en conjunto con el capacitor, para dar una
oscilación durante un semiperiodo tan grade como el t iempo de
apagado lo requiera.
En la Fig. 1.3 el interruptor S es cerrado en t = O con
el capacitor C cargado a un voltaje Ve con la polaridad
indicada. El capacitor C inmediatamente comienza a descargarse
a través de la inductancia L con una corriente sinusoidal, dada
por :
le * - ~ ( 1-1
ve * Vc*cos(w0t) ( 1.2 )
Donde:
1 ( 1.3 )
Para diseñar el pico de corriente de descarga se considera
una corriente más grande que la corriente del circuito externo
de carga / que fluye inicialmente en el tiristor. La
corriente inicial en el capaci tor representa una disminución
de la corriente del tiristor /.., la cual 1 lega a cero en t,9
cuando ic = / . Entre tf y t*, el instante cuando íc llega a
Ij, la diferencia de corriente (ic - /¿) fluye por el diodo; en
tj la corriente en el diodo llega a cero y desde aquí la
corriente en el capaci tor permanece constante e igual a /,,
asumiendo que el tiristor en este tiempo ha recuperado su
capacidad de bloqueo directo, y la variación de dic/dt 1 lega
a cero, el voltaje en L también es cero, y el voltaje en C se
ha invertido polarizando al tiristor en dirección directa como
se muestra en la forma de onda de la Fig. l,3(b).
Il
ITH'
y
s
A c
ve
( D L ic
( a )
íc
FIGURA 1.3: Conmutación forzada de un tiristor con diodoen paralelo inverso.
El período de apagado Tq es justamente el período entre
ty y t¿. El valor muy bajo del voltaje reverso en este método
de conmutación puede resultar en un apreciable incremento en
el tiempo de recuperación reversa del tiristor.
1.1.2 CONMUTACIÓN FORZADA CON ELEVADO VOLTAJE
REVERSO.
La operación de un circuito de conmutación forzada en el
que el voltaje del capacitor aparece a través del tiristor
está i lustrado en la Fig. 1.4.
li "
v A
V
( a )
Ve
V
-Ve.
FIGURA 1.4: Apagado de un t ir istor con uncapacitor en paralelo cargadoinversamente.
Cuando el conmutador S es cerrado, el capacitor primero
suministra la carga de recuperación reversa demandada por el
tiristor, y después de ?sto se descarga a una velocidad que
8
depende de la capacitancia y el circuito de corriente externa,
así que el voltaje a través del tiristor es generalmente de la
forma mostrada en la Fig l,4(b) donde I¡ es asumida constante
durante el período de interés.
La forma de onda de voltaje en la Fig. 1.4 es dibujada
asumiendo que el voltaje directo después de t. bloquea el
tiristor, en la finaHzación del período del voltaje reverso.
Por esto es necesario que la juntura central tenga tiempo de
recuperación, haciendo que la entrada no suministre carga, el
proceso solamente puede producir esto por recombinación
natural, ya que cualquier ayuda del circuito externo deberá ser
en forma de corriente directa con el objeto de anticiparse al
proceso de apagado. En consecuencia, esto es llamado
recuperación directa, que toma más importancia que la
recuperación reversa, y este proceso es retardado hasta que la
recuperación reversa esté cerca de completarse.
El tiempo de apagado tq de un tiristor particular es el
tiempo de prueba medido desde t¡ en el instante de corriente
cero hasta t^ que permitirá su bloqueo a un voltaje directo
aplicado subsiguientemente, y es esencialmente la suma del
tiempo de recuperación inversa t y el tiempo de recuperación
directa t*• .
Para que el circuito de conmutación opere eficientemente
es necesario proveer ^in intervalo de apagado Tq mayor que en
tiempo de apagado tq del tiristor.
9
Los tiristores propuestos para uso en conmutación forzada
tienen un valor de tq, mucho menor que los tiristores para
api i cae ion con conmutación natural.
Los valores de tq de tiristores para conmutación forzada
están entre 4 y varios cientos de microsegundos, según la
variación de voltaje reverso aplicado.
El tq es aproximadamente proporcional al cuadrado del
voltaje de bloqueo. En un tiristor dado, el tiempo de apagado
varía considerablemente con la temperatura de la juntura.
Típicamente decrece alrededor de 0.2 S por cada °C que decrece
la temperatura de la juntura (8j) en la región de la máxima
temperatura nominal.
El tiempo de apagado tq también varía considerablemente,
con la corriente directa, con la rapidez de cambio de corriente
y con la rapidez del voltaje directo apiicado.
La dependencia de tq sobre la temperatura de la juntura
tiene un signi f icado especial en circuitos en los que el
tiristor lleva pulsos de gran amplitud con muy poca corriente,
en la que la disipación de energía se concentra en la región
de la compuerta asociado con el encendido, en el inicio del
pulso puede producir un considerable incremento momentáneo de
temperatura, y de este modo da como resultado un cons iderabí e
tiempo de apagado que será más largo que el esperado
normaImente.
10
1.1.3 DETERMINACIÓN DE LA CAPACITANCIA DE
CONMUTACIÓN.
Si los efectos de la recuperación reversa y la limitación
del di/dt son ignorados, el capacitor requerido para un
intervalo Tq de apagado dado es esencialmente estimado en
términos del circuito externo de corriente if y el voltaje Ve
al cual es cargado el capacitor Fig. 1.4:
( 1-4 )
11
O _ ±
V O rr
-Ve. _
O t4
t
FIGURA 1.5: Formas de onda simplificadas para elapagado de un tiristor.
Si se considera que I¡ es contante durante todo el período
de conmutación se obtiene una expresión más simple que es:
c=
11
( 1.5 )-Ve
Hablando estrictamente esta estimación de la capacitancia
es poco optimista, ya que no se toma en cuenta la carga
adicional Q que debe ser suministrada por el capacitor, y un
resultado confiable está dado por :
( 1.6 )
-VC
Sin embargo en la práctica <?,r/ /> es generalmente solo una
fracción de 1 nC/A, como se puede notar es pequeño en
comparación con tq. Ignorando Qrf no se comete gran error. Un
factor de seguridad de al menos 1.5 estará incorporado en Tg.
Tg = ( 1.5 a 2 )tq para prever varios inconvenientes.
FUENTE
Li
Voo
FIGURA 1.6: Convertidor DC-DC reductor con filtrode salida para filtrado de corrientede carga.
12
1.1.4 CONVERTIDOR DC-DC REDUCTOR PRACTICO.
Las formas de onda mostradas en la Fig. 1.2 indica que
bajo las condiciones presentadas en la Fig. 1.6, las
condiciones normales en un reductor de voltaje o convertidor
DC-DC reductor, hacen que la función requerida por 5- puede ser
ejecutado por un diodo de circulación libre, y solamente S.
necesita ser capaz de interrumpir la corriente directa, o estar
provisto de un medio de conmutación forzada.
Sin particularizar el medio de conmutación, un
convertidor DC-DC práctico es de la forma mostrada en la Fig.
1.7; el símbolo usado por T.(S¿) en este diagrama representa
aquí y en el tratado de esta Tesis a un tiristor provisto de
algún adecuado medio de conmutación forzada. En este caso el
medio de conmutación es por capacitor en paralelo.
Ti<Si>. Lo
rilFNTF ~jDC ^1 ^ADc
1 i
Vo Co UAh
,
5GA Voo
FIGURA 1 . 7 : Convertidor DC-DC reductor Práctico.
13
1.2 ANÁLISIS DE LAS DISTINTAS CONFIGURACIONES PARA
ESTA TÉCNICA DE CONMUTACIÓN.
Hasta aquí, en este capítulo, el fundamental principio de
conmutación de convertidores DC-DC ha sido discutido sin
referirse detalladamente a los métodos empleados para efectos
de conmutación forzada de la corriente de un tiristor.
La operación de algunos circuitos típicos pueden ser
ilustrados por algunos ejemplos seleccionados. Como
explicación en este capítulo, los circuitos de conmutación
forzada son esencialmente de dos clases, aquellos en que
sustancialmente un voltaje reverso es aplicado al tiristor para
ser apagado Fig. 1.4(a) y aquellos en los que el tiristor es
puesto en paralelo inverso con un diodo y la descarga de
corriente desde el capacitor C de conmutación es limitada por
un inductor L Fig. 1.3(a).
La mayoría de circuitos comúnmente empleados en
convertidores DC-DC simples son de la primera clase. El
apagado de un tiristor en conducción se lo hace encendiendo un
tiristor auxiliar que conecta convenientemente al capacitor
cargado inversamente con el tiristor principal, y la variación
en circuitos práctico:; está principalmente asociado con el
medio por donde el capacitor es cargado al voltaje apropiado
y con la polaridad apropiada cuando es requerido.
14
1.2.1 CONVERTIDOR DC-DC CON CIRCUITO RESONANTE
A TRAVÉS DEL TIRISTOR PRINCIPAL PARA
INVERSIÓN DE CARGA DEL CAPACITOR.
VAKI
FIGURA 1.8: Circuito troceador empleando uncapacitor en paralelo para efectos deconmutación.
Para convertir el circuito simple de la Fig. 1.4(a), en
uno con uso práctico, s igni f ica reemplazar e 1 conmutador
mecánico S por un conmutador electrónico, y garantizar que la
carga del capacitor C sea reestablecida a su polaridad original
y esté listo para la próxima secuencia de apagado. Tal como
se muestra en el circuito de la Fig. 1.8, un circuito
frecuentemente conocido como troceador DC debido a su habilidad
para conmutar el voltaje de la fuente, conectando o
desconectándolo a la carga.
15
vO
FIGURA 1.9: Formas de onda para el circuitode la Fig. 1.8.
Para entender la manera en la cual el circuito de la Fig.
1.8 funciona, es mejor tomar condiciones para cada secuencia
de conmutación. Asumiendo tiristores ideales y pérdidas
despreciables de los componentes, así las formas de onda son
como las mostradas en la Fig. 1.9. T* es el tiristor
16
principal, Tj es el tiristor auxiliar que conmuta la carga a
través del capaci tor para apagar a 7\ y el inductor L es
necesario para asegurar la polaridad correcta en el capacitor
C.
( a )
b >
FIGURA 1.10: Diagramas equivalentes del circuitode la Fig. 1.8. (a) Cuando e 1tiristor T- es activado y (b) Cuandoel tiristor T. es activado.
17
Cuando la fuente es conectada en í = O no existe flujo de
corriente como ambos tiristores están apagados, para una
correcta operación el capacitor C debe ser primeramente
cargado por encendido del tiristor T-. Se tiene un circuito
equivalente simple Fig. 1.10(a); excepto que el capacitor C no
tiene carga inicial en él; bajo la consideración que la
corriente en la carga es constante durante todo el período de
conmutación, es decir si un valor /. constante fluye en los
ramas mostrados, después de un tiempo transcurrido, se llegará
a cargarse el capacitor C idealmente al voltaje E de la
fuente.
Disparando el tiristor principal TI se conecta la fuente
a la carga, como se muestra en el circuito equivalente de la
Fig. 1.10(b). Al mismo t iempo una oscilación comienza entre
la bobina L y el capacitor C la misma que continúa durante un
semiciclo ya que el diodo D previene un flujo de corriente
reversa, así la carga en el capacitor en la Fig. 1.10(b) se
invierte y es de la forma mostrada en la Fig. 1.10(a). Ahora
disparando el tiristor auxiliar 7 se conecta el capacitor C a
T< apagándolo y comutando la corriente del tiristor T» al
tiristor T2 .
Este circuito sufre una desventaja ya que el
establecimiento de condiciones iniciales del capacitor es a
través de la corriente de carga. El diodo D puede en la
práctica ser reemplazado por un tiristor auxiliar, el cual será
disparado al mismo t iempo o después que el tiristor 7j.
18
1.2.2 CONVERTIDOR DC-DC CON CIRCUITO RESONANTE
PARA CARGAR EL CAPACITOR.
VAKIfl^
E
•'
'C
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r^~V^T~i
i
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í1
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\J
C A yo
iVe
L
,13
7
L\e
i
' '10
CARGA
FIGURA 1.11 Circuito de conmutación por capacitoren paralelo más completo.
Un circuito que evita el establecimiento de condiciones
iniciales del capacitor a través de la carga está i lustrado
en la Fig. 1.11. En este circuito, disparando el tiristor T»
se conecta la fuente a la carga, en el mismo instante o
después, el tiristor Tj puede ser disparado, el cual conecta el
circuito L-C a la fuente iniciando una oscilación la cual
llevará al capacitor C a cargarse a un voltaje de 2E.
Para entender como el capacitor C en la Fig. 1.11 es
cargado a 2E, consideremos las formas de onda en la Fig. 1.12
conectando un circuito L-C a la fuente E, comienza una
oscilación a una frecuencia de:
f—
19
( 1.7 )
Considerando que las pérdidas son omit idas
iC
Cve
FIGURA 1.12: Formas de onda cuando el circuito L-C seriees conectado a una fuente DC.
En el circuito de la Fig. 1.11, el tiristor Tj9 previene
cualquier corriente reversa, así que solo un semiciclo de
oscilación ocurre; dejando al capacitor C cargado a un voltaje
cercano a 2E.
20
Lo
Tl v°
E A De
C a )
Lo
E
Ti
-t-
Tz C
„_ Vrc '
L
> T3
o1
Z^DC
> '10
CARGA
( b )
FIGURA 1.13 Diagramas equivalentes del circuitode la Fig. 1.11. (a) Cuando eltiristor T. es encendido y (b) Cuandoel tiristor T« es encendido.
Retrocediendo al circuito de la Fig. 1.11, el tiristor
es apagado por el capacitor cuando el tiristor T* es disparado
21
El capacitor C será cargado inversamente al voltaje E de
la fuente así en el segundo disparo de T¡ y 7\a oscilación
de alta energía toma lugar, el voltaje en el capacitor C
posiblemente vaya por encima de 1 nivel de 2E.
Una ventaja de este circuito es que el capacitor C de
conmutac ion es cargado a un vol taje un poco más alto que e 1
valor de la fuente. Una desventaja de este circuito es que un
disparo imprevisto tal como de los tiristores T^y 7\ dejaría
a estos conduciendo al mismo tiempo, dando lugar a un
cortocircuito a través de la fuente.
En el diagrama equivalentes de la Fig. 1.13 se muestra las
secuencias de operación del circuito de la Fig. 1.11. (a) En
el inicio del disparo del tiristor 7 . (b) En el inicio de
disparo de los tiristores T¡ y Tj.
1.2.3 CONVERTIDOR DC-DC CON CIRCUITO RESONANTE
PARA INVERSIÓN DE CARGA DEL CAPACITOR A
TRAVÉS DE UN TIRISTOR AUXILIAR PARA ESTE
PROPOSITO.
El circuito de la Fig, 1.14 evita la resonancia a través
del tiristor principal 7\ Para una correcta operación el
capacitor C debe ser cargado primeramente por encendido del
22
tiristor TJ. Disparando el tiristor T» se conecta la fuente a
la carga, en el mismo tiempo o después puede ser disparado 7*,,
el cual inicia un semiciclo de resonancia entre el capacitor
C previamente cargado y L, invirtiendo la carga del capacitor.
VAKI
E
FIGURA 1.14: Circuito para inversión de cargadel capacitor por resonancia através de un tiristor auxiliar(Tj).
El tiristor T» es apagado cuando el capacitor C es
conectado mediante el disparo del tiristor T-, el capacitor C
queda en paralelo aplicando un voltaje reverso al tiristor T*
Las ventajas de este circuito es que la corriente de
resonancia no circula a través del tiristor principal y no
existe resonancia con la fuente, las desventajas son; el
establecimiento de condiciones iniciales del capacitor C se
realiza a través de la carga y por efectos de pérdidas por
23
resonancia hacen que el capacitor C se cargue a un valor menor,
disminuyendo así el voltaje reverso para apagado del tiristor
pr inc ipal.
Lo
E
TL
4
V
C
O1
Lw
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CARGA
( a >
Lo
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FIGURA 1.15 Diagramas equivalentes del circuitode la Fig. 1.14. (a) Cuando eltiristor Tj es act ivado y (b) Cuandolos tiristores T y T son activados.
24
La Fig. 1.15 muestra los diagramas equivalentes del
circuito de la Fig. 1.14. (a) en el inicio del act ivado del
tiristor TI y (b) en el inicio del activado de los tiristores
T, y Tj.
1.2.4 CONVERTIDOR DC-DC CON CIRCUITO RESONANTE
PARA CARGA INICIAL Y CIRCUITO RESONANTE
PARA INVERSIÓN DE CARGA DEL CAPACITOR.
VAKILo
FIGURA 1.16: Circuito que permite la carga inicialdel capacitor C a un valor de 2E porun tiristor auxiliar.
En el circuito de la Fig. 1.16 incorpora un tiristor
auxiliar T para asegurar la carga inicial del capacitor C, así
al disparar el tiristor auxiliar T¿ se conecta el circuito L-C
a la fuente DC, como se explicó anteriormente en el numeral
1.2.2, el capacitor ce carga idealmente al valor 2E.
25
Disparando el tiristor 7\e conecta la fuente a la carga, en
el mismo tiempo o después puede ser disparado 71., el cual deja
un camino libre para la resonancia del circuito L-C invirtiendo
la carga del capacitor. El tiristor T, es apagado por disparo
del tiristor T% el cual conecta el capaci tor C con polaridad
inversa al tiristor 7y y lo apaga.
La ventaja de este circuito es que la resonancia no se
realiza a través del tiristor principal y que inicialmente el
capacitor puede cargarse a un valor de 2E. Las desventajas son
que el establecimiento de las condiciones iniciales del
capacitor se realiza por la carga y que un eventual activado
de 7j y Ti pone un cortocircuito con la fuente de alimentación,
además el tiristor auxiliar T, únicamente sirve para cargar
inicialmente al capacitor a un valor cercano a 2E, luego en
operación en estado estable no es utilizado.
Lo
J "1
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;
T ~^ C
Voi
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CARGA
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26
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CARGA
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CARGA
c >
FIGURA 1.17: Diagramas equivalentes del circuitode la Fig. 1.16 (a) cuando T, esdisparado inicialmente, (b) cuando T.y T, son disparados inicialmente y (c)cuando T es disparado inicialmente.
En la Fig. 1.17 se muestra los esquemas de la secuencia
de operación del circuito de la Fig. 1.16(a) en el inicio del
disparo del tiristor T- pero este no tiene carga inicia, (b) en
el inicio del disparo dt; los tiristores T. y T. y (c) en el
inicio del disparo de 7%.
27
1.2-5 CONVERTIDOR DODC CON CIRCUITO DE
CONMUTACIÓN TIPO PUENTE.
VAKI
rr '^ N/AK4
i4> r >L" T4
:
c VAKS
f5_.r\ .
Voi
2^Dc
-i-Ts
FIGURA 1 . 1 8 Circuito de conmutación por capacitoren p a r a l e l o con p é r d i d a sdespreciables con t i r i s t o r e sauxi1 iares en conexión tipo puente.
En el esquema de la Fig. 1.18 se muestra un circuito de
conmutación en el cual las pérdidas asociadas con la carga del
capacitor son evitadas completamente (a parte de las
inevitables imperfecciones en los componentes), T, es también
el tiristor principal, T* a TV son tiristores auxiliares
disparados en pares diagonales. T* simultáneamente con T* y 7\n Tf Si T* y Tr son disparados el capacitor C será cargado
pos i t ivamente al voltaje E y todos los tiristores auxi1 iares
recuperan su estado de bloqueo por anulación de la corriente
por los mismos. Si ahora T* está conduciendo y es apagado, 7\ T son disparados y el capacitor C es conectado con la
28
po lar i dad apropiada a 7\ En el final del proceso de
conmutación el capacitor es nuevamente cargado al voltaje E de
la fuente pero negativamente, y el proceso de apagado puede ser
repetido por disparo del otro par de tiristores T¿ y T¡\s
cuales regresan a sus condiciones iniciales sin la necesidad
de una operación distinta para cargar el capacitor C, este
circuito no solamente funciona con gran eficiencia y con pocas
restricciones en frecuencia, sino que además no impone
restricciones sobre el mí nimo perí odo de conducción del
tiristor principal.
En la Fig. 1.19 se muestra los diagramas equivalentes del
circuito de la Fig. 1.17. (a) En el inicio del act ivado de T¿
y TJ» (b) en el inicio del activado de 7\ en este caso se
desconoce la polaridad a la que está cargado el capacitor C en
el inicio del disparo del tiristor principal T^ y (c) en el
inicio del activado de T* y T(.
Lo
r
TÍ
Ts
+— f.
T4,— C
V
T.
O
7A De
1 10
CARGA
29
Lo
Vo
A De
( b )
Lo-o o-
Ti
Te HjL T41 \~r
Vo
T5
10
A De
FIGURA 1.19
< c )
Diagramas equivalentes del circuitode la Fig. 1.18. (a) cuando lostiristores T, y Tr son activados, (b)cuando el tiristor T, es activado, y(c) cuandoact ivados.
los tiristores T, y T¿ son
CAPITULO II
30
DISEÑO DEL MODULO DIDÁCTICO
ESPECIFICACIONES DE LOS SEMICONDUCTORES DE
POTENCIA.
Cuando se realiza la selección de los distintos
semiconductores utilizados en el control de potencia, la
información de los ni ve les de voltajes de bloqueo, corrientes
máximas de conducción, mecanismos y requisitos para activado,
etc., se constituyen en un conjunto básico de especificaciones
del elemento. Sin embargo, en la práctica, muchos otros
aspectos del dispositivo deben ser considerados para tener una
especificación completa de la capacidad del mismo.
Durante el proceso de apagado de un dispositivo
semiconductor, la corriente circulante a través del mismo llega
ido hastía invert ir su sent :a que la carga de portadores
almacenados Q sea recuperada. Para una corriente directa de
conducción /,. y un di/dt durante el apagado, un elemento en
particular puede tener valores específicos de Q , la carga de
recuperación inversa, asociada a un cierto tiempo de
recuperación inversa t y una corriente de recuperación inversa
v
Conocemos el mecanismo normal de activado de un tiristor
por efecto transistor (excitación de compuerta), pero existen
31
otros mecanismos que pueden producir el activado de un
tiristor, como el incremento excesivamente rápido del voltaje
directo aplicado al mismo (dv/dt) . considerando que la juntura
en estado de bloqueo actúa como un capacitor, es posible la
existencia de una corriente de carga del capacitor de magnitud
i ~ C*dv/dt. Para un incremento suficientemente rápido del
voltaje directo aplicado, ejemplo 100 V/us, esa corriente puede
alcanzar a producir el act ivado del tiristor, aún en ausencia
de señal en la compuerta. Consecuentemente, cada tiristor
tiene un valor de dv/dt máximo que no debe ser excedido y que
constituye un dato importante en su especificación.
Cuando se activa al tiristor de la manera usual, el
proceso de avalancha en la juntura central se inicia en la
región cercana a la compuerta. Si se establece la totalidad
de la corriente en esta región puede resultar excesiva y
producir el daño del semiconductor por sobrecalentamiento. Por
lo tanto, la velocidad máxima del incremento de la corriente
directa en el tiristor (di/dt) está limitada por el tiempo
requerido para que la corriente inicial en la juntura se
distribuya uniformemente en todo el área de la misma, proceso
que 1 leva típicamente unos 10 us. En consecuencia, cada
tiristor tiene una especificación del máximo di/dt el cual no
debe ser excedido.
Normalmente se especifica la máxima temperatura de la
juntura de un dispositivo semiconductor, siendo 150 °C en el
caso del diodo rectificador, 125 °C en el tiristor. Esta
32
especificación debe incluir el dato de la resistencia térmica
entre la juntura y la carcaza del dispositivo.
Las pérdidas son aproximadamente función de la corriente,
por lo que el valor r.m.s. de la misma puede ser utilizado para
especificar la corriente del elemento para la mayoría de formas
de onda. La corriente nominal del elemento es aquel valor que
produce el calentamiento de la juntura del elemento hasta su
valor nominal, cuando la carcaza (y el disipador de calor) está
a su temperatura nominal especificada. Cuando el dispositivo
semiconductor está conduciendo una corriente repetitiva o
cíclica a 50 o 60 Hz , las variaciones de temperatura de ciclo
a ciclo son imperceptibles, en este caso es permitido trabajar
con el valor r.m.s. de la corriente. Para una forma de onda
particular, como una corriente sinusoidal rectificada en onda
completa, se suele dar el valor medio para 180° de conducción,
como especificación del elemento.
Cuando existen sobrecargas fuertes de corta duración, el
calor generado en el interior del elemento es en su mayoría
almacenado por la masa térmica de silicio, provocando un
incremento de temperatura, mientras que solo una pequeña parte
de ese calor puede ser dis ipado. Asumiendo que las pérdidas
de un dispositivo son proporcionales al cuadrado de lay
corriente í, la suma de los valores i durante un intervalo dey
tiempo dado, es decir el valor de i í, pueden ser relacionados
con el incremento de temperatura permitido sobre la máxima
temperatura nominal en estado estable. Se asume que la
33
condición de sobrecarga se produce después de que el elemento
ha estado conduciendo la corriente nominal especificada durante
un tiempo suficientemente largo tal que, la juntura ha
alcanzado su temperatura nominal.
Las curvas carácter!sticas de los diodos, tiristores y
transistores muestran la existencia de un voltaje de ruptura
sobre el cual el dispositivo conmuta del estado de bloqueo al
de conducción produciendo, con mucha frecuencia, la destrucción
del mismo. Cada dispositivo tiene un valor de voltaje que
puede soportar en sentido inverso en forma continua o
repetitiva sin provoca! la avalancha o destrucción del mismo.
Los tiristores traen esta especificación también para el
sentido directo. Estos voltajes son conocidos como los
voltajes repetitivos pico directos e inversos del elemento.
En el caso práctico, picos transitorios de voltaje pueden
aparecer ocasionalmente en el circuito. Los tiristores, así
como los otros semiconductores de potencia, deben tener
espeeÍ ficados los transitorios o picos de voltaje no
repetitivos que pueden soportar sin provocar su avalancha.
Un dispositivo en particular debe adicionalmente
especificar la caída de voltaje directo que existe entre sus
terminales cuando está circulando un cierto valor de corriente.
Adicionalmente a las especificaciones mencionadas, los
tiristores el valor medio máximo y pico de disipación de
potencia en la compuerta, así como las especificaciones del
disparo o activado por compuerta.
34
ORIGEN Y NATURALEZA DE LOS TRANSITORIOS.
Uno de los problemas más comunes en el diseño de circuitos
electrónicos es el tratamiento de los sobrevoltajes
transitorios. En términos generales, en circuitos electrónicos
se producen por la súbita descarga de una energía previamente
aImacenada.
Frecuentemente el origen de los sobrevo1 tajes transitorios
puede estar en la operación misma de un equipo cuando se
conecta y desconecta una carga inductiva, o por la conmutación
de dispositivos electrónicos, y este tipo de transitorios puede
ser suprimidos o atenuados en forma relativamente fácil debido
a que la energía que éstos contienen es conocida y por lo tanto
prédecible.
Otros trans i torios pueden ser originados fuera del
circuito y acoplados a él. Este tipo de transitorios puede ser
provocados por descargas atmosféricas (rayos), problemas en el
sistema de generación y distribución, cierre y apertura de
contactores conexión o desconexión de cargas cercanas en la
misma red de alimentación y otros fenómenos de carácter
aleatorio que están fuera del control de quien diseña un
circuito y son, por lo tanto, más difíciles de identificar,
medir y suprimir, aunque es conocido el echo de que normalmente
la duración del sob re vol taje es mayor en los finales de una
línea de distribución de alta impedancia.
35
Los transitorios de voltaje aparecen como picos
superpuestos a la forma de onda del voltaje de alimentación.
Si la suma del transitorio y el voltaje instantáneo de la
fuente excede el voltaje de ruptura directo o inverso de un
dispositivo semiconductor, entonces es probable que se provoque
la destrucción del mismo. Los transitorios de este tipo pueden
ser atenuados en forma efectiva con la adición de filtros entre
los terminales de la red de al i mentación y básicamente es
recomendable sobredimencionar el voltaje de ruptura del
dispositivo de manera que este sea por lo menos dos veces el
voltaje pico de la red de alimentación, dejando así un margen
de seguridad suficiente para la ocurrencia de sobrevoltajes
transitorios difíciles de predecir.
La supresión efectiva de los transitorios requiere que los
impulsos de energía contenidos en el los sean dis ipados en los
el eméritos externos de supresión añadidos y a un vol taje
suficientemente bajo para no exceder los voltajes de ruptura
de los elementos de potencia.
2.1 DISEÑO DEL MODULO DIDÁCTICO
Para el diseño del módulo didáctico se ha tomado en cuenta
aspectos técnicos de diseño y construcción, el mismo debe
presentar fácil idad tanto para el montaje como para las
pruebas, en base a esto se ha modular izado cada uno de sus
partes constitutivas y así realizar tarjetas para cada uno de
36
los bloques que se representan en la Fig. 2.1, las tarjetas
deben ser del mismo tamaño capaces de caber en un gabinete
metálico de 20*40*60 cm.
MODULO tt 2 MODULO « 3
MÜDULD ft 1
CIRCUITÜ DEFUENTES
CIRCUITO DESELECCIÓN
F-UEINTE:AUXILIAR
CIRCUITO DEINDICACIÓN
CDNTRDLPOR PVM
MODULO # 4
CDNTRDLPDR RIZADO
MODULO S 5
r
CIRCUITO DERETARDODE ENCENDIDOV APAGADO
MODULO * 6
DRIVERSSNNUBERSPOTENCIA
FIGURA 2.1 Diagrama de bloques del sistema modularizadodel convertidor DC-DC diseñado y construido.
MODULO #1:
En este módulo se tiene dos grupos de fuentes, un grupo
de fuentes para el circuito de control y otro para los
mane j ador es de compuerta de los tiristores. En el grupo de
fuentes de control se tiene las siguientes valores de fuentes:
+ 12 V @ 1.5 A,
+ 05 V ® 1.5 A,
- 05 V ® 1.0 A, y
- 12 V 0 1.0 A.
Las fuentes mencionadas, se hallan construidas en base a
reguladores integrados ; así , la fuente de +12 V a 1.5 A está
37
construida en base al CI LM317, la fuente de +05V a 1.5 A está
construida en base al CJL" LM317, la fuente de -05 V a 1 A está
construida en base al CI LM7905 y la fuente de -12 V a 1 A está
construida en base al CI LM7912. Los circuitos diseñados y
construidos se hallan presentados en el anexo 2 circuito # 10.
En el grupo de fuentes para los manejadoras de compuerta
de los tiristores se tiene las siguientes fuentes;
+ 12 V • 1.0 A,
+ 05 V @ 1.0 A, y
- 05 V @ 1.0 A.
Las fuentes mencionadas, se hallan construidas en base a
reguladores integrados ; así , la fuente de +12 V a 1 A está
construida en base al CI LM7812, la fuente de + 05 V a 1 A está
construida en base al CI LM7805 y la fuente de -05 V a 1 A está
construida en base al CI LM7905. Los circuitos diseñados y
construidos se hallan presentados en el anexo 2 circuito # 11.
Esta tarjeta construida se puede ver tanto el circuito
impreso, así como la ubicación de los elementos en el anexo 2
Fig. # 13 y Fig. # 14 respect ivamente.
MODULO # 2:
En este módulo se encuentra construido la fuente auxiliar
DC Fig. 2.12, un circuito de indicación (anexo 2 circuito # 9)
38
para determinar los distintos eventos que suceden en la
operación del convertidor, y relés que seleccionan la
al imentación al control que se desea utilizar en la operación
del sistema construido. Además LEDs que indican el
funcionamiento correcto del grupo de fuentes del circuito de
control. Tiene terminales de entrada para las fuentes del
circuito de control, terminales de salida para alimentación
tanto al circuito de control PWM así como para el control de
rizado, conectores para la entrada de las distintas señales que
determinan las características de operación del convertidor así
como sus respectivas salidas hacia los LEDs del panel frontal.
También conectores que llevan la señal de activado de los relés
de selección y la señal de control para los tiristores.
Esta tarjeta construida se puede ver tanto el circuito
impreso, así como la ubicación de los elementos en el anexo 2
Fig, # 15 y Fig. # 16 respect ivamente.
MODULO » 3:
Este módulo en su totalidad está conformado por el
circuito de control por PWM. Este además consta de las
entradas para las fuentes de alimentación, sobrecorriente y
voltaje de la fuente. Tiene salidas de la señal de control y
un voltaje que sirve para indicación que el control está
funcionado dentro de las características de operación. Las
partes que conforman este módulo se detallan en el numeral
2.1.2.1 de este mismo capí tu lo.
39
Esta tarjeta construida se puede ver tanto el circuito
impreso, así como la ubicación de los elementos en el anexo 2
Fig. # 17 y Fig. # 18 respectivamente.
MODULO # 4:
En este módulo constan el circuito de control por rizado
(que se detalla en el numeral 2.1.2.2 ), un circuito de control
de retardo para el cierre del conmutador S y retardo para la
apertura del mismo ( anexo 2 circuito # 7), en esta tarjeta
también están incluidos algunos elementos de potencia tales
como: el diodo #,, D» del circuito de la Fig. 2.2 y un grupo de
resistencias que conformar la resistencia R del circuito de la
Fig 2.12. Tiene incluido terminales para la conección de los
diodos y la resistencias.
Esta tarjeta construida se puede ver tanto el circuito
impreso, así como la ubicación de los elementos en el anexo 2
Fig. # 19 y Fig. # 20 respectivamente.
MODULO f 5:
Este módulo consta de los elementos para medición de
corriente, un circuito detector de corriente de carga, detector
de voltaje de la fuente ( anexo 2 circuito # 6), el conmutador
S y un grupo de fuentes que sirven como fuentes auxiliares
para hacer que se cumplan ciertas condiciones de operación del
equipo como es indicación, apertura y cierre del conmutador S,
40
desactivado de las señales de control, etc.; estas fuentes son
de los siguíenles valores:
+ 12 V @ 1.0 A,
+ 05 V @ 1.0 A,
- 05 V @ 1.0 A, y
- 12 V • 1.0 A.
Las fuentes mencionadas, se hallan construidas en base a
reguladores integrados ; así , la fuente de +12 V a 1 A está
construida en base al CI LM7812, la fuente de +05V a 1 A está
construida en base al CI LM7805, la fuente de -05 V a 1 A está
construida en base al CI LM7905 y la fuente de -12 V a 1 A está
construida en base al CI LM7912. Los circuitos diseñados y
construidos se hallan presentados en el anexo 2 circuito # 12.
Además tiene conectores de entrada de alimentación de los
transformadores a las fuentes, para la salida de los voltajes
de fuentes.
Esta tarjeta construida se puede ver tanto el circuito
impreso, así como la ubicación de los elementos en el anexo 2
Fig. # 21 y Fig. # 22 respect ivamente.
MODULO f 6;
Este módulo consta del circuito de potencia de los
tiristores con sus respectivos snubbers ya que estos deben
estar lo más cerca posible, los drivers para los mismos y el
41
capacitor para conmutación, y también resistencias para la
medición de la corrientes en el tiristor principal, auxi1iar
y en el diodo de resonancia D« ( Anexo 2 circuito # 5).
Esta tarjeta construida se puede ver tanto el circuito
impreso, así como la ubicación de los elementos en el anexo 2
Fig. # 23 y Fig. # 24 respect ivamente.
El troceador construido es del tipo "Jones modificado" su
configuración se halla en la Fig. 2.2 que incluye además una
resistencia R - 33K para carga del capacitor en un t iempo
anterior a la operación del convertidor.
Lo.__„__ _ — . vv j^j —
C -
™
E
-
<
vv L^Ti
Q-J t^
Ta
0-1 , ^--W-^
Ds
>R
n Ley
M ÁDc
IC i i>• L. i
C«1 J
,„,,0.!
1 A AV V
CARGA
FIGURA 2 .2 : Esquema tota lconstruido.
del c i rcui to
42
2.1.1 PRINCIPIO DE OPERACIÓN. -
TI es el tiristor principal y T¡ es el tiristor auxi 1 iar
utilizado para conmutar el tiristor principal con la ayuda del
circuito de conmutación conformado por C, D¿r T¡ y L¡. Los
puntos marcados en L, y Lj indican que tales terminales tienen
la misma polaridad instantánea.
La resistencia R es de elevado valor óhmico y permite que
en el instante inicial el voltaje en el capacitor sea igual al
voltaje de la fuente, para que sea indiferente disparar primero
T, o T». En el funcionamiento normal no influye. Al disparar
TI la corriente de carga es suministrada por la fuente. El
condensador invierte su polaridad por resonancia a través de
LI y D*, al final del semiciclo resonante el voltaje en el
capacitor será -E. Al disparar el tiristor T¡ se aplica al
tiristor T, la tensión -E y se bloquea.
El condensador C comienza a cargarse en sentido contrario
merced a la intensidad de carga, su tensión evoluciona
linealmente como consecuencia de asumir una corriente constante
de carga hasta el instante en que es igual a E y el diodo de
conmutación De se polariza directamente pasando
instantáneamente a llevar toda la intensidad de carga. El
tiempo de bloqueo en el circuito para el tiristor principal T.
viene dado por:
43
C*£T ( 2.1 )
Ty se bloquea por anulación de su corriente sin que se le
aplique tensión inversa, su tiempo de bloqueo viene dado por:
2.2
el bloqueo del tiristor principal se efectúa por el método de
voltaje inverso.
La principal ventaja del circuito Jones estriba en el buen
aprovechamiento del condensador de bloqueo, por que su tensión
de trabajo puede elegirse varias veces superior a la de la
alimentación. Otra ventaja es que el tiempo de bloqueo del
tiristor principal es casi constante en un amplio margen de
intensidades de carga.
En el autotransformador formado entre L, y L» el cociente
entre espiras es:
2.3
44
Con el activado del tiristor 7y, la tensión E se aplica a
la parte N. del autotransformador y la intensidad aumenta
lineal mente, como en es ira se aplica la tensión E, en N, se
induce una tensión nE y en el lazo formado por L<, D*, Cy T, se
origina una onda resonante de corriente que carga inversamente
al condensador la amplitud y la duración de la onda resonante
están determinadas por C y por la inductancia de dispersión del
autotransformador.
En base a la potencia del módulo didáctico 1 KVA se
diseñará y especificará cada uno de los elementos del circuito
de la Fig. 2.2.
Como se ve en el circuito de la Fig. 2.2 la configuración
del convertidor DC-DC construido se lo ha real izado en base a
una configuración básica, la cual consta a más de los elementos
necesarios que componen esta configuración, resistencias para
medir la corriente en las distintas ramas de interés, un
interruptor S que desconecta la fuente del resto del circuito
cuando está apagado y cuando sea necesario, como en el caso
de una sobre corriente ve carga o un sobre voltaje de línea,
el fusible F es para prever un eventual cortocircuito en la
carga , D, es para evitar una descarga del capaci tor C por
resonancia a través de la fuente y la carga (motor) cuando el
tiristor Ti y el tiristor 7 están apagados, e 1
autotransformador formado por los bobinados L, y L* es para que
el act i vado de los tiristores sea independiente de cual sea
activado primero.
45
Para la selección del tiristor principal se hace en base
a la potencia nominal, voltaje nominal y corriente nominal del
sistema; tomando en cuenta la frecuencia a la que va a trabajar
el convertidor y el t iempo de apagado Tg.
El tiristor NTE 5360 posee las siguientes características
dadas por e 1 fabr i cante:
" 35 AIAV = 16 A
3 V
P = 1 WFGAV L W
di/dt = 100
di/dt = 400
= 200 V/nS.,,Bol
tq = 10 uS
Repet it ivo
No repet i t ivo
Máximo
Máximo.
Se escoge este tiristor debido a que es el que más se
acerca a las carácter!sticas deseadas y también debido a la
exisistencia en el mercado local. En base a este elemento se
diseñará los demás componentes que conforman el sistema.
Para la selección del tiristor auxiliar 7*. se hace tomando
en cuenta el tiempo que permanece conduciendo el cual es el
tiempo que se demora en cargar el capacitor C» la corriente que
circula por el es la misma corriente de carga y también el
voltaje máximo es el de operación del sistema.
46
El tiristor NTE 5564 tiene las siguientes características:
"
IAV = 16 A
= 4°
PGAV = 0.5 wdv/dt =50
tq = 30 n
Típico
Máximo.
C a )
E
n = I/C
S
-C
FIGURA 2.3: Formas de onda para carga de 1capacitor (a) En un circuito RC serie(b) Con una fuente de corrienteconstante.
47
Debido a que las condiciones iniciales del capacitor se
realiza a través de la carga, se concluye que hace falta un
mínimo de corriente de carga, esto es importante en el diseño
del rango de frecuencia de operación y el mínimo t iempo
necesario para cargar el capacitor, como se puede apreciar en
la Fig. 2.3 la carga del capacitor, va ha depender del tipo de
carga, así si se tiene una carga res ist iva, se tiene un vo1 taje
en el capacitor C como en la Fig. 2.3(a) y si la carga es
a 11amen te induct iva se tiene un voltaje en el capac i tor como
el de la Fig. 2.3(b). Si la carga es puramente resistiva,
la forma de carga del capacitor C es como se muestra en la Fig.
2.3(a), de esto se deduce que el capacitor se cargará
rápidamente cuando la resistencia es de pequeño valor óhmico,
esto sucede en la máxima corriente cuando la carga es
puramente resistiva.
P r v*I= 1 KVA
V*a, = 150 V
I||f = 6.666 A
Rfflh = 22.5 Q
Tq = 1.5 tq
Tq = 15 uS
Para la carga del capacitor con carga inicial de -E en la Fig.
2.3(a) se tiene la siguíente expresión:
vc=£T<l-2*e-t/r) ( 2.4
48
Cal culamos el valor del capaci tor para los datos anteriores,
haciendo que el voltaje en el capacitor C sea igual a cero
cuando t = Tq, se tiene:
In2
Tq 15x10-*-22.5
Para carga el capaci tor de la Fig. 2.3(b) con un valor
inicial de voltaje -E, se tiene la siguiente expresión:
2-5
Como en el caso anterior calculamos el valor del capacitor
para los mismos datos anteriores, haciendo que el voltaje en
el capacitor sea igual a cero cuando t = Tq, se tiene:
49
^6.66*15x10"*^
El tiempo de apagado tq del tiristor principal T, es 10 us
máximo, valor que garantiza el fabricante para el tiristor NTE
5360 por esta razón se escoge un capaci tor un poco más grande
y es de 2.5 ttF 250V, además se debe considerar que el capacitor
debe ser especial para conmutación y de bajas pérdidas. Tb se
obtiene cuando la corriente de carga es mínima y la carga del
capacitor es constante, de la ecuación (2.5) cuando v= E se
t iene que:
Para la selección de la bobina de resonancia L, se toma en
cuenta las carácter!sticas del tiristor auxiliar 7%, así se
t iene:
*dv 50
n n2'7
50
Se ha construido una bobina L, = 300
Se escoge una Ta . = 100 M.SBI II
El diodo D. debe ser capaz de llevar la corriente de carga
por lo que se escoge un diodo ECG 5878 de las características:
VpRV = 400 V
IAV = 12 A
El diodo D¡ es el NTE 5878 que tiene las siguientes
características:
VPRV = 400 V
IAV = 12 A
El diodo de conmutación debe cumplir con la facilidad de
conmutar la corriente de carga con una rapidez adecuada, es por
esto que se selecciona un diodo de rápida recuperación, el
diodo De es el NTE 5820 con las siguientes características:
VpRV = 400 V
IAV - 12 A
Tfr = 200 nS máx
51
Las resistencias para efectos de medición de la corriente
en los distintos ramales se seleccionan tomando en cuenta que
no deben afectar al sistema y deben soportar la corriente en
dichos ramales, así se escogen resistencias de 0.1 Q 25 W.
EI conmutador S es selecc ionado tomando en cuenta que
eventualmente debe interrumpir la corriente de carga máxima.
El fusible F está di señado para que soporte la corriente
máxima de carga / = 6.66 A, además este fusible debe serfaí
especialmente para protección de cortocircuito de tiristores,
cuya característica es que el tiempo de fusión es pequeño.
La bobina de filtrado se diseña para obtener el mínimo
rizado en la corriente de carga en el peor de los casos, cuando
6 = 0.5 y la frecuencia de trabajo es mínima.
En el anexo 1 las ecuaciones 4.10 y 4.11 se deduce que
el peor caso de rizado se obtiene en la menor frecuencia y con
el mayor voltaje de entrada, asumiendo un factor de rizado
deseado de 20% se tiene que:
T -
01
52
V i-333 A
Tp = 0.01 S
V, = 150 V
A partir de estos datos se tiene que para satisfacer las
ecuaciones anteriores y las condiciones mencionadas
anteriormente hace falta una inductancia para filtro de:
L0 = 140 mH
Se ha construido una inductancia para filtro de la
corriente en la carga de :
L = 120 mH.
valor que satisface adecuadamente las condiciones de rizado de
la corriente de carga.
2.1-2 DISEÑO DEL CIRCUITO DE CONTROL
2.1.2.1 DISEÑO DEL CONTROL POR PWM
El circuito de control se hace en base a las mínimas
características de operación deseadas, así; el circuito de
control debe cumplir con una frecuencia mínima de trabajo,
frecuencia máxima de trabajo, mínimo ancho de pulso Ta y mínimo
tiempo de apagado T6, estas condiciones se ven detalladas en
53
el área rayada de la Fig. 2.4, que es la característica a
cumplirse en el diseño.
f/Hz1176*
500 _ ..
FIGURA 2.4: Característica frecuencia vs relaciónde trabajo del convertidorconstruido.
Ta,ir = 100 US
Tbih = 750 uS
TB¡n = 850 US
f1H= 1176 HZ
Tagjs es necesario para que exista la resonancia para
inversión de carga del capacitor y Tb i es necesario para que
e 1 capacitor se cargue con un valor mínimo de corriente de
carga.
54
El control por PWM se lo hace en base a un circuito
comparador (Anexo 1 circuito # 1) entre un voltaje de
referencia y una rampa de frecuencia variable como se muestra
en la Fig. 2.5.
A
/
i _A
/
¿
/
/
/
,
/X
/I
Ve1
enal de Control del SW
—-ton-1
Tr-
—-
—-toff
1 — __ i —
Señales del Conparador
FIGURA 2.5: Formas de onda de entradacomparador y salida del mismo.
al
La señal rampa está diseñada en base al circuito que se
presenta en el anexo i (circuito # 1), para el diseño de la
rampa se ha tomado en cuenta que los elementos puedan responder
a la frecuencia a la que va a trabajar es por esta razón que
se utiliza el CI LF347 que posee un gran ancho de banda y una
alta rapidez de respuesta (s1ew rate), la señal rampa es de
amplitud constante independientemente de la frecuencia, y tiene
55
las siguientes características: se puede variar la frecuencia
mediante el potenciómetro P*> P» es para el ajuste de la
amplitud de la rampa y P, para ajuste de la referencia de la
rampa.
Se diseña una señal rampa con las siguientes
carácter!st i cas:
f..i= 50° Hzflia= 100 Hz
Amplitud = 8 V, La misma que está entre O y 8 V
El voltaje de referencia debe cumplir las siguientes
características en mínima frecuencia:
T = 0.01 S
Ta = 0.0001 S
v r e í i i i = °'08 V
( Vref fflax = 7 .92 V)
Tb = 750 uS
6fflai = 0 . 9 2 5
V f = 7 . 4 Vreí mal
< V r e f » i n = 0.6 V)
en frecuencia máxima:
T = 0 .002 S
Ta = 0 .0001 S
5 , i n = °-0 5
r e f » i n v
(vref ni = 7.6 V)
Tb =
Vref
750 ns
= °'375
ái = 3 V
= 5
56
Todas estas condiciones se resumen en la característica
de la Fig. 2.6, característica que se logra ampli fi cando el
voltaje que controla la frecuencia que se tiene en el generador
de la rampa (Anexo 2 circuito # 1). El voltaje de referencia
debe estar dentro del área rayada de la Fig. 2.6.
Vref/VA
100 500
FIGURA 2.6: Característica de la variación delvoltaje de referencia en función dela frecuencia.
La señal PWM (anexo 2 circuito #1) generada debe hacer una
lógica AND (anexo 2 circuito # 3) con un circuito combinacional
(anexo 2 circuito # 2). Este circuito comblnacional es el que
detecta los distintos condiciones de operación del convertidor
tales como sobrecorrience, sobrevo1taje, voltaje de la fuente
de alimentación, etc., si todas las condiciones de operación
están dentro del rango de diseño a la salida del mismo se
tendrá un 1 lógico, así de esta manera la compuerta AND
. 57
permitirá que la señal de control PWM pase y a la salida de la
misma se tenga la señal de control que entra en los drivers de
los tiristores. Esta condición se representa en el diagrama
de bloques de la Fig. 2.7.
pE
CIRCUITD
CDMBINACIGNAL
ICARGA
SEÑALDECGNTRDL
FIGURA 2.7: Diagrama de bloques del circuito decontrol por PWM.
El circuito combinacional está realizado en base a
compuertas con transistores y comparadores con un CI LF347 por
las características antes citadas, y la compuerta AND también
está real izado con transistores.
2.1.2.2 DISEÑO DEL CONTROL POR RIZADO.
El control de rizado se lo hace en base al diagrama de
bloques ilustrado en la Fig. 2.8
58
ICARGA rT, -,r iL rpn AMDI inrAíinDKU ñnrunuujuK
Ref Inax
Ref Inin
COMPARADORCDN
HISTERESIS
RIZA]
FIGURA 2.8: Diagrama de bloques para lageneración de la señal de rizado.
La corriente de carga pasa por un filtro de segundo orden
(anexo 2 circuito # 8) hecho en base a una configuración básica
con amp1 i fieadores operacionales (CI LF347) el bloque
amplificador también se lo ha hecho con el CI LF347 (anexo 2
circuito #8). La señal de rizado generada debe hacer una
lógica AND (anexo 2 circuito # 8) con un circuito combinacional
así como en el control por PWM, con la única diferencia que el
circuito combinacional no debe detectar la corriente de carga,
por que la corriente de carga es directamente utilizada para
generar la señal de rizado, esta condición se representa en el
diagrama de bloques de la Fig. 2.9.
RIZADD
E CIRCUITD
CDMBINACIDNAL
SEÑALDECGNTRQL
FIGURA 2.9: Diagrama de bloques del control porrizado.
59
Para el control se toma en cuente que el tiristor auxiliar
debe activarse primero por lo que los circuitos combinacionales
tienen un retardo de t iempo al paso de la señal de control.
2,1.3 DISEÑO DE LAS PROTECCIONES PARA EL
CIRCUITO DE POTENCIA Y EL CIRCUITO DE
CONTROL.
2.1.3.1 LIMITACIÓN DEL di/dt
La velocidad de la corriente di/dt es un parámetro de
importancia que influye en las propiedades de un semiconductor
cuando este conmuta del estado de bloqueo al de conducción o
viceversa. Las hojas de especificación de un tiristor traen
información del máximo di/dt para operación continúa y el
máximo valor para intervalos muy cortos de tiempo, asumiendo
en cada caso una cierta velocidad de subida y magnitud de la
corriente de compuerta.
Para mantener los valores de di/dt dentro de márgenes de
seguridad se conecta con el tiristor una inductancia la cual,
muchas veces existe como parte de la inductancia de
conmutación, o como parte de un circuito oscilador, o bien como
resultado de la reactancia equivalente dado por la línea o el
transformador. En la mayoría de casos prácticos el valor de
L necesario para una apropiada protección del semiconductor
60
oscila entre 10 y 100 uH, valor que se puede conseguir, en todo
caso, con arrollamientos del mismo alambre utilizado en el
cableado sobre un núcleo de aire o ferrita.
2.1.3.2 LIMITACIÓN DEL dv/dt.
El pico de voltaje que puede soportar un semiconductor
utilizado en una aplicación particular debe obviamente ser más
gránele que el pico de voltaje generado durante el transitorio
en la operación del circuito.
La protección necesariamente debe ser realizada
individualmente en cada elemento sensible, con un esquema como
e 1 most rado en la Fig. 2.10.
Un capaci tor G e n paralelo al tiristor implica que
cualquier dv/dt alto aplicado entre los terminales del
el emento, provocara la circulación de una corriente (i =
C*dv/dt) a través del capacitor. El proceso de carga del
capacitor determina que el voltaje en los terminales del
tiristor se incremente, limitando de esta manera el dv/dt.
Este proceso, obviamente, será válido en virtud de la
existencia de una impt,'-lancia en serie con el tiristor que
limite la corriente de carga del capacitor C, lo cual
usualmente se consigue con la adición de la inductancia L.
61
L F
T
FIGURA 2.10 Elementos de protección de unt iristor.
Cuando el tiristor es disparado, la carga almacenada en
el capacitor se descargará a través del mismo tiristor,
provocando posiblemente un excesivo alto di/dt. Para evitar
este efecto indeseable se incluye en serie con el capaci tor
C una resistencia R que limite la corriente pico de descarga
del capacitor, el diodo D puede ser incluido para
cortocircuitar R durante la limitación del dv/dt.
La combinación R-C es conocida comúnmente por el término
snubber network y sirve, adicionalmente, para limitar el
voltaje transitorio inducido que se produce en el proceso de
recuperación inversa durante el apagado del tiristor. La
presencia de esta red R-C sin embargo limita la velocidad a la
que el tiristor puede conmutar. Los valores de protección
t í picamente estarán:
62
El capacitor C: 0.01 a 1 (iF;
la resistencia R: 10 a 1000 Q;
la inductancia L: 50 a 100 nH.
La selección de los valores exactos dependerá del voltaje
del circuito y de la capacidad de energía de la fuente de
transitorios. Sin embargo, en la mayoría de casos el diseño
empírico basado en la experiencia previa es útil izado o
mediante la ayuda de simuladores como el SPICE y el MICRO CAP.
Para convertidores de baja potencia, puede ser suficiente
utilizar redes snubber de protección entre las líneas de
alimentación al convertidor y en las líneas de salida del
mismo, para absorber cualquier energía transitoria originada
en la carga. Para los convert i do res de alta potencia, para
suprimir los transi torios de una fuente externa, debe ser
ayudado por un circuito individual de protección. En algunas
aplicaciones puede ser importante poner atención en la
protección de la compuerta contra transitorios.
2.1-3.3 PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTE.
Debido a su baja capacidad de calentamiento, los
semiconductores son extremadamente sensibles a sobrecargas que
contienen energía suficiente como para afectar la estructura
de la juntura. Por lo tanto, los circuitos de potencia que
utilizan dispositivos semiconductores requieren una selección
63
cuidadosa de las técnicas de limitación de corriente para
garantizar una adecuada protección sin incurrir en el aumento
indiscriminado de los costos del equipo.
En primer lugar, es necesario hacer una distinción entre
lo que es una sobrecarga, provocada por una corriente directa
que excede la especificación máxima del elemento en forma
momentánea o intermitente, y lo que es una corriente de falla
o cortocircuito que puede ser tolerado solo en circunstancias
especiales o por muy limitadas ocasiones y durante intervalos
muy pequeños, a riesgos de provocar la inmediata destrucción
del elemento.
En ausencia de una información más precisa, es posible que
asumir una condición de sobrecarga tolerable es aquella que en
ningún instante provoca la elevación de la temperatura de la
juntura por sobre lor valores máximos especificados por el
fabricante. Las limitaciones en las especificaciones de
corriente pico están basadas, principalmente en consideraciones
de carácter térmico.
Desde el punto de vista práctico, la distinción entre una
sobrecorriente y una falla de cortocircuito puede ser definida
en los siguientes términos: Una sobrecarga es una condición
relat ivamente normal y puede ocurrir de manera frecuente por
lo que el sistema debe ser capaz de tolerarla sin que esto
provoque inconvenientes en la operación del sistema. En cambio,
una corriente de falla es una condición inesperada, muy poco
64
frecuente y que normalmente provoca la interrupción en la
operación del equipo las corrientes involucradas en la falla
o cortocircuito son muchos mayores que en las condiciones de
sobrecarga.
La protección para condiciones de sobrecarga, usualmente
se consigue con la utilización de disyuntores, dispositivos
térmicos o se limita esta condición a regiones de operación
mediante el control del activado de los tiristores. La
protección para las condiciones de corriente de falla o
cortocircuitos, en cambio, queda a cargo de los fusibles.
La utilización de fusibles es normalmente la mejor
alternativa para proveer una adecuada limitación de corriente,
aunque es necesario tener cuidado en la selección y cordinación
de sus características con las del dispositivo que se desea
proteger.
Normalmente la utilización de fusibles da buenos
resultados en la protección de cortocircuito de tiristores y
diodos.
Los tipos de fusibles que se utilizan para proteger a los
tiristores son construidos como se muestra en la Fig. 2.11.
La parte activa del fusible consiste de uno o más
conductores en paralelo con una forma geométrica que presenta
estrechas muescas a lo largo del conductor las cuales son
65
susceptibles de fundirse. Generalmente el material del
conductor del fusible es aluminio encerrado en una cápsula
cerámica que contiene arena la cual absorbe los productos
desprendidos por vaporización en el arco y ayuda a su
ext inción.
TERMINAL
MUESCA
BANDA
FIGURA 2.11 Geometría de un fusible utilizadopara protección de un tiristor.
La arena aumenta el camino efectivo del arco con lo que
la extinción es más rápida, teniendo un especial cuidado en la
selección del tamaño de las partículas de arena de acuerdo a
los valores de voltaje y corriente nominal del fusible.
Mientras circula la corriente nominal, el calor generado
en las estrechas muescas es conducido a las regiones más anchas
para ser disipado. Sin embargo durante una sobrecorriente,
los nodos estrechos se funden y se establece una serie de arcos
eléctricos a lo largo del conductor.
66
Los requisitos que debe cumplir un fusible que se
selecciona para proteger un tiristor puede ser resumidos de la
siguiente manera.
1.- El fusible debe ser capaz de conducir la corriente
nominal del tiristor en forma continua o permanente.
2 . - La capacidad de almacenamiento de calor del fusible
debe ser menor que la del elemento a proteger, esto
es que, el valor de la característica i t del fusible
debe ser menor que la del tiristor.
3.- El voltaje en los terminales del fusible durante el
arco eléctrico debe ser suficientemente alto para
forzar a que la corriente disminuya, y para disipar
la energía del circuito.
4.- Después de haber interrumpido la corriente de falla,
el fusible debe ser capaz de aislar el voltaje que
pueda aparecer entre sus terminales.
En base al análisis hecho para la protección de un
tiristor y a la experiencia en circuitos probados, se a
seleccionado una red R-C para cada tiristor T. y T» de igual
valor y un fusible a la entrada del convertidor para protección
de los dos tiristores (anexo 2 circuito # 5), los valores de
las redes snubber y el fusible se detallan a continuación:
R = 10 Q; 10W
C = 0.22 nF; 600 V.
F es un fusible de 7 A.
67
Para la protección del circuito de control se utiliza un
optoacoplador entre el control y el circuito de potencia para
evitar una realimentación de alguna falla que pueda dañar al
mismo (anexo 2 circuito # 4).
El optoacoplador 1 leva la señal de control a los
manejadores de compuerta de los tiristores (anexo 2 circuito
# 4).
2.1.4
ALIMENTACIÓN.
1
J)llO AC
R L
\
A Z
V V
0,6
^
20 nH
1000 u 1000 u
Cl C2CARGA
FIGURA 2.12: Circuito de la fuente DC interna.
Para el diseño de la fuente DC auxi 1 iar se toma como
parámetros los valores nominales del convertidor DC-DC así se
t iene:
68
I = 6.66 A
VDC = 150 V.
La fuente DC auxiliar se construyó en base al circuito de
la Fig. 2.12. Se trata de una fuente no regulada obtenida por
rectificación de un voltaje ac mediante un rectificador
momofásico tipo puente, con un filtro PI para reducir el rizado
de voltaje así como el rizado de corriente. En condiciones
nominales el voltaje de salida debe ser 150 V. de esto se tiene
un voltaje en C, como el mostrado en la Fig. 2.13.
FIGURA 2.13: Forma de onda en el capacitor Cl delcircuito de la Fig. 2.12.
- *pp ( 2.8 )
69
2 ' 1 0 >
vnai " 120*1.4142 = 169.7 V
V = 19 41 Vv r p p «-«n v *
Basado en estos datos y en las fórmulas anteriores se
tiene un capacitor:
C[ = 1227 nF
e 1 analisis se ha rea! i zado cons iderando un fi 1 tro capaci t ivo,
tomando en cuenta que el filtro construido es de tipo PI, y
considerando que el capacitor C. también aporta en la
disminución del rizado de voltaje de salida se seleccionan
capacitores tanto para C. y C. de igual valor de las siguientes
características:
C = 1000 iiF 200 V
XL » XC2
XC2 = 1/(2W*C)= 1. J262 Q
XL > 10*XC2 = 13.262 Q
70
XL = 2*W*L
L = 17.59 mH.
De estos datos se construye una bobina L = 20 mH capaz de
soportar la corriente nominal continuamente.
Durante el período TI se efectúa la conducción de los
diodos del puente para cargar el capacitor Cj, en este instante
se tiene que una corriente pico circula, de valor:
_ _ T*Jcc ( 2.11 )pÍCO mi
Donde:
T = 8.3333 mS
TI = 1.8444 mS
Icc = 6.666 A
'pico = 30'12 A
Basado en los datos anteriores se escoge un puente
rectificador ECG 5340 que tiene las siguientes características:
IAV = 40 A
V = 200 VPRV *-w v
Como se puede analizar en esta fuente, se ha diseñado para
que tenga un voltaje de 150 Vdc cuando se tiene la corriente
nominal, pero se debe tomar en cuenta que este valor medio no
71
es fijo, varia de acuerdo a la carga que se conecte. Así en
ausencia de carga se tendrá un voltaje de valor igual a V.__.
CAPITULO III
72
CONSTRUCION DEL MODULO DIDÁCTICO.
3.1 CONSTRUCION Y PRUEBAS DEL EQUIPO
3.1.1 ASPECTOS TÉCNICOS DE LA CONSTRUCION
Además de los módulos mencionados en el capí tulo anterior
se tienen en el interior sobre una base metálica los
transformadores de alimentación para los tres grupos de fuentes
mencionadas anteriormente, el autotransformador, la inductancia
de filtro de la fuente auxiliar y la inductancia de filtro de
la corriente de carga del convertidor.
En el pane 1 frontal en su parte interior se tienen todas
las conexiones necesarias para medición y conexiones de los
distintos elementos exteriores como son los potenciómetros, el
selector, el pulsante de encendido y los terminales para
medi ción.
En e 1 pane 1 frontal, en la parte superior se tienen un
esquema circuital con terminales en todos los puntos de
interés necesarios para las distintas mediciones que se deseen
efectuar en cada uno de los elementos del circuito de potencia,
se tiene también un selector de dos posiciones dos vias para
se 1 eceionar la fuente a utilizar como alimentac ion para el
73
convertidor y terminales para conexión de la fuente externa y
de la carga. En ía parte media se puede observar los
indicadores (LEDs) para los distintos eventos que pueden
suceder en la operación del convertidor, un pulsador para
probar si los indicadores están correctos, un conmutador de
tres posiciones que son: apagado, control por PWM y control por
rizado, terminales para medir las señales que van a las
compuerta de cada uno de los tiristores, un interruptor para
activar tanto a las fuentes del circuito de control así como
a la fuente auxiliar y un cable para al imentación a la línea
de alterna de 110 Vac. En la parte baja del pane 1 frontal se
tiene los esquemas que se pueden armar en este convertidor.
El montaje de las tarjetas mencionadas se lo ha hecho
sobre una estructura metálica construida como soporte para
canaletas de material aislante (acrílico) para evitar cualquier
contacto con materiales conductores que puedan provocar un
cortocircuito, el montaje se lo ha realizado de tal manera que
cualquier cambio o chequeo de elementos sea efectuado con
relativa facilidad, cada tarjeta es desmontable, el detalle
constructivo de la tarjeta de control por PWM (modulo # 3) y
la tarjeta de potencia (modulo # 6) se muestra en la foto # 1
en cuanto tiene que ver con la distribución de elementos. En
la foto # 2 se muestra el detalle del montaje de las tarjetas
de los distintos módulos mencionados anteriormente, y se
muestra también el montaje de los transformadores y las bobinas
sobre una base metálica en la parte inferior del gabinete, en
la foto f 3 se muestra el montaje del autotransformador y el
74
soporte metálico de las tarjetas, en la foto # 4 se muestra el
detalle de conexiones del panel frontal en su parte interior,
la foto # 5 muestra el panel frontal con los distintos
elementos del equipo, y la foto # 6 muestra el equipo
construido en toda su magni tud.
Todas las fotos mencionadas anteriormente se presentan a
cont inuac ion:
FOTO # 1: Tarjetas de control y potencia
75
FOTO # 2: Montaje detransformadores
las tarjetas
FOTO # 3: Montaje de lasautotransformador.
tarjetas y el
76
FOTO # 4: Panel frontal, parte interior.
i i ;T. -* *^-~*- 'v-3?:'!awIr~r'IP7
f®í 3 %
FOTO # 5: Panel frontal parte exterior.
77
FOTO # 6: Vista total del equipo construido
3.1.2 MEDICIONES Y PRUEBAS DEL EQUIPO
3.1.2.1 MEDICIONES
Las mediciones y pruebas realizadas en el equipo han sido
las referentes a los valores de voltajes y corrientes de
entrada y salida, para determinar el comportamiento del sistema
en cuanto se refiere al rendimiento con distintos valores de
corriente, relaciones de trabajo y diferentes frecuencias.
Los valores medidos se presentan a continuación en las
tablas de valores para distintas condiciones de operación del
equipo.
78
TABLA DE DATOS PARA LAS CURVAS DE n PARA lo CONSTANTE
Vin/V lin/A Pin/W lo/A Vo/V Po/W DELTA n
120
120
120
120
120
120
120
120
120
120
0,240,360,590,640,68
0,790,881,041,091,27
28,80
43,2070,8076,8081,6094,80
105,60124,80
130,80152,40
1.501.501,501,501,501,501,501,501,501,50
8,2013,0923,6029,3034,60
46,23
55.8068,3073,40
86,50
12,3019.6435,4043,9551,9069,35
83.70102.45110,10
129,75
0,130.170,230,320,410,520,640,750,850,94
0,430.450,500,570,640,730,790,820,840,85
120
120
120
120
120
120
120
120
120
120
0,16
0,300,440,490,560,680,76
0,900,99
1,00
19,2036,0052,8058,8067,2081,6091,20
108.00
118,80
120,00
2.502,502,502,502,502,502,502,502,50
2,50
3,607,44
11,7215,8420,28
26.3630,64
37,32
41,72
43,12
9,0018,6029,3039.6050,70
65,9076,60
93,30
104,30
107,80
0,130,170,230.320,410,520,640,75
0,850,94
0,470,520,550,670,750,810,840,86
0,880,90
120
120
120
120
120
120
120
120
120
120
0,090,270,470,500,550,620,670,84
0,91
0,93
10,8032,4056,40
60,0066,0074,4080,40
100,80
109,20
111,60
3,503,503,503,503,503,503,503,50
3,50
3,50
1,544,979,14
11,7414.6817,5119,4825,02
27,77
29,22
5.3917,4031,9941,0951,3861,2968,18
87,57
97,20
102.27
0,130,170,230,320.410,520,64
0,75
0,85
0,94
0,500,540,570,680.780,820,85
0,87
0,89
0,92
TABLA DE DATOS # 1
79
En los gráficos obtenidos experimentalmente se puede
observar que: El rendimiento aumenta cuando la corriente
aumenta, también que el rendimiento aumenta con la relación de
trabajo, esto es a mayor relación de trabajo y a mayor
corriente de carga mayor será el rendimiento.
En la curva de rendimiento con corriente de carga
constante se ve que el rendimiento es bajo para re 1 aciones de
trabajo bajas, y que se va incrementando si se aumenta la
misma, es importante también dejar constancia que al
incrementar la corriente de carga aumenta el rendimiento.
CURVAS ÜE RENDIMIENTO CON lo TOSTANTE)}
0.40.13 0.17 0.23 0.32 0.41 0.52 0.64 0.75 0.85 0.94
RELACIÓN DE TRABAJO
CURVA 3.1: Curvas de rendimiento para corrienteconstante.
80
TABLA DE DATOS PARA LAS CURVAS DE n PARA DELTA CONSTANTE
Vin/V Un/A Pin/W lo/A Vo/V PoAV DELTA n
120
120
120
120
120
120
120
120
120
120
0.36
0,400,440,480,56
0,600,640,720,88
1,04
43,2048,0052,8057,6067,20
72,00
76,80
86.40
105,60
124,80
0,600,801,001,20
1,40
1,602,002,403,00
3,60
29,6028.7027.4027,3027,00
25,60
25,0023,90
23,00
23,00
17,7622,9627,4032,7637,80
40,96
50,00
57,3669,00
82,80
0,200,200,20
0,200,20
0,200,200,200,200,20
0,410,480,520,570,56
0,570,650,660,65
0,66
120
120
120
120
120
120
120
120
120
120
0,760,961,041,201,401,601,842,082,36
2,70
91,20115,20124,80144,00168,00
192,00
220,80
249,60283,20
324,00
1,001,401,602,002,402,803,20
3,60
4,10
4,50
59,5058,5057,9057,4057,00
56,9056,70
56,7056,70
56,70
59,5081,9092,64
114,80136,80159,32
181,44
204,12
232.47
255,15
0,500,500,500,500,500.500,500.500,50
0,50
0,65
0,710,740,800,810.83
0,820,82
0,82
0,79
120
120
120
120
120
120
120
120
120
120
1,401,601,701.962,162,422,803,16
3,444,12
168,00
192,00204,00235,20
259,20290,40
336,00379,20
412,80
494.40
1,56
1,802,002,40
2,603,003,403,80
4,205,00
89,20
88,50
88,3087,5087.1086,40
86,0085,60
85,20
84,80
139,15
159,30176,60210,00
226,46259,20292,40
325,28
357,84
424,00
0,750,750,750,750,750,750,750,750,75
0,75
0,830,830,870,890,870,890,870,860,87
0,86
TABLA DE DATOS # 2
81
Se presenta las curvas de rendimiento obtenidas para
relaciones de trabajo constante variando la corriente de carga
y así determinar el comportamiento del equipo ante estas
características.
Se puede apreciar que el redimiendo es bajo a una
relación de trabajo baja, incrementándose sustancialmente a
medida que se aumenta 5, también se puede apreciar que el
rendimiento sube a medida que la corriente en la carga se
incremen ta.
.y
.00
.0
./o
O n -;1- 0.7 J2:u:£ U.bba
£ 0.6
.00
.0
,4O
(CURVAS DE RENDIMIENTO CON 5 CONSTANTE |
,/r ^^^^^^ - ^— — ^ j ^/ ^-- — "" ^"\5 x" \i
¿^_ DELTA=0.5
Z / ^~^^~—/^
^^—^^ ^ DELTA=0.2
/
//
0.60 0.80 1.00 1.20 1.40 1.60 2.00 2.40 3.00 3.60CORRIENTE DE CARGA
CURVA 3.2: Curvas de rendimiento para relacionesde trabajo constantes.
82
TABLA DE DATOS PARA LAS CURVAS DE n PARA lo CONSTANTE
Vin/V lin/A Pin/W lo/A Vo/V Po/W DELTA n
120
120
120
120120120120120120120
0,35
0.400,560,610,750,781,161,201,251.32
42,0048,0067,2073,2090,0093,60139,20144,00150,00158,40
1,501,501,501,501,501,501,501,501,501,50
12,4018,3028,0033,2042,7045,6068,3071.6079,1086,60
18,6027.4542.0049,8064,0568,40102,45107,40118,65129,90
0,120,160,240,280,320,360,400,440,480,52
0,440,570,630,680,710,730,740,750,790,82
120120120120120120120120120120
0,320,480,600,821,051,281,481,621,801,98
38,4057,6072,0098,40126,00153,60177,60194,40216,00237,60
2,002,002,002,002,002,002,002,00j2,002,00
9,2017,1023,7034,9049,1062,1073.4082,3092,70104,70
18,4034,2047,4069,8098,20124,20146,80164,60185,40209,40
0,07[ 0,14
0,210,320,420,530,63
0,740,810,88
0,480,590,660,710,780,810,830,850,860,88
120120120120120120120120120120
0,550,780,961,181,421,682,022,362,662.70
66,0093,60115,20141,60170,40201,60242,40283,20319,20324.00
3,003,003,003.003,003,003,003,003,003,00
13,3021,5028,0035,9045,3055,9067,9080,8092,8096,30
39,9064,5084,00107,70135,90167,70203,70242,40278,40288,90
0,070,130,200,270,330,430,530,630,700,73
0,600,690,730,760,800,830,840,860,870.89
TABLA DE DATOS * 3
83
Para entender mejor el comportamiento del sistema
construido se han hecho mediciones de rendimiento con corriente
de carga constante para varios tipos de frecuencia.
En estas curvas se puede ver que la frecuencia juega un
papel importante en el rendimiento, así a frecuencias para este
caso del módulo construido sobre los 350 Hz se ve que el
rendimiento es mayor y es cercano a uno cuando la relación de
trabajo está por 6= 0.6 y para valores más altos de delta el
rendimiento es muy cercano a la unidad.
ICURVAS DE RENDIMIENTO CON lo CONSÍANTEI
.y
0.85-j
.0
./o
O n 7 _h- U./TiU5 U.bo H
Q
u 0.6
.j
.4D
^^^
f = 350 Hz — ^^'/^'
/^ / ^^^~í
~ZL //^/ //
"í ^ ^/ //"
L
// f = 100 Hz
77y
0.12 0.16 0.24 0.28 0.32 0.36 0.40 0.44 0.48 0.52RELACIÓN DE TRABAJO
CURVA 3.3: Curvas de rendimiento en función de 6a diferentes frecuencias y acorrientes constantes.
84
T ABLA DE DATOS PARA LAS CURVAS DE n PARA DELTA CONSTANTE
Vin/V lin/A Pin/W lo/A Vo/V Po/W DELTA n
120
120
120
120120120120120120120
0,38
0,450,560,680,780,901,021,121,241,34
45,6054,0067,2081,6093,60108,00122.40134,40148,80160,80
0,801,201,602,002,402,803,203,604,004,40
31,0029,0028,5028,0027,8027,4027,2027,0026,8026,80
24,8034,8045,6056,0066,7276,7287.0497,20107,20117,92
0,21
0,21
0,21
0,210,210,210,210,210,210,21
0,540,640,680,690,710,710,710,720,720,73
120120120120120120120120120120
0,760,620,780,901,041,181,361.501,641,88
91,2074,4093,60108,00124,80141,60163,20180,00196,80225,60
0,801,201,602,002,402,803,203.604,004,60
45,6042,5041,2040,2039,3039,0039,0038,6038,6038,50
36,4851.0065,9280,4094,32109.20124,80138,96154,40177,10
0,330,330,330,330,330,330,330.330,330,33
L_ 0,40
L_ °-690,700,740,760.77
L_ 0,760.770,780,79
120120120120120120120120120120
0,961,161,361,591,802,002,262,462,683,00
115,20139,20163,20190,80216,00240,00271,20295,20321,60360,00
1,201,602,002,402,803,203,604,004,405,00
71,5069,1067,0065,6064,1063,0062,9062,5062,0061,80
85,80110,56134,00157,44179,48201,60226,44250,00272,80309,00
0,750,750,750,750,750,750,750,750,750.75
0,740,790,820,830,830,840,830,850,850,86
TABLA DE DATOS * 4
85
También se presentan curvas de rendimiento en función de
la corriente de carga para delta constante a diferentes
frecuencias dentro de los limites de trabajo del convertidor.
Es consecuencia general que este convertidor mejora las
características de rendimiento a medida que se incrementan la
relación de trabajo, la corriente, la frecuencia. Se puede ver
claramente en la Curva 3.4 que a frecuencia de 350 Hz y
corrientes de carga superiores a los 4 Amp. se obtienen
rendimientos sobre el 80 %, valor que puede considerarse
aceptable.
[CURVAS DE RENDIMIENTO CON 5 CONSTANTE^
0.80 1.20 1.60 2.00 2.4-0 2.80 3.20 3.60 4.00 4.40CORRIENTE DE CARGA
CURVA 3.4: Curvas de rendimiento con relacionesde trabajo constantes para distintasfrecuencias.
86
3.1.2.2 PRUEBAS DEL EQUIPO.
Las pruebas del equipo son las referentes a los voltajes
y corriente en los distintos elementas, verificación de las
características de diseño como son: el rango de operación del
voltaje de la fuente externa, el rango de la relación de
trabajo para las distintas frecuencias, el rango de la
frecuencia, verificación del comportamiento ante los distintos
eventos planteados tales como un sobrevoltaje, sobrecorriente,
variación del voltaje de la fuente de entrada, etc. Estas
pruebas se pueden ver en las siguientes figuras tomadas a
través de un digital izador y graficador de señales.
Formas de onda para
el control PWM.
Voltaje en la carga
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 5 niS/div
y = 50 V/div
E = 50 V.
FIGURA 3.1: Voltaje mínimo de trabajo
87
Formas de onda para
el control PWM.
Voltaje en la carga
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 5 mS/div
y = 50 V/div
fmin = 96.3 Hz .
:—I. , 4 1
J :ij
FIGURA 3.2: Frecuencia mínima de trabajo
Formas de onda para
el control PWM.
Voltaje en la carga.
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
fmax = 731 .7 Hz.
i J\k\' \Jv
\
\
J\
r V\
i \ \\ i
FIGURA 3.3: Frecuencia máxima de trabajo
88
Formas de onda para
el control PWM
Voltaje en la carga
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 5 mS/div
y = 50 V/div
8min = 0.048
FIGURA 3.4: 8 mínima de trabajo ® f min
Formas de onda para
el control PWM.
Voltaje en la carga,
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 5 mS/div
y = 50 V/div
6max = 0.9036
FIGURA 3.5: 8 máximo de trabajo e f min
89
Formas de onda para
el control PWM .
Voltaje en la carga.
CARGA :
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
6min 0. 1463
\\ í\i\
1\ J\i
yM
KJ "
V\rrl\
VJ
FIGURA 3.6: 6 mínimo de trabajo e f max
Formas de onda para
el control PWM.
Voltaje en la carga.
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
6max = 0.512
f\ r\. i.- 1 \ jNÍ
\ r r,\r
i\ í\~"v OL
\\A 3.7: 6 máximo de trabajo ® f max
90
Formas de onda para
el control PWM :
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
Y = 50 V/div
. — — — 1 ,-.. — ____(.
r* h **\T
FIGURA 3.8: Voltaje en
Formas de onda para
el control PWM.
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
\
1 — ,.
FIGURA 3.9: Voltaje en T,.
91
Formas de onda para
el control PWM.
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = í mS/div
y = 50 V/div
••— i»»
T
' w
|
FIGURA 3.10: Voltaje en el capacitor C
Formas de onda para
el control de rizado.
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 5 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.11: Voltaje en la carga.
92
Formas de onda para
el control de rizado.
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
1*T
i L_í*-,
FIGURA 3.12: Voltaje en la carga.
Formas de onda para
el control cíe rizado.
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.13: Voltaje en T,
93
Formas de onda para
el control de rizado.
CARGA :
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
—L
FIGURA 3.14: Voltaje en
Formas de onda para
el control de rizado
CARGA:
Motor DC
ESCALAS:
x = 1 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.15: Voltaje en el capacitor C.
94
En el corit rol por PWM, así como en el control por rizado
se han tomado las formas de onda que corresponde a los puntos
de interés con el objeto de comprobar las características de
conmutación de los tiristores por capacitor en paralelo tema
de esta Tesis. Estas mediciones están ilustradas en el
siguiente numeral.
3.1.3 VERIFICACIÓN DE LAS FORMAS DE ONDA, TANTO
DE CORRIENTE COMO DE VOLTAJE EN LOS
DISTINTOS ELEMENTOS.
A continuación se presentan las formas de onda de voltaje
en los distintos elementos que conforman el convertidor
diseñado para distintos tipos de carga. Las formas de onda
para motor como carga del convertidor, básicamente son las
mismas que se obtienen en el numeral anterior por lo que no se
analiza este tipo de carga. Entonces se presentan las formas
de onda para carga R-L, dejando constancia que la bobina
considerada como carga es la inductancia que se encuentra
presente en el convertidor construido, y carga puramente
resistiva para un valor alto de corriente de carga (resistencia
baja), también para corriente de carga de valor bajo
(resistencia relativamente alta).
Estas formas de onda se presentan a continuación, en cada
una se especifica la carga utilizada.
95
Formas de onda
para e 1 coritro 1
PWM .
CARGA:
R = 44.7 fi
L = 120 mil
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA: .
R = 44.7 Q
L = 120 mH
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.16: Voltaje en la carga.
FIGURA 3.17: Voltaje en el tiristor
96
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 44.7 Q
L = 120 mH
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.18: Voltaje en el tiristor T-
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 44.7 Q
L = 120 mH
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.19: Voltaje en el capacitor.
97
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 44.7 Q
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.20: Voltaje en la carga
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 44.7 Q
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.21: Voltaje el tiristor T, .
98
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 44.7 Q
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.22: Voltaje en el tiristor T.
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 44.7 Q
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
FIGURA 3.23: Voltaje en el capacitor C.
99
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 130 Q
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
\\
\
\\
K
\v\s\
\A 3.24: Voltaje en la carga
Formas de onda
para e 1 control
PWM.
CARGA: .
R = 130 Q
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
//
. >/x-
1 JV//
>S\
S1/7
s
7i
!/y//
£Ü
1y
'
FIGURA 3.25: Voltaje en el tiristor TI.
100
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 130 fi
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
T r •»
•I
FIGURA 3.26: Voltaje en el tiristor T.
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R = 130 Q
ESCALAS:
x = 2 mS/div
y = 50 V/div
-
//I/
/7
7
/U
//'X
//z
,//17
//S
(/I/
FIGURA 3.27: Voltaje en el capacitor C.
101
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA :
R = 130 Q
ESCALAS:
x = 0.5 mS/div
y = 50 V/div
-J~ • r — —t~^i ~" j — ^r~
FIGURA 3.28: Voltaje en la carga.
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA:
R - 130 Q
ESCALAS:
x = 0.5 mS/div
y s 10 V/div
//{
f
jl
( ///1
>
,/V/
i
JVf
FIGURA 3.29: Voltaje en el tiristor TI.
102
Formas de onda
para el control
PWM.
CARGA :
R = 130 fi
ESCALAS:
x = 0.5 mS/div
y = 10 V/div
i1
,i
_ :i
,-, f — i
..
— i
-
FIGURA 3.30: Voltaje en el tiristor T -
Formas de onda
para e 1 cont ro 1
PWM.
CARGA:
R = 130 Q
ESCALAS:
x = 0.5 mS/div
y = 10 V/div
//f _,//i
¡
//
/1
f ///
1
1
FIGURA 3.31: Voltaje en el capacitor C.
103
3.1.4 ALCANCES Y LIMITACIONES.
En base a los resultados obtenidos se puede decir con
certeza que el equipo construido es en si un sistema que puede
variar la relación de trabajo dentro de un margen determinado
por la frecuencia de operación.
f/Hz1176 , CARACTERÍSTICA DE DISEÑO
CARACTERÍSTICA DEL MODULO
500 _
FIGURA 3.32: Característ ica de diseño vscaracterística de construcción delconvertidor diseñado y construido.
De la Fig. 3.32 se puede concluir que la característica
del módulo construido se acerca bastante a lo que se esperaba
eri el diseño, obteniéndose una frecuencia de trabajo superior
a la diseñada.
104
Las características medidas del módulo construido son:
fmax = 731 .7 Hz
8min = 0.146
6max = 0.512
fmin = 96.38 Hz
6min = 0.048
5max = 0.9036
La limitación de la variación de la relación de trabajo
a mayores frecuencias se debe a la característica del módulo
construido que es la de poder variar parámetros como corriente
de carga frecuencia de trabajo y voltaje de entrada.
En este convertidor a medida que se aumenta la frecuencia,
el rango de variación de 6 va disminuyendo hasta que llegará
a una frecuencia en que ya no se pueda variar.
La inicialización del capacitor se real iza mediante la
corriente de carga, esto hace que sea necesario conectar una
carga de un mínimo valor con una corriente que esté cercana a
1 Amp. y que valores menores a este hacen que la carga del
capacitor no alcance al valor de la fuente y que el voltaje
reverso pueda ser no suficiente para conmutar al tiristor
principal 7*,. También hace falta un mínimo de voltaje de
fuente externa para que se cargue el capacitor y pueda conmutar
al tiristor principal, este valor está cercano a 50 voltios
corno se puede ver en la Fig. 3.1, valores más bajos que este
105
harán que la conmutación del tiristor falle, para lo cual se
ha previsto que esto no suceda y que voltajes inferiores a este
valor hagan que el interruptor S de la Fig. 2.1 no se cierre.
Este convertidor puede manejar en estado permanente una
carga de hasta 1 KVA en condic iones nominales, con una
corriente de 6.66 A @ 150 V, con cargas puramente resistivas
y carga altamente inductivas como es el caso de un motor.
Como se trata de un módulo didáctico para uso práctico se
tienen desventajas de trabajar con distintas condiciones a las
cuales debe operar el sistema, si se tratará de un equipo con
características específicas de operación el equipo podría ser
aprovechado de mejor manera.
CAPITULO IV
106
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES.
4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS.
De las mediciones y pruebas realizadas en el capítulo
anterior se puede comprobar que los resultados son los
esperados para un convert idor DC-DC de la configurac ion
const ruida.
La diferencia en los valores, que no son ideales, así la
inversión de carga del capacitor por resonancia no llega al
valor de la fuente de alimentación DC ( -E ) , esto se puede
ver en la Fig. 3.19, el valor al que se carga el capacitor con
voltaje reverso por resonanc ia está al rededor de 70%, esto
se debe a que existe perdidas ocasionadas por los componentes
que intervienen en la resonancia.
El voltaje medio de salida en realidad no es igual a la
relación de trabajo por el tiempo de encendido, esto es debido
a que existe un voltaje que aparece en la carga durante el
apagado del tiristor principal haciendo que el valor medio sea
diferente como se puede ver en la Curva 4.1, este voltaje se
ve afectado tambi en por el valor y el tipo de la corriente de
carga que aumentará el tiempo de apagado si la corriente es
baja y por lo tanto aumentará el valor medio del voltaje en la
carga, también este voltaje es afectado por la relación de
trabajo, a un 8 bajo se tiene que el valor medio del voltaje
107
de s a l i d a es l i g e r a m e n t e mayor con re lac ión a lo que se espera
i d e a l m e n t e con lo que se t i ene un error nega t i vo ; para
re l ac iones de t r aba jo mayores que 0.5 y co r r i en tes mayores que
5 Amp. se ve que el v o l t a j e sobre la carga es menor a lo
esperado idea lmente obteniéndose un error posi t ivo.
[CURVAS DE Vmed/E vsTCPÑ lo CONSTANTE^
CARACTERSTICA IDEAL
0.10 0.20 0.30 0.40 0.50 0.60 0.70 0.80 0.90RELACIÓN DE TRABAJO
CURVA 4.1: Curvas de Vmed/E vs 6 comparado con sucarácter!st ica ideal.
La frecuencia aquí es un factor importante ya que e 1
t iempo de apagado para una carga determinada es constante y a
mayor frecuencia influirá aumentando el valor del voltaje
medio en la carga así un determinado tiempo de apagado influye
más mientras más alta es la frecuencia.
108
TABLA DE DATOS PARA LAS CURVAS DE Vmod/E vi DELTA CON lo CONSTANTE
Vin/V Vo/V DELTA Vmed/E ERROR (%) frecuencia
99,8
99,899,899,799,799,799,799,799,6
11,5420,0230,8240,5050,6060,7069.5079,8090,10
0,100,200,300,400,500,600,700,800,90
0,12
0,20
0,310,410,510,610,700,800,90
-15,63-0,30-2,94-1,55-1,50-1,470,42
-0,05-0,51
100100100100100100100100100
99,899,799,799,799,699,699,699,699,5
18,6026,4036,6845,8055.8065,0074,0084,0083,40
0,100,200,300,400.500,600,700,800,90
0,190,260,370,460,560,650,740,840,84
-86,37-32,40-22,63-14,84-12,05-8,77-6,14-5,426,87
250250250250250250250250250
99,899,799.799,799,699,699,699,599,5
16,0823,6033,5443,3052,2062,3072,0082,3092,00
0,100,200,300,400,500,600,700,800,90
0,160,240,340,430,520,630,720,830,92
-61,12-18,36-12,14-8,58-4,82-4,25-3,27-3,39-2,74
200200200200200200200200200
99,799,799,799,699,699,599,5
25,2033,6642,9051,4060,1069,7079,50
0,100,200,300,400,500,600,70
0,250,340,430,520,600,700,80
-152,76-68,81-43,43-29,02-20,68-16,75-14,14
500500500500500500500
TABLA DE DATOS f 5
109
Para la configu ración construida se ve que se tiene un
mejor resultado con el control por modulación de ancho de pulso
(PWM) , ya que se trata de un módulo didáctico el cual está
sujeto a cualquier tipo de pruebas que hacen difícil abarcar
todos los fenómenos que se puedan presentar en la utilización
del equipo. En el control por rizado hace falta una de
terminada corriente (1 amperio) para hacer que el equipo
funcione de mejor manera.
4.1.1 ANÁLISIS ECONÓMICO.
A continuación se presenta una lista detallada de todo el
material utilizado y sus precios en el mercado nacional.
En el mercado nacional no se dispone de este tipo de
equipos. es por esta razón que no se puede hacer una
comparación del costo del equipo. Al final se hace el
equivalente a dólares para la fecha de Julio de 1994.
110
DESCRIPCIÓN CANTIDAD P/UNIT. P/TTOTAL
ACRILICO
AUTOTRANSFORMADOR
BAQUELITA Y CIRCUITO IMPRESO
BORNERAS PARA TARJETA
C.l. LF 347
CODENSADORDE.68 \lF25V
CODENSADOR DE 22 \iF25V
CONDENSADOR. 01 (JiF25V
CONDENSADOR 1 \iF 50 V
CONDENSADOR 1 000 \lF ZOO V
CONDENSADOR 2.5 \lF 250 V
CONDENSADORES 2200 |F 35 V
CONDENSADORES 2200ptF25V
CONDENSADORES 0.1 HF25V
CONDENSADORES 0.22 \F 600 V
CONDENSADORES 1 00 \lF 25 V
CONECTORES DE 2
CONECTORES DE 3
CONECTORES DE 6
CONECTORES DE 8
DIODO 12 A 200 VECG 5876
DIODO 12 A200VNTE 5820
DIODO 12 A 200 VNTE 5878
DIODO ZENER 5.1 V5W
DIODOS DE SEÑAL
DIODOS RÁPIDOS EGG 587
DISIPADORES
GABINETE METÁLICO
INDUCTANCIA
INVERSOR 401 06
JACKS
LEOS
LEDSYPORTALEDS
LM318
LM324
1
1
6
12
10
2
4
2
1
2
1
2
6
15
2
12
14
8
1
4
1
1
1
2
26
2
11
1
2
2
30
8
7
1
1
46000,0
30000,037500,0
5000.05000,0500,0500,0500,0500,0
15000,05000,02500,02000,0300,0
2000,0500,0
1500,01500,02000,0
2500,05000,0
18000,0
10500,0
2500,0250,0
2000,0
3000,0
110000,080000,04000,0
1000,0
500,0
1500,02500,02200,0
46000,00
30000,00225000,00
60000,0050000,00
1000,002000,001000,00500,00
30000,005000,005000,00
12000,004500,00
4000,006000,00
21000,0012000,002000,00
10000,005000,00
18000,00
10500,00
5000,006500,00
4000,00
33000,00
110000.00160000,00
8000,00
30000,00
4000,00
10500.002500,002200,00
111
OPTOACOPLADOR ECG 3042
PERILLAS
PORTA FUSIBLE Y FUSIBLE
PORTAFUSIBLE
POTENCIÓMETROS DE PERILLA
POTENCIÓMETROS DE PRECISIÓN
PULSADOR
PULSADOR CON RETENCIÓN
RECTIFICADOR TIPO PUENTE 40 A 200 V
RECTIFICADORES TIPO PUENTE 9 A 1 00 '
REGULADORES DE VOLTAJE
RELE24V10A120VAC
RELÉS 1 2 V DE A CONTACTOS
RELÉS 1 2 V 2 CONTACTOS
RESISTENCIA DE 2 W
RESISTENCIAS 1/4 DE W
RESISTENCIAS DE 0.1 OHMIO 10 W
RESISTENCIAS DE 0.1 OHMIOS 25 W
RESISTENCIAS DE 10 W
SCR ECG 5400
SCRNTE5515
SCR NTE 5360
SELECTOR 2 POSICIONES 2 VÍAS
SELECTOR 3 POSICIONES
TERMINALES
TRANSFORMADOR
TRANSISTOR ECG 128
TRANSISTOR ECG 129
TRANSISTOR NTE 374
TRANSISTORES 2M2222
1
4
f
i4
3
t
1
1
2
11
1
2
2
5
67
4
6
3
2
1
1
1
1
55
3
2
1
1
11
5000.02500,0
5000.05000,0
2500,0
2500,03500,0
30000,0
10000,04000,03750,0
25000,010000,05000,0
800,0
50,02000,03500,03000,02500,0
25300,0
84000,0
35000.0
3500,0
500,0
25000.0
2500,0
3500,0
6000.02000,0
5000,0010000,00
5000,005000,00
10000,00
7500,003500,00
30000,00
10000,008000,00
41250,0025000,0020000,0010000,004000,00
3350,008000,00
21000,009000,00
5000,0025300,00
84000,0035000,00
3500,00
27500,00
75000,00
5000,00
3500,00
6000.0022000,00
TOTAL 1463600,00
112
En la tabla anterior se puede observar el costo del
sistema en cuanto tiene que ver con los elementos y demás
accesorios que se encuentran instalados en el equipo.
La implamentación práctica del presente trabajo se ha
1 1 evado a cabo a partir de una serie de pruebas. Al realizar
dichas pruebas, se tuvieron problemas debido a los cuales se
destruyeron algunos elementos cuyo valor representa también
parte del costo del desarrollo del equipo. Además para
realizar las pruebas iniciales se adquirieron elementos que
luego no fueron útil izados o fueron reemplazados. Esto
representa un costo adicional en el equipo, este costo se
estima que es aproximadamente, el 10% del costo total, valor
económico perdido entre elementos no utilizados y elementos
des truidos.
El tiempo requerido para realizar el sistema también debe
ser tomado en cuenta, puesto que representa un trabajo
intelectual al servicio de la construcción del convertidor DC-
DC, que a pesar de no tener que ver directamente con costos,
indirectamente eleva el costo del sistema.
Por lo expuesto, el costo del equipo no puede ser
determinado tan solo por los elementos que lo componen sino que
además se debe tomar en cuenta todo lo que representan
pérdidas; además debe incluirse de alguna manera el tiempo
tomado en el diseño y en la construcción del equipo para que
este opere de manera satisfactoria. Se atribuye un costo del
113
50% del costo total al tiempo de diseño y construcción. Por
lo tanto el costo real aproximado seria igual S/. 2 * 341.760,
a la cotización actual del dólar sería igual a $. 1.047
do lares aprox imadamente.
4.2 CONCLUSIONES.
El diseño y construcción del convertidor DC-DC con
t iristor conmutado por capacitor en paral e lo que se presenta
en esta Tes is, es el resultado de muchas horas de diseños y
pruebas que han concluido en esta Tesis de ingeniería. Este
tema ha sido desarrollado tanto en su diseño teórico como en
su elaboración práctica con el fin de consol idar las bases
teóricas adquiridas y proveer al laboratorio de Electrónica de
Potencia de un equipo que permita realizar prácticas de
laboratorio para demostrar y analizar la técnica de conmutación
mencionada.
Cabe señalar la gran importancia que tiene realizar un
proyecto con elaboración práctica dado que al experimentar se
verifican los tratados teóricos con respecto al tema escogido,
se adquiere seguridad y se desarrollan destrezas para realizar
futuros trabajos prácticos.
De todo lo diseñado en el presente trabajo se puede
afirmar, en base a los resultados obtenidos, que la totalidad
114
cíe la sustentación teórica de la Tes is se ajusta en forma
adecuada a la realidad práctica, así, el conjunto de todos y
cada una de las afirmaciones hechas en el desarrollo del
diseño, se van uniendo entre si, hasta formar un sistema de
control completo que logra el principal objetivo propuesto.
Una limitación del sistema es la frecuencia de trabajo,
es un rango pequeño, sin embargo se puede apreciar claramente
el efecto de la variación de la frecuencia sobre el voltaje en
la carga»
Otra limitación del sistema que se determinó en la parte
teórica así como en las pruebas experimentales, es que para
cargas demasiado ligeras (casi vació), la corriente de carga
es tan pequeña que el capacitor de conmutación no se carga lo
suficiente para poder conmutar al tiristor principal, haciendo
que falle la conmutación, También se pudo comprobar que una
corriente con elevado valor de subida (alta pendiente) el
capacitor de conmutación se carga muy rápidamente y el tiempo
de apagado se reduce, fallando la conmutación del tiristor
pr incipal.
4.3 RECOMENDACIONES.
A pesar de los resultados positivos que ha arrojado el
presente trabajo de Tesis, caben algunas recomendaciones con
115
el propósito de mejorar el funcionamiento del sistema mismo,
así también con el propósito de lograr una mayor comprensión
del comportamiento del troceador.
En el desarrollo de una Tesis práctica es importante que
se comience primero haciendo un análisis de simulación mediante
alguna ayuda computacional con el propósito de obtener una idea
del sistema a construirse y aprovechar de mejor manera las
características de los distintos componentes a utilizarse, así
se puede hacer una mejor selección de los componentes que se
utilizaran en la construcción del s istema, de este modo se
evitaría las pruebas con distintos elementos que a más de
demorar el desarrollo incrementan el costo del equipo.
En el plano teórico, es de desear que se implemento un
programa de simulación digital que incluya las características
de 1 troceador y de la carga como un s istema único, de tal
manera de poder predecir con precisión el comportamiento del
s istema.
Al diseñar un equipo es conveniente utilizar diseños ya
probados, en tesis o trabajos anteriores, que se necesiten para
no tener pérdidas de tiempo en volver a diseñarlos, y dedicar
más esfuerzo al objetivo mismo de la Tesis. Por ejemplo se
puede utilizar diseños de snubbers, de disipadores de calor,
de fuentes de polarización, etc. También es útil aprovechar
equipos construidos que se encuentran en el mercado y que
sat isfagan las necesidades del equ ipo que se desea construir.
116
BIBLIOGRAFÍA
1. AN INTRODUCTION TO POWER ELECTRONIC, BirdB.M., KingK.G.,
John Wiley & Sons, New York, 1984.
2. POWER ELECTRONICS, Cyri 1 W. Lander, McGraw Hi 1 1 Book
Campany, Second Edi tion, Great Britain, 1987.
3. POWER ELECTRONICS, CONVERTERS, APLICATIONS, AND DISIGN,
Ned Mohán, John Wiley & Sons, Norway, 1986.
4. POWER ELECTRONICS CIRCUITS, DEVICES AND APLICATIONS,
Muhammad Harunur Rashid, Prentice Hall 1988.
5. POWER SEMICONDUCTOR CIRCUITS, S.B. Dewan, A. Straughen,
John Wiley & Sons, 1973.
6. VOLTAGE REGULATOR HANDBOOK, Nati ona1 Sem i conductor
Corporation 1982.
7. SEMICONDUCTOR DATA BOOK, General Electric Company, 1971.
8. MOTOROLA DATA BOOK, Power Transistors Mosfets and
Thyristors, Third Edition, Motorola Inc., 1982.
9. TRANSFORMER AND INDUCTOR DESIGN HANDBOOK, Co lorie i Wm. T.
McLyman, New York and Basel.
117
10. SCR DESIGNERS HANDBOOK, Westinhouse Si 1 icón Controlled
Designers's Handbook, Leslie R. Rice Editor, Second
Edit ion, September 1970.
11. POWER SEMICONDUCTOR DRIVERS, S.B. Dewan, G.R. Slemon, A.
Straughen, John Wiley & Sons, New York, 1984.
12. POWER SEMICONDUCTOR, EQUIPMENT AND SYSTEMS, Vol. II, John
D. Harnden, Forest B. Golden.
13. ELECTRÓNICAS Y AUTOMÁTICAS INDUSTRIALES, Mundo
Electrónico, Marcombo, Boixareu Editores, Barcelona-
México, 1981.
14. IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS AND CONTROL,
Regenerative Braking Performance Analysis of a Thyristor-
Chopper Controlled DC Series Motor, Vol IECI-28, NO 4,
November 1981.
ANEXOS
ANEXO 1
118
MANUAL DEL USUARIO:
Esta sección tiene como objeto informar cual es la forma
correcta de poner en funcionamiento el equipo y también de ser
necesario como se podría manejar técnicamente ías diferentes
partes constitutivas del s istema construido.
El panel frontal del equipo fue diseñado de tal forma que
la operación de este sea fací 1mente realizable por cualquier
persona, para lo cual dispone de indicadores luminosos que
informarán al operador como responde el equipo a cada uno de
sus acciones o comandos.
Es necesario tener en cuenta que los potenciómetros estén
en su posición de mí nimo valor para evitar una corriente
elevada en el encendido y falla en la conmutación, el selector
del tipo de control a utilizar debe estar en la pocisión de
apagado antes de encender el pulsador de potencia.
Para iniciar el funcionamiento del equipo es necesario
conectar el cable de alimentación al control y a la fuente
auxiliar tomando en cuenta lo expuesto en el párrafo anterior.
Con el pulsador de potencia poner al equipo listo para 1 a
selección del control a utilizarse, además es aconsejable que
se conecte el circuito de control y luego el de potencia
mediante el selector de fuentes cuando se está trabajando con
fuente interna.
119
Cuando se trabaja con la fuente externa, es aconsejable
como en el caso anterior conectar el circuito de control luego
conectar la fuente externa de alimentación al conversor tomando
en cuenta en lo posible que la misma tenga un valor bajo de
voItaje para luego ir incrementando su valor a uno adecuado
para operación.
En el control por rizado para ver su funcionamiento es
importante que la carga por lo menos consuma 1 A., caso
contrario no se podrá apreciar el control en si, ya que la
referencia de corriente media mínima es 1 A.
Antes de poner en funcionamiento revisar que las
conexiones estén bien realizadas, conectado la carga, esto es
importante para que se cargue el capacitor y pueda existir la
conmutación, revisar con el pulsador de prueba de lámparas que
todas se enciendan y así poder saber con certeza el estado de
operación del equipo.
En el caso de que exista una sobrecorriente o un
sobrevo1taje, esto se podrá detectar por el encendido de los
LEDs correspondientes, será necesario apagar el equipo para
ponerlo nuevamente en funcionamiento.
Para cambiar de control es necesario pasar por el estado
de apagado del selector de controles, luego seleccionar el
control tomando en cuenta lo dicho en párrafos anteriores, no
es aconsejable pasar bruscamente del un control al otro ya que
120
puede ocasionar fallas en la conmutación y será también
necesario desconectar el equ i po.
Para algún mantenimiento o falla del sistema es importante
tener en cuenta que el equipo está modularizado y se puede
hacer pruebas en cada uno de sus módulos, cada una de las
partes constitutivas se explico en el capitulo II, se pueden
ver señales que determinarán su estado de operación.
A continuación se presenta las configuraciones que se
puede realizar en el equipo.
F o.l Di o.i
ESQUEMA NO 1.
121
Lo
ESQUEMA NQ 2.
Lo
ESQUEMA NQ 3.
122
ESQUEMA NQ 4.
En el control por rizado únicamente se pueden armar los
esquemas 1 y 3 debido a que si la referencia de corriente está
más alta que la corriente que consume la carga, el capacitor
se descargaría a través de la resistencia R y se producirá
falla en la conmutación.
123
ESTUDIO DE LA CONMUTACIÓN DE LOS TIRISTORES.
Los conversores DC-DC son ampliamente usados para
aplicaciones en fuentes de alimentac ion DC regu1adas (fuentes
conmutadas), cargadores de baterías y en contro1 adores de
motores DC.
HOt «FÁSICOD TRIFÁSICO
FIGURA 4.1: Sistema de conversión DC-DC
Como se muestra en la Fig. 4.1, a menudo la entrada de
estos conversores es un voltaje DC no regulado, el cual es
obtenido por rectificación de un voltaje de línea ac, por ende
está sujeta a los cambios en la magnitud del voltaje de línea.
En modo de conmutación (fuentes conmutadas y cargadores
de baterías), los conversores DC-DC son usados para convertir
una entrada no regulada a una salida regulada en un nivel de
voltaje deseado, y en controladores de motores han sido
utilizados en aplicaciones de control de velocidad y posición.
Mirando la aplicación de los conversores DC-DC,
encontramos que estos conversores a menudo son usados con
124
aislamiento eléctrico por transformador para el caso de fuentes
reguladas, y casi siempre sin un aislamiento por transformador
en el caso de contro1 adores de motores DC.
Un conversor DC-DC varia su valor medio de salida, con
relación a su entrada, por variación de la proporc ion de la
duración del tiempo de operación en que la salida está
conectada a la entrada. Mientras esta amplia definición lógica
es tanto para contro1 adores y reguladores ac, los reguladores
considerados en está Tesis son aquellos que proporcionan una
salida DC desde una entrada DC, y carente de la facilidad de
conmutación natural como la producida por una entrada ac,
haciendo necesario emplear conmutac ion forzada para efectos de
conmutación requer idos.
Un conversor DC-DC elemental está i lustrado en la Fig.
4.2, donde el conmutador S no especificado opera a un tiempo
periódico Tp - Ts (tiempo de conmutación) regular, y es cerrado
por un tiempo Ta (tiempo de encendido) en cada período. 6
(relación de trabajo) es la relación entre el tiempo de
encendido y el tiempo de conmutación, así de tiene que:
Ta=6*Tp ( 4.1 )
Se asumirá durante todo este análisis que el conmutador
no tiene pérdidas, esto es que en conducción la caída de
voltaje a través del mismo es cero, no existe corriente de fuga
en bloqueo y el conmu t ador pasa del un estado al otro en un
125
tiempo igual al cero. De este modo el voltaje instantáneo de
salida en la Fig. 4.2 es tambi en el voltaje de entrada V. o
cero, el voltaje de salida medio y el voltaje de salida rms
son:
- Ta ( 4 7 \7 —T7 u. •* ** —K j,TT V *r • -¿ /
VI
v -v *A
114-
\E
DC
TP
Ts* — rjz -t,tTTp 1
/S
CARGA
VI
( 4.3 )
A
Vo
( a )
-Ta—+-Tb-
— Tp-
_ JL
Vo-
( b )
FIGURA 4.2: (a) Conversor DC-DC elemental. (b)Formas de onda del voltaje de salida.
Un circuito tan simple es de limitados usos prácticos,
puesto que este puede conectarse solamente a una carga
126
resistiva, y la gran proporción de rizado en la salida no es
norma 1 me rite aceptable.
Para alisar la salida se requiere de una inductancia
adicional, y posiblemente un capacitor, como el de la Fig. 4.3,
un segundo conmutador es tambi en necesario para que lieve la
corriente que circula por la inductancia cuando el conmutador
S. está abierto, 5* y 5- operan s incroni zadamente, así que
mientras el uno está conduciendo el otro está en bloqueo.
La forma de onda del voltaje de salida con e 1 conmutador
S< en serie y el conmutador S. en paralelo es la misma que se
obtiene en la Fig. 4.2(b), pero la corriente en la carga en
cambio tiene una pendiente V./R cuando 5, está cerrado,
tendiendo a permanecer estable por los efectos de alisamiento
de LQ, en un nivel V^/R* S imi 1 armen te, cuando S¡ está en bloqueo
y Sy está en conducción, la misma corriente fluye a través de
Li Si Lo
FUENTEDC Vl Ci '""\
Ss
1 !
Vo Co CARGA Voo
FIGURA 4.3: Conversor DC-DC con filtro de salidapara filtrado de corriente.
127
Si se asume por el momento que la corriente de salida es
aplanada completamente por una inductancia infinita, se tiene
que :
Voltaje de salida:
V0=6*Vl ( 4.4 )
Potencia de salida:
JP^V^JO ( 4.5 )
Corr iente de entrada:
Íi=6*I9 ( 4.6 )
Potencia de entrada:
P, =V, * J, =V, *6 * J«=Pft (4.7)
La igualdad entre la potencia de entrada y de salida es
una consecuencia necesaria de asumir cero pérdidas, y las
ecuaciones demuestran que el conversor DC-DC con aplanamiento,
logra en términos de DC lo que un transformador en AC, una
transformación de voltaje acompañada por una transformación
inversa de corriente. La veracidad de esta afi rmac ion no es
afectada por el hecho que la corriente de entrada pueda
contener una alta proporción de rizado, ya que es asumiendo que
la fuente DC no tiene resistencia, y es por esto que no está
asociado a ningunas pérdidas. La discontinuidad de la
128
corriente de entrada significa en realidad que una impedancia
baja es necesaria y en muchas circunstancias prácticas un
filtro de en t rada (L. + C, ) debe ser incorporado. Las
relaciones de entrada y sal ida pueden ser entendidas
enteramente en términos de que realmente los voltajes y
corrientes son realmente aplanados.
En la práctica, la inductancia en el circuito de carga es
frecuentemente no suf i entement e grande para excluir una
apreciab1 e componente de r i zado de la corriente de salida, el
mi smo que puede ser significativo en muchos casos. Pr imero
puede significat ivamen te aumentar la corriente rms total de
2salida, y por esto las pérdidas I R en la carga y en el
conversor; segundo, incrementa la corriente instantánea, y el
conmutador S, debe estar en capacidad de apagarse; tercero, si
la corriente de salida se hace discontinua, la característica
de control será alterado en muchos casos.
Dos casos de interés práctico pueden ser identificados
ampliamente como en el que el voltaje a través de la parte
disipadora de la carga es ciertamente aplanado, como el de una
batería, un capacitor de aplanamiento o un motor DC de
excitación independiente y en el cual el aplanamiento esté dado
únicamente por la inductancia como en el caso de un regulador
conectado a uri motor DC serie.
La operación con aplanamiento para el voltaje de salida
es ilustrado en la Fig. 4.4, el voltaje aplicado a la
129
inductancia durante el período de encendido es ( Vi - V&} f y
durante el período de apagado es (-V0) . La corriente en L0
es por consiguiente:
( 4.8 )
( 4.9 )
£0+f0-2*J0
De estas expresiones varios valores de interés de
corriente pueden ser encontrados. Sumando las expresiones
(4.8) y (4.9) se tiene que la corriente pico es:
( 4.10 )
_ y _ y * fp
~ + ~ (1~O)
Similarmente se obtiene que la corriente mínima es:
( 4.11 )
f0-í0-
el valor rms del rizado de corriente es:
( 4.12 )
J -OT
130
y el valor rms de la corriente es:
72t-or
( 4.13 )
El voltaje de salida VQ a través de S, contiene una
componente de rizado cuyo valor rms está dado por:
( 4 . 1 4 )
r- S2 SI SI
Vo Vi
lo ]0
'ío
O
h ío
lo
O
IS2 Jo
lo
O
Ta -'- Tb
Tp
VO
FIGURA 4 .4 : Formas de onda del conversor DC-DCde la Figura 4 .3 .
131
El máximo valor de las expresiones ( 4.11 ) y ( 4.12 ),
de interés para propósitos de diseño ocurre cuando la relación
de trabajo 5 = 0.5 asumiendo que la corriente media de salida
es independiente de la re 1 ación de trabajo 6.
PROCESO DE CONMUTACIÓN DE TIRISTORES.
El merito básico de los tiristores puede ser utilizado
como un conmutador controlable, y que el estado de conduce ion
directa puede mantenerse independí entemente de la señal de
compuerta, la compuerta lleva con sigo dos desventajas:
primero, un tiempo apreciable es requerido para que se inicie
el proceso de conducción sobre todo el área del elemento, el
efecto de encendido, relativamente significativo es un proceso
lento, y segundo ( excepto algunos elementos especiales ) una
vez establecido la conducción, no puede ser terminado por
ninguna acción de la compuerta. El tiristor normalmente puede
ser apagado únicamente por interrupción de la corriente a
través del ánodo por algún medio externo, el cual en algunas
circunstancias trae con s igo un circuito comple jo indeseable,
pérdidas significativas del circuito y un consumo de tiempo el
cual limita la frecuencia a la que el tiristor puede ser
ut i 1 izado.
1 3 2
PROCESO DE ENCENDIDO DE LOS TIRISTORES.
El proceso de encend ido de un tiristor es responsabl 1 idad
de la señal de disparo de compuerta, este proceso puede ser
considerado que toma lugar en tres partes, primero, una demora
ocurre antes de que cualquier respuesta significativa aparezca.
Segundo, la conducción se es tablece en un área pequeña
adyacente a la compuerta y bajo la mayor o menor influencia
directa de la corriente de compuerta; la proporción del área
total que esta representa depende del diseño de la celda, pero
en los tiristores de potencia, la construcción será simple y
tan pequeña como 1 o 2%. Finalmente el área de conducción se
difundirá con una velocidad regularmente constante, sin
influencia de la compuerta, típicamente en el orden de 0.1
mni/jiS, antes de que el área total esté conduciendo o que el
período total termine.
Correspondientemente al incrementar el área de conducción,
la resistencia de la celda cae desde cerca del valor de
infinito " bloqueo ", rápidamente a un valor relativamente alto
mientras la conducción está concentrado en la región de la
compuerta, y luego a un valor relativamente bajo cuando está
en estado estable " conducción ", asumiendo una corriente de
ánodo que sube rápidamente a un nivel constante, el voltaje
instantáneo cae como en la forma de onda ilustrado en la Fig.
4.5 donde dan como resultado una disipación de potencia W =
V,*Í como se muestra en la misma figura.
133
VAK VFB,A l0.9VFBI
t
>rr z~_ t
FIGURA 4.5: Formas de onda típicas de voltaje,corriente y potencia en el encendidode un tiristor. (Tiristor disparadoen t=0).
Como se muestra en la Fig. 4.5 el tiempo total de
conmutación está dividido en el tiempo de retardo ( td) y en el
tiempo de caída ( ty) , estos períodos han sido arbitrariamente
delimitados, con el propósito de medir el instante cuando el
voltaje a través del tiristor cae desde el 90% al 10% del
voltaje inicial de bloqueo. Un incremento en el nivel de
conducción de compuerta reduce el tiempo de retardo, pero tiene
un efecto relat ivamente pequeño sobre el t iempo de caída Fig.
4.6. En la práctica el proceso de conmutac ion puede ser
134
relacionado con una variedad infinita de formas de onda de
corriente de ánodo, así como con un rango de corrientes de
disparo, las formas de onda de conmutación son en general
indeterminadas, y la definición convencional del tiempo de
encendido es un poco sin sentido a menos que se relacione con
condiciones especificas de operación. La Fig. 4,7 ilustra las
formas de onda de disipación dependientes del tiempo de subida
de la corriente de ánodo de amplitud constante.
INCREMENTO DE LA CORRIENTE DE COMPUERTA
FIGURA 4.6 Efecto de la corriente decompuerta en el encendido de unt ir istor.
Las pérdidas asociadas con el encendido corresponden al
área bajo la curva de potencia, puede ser considerablemente
diferentes con las pérdidas de potencia media en un tiristor
operando a altas frecuencias, cuando el tiempo de encendido,
posiblemente unos 100 nS o más en los tiristores de potencia,
pueden constituir esencialmente una gran porción del tiempo
total del período de conducción, o excederlo, así que el
135
voltaje directo medio es más alto que el esperado en las
características en estado estable.
t - uS
150 200
FIGURA 4.7 Efecto del tiempo de subida de lacorriente de ánodo en las perdidas deencendido de un tiristor.(w enunidades arbitrarias).
También es de considerable significado, si la corriente
de ánodo es de gran pendiente de subida, una alta disipación
está asociada con la conducción inicial en la región de
compuerta, estas dos contribuciones a las pérdidas totales de
energía y la concentración de disipación de calor alrededor de
compuerta implican un incremento transitorio de temperatura,
como en una resistencia eléctrica.
136
Las pérdidas de encendido son reducidas en estas
circunstancias, si el área que está conduciendo directamente
por acción de compuerta es incrementada. Esto puede ser
llevado a cabo incrementando el pulso de corriente de
compuer ta.
Los tiristores para operación en altas frecuencias son
diseñados con configuraciones especiales de compuerta para
intensificar la efectividad inicial de la compuerta, por
ampliación de su perímetro y reducción de la distancia sobre
la cual la conducción debe extenderse, por este medio se reduce
las pérdidas de encendido a un orden de magnitud bajo
condiciones onerosas.
PROCESO DE APAGADO.
Ya que el tiristor, generalmente hablando, no incorpora
un medio de interrupción de la corriente que por el fluye, para
revertir el proceso del estado de conducción al de no
conducción es de fundamental importancia en la aplicación del
elemento. En algunos circuitos, la conducción cesa
naturalmente como resu 1tado de un fenómeno conocido como
conmutación natural, en la cual la corriente es apartado a un
camino alternativo por la influencia de los voltajes de
operación de dichos circuitos, generalmente voltajes alternos
y el tiristor entra en su característica de bloqueo reverso por
un período relativamente grande de tiempo. Si, como es
usualmente en el caso de circuitos alimentados por una fuente
137
DC, la conmutación natural no ocurre, un circuito adicional es
requerido por medio del cual la corriente pueda ser desviada
del tiristor, y un voltaje reverso sea aplicado por un período
breve pero suficiente para facilitar la recuperación de su
capacidad de bloqueo directo antes de que el voltaje directo
sea reaplicado, este proceso es referido como conmutación
forzada o artificial.
RECUPERACIÓN REVERSA.
Uri aspecto importante de conmut ac ion es el comportamiento
transitorio de la conducción de la juntura P-N cuando un
voltaje reverso es repentinamente aplicado, esto está ilustrado
en la Fig. 4.8. Alguna impedancia debe ser asumida en la
fuente del voltaje reverso y la inductancia L en la Fig. 4.8(a)
representa la inductancia paras ita o un pequeño inductor
incluido para limitar el pico de corriente y el di/dt. El
voltaje reverso es asumido aquí constante, representando el
proceso de conmutación natural.
Al cerrar el conmutador S Fig. 4.8(a) para apagar la
conducción del tiristor, inicial mente 1 levando una corriente
I,, desde un circuito externo, el tiristor no asume su estado
de bloqueo reverso inmediatamente ya que pasa una considerable
corriente reversa, la cual cae subsecuentemente a un valor
estable de fuga, el conmutador 5 es cerrado en t=0 Fig. 4,8(b),
la corriente í del tiristor cae desde su valor inicial I a un
138
valor determinado por V^ y L, en t¡ la corriente pasa por cero
y se invierte, y en el período £/-*? continúa cambiando a una
rapidez inalterable, mientras el tiristor no ofrece impedancia
alguna a la corriente reversa, por virtud del exceso de carga
disponible que lleva la juntura de ánodo que se mantiene desde
el período de conducción directa. Este exceso disminuye ya que
la carga que 1 leva es removida por la corriente de
recombinación, y en t« llega a un valor que ya no puede
soportar, en t« por ende, la corriente llega ha ser dependiente
del comportamiento del tiristor antes que del circuito externo,
y el voltaje reverso aparece a través de la celda.
n x
v
C a )
VR
_ t
_ t
FIGURA 4.8: Apagado de un t iristor apiicandovoltaje reverso.
El voltaje reverso puede exceder e;( voltaje api icado Vg
debido al di/dt reverso en la inductancia, aun cuando un
excesivo sobretii-o es prevenido mediante una red de supresión.
139
El área rayada bajo la forma de onda de la corriente
reversa en la Fig. 4.8(b) representa una carga reversa
almacenada Q de la cual una fracción grade es disipada
virtualmente con todo el voltaje reverso a través de la celda,
y es de este modo asociado con las pérdidas de energía en el
intervalo £/-í; que son:
i.dt ( 4.11 )
el cual puede ser aproximado a vg*Qrr' Dando una transición
rápida desde conducción directa a bloqueo reverso del tiristor,
eí mismo que está ilustrado en la Fig. 4.8, Q se incrementa
con el aumento de la corriente directa, y desde ese instante
es reducida por recombinación natural durante el proceso de
recuperación, puede variar ampliamente acorde con la
construcción del tiristor y es sujeto a una considerable y
extensa cant idad de celdas similares. Tí picamente Qff puede
estar en el orden de 0.5 p,C por amperio de la corriente
directa. El intervalo que transcurre entre el instante en que
la corriente en el tiristor pasa por cero t¡ y el intervalo en
el cual la corriente llega nuevamente a cero tj es el tiempo de
recuperación reversa t
ANEXO 2
ESCUELA POLITÉCNICA MACIONAL
GENERACIÓN DEL CONTROL PHM
Document Nurrib«n
1 of
REV
JT
ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
GENERACIÓN DEL CONTROL PHM
Do
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02
RE
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ESCUELA POLITÉCNICA NACINAL
GENERACIÓN DEL CONTROL PWM
PocunwntNumb«r~
03
Auaumt 16. 1994 gh««-T
JT
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CNOi
Titl*
ESCUELA POLITÉCNICA NACIONflL
DRIVERS DE LOS SCRS
Document Numb«r-
July 26. 1994|Sh««-t
1 Qf
REV
JT
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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
CIRCUITO DE FUERZA
Document July 26.
i of
REV
JT
ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
Titl»
DETECTOR DE FUERZA Y CORRIENTE DE CARGA
Docum«n1: Numbvr
26, 199-4 E5h««t
REV
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en
ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
FUENTES DEL CIRCUITO DE CONTROL
T2
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LM7912
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D24
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CO25
i —
-"*Q?Vfe_l
CD26
i—
C-SNP¿_]
CD27
RV3
LM79O5
ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
FUENTES DE LOS DRIVERS DE LOS SCRS
Six«
ANumtxrr
16,
en O
FUENTES AUXILIARES DE CONTROL
152
•f0 0
PUENTE0 C25-2200u/25V O X0\ O (cjsjioa
vflx
O O CJ1O D RV7 0 RV< O O fttyodu
SI I* ^"LJ^ CM
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33 o IB12SI o a 1 R13BI o 222oo«[IDEI® orffTrno200
RV4 RV3
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PUENTE
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0 C20-2200U/35V O -^0 HHn 0 r—0 dCT5 1 rují l*r«n^R* L ,J£!L~JS gf-J i»JBJ> Igl"o
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O-i2Vto
^— ticwa
OONDO
O +05W9
O+12WI
kVAC24/T1
AC24/T1
"AC12/T2
OGNDI
oWAC12/T2
O412Vc
• -i-uovo
OGNDICWVf*
O
Lado de componentes del módulo # 1, tarjeta de fuentes del
circuito de control y drivers de los tiristores.
FIGURA # 13
153
ewnrav.4fUKT.oou*SUOA
Lado de soldadura módulo # 1.
FIGURA # 1 4
154
GNDO Q
-t-iava Q
+OSVaO
GNDOQ
-OSVaQ
-12VO
PÍ(njo o
o o
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a a _
anuaaaaaaooao
O O O O O
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O R119 I O O RílS«o o 7 Tiroooooooo
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9 I U15 LF347Í O
f 0-«
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o ID2I I o
L4VoltVjob
L2VriiVpwm
PUENTE
«A-200V
Oo
GND/-P—
0 /U/+P
L1/1-P
ACP
Lado de componentes modulo # 2, Tarjeta de fuente auxi liar,
selección de control e indicación.
FIGURA # 15
155
00 flALJIXUA 3TM3U1 Y MQI003J3a 30 AT3LHAT
Q «»Q «w-Q Ir*$l
© N © mUOAT .0 OUUU
.u .s .3
OA
OA
Lado de soldadura módulo # 2.
FIGURA # 16
156
10
-12Vo1
JSobQMfW
[o]
c
0 í lo* 1 0
i/Fuerzoo
-OSVol
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O+05Vo1
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a m | o a [W 1 o
9 nf*r~io opg I Q n0 I* UM ^ _.B D IM 1 0 D 1*8 | 0 k) D 1*H j 0
• n l*'« 1 o n |n> I o n o l*t< | o n (»ICM *.m itn
a ooooooo o ooooooo oWifjfT • Win*? r— i
P* D O O O O O O O O O D O O O O O O ? f_g MUVUVgW V | W M W M W W W « (¿J.
o o CO o) í f n° n '1U a «I
ÍT BPI 1 * ° "®JP0o'S a 1 1 [I oooooooO n 5 kiníñ0 0 0 ^ / w
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0 1 P 1 • 0 0 0 '*
1 D I'M* 1 o1 f^ 1 ° IK
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B M n a D p i o a n oSI" o o o o o o o laiSfl o o o o o o o f~Lo
a a ^ ktw w » [B] km*? ^ [ijSk*bcaoj D O O O O O O 0 D O O O O O O D D
n ji v J oxW\ a Ijug l o o o
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MN a a a
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Ü~~] 0 HMOK ¡* j'j
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Lado de componentes módulo # 3, Tarjeta de control por PWM
FIGURA # 17
157
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Lado de soldadura módulo # 3.
FIGURA # 18
158
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O |*ü Z] O O O >* j— i*3" ri r] o l"" l o o ÍPÍT 1 o o i« i o
o 1 UQ| o o ^J5 ^js U c^ 11*72 i o
n 8 » 0 w -™ o cH5! I I ^ ooooooo o 1 ooooooo ooooooo i-i' s />«° S^«^ n 1 S««" 1 S"«» 11 I£J C9 ,> SüJ Ll C ut* 1 i UIS 1 I*' O (O O) OOOOOOO | p B OOOOOOO OOOOOOO ^
¡ oCltso o'P111 ! ojo) o opREí o (8) (___ _> i * I.IM MtSí ^ S O O O I*" 1 O Q
O |ftios 1 O (O On |8 II&I3 '"
tu "¿í ^~" O O O •*<S3> o[^r-|o r-.
UD or^~io ys °™i*r"!io
Lado de componentes módulo # 4, tarjeta de control por rizado
y algunos ele me ri tos de potencia.
FIGURA # 19
159
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OOASW flOTJORTMOO
Lado de s o l d a d u r a m ó d u l o # 4.
FIGURA # 20
160
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Lado de componentes módulo # 5, tarjeta del grupo de fuentes
# 3, lógica de encendido y algunos elementos de potencia.
FIGURA # 21
161
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Lado de soldadura módulo # 5.
FIGURA # 2 2
162
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Lado de componentes módulo # 6, tarjeta de potencia, drivers
y snubbers.
FIGURA # 23
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Lado de so ldadura m ó d u l o # 6.
FIGURA # 24
