DISEÑO Y REALIZACIÓN DE UN CARGADOR DE ATERÍAS PARA LA ALIMENTACIÓN DE...

Álvaro Baceiredo Ramos

DISEÑO Y REALIZACIÓN DE UN CARGADOR

DE BATERÍAS PARA LA ALIMENTACIÓN DE UNA

ESTACIÓN METEOROLÓGICA AUTÓNOMA

TRABAJO DE FIN DE GRADO

dirigido por el Dr. Hugo Valderrama Blavi

Grado en Ingeniería Eléctrica

Tarragona Septiembre 2016

Para mi familia, pareja, amigos y compañeros en general,

para mis abus en particular.

ÍNDICE

[Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para la

Alimentación de una Estación Meteorológica Autónoma]

AUTOR: Álvaro Baceiredo Ramos

DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi

Septiembre 2016

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para una Estación Meteorológica. Índice

1

Índice

1. MEMORIA

1.1. OBJETO ............................................................................................................... 7

1.2. ALCANCE ........................................................................................................... 7

1.3. REFERENCIAS .................................................................................................. 8

1.3.1. Bibliografía ............................................................................................... 8

1.3.2. Programas Informáticos .......................................................................... 8

1.3.3. Plan de Gestión de la Calidad Aplicada durante la Redacción .............. 8

1.3.4. Otras Referencias ..................................................................................... 9

1.4. ABREVIATURAS ............................................................................................... 9

1.5. SÍNTESIS DEL SISTEMA ................................................................................. 10

1.5.1. Descripción y Funcionamiento del Sistema ............................................ 10

1.5.2. Previsión de Consumo del Sistema .......................................................... 11

1.5.3. Elección de la Batería .............................................................................. 13

1.5.3.1. Especificaciones ................................................................................ 13

1.5.3.2. Selección de la Batería ...................................................................... 13

1.5.4. Descripción de la Fuente de Alimentación ............................................. 14

1.5.4.1. Bloque de Transformación y Rectificación ....................................... 14

1.5.4.2. Introducción al Cargador: Especificaciones .................................... 16

1.6. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL CARGADOR ................................... 17

1.6.1. Estado del Arte ......................................................................................... 17

1.6.1.1. Etapa PFC (Corrector del Factor de Potencia) ............................... 17

1.6.1.1.1. Estructuras PFC ......................................................................... 18

1.6.1.1.2. Concepto de Loss Free Resistor (LFR) ...................................... 18

1.6.1.1.3. Convertidor seleccionado como LFR ........................................ 19

1.6.1.2. Etapa Reductora ................................................................................ 20

1.6.2. Estudio de las Etapas Empleadas ............................................................ 21

1.6.2.1. Estudio del Convertidor Boost .......................................................... 21

1.6.2.1.1. Estados de Conducción del Convertidor Boost ......................... 21

1.6.2.1.2. Modelización en Régimen Estático del Convertidor Boost ....... 22

1.6.2.1.3. Análisis del Control del Convertidor Boost ............................... 25 1.6.2.1.3.1. Introducción al Control en Modo Deslizante ............................... 25

1.6.2.1.3.2. Superficie de Deslizamiento ........................................................ 26

1.6.2.1.3.3. Dinámica de Deslizamiento Ideal ................................................ 27

1.6.2.1.3.4. Control Equivalente ..................................................................... 27

1.6.2.1.3.5. Punto de Equilibrio. ..................................................................... 28

1.6.2.1.3.6. Cálculo de la Planta H1(s) ............................................................ 29

1.6.2.1.3.7. Obtención de los Márgenes de Estabilidad en Lazo Cerrado ...... 32

1.6.2.2. Estudio del Convertidor Buck ........................................................... 35

1.6.2.2.1. Estados de Conducción del Convertidor Buck........................... 35

1.6.2.2.2. Modelización en Régimen Estático del Convertidor Buck ........ 36

1.6.2.2.3. Análisis del Control del Convertidor Buck ................................ 38 1.6.2.2.3.1. Introducción al Control en Modo Deslizante ............................... 39


2







1.6.3. Diseño de los Principales Componentes de la Etapa de Potencia .......... 45

1.6.3.1. Inductores .......................................................................................... 45

1.6.3.1.1. Inductor del Boost ...................................................................... 45

1.6.3.1.2. Inductor del Buck ....................................................................... 47

1.6.3.2. Condensadores .................................................................................. 49

1.6.3.2.1. Condensador de Entrada del Cargador ...................................... 49

1.6.3.2.2. Condensador Intermedio (Cm) ................................................... 49

1.6.3.2.3. Condensador de Salida del Cargador ......................................... 50

1.6.3.3. Transistores MOSFETs ..................................................................... 51

1.6.3.4. Diodos de Potencia ........................................................................... 53

1.6.3.5. Diodo Rectificador ............................................................................ 53

1.6.3.6. Disipador ........................................................................................... 53

1.6.4. Diseño de las PCBs del Cargador ............................................................ 56

1.6.4.1. Etapa de Potencia ............................................................................. 57

1.6.4.1.1. Sensado de Corriente ................................................................. 58

1.6.4.1.2. Sensado de Tensión ................................................................... 60

1.6.4.1.3. Drivers ....................................................................................... 60 1.6.4.1.3.1. Driver Boost ................................................................................. 61

1.6.4.1.3.2. Driver Buck .................................................................................. 61

1.6.4.1.4. Fuente de Alimentación +5 VDC ................................................ 63

1.6.4.1.5. Componentes Adicionales del Boost ......................................... 63

1.6.4.2. Etapa de Control ............................................................................... 64

1.6.4.2.1. Circuito de Control_1: Fuente de Alimentación ±15 VDC ......... 65

1.6.4.2.2. Circuito de Control_2: Control del Boost .................................. 66 1.6.4.2.2.1. Bloque del Compensador Proporcional-Integral (PI_1) .............. 66

1.6.4.2.2.2. Notch Filter ................................................................................. 69

1.6.4.2.2.3. Obtención de K1=G*Vg ............................................................... 71

1.6.4.2.2.4. Obtención y Regulación de los Valores de Histéresis (delta1) .... 73

1.6.4.2.2.5. Obtención de los Límites de la Superficie de Deslizamiento ...... 74

1.6.4.2.2.6. Amplificación Corriente Sensada (iL1_sens→ iL1_comp) ........ 74

1.6.4.2.2.7. Comparación con los Límites de Superficie y Báscula J-K ......... 75

1.6.4.2.3. Circuito de Control_3: Control del Buck ................................... 76 1.6.4.2.3.1. Bloque del Compensador Proporcional-Integral (PI_2) .............. 76

1.6.4.2.3.2. Obtención de K2 ........................................................................... 79



1.6.4.2.3.5. Amplificación Corriente Sensada (iL2_sens→ iL2_comp) ......... 81


1.7. SIMULACIONES ................................................................................................ 84

1.8. PRUEBAS EXPERIMENTALES ...................................................................... 89 1.8.1. Introducción ........................................................................................................ 89

1.8.2. Experimental Set Up ........................................................................................... 90

1.8.3. Sistema en Lazo Abierto con Alimentación DC y Carga Resistiva ................... 91

1.8.4. Sistema en Lazo Cerrado con Alimentación DC y Carga Resistiva .................. 92


3

1.8.5. Sistema en Lazo Cerrado con Alimentación AC y Carga Resistiva .................. 94

1.9. CONCLUSIONES Y FUTUROS ESTUDIOS .................................................. 100

1.10. ORDEN DE PRIORIDAD DE LOS DOCUMENTOS BÁSICOS ................ 101

2. PLANOS

PLANO 1. Schematic de la Etapa de Potencia

PLANO 2. Schematic de la Etapa de Control I

PLANO 3. Schematic de la Etapa de Control II

PLANO 4. Schematic de la Etapa de Control III

PLANO 5. Schematic de la Etapa de Control IV

PLANO 6. Schematic de la Etapa de Control V

PLANO 7. Componentes de la Etapa de Potencia

PLANO 8. Componentes de la Etapa de Control

PLANO 9. Pistas TOP de la Etapa de Potencia

PLANO 10. Pistas BOT de la Etapa de Potencia

PLANO 11. Pistas TOP de la Etapa de Control

PLANO 12. Pistas BOT de la Etapa de Control

3. MEDICIONES

3.1. MEDICIONES ..................................................................................................... 104

Capítulo C_01: Bloque de Transformación y Rectificación ............................ 104

Capítulo C_02: Etapa de Potencia .................................................................... 104

Capítulo C_03: Etapa de Control ...................................................................... 109

Capítulo C_04: Otros ......................................................................................... 115

Capítulo C_05: Mano de Obra .......................................................................... 116

4. PRESUPUESTO

4.1. LISTADO DE PRECIOS UNITARIOS ............................................................ 118

4.2. PRESUPUESTO .................................................................................................. 121




Capítulo C_04: Otros ......................................................................................... 130


4.3. RESUMEN DEL PRESUPUESTO .................................................................... 132

5. PLIEGO DE CONDICIONES

5.1. CONDICIONES ADMINISTRATIVAS ........................................................... 134

5.1.1. Condiciones Generales ............................................................................. 134

5.1.2. Normas, Permisos y Certificaciones ........................................................ 134

5.1.3. Descripción General del Montaje ............................................................ 134


4

5.2. CONDICIONES ECONÓMICAS ..................................................................... 135

5.2.1. Precios ...................................................................................................... 135

5.2.2. Responsabilidades .................................................................................... 135

5.3. CONDICIONES FACULTATIVAS .................................................................. 135

5.3.1. Personal .................................................................................................... 135

5.3.2. Reconocimiento y Ensayos Previos ......................................................... 136

5.3.3. Materiales ................................................................................................. 136

5.3.3.1. Conductores Eléctricos ..................................................................... 136

5.3.3.2. Resistencias ....................................................................................... 137

5.3.3.3. Condensadores .................................................................................. 137

5.3.3.4. Inductores .......................................................................................... 138

5.3.3.5. Circuitos Integrados y Semiconductores ........................................... 138

5.3.3.6. Zócalos .............................................................................................. 138

5.3.3.7. Placas de Circuito Impreso ............................................................... 139

5.3.3.8. Interconexión de las Placas de Circuito Impreso ............................. 139

5.3.4. Condiciones de Ejecución ........................................................................ 139

5.3.4.1. Encargo y Compra de Material ......................................................... 139

5.3.4.2. Construcción de Inductores ............................................................... 139

5.3.4.3. Fabricación de Placas de Circuito Impreso ..................................... 139

5.3.4.4. Soldadura de Componentes ............................................................... 139

5.3.4.5. Ensayos, Verificaciones y Medidas ................................................... 140

5.3.5. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión .......................................... 140

5.4. CONCLUSIONES ............................................................................................... 140

A. ANEXO

A.1. BATERÍAS .......................................................................................................... 142

A.1.1. Baterías de Plomo-Ácido ......................................................................... 142

A.1.2. Baterías basadas en Níquel ..................................................................... 144

A.1.2.1. Níquel-Hierro (NiFe) ........................................................................ 144

A.1.2.2. Níquel-Cadmio (NiCd) ...................................................................... 145

A.1.2.3. Níquel-Hidrógeno (NiH2) .................................................................. 145

A.1.2.4. Níquel-Hidruro Metálico (NiMH) ..................................................... 145

A.1.2.5. Níquel-Zinc (NiZn) ............................................................................ 145

A.1.3. Baterías de Ión de Litio ........................................................................... 146

A.1.3.1. Baterías de Oxido de Cobalto-Litio (LiCoO2) .................................. 147

A.1.3.2. Baterías de Óxido de Manganeso-Litio (LiMn2O4) .......................... 147

A.1.3.3. Batería de Fosfato de Hierro-Litio (LiFePO4) ................................. 147

A.1.3.4. Baterías de LiNiCoAlO2 .................................................................... 148

A.1.3.5. Baterías de Titanato-Litio (Li4Ti5O12) .............................................. 148

1. MEMORIA





Septiembre 2016

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para una Estación Meteorológica. Memoria

5

Índice de la Memoria 1.1. OBJETO ............................................................................................................... 7

1.2. ALCANCE ........................................................................................................... 7

1.3. REFERENCIAS .................................................................................................. 8

1.3.1. Bibliografía ............................................................................................... 8

1.3.2. Programas Informáticos .......................................................................... 8

1.3.3. Plan de Gestión de la Calidad Aplicada durante la Redacción .............. 8

1.3.4. Otras Referencias ..................................................................................... 9

1.4. ABREVIATURAS ............................................................................................... 9

1.5. SÍNTESIS DEL SISTEMA ................................................................................. 10

1.5.1. Descripción y Funcionamiento del Sistema ............................................ 10

1.5.2. Previsión de Consumo del Sistema .......................................................... 11

1.5.3. Elección de la Batería .............................................................................. 13

1.5.3.1. Especificaciones ................................................................................ 13

1.5.3.2. Selección de la Batería ...................................................................... 13

1.5.4. Descripción de la Fuente de Alimentación ............................................. 14

1.5.4.1. Bloque de Transformación y Rectificación ....................................... 14

1.5.4.2. Introducción al Cargador: Especificaciones .................................... 16

1.6. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL CARGADOR ................................... 17

1.6.1. Estado del Arte ......................................................................................... 17

1.6.1.1. Etapa PFC (Corrector del Factor de Potencia) ............................... 17

1.6.1.1.1. Estructuras PFC ......................................................................... 18

1.6.1.1.2. Concepto de Loss Free Resistor (LFR) ...................................... 18

1.6.1.1.3. Convertidor seleccionado como LFR ........................................ 19

1.6.1.2. Etapa Reductora ................................................................................ 20

1.6.2. Estudio de las Etapas Empleadas ............................................................ 21

1.6.2.1. Estudio del Convertidor Boost .......................................................... 21

1.6.2.1.1. Estados de Conducción del Convertidor Boost ......................... 21

1.6.2.1.2. Modelización en Régimen Estático del Convertidor Boost ....... 22

1.6.2.1.3. Análisis del Control del Convertidor Boost ............................... 25 1.6.2.1.3.1. Introducción al Control en Modo Deslizante ............................... 25







1.6.2.2. Estudio del Convertidor Buck ........................................................... 35

1.6.2.2.1. Estados de Conducción del Convertidor Buck........................... 35

1.6.2.2.2. Modelización en Régimen Estático del Convertidor Buck ........ 36

1.6.2.2.3. Análisis del Control del Convertidor Buck ................................ 38 1.6.2.2.3.1. Introducción al Control en Modo Deslizante ............................... 39






6



1.6.3. Diseño de los Principales Componentes de la Etapa de Potencia .......... 45

1.6.3.1. Inductores .......................................................................................... 45

1.6.3.1.1. Inductor del Boost ...................................................................... 45

1.6.3.1.2. Inductor del Buck ....................................................................... 47

1.6.3.2. Condensadores .................................................................................. 49

1.6.3.2.1. Condensador de Entrada del Cargador ...................................... 49

1.6.3.2.2. Condensador Intermedio (Cm) ................................................... 49

1.6.3.2.3. Condensador de Salida del Cargador ......................................... 50

1.6.3.3. Transistores MOSFETs ..................................................................... 51

1.6.3.4. Diodos de Potencia ........................................................................... 53

1.6.3.5. Diodo Rectificador ............................................................................ 53

1.6.3.6. Disipador ........................................................................................... 53

1.6.4. Diseño de las PCBs del Cargador ............................................................ 56

1.6.4.1. Etapa de Potencia ............................................................................. 57

1.6.4.1.1. Sensado de Corriente ................................................................. 58

1.6.4.1.2. Sensado de Tensión ................................................................... 60

1.6.4.1.3. Drivers ....................................................................................... 60 1.6.4.1.3.1. Driver Boost ................................................................................. 61

1.6.4.1.3.2. Driver Buck .................................................................................. 61

1.6.4.1.4. Fuente de Alimentación +5 VDC ................................................ 63

1.6.4.1.5. Componentes Adicionales del Boost ......................................... 63

1.6.4.2. Etapa de Control ............................................................................... 64

1.6.4.2.1. Circuito de Control_1: Fuente de Alimentación ±15 VDC ......... 65

1.6.4.2.2. Circuito de Control_2: Control del Boost .................................. 66 1.6.4.2.2.1. Bloque del Compensador Proporcional-Integral (PI_1) .............. 66

1.6.4.2.2.2. Notch Filter ................................................................................. 69

1.6.4.2.2.3. Obtención de K1=G*Vg ............................................................... 71



1.6.4.2.2.6. Amplificación Corriente Sensada (iL1_sens→ iL1_comp) ........ 74


1.6.4.2.3. Circuito de Control_3: Control del Buck ................................... 76 1.6.4.2.3.1. Bloque del Compensador Proporcional-Integral (PI_2) .............. 76

1.6.4.2.3.2. Obtención de K2 ........................................................................... 79



1.6.4.2.3.5. Amplificación Corriente Sensada (iL2_sens→ iL2_comp) ......... 81


1.7. SIMULACIONES ................................................................................................ 84

1.8. PRUEBAS EXPERIMENTALES ...................................................................... 89 1.8.1. Introducción ........................................................................................................ 89

1.8.2. Experimental Set Up ........................................................................................... 90

1.8.3. Sistema en Lazo Abierto con Alimentación DC y Carga Resistiva ................... 91

1.8.4. Sistema en Lazo Cerrado con Alimentación DC y Carga Resistiva .................. 92

1.8.5. Sistema en Lazo Cerrado con Alimentación AC y Carga Resistiva .................. 94

1.9. CONCLUSIONES Y FUTUROS ESTUDIOS .................................................. 100

1.10. ORDEN DE PRIORIDAD DE LOS DOCUMENTOS BÁSICOS ................ 101


7

1.1. OBJETO

El objeto principal del presente proyecto es el diseño e implementación de un

primer prototipo experimental que permita realizar la carga de una batería que alimenta

una Estación Meteorológica Autónoma, en base a unos criterios de funcionalidad. Dicha

instalación será un elemento de gran utilidad para la toma y transmisión de datos de

diferentes variables meteorológicas en un emplazamiento concreto. El sistema se

proyectará bajo los siguientes requisitos de diseño:

i) La conexión a la red para realizar la carga de la batería, por toma de corriente

normalizada ( y ), tendrá lugar de forma semanal y durante un

periodo máximo de dos horas. Además, se deberá de garantizar una fiabilidad del

correcto funcionamiento del sistema durante una semana adicional.

ii) Se corregirá el factor de potencia con la finalidad de permitir que el sistema

visto por la red se comporte como una resistencia, dando lugar a un factor de

potencia cercano a la unidad.

Para llevar a cabo la implementación de la Fuente de Alimentación que permita

alimentar el sistema de acuerdo a los requisitos de diseño propuestos, asegurando un

correcto desempeño de todas las funciones de la Estación Meteorológica, se requiere de

un primer Bloque de Transformación y Rectificación, constituido por un transformador

y un puente de diodos, que adapte la señal de tensión procedente de la Red Eléctrica a

un valor apto para el Cargador.

Dicho Cargador estará basado en la conexión en cascada de una etapa PFC activa, que

se comportará como un Loss Free Resistor (LFR) transmitiendo idealmente la totalidad

de la potencia de entrada a su salida, y una posterior etapa reductora que deberá de

adaptar la tensión al valor requerido por la Batería, además de permitir la regulación de

la magnitud de la corriente de carga a valores comprendidos entre , así

como dejar de suministrar dicha corriente una vez la batería se halla completamente

cargada.

1.2. ALCANCE

El trabajo engloba un primer estudio del estado del arte de las diferentes estructuras que

pudieran emplearse, para determinar la topología más adecuada para la consecución del

objeto propuesto. Seguidamente, se analiza paralelamente de forma teórica y mediante

simulaciones, los modelos propuestos y sus respectivas estrategias de control,

permitiendo determinar la viabilidad técnica de éstos. Una vez conocido el modelo y los

diferentes componentes que conforman el sistema, se procede a su diseño y la posterior

implementación, con el propósito de validar el prototipo experimental y extraer

conclusiones.

Por tal de garantizar la mayor calidad, seguridad y eficiencia en el sistema, se definen

las condiciones administrativas que rigen la ejecución del prototipo. Asimismo, se tiene

en cuenta una correcta medición de los diferentes componentes empleados, permitiendo

beneficios relacionados con el aspecto económico.


8

1.3. REFERENCIAS

En el presente apartado se enumeran los datos bibliográficos y recursos empleados para

la búsqueda de información necesaria para el desarrollo del proyecto.

1.3.1. Bibliografía

ERICKSON, Robert W., MAKSIMOVIC, Dragan. Fundamentals of Power Electronics. 2ª

Edición. Massachusetts: Kluwer Academic Publishers, 2001.

GIRAL, Roberto. Apunts de Teoria de Circuits II. Tarragona: ETSE URV, 2013-2014.

HART, Daniel W. Introducción a la Electrónica de Potencia. 1ª Edición. Madrid: PEARSON

Educación, 2001.

MAIXÉ, Javier. Apunts d’Electrònica de Potència. Tarragona: ETSE URV, 2014-2015.

OGATA, Katsuhiko. Ingeniería de Control Moderna. 1ª Edición. Madrid: PEARSON

Educación, 2010.

RASHID, Muhammad H. Electrónica de Potencia. Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones. 3ª

Edición. México: PEARSON Educación, 2004.

RECASENS, Mª Auxilio., GONZÁLEZ, José. Diseño de circuitos impresos con OrCAD

Capture y Layout v.9.2. 1ª Edición. Madrid: Paraninfo, 2002.

VALDERRAMA, Hugo. Apunts d’Electrònica de Potència. Tarragona: ETSE URV, 2015-

2016.

VALDERRAMA, Hugo. Apunts de Fonaments de Regulació Automàtica. Tarragona: ETSE

URV, 2014-2015.

1.3.2. Programas Informáticos

El programa informático empleado para obtener una primera aproximación del

comportamiento de los diferentes modelos circuitales es PSIM, versión 9.0.3, de

Powersim®

.

El programa informático empleado para diseñar los esquemas circuitales y las placas de

circuito impreso (PCBs) es OrCAD, versión 16.0, de Cadence Design Systems®

.

1.3.3. Plan de Gestión de la Calidad Aplicada durante la Redacción

Se sigue un Plan de Gestión de la Calidad para la elaboración del proyecto, con

el ánimo de garantizar la calidad tanto en la redacción como en la ejecución de la parte

experimental.

Se realizan comprobaciones periódicas, que consisten en contrastar los diferentes

documentos que componen el proyecto, así como verificar la concordancia que debe

existir entre ellos. Al concluirse la redacción del proyecto, los Documentos Básicos que

lo conforman serán revisados por el redactor, así como por el director del proyecto, el

Dr. Hugo Valderrama Blavi, profesor del Departament d’Enginyeria Elèctrica,

Electrònica i Automàtica (DEEEA) de la Universitat Rovira i Virgili.


9

Referente a la parte práctica, ha sido supervisada por los responsables y técnicos del

Grup d’Automàtica i Electrònica Industrial (GAEI) de la Universitat Rovira i Virgili.

1.3.4. Otras Referencias

Seguidamente, se presenta una relación de información que ha sido consultada a lo largo

de la redacción del presente proyecto.

[1] ZAHINO, Edgar. Diseño e Implementación de un Corrector del Factor de Potencia con Baja

Capacidad de Salida. Directores: CID, À., MARCOS, A. Proyecto publicado en Enero de 2016.

[2] SINGER, S. Realization of Loss-Free Resistive Elements. IEEE Transactions on Circuits and Systems,

vol. 37, No. 1, January 1990.

[3] RIBES, Úrsula. Síntesis de Resistores Libres de Pérdidas. Directores: CID, À., MARTÍNEZ-

SALAMERO, L. Proyecto publicado en Junio de 2007.

[4] MARCOS, A., VIDAL, E., CID, A., MARTÍNEZ-SALEMRO, L. Loss-Free Resistor-Based Power

Factor Correction Using a Semi-Bridgeless Boost Rectifier in Sliding-Mode Control. IEEE Transactions

on Power Electronics, vol. 30, No. 10, October 2015.

[5] LEON, A., VALDERRAMA, H., BOSQUE, J.M., MARTÍNEZ-SALAMERO, L. A High-Voltage

SiC-Based Boost PFC for LED Applications. IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 31, No. 2,

February 2016.

[6] HV Floating MOS-Gate Driver ICs. INTERNATIONAL RECTIFIER, Application Note AN-978.

[7] RODRÍGUEZ, Ezequiel. Estudi Comparatiu, Anàlisi i Realització de Circuits Inversors DC-AC,

derivats de la Connexió en Cascada de Dos Circuits Boost. Director: VALDERRAMA, H. Proyecto

publicado en Julio de 2016.

[8]: PADMANABHAN, Tattamangalam R. Industrial Instrumentation, Principles and Design. 1ª

Edición. Londres: Springer-Verlag, 2000.

[9]: BODETTO, M., EL AROUDI, A., CID, A., MARTÍNEZ-SALAMERO, L. High performance

hysteresis modulation technique for high-order PFC circuits. Electronics Letters, vol. 50, No. 2, January

2014.

[A1]: LINDEN, D., REDDY, T. Handbook of Batteries. 3ª Edición. Nueva York: McGraw-Hill, 2002.

[A2]: BUCHMANN, Isidor. Batteries in a Portable World. A Handbook on Rechargeable Batteries for

Non-engineers. 3ª Edición. Richmond: Cadex Electronics Inc., 2011.

1.4. ABREVIATURAS

AC: Alternating Current LFR: Loss Free Resistor

AGM: Absorbed Glass Mat OL: Open-Loop

BCM: Boundary Conduction Mode PCB: Printed Circuit Board

CCM: Continuous Conduction Mode PF: Power Factor

CL: Closed Loop PFC: Power Factor Correction

DC: Direct Current POPI: Power Output Power Input

DCM: Discontinuous Conduction Mode SMC: Sliding Mode Control


10

1.5. SÍNTESIS DEL SISTEMA

1.5.1. Descripción y Funcionamiento del Sistema

Primeramente, se muestra un diagrama de bloques donde se denominan y

relacionan los diferentes elementos que componen la Estación Meteorológica. Tal y

como puede observarse en la Figura 1, se sigue el modelo típico de un sistema de

adquisición y distribución de señales:

RED

ELÉCTRICA

BLOQUE DE

TRANSFORMACIÓN

Y RECTIFICACIÓN

ETAPA DE

POTENCIA

ETAPA DE

CONTROL

BATERÍA

INTEGRATE

SENSOR

SUITE

CONSOLE

TEMPORIZADOR

MÓDEM

REPETIDOR

CargadorVantage Vue

ALIMENTACIÓN CONTROL MEDICIÓN COMUNICACIÓN

7805

Figura 1. Diagrama de bloques de la Estación Meteorológica.

Representado el sistema, en la Tabla 1, se define la función que realizan cada uno de los

elementos constituyentes de la instalación:

Componente Descripción

Red Eléctrica Suministra energía eléctrica al sistema.

Bloque de

Transformación

y Rectificación

Compuesto por un transformador, que adapta la tensión alterna de la red a

un valor apto para el Cargador, y un puente de diodos que convierte la

parte negativa de la señal proveniente del secundario del transformador en

positiva.

Cargador

Acondiciona la tensión alterna rectificada a una tensión continua que

recibe la batería, a los niveles requeridos por los dispositivos electrónicos

que integran el sistema. Compuesto por dos PCBs (Etapa de Potencia y

Etapa de Control).

Batería Almacena la energía eléctrica necesaria para alimentar el sistema cuando

no es posible conectarse directamente a la Red Eléctrica.


11

Vantage Vue®

Se denomina al conjunto de dispositivos que conforman el sistema de

adquisición y acondicionamiento de datos meteorológicos. Se trata de un

producto comercial en el que se distinguen dos partes claramente

diferenciables:

Integrate Sensor Suite: Se compone de una serie de sensores con sus

respectivos circuitos de acondicionamiento y amplificación. Dichos

sensores miden temperatura, humedad, presión atmosférica y

luminosidad.

Console: Dispone de puertos de entrada que permiten el procesamiento

de los datos recibidos de los sensores, y puertos de salida mediante los

que transmite los datos procesados al Módem. Debe de ser alimentada a

.

Módem Permite la comunicación entre el sistema y el usuario.

Repetidor

Dispositivo electrónico que recibe una señal débil o de bajo nivel y la

retransmite a una potencia o nivel más alto, de tal modo que pueden

cubrirse distancias más largas sin degradación o con una degradación

tolerable.

Temporizador

Digital

Producto comercial conocido como I-303 de la compañía Cebek®. Se trata

de un temporizador digital de 2 tiempos (ON y OFF), programables de

forma intuitiva mediante un pulsador, que incorpora un relé (que pudiera

sustituirse por uno diferente de menor consumo) que permite la activación

y desactivación del Módem y el Repetidor, en orden de reducir el

consumo del sistema.

Tabla 1. Elementos de la Estación Meteorológica.

1.5.2. Previsión de Consumo del Sistema

Conocida la función que realiza cada dispositivo que conforma la Estación

Meteorológica, se representa a grandes rasgos el conexionado del sistema, con el fin de

obtener una visión general de la arquitectura eléctrica de la instalación proyectada.

Etapa de

Potencia

Etapa de

Control

CARGADOR

BATERÍA

Console7805

Temporizador

Repetidor

Módem

Red

Eléctrica

Figura 2. Esquema eléctrico de la Estación Meteorológica.


12

Tal y como se ha comentado anteriormente y se observa en la Figura 2, tanto el Módem

como el Repetidor únicamente se conectan durante la activación del relé del

Temporizador Digital. Dicha activación está programada durante un periodo de , tres

veces por día.

Establecido el tiempo de activación de los elementos que permiten la comunicación a

distancia entre el usuario y el sistema, en la Tabla 2 se calcula la previsión diaria y

semanal de consumo del sistema, en base a la instalación propuesta:

Carga

Corriente

Consumida

[mA]

Tiempo

[h]

Consumo Diario

[A·h]

Consumo

Semanal

[A·h]

7805+Console 30 24 0.72 5.04

Temporizador

Digital

10* 23 0.23 1.61

65** 3·0.33 0.65 4.55

Repetidor 350 3·0.33 0.35 2.45

Módem 350 3·0.33 0.35 2.45

Total diario:

2.30 Ah

Total diario:

16.10 Ah Notas:

* Corriente consumida por el Temporizador Digital con el relé desactivado (Tiempo OFF)

** Corriente consumida por el Temporizador Digital con el relé activado (Tiempo ON)

Tabla 2. Consumos diario y semanal de las diferentes cargas que componen el sistema.

De la forma que se ha determinado en el Apartado “1.1. Objeto” del presente

Documento Básico, uno de los requisitos de diseño del sistema exige que la carga de la

batería se realice de forma semanal y comprendida en un periodo máximo de dos horas.

En base a los resultados obtenidos de la Tabla 2, se proponen dos modalidades para

efectuar el proceso:

Modo 1 Carga a durante una hora

+ Carga a hasta que se complete el proceso de carga.

Modo 2 Carga constante a hasta que se complete el proceso de carga.

Así pues, la batería debe disponer de capacidad suficiente como para abastecer todos los

elementos que garantizan el correcto funcionamiento del sistema, además de asegurar

un margen predeterminado en caso de que la batería no pueda ser cargada en el

momento pertinente. Por otra parte, se diseña un cargador que permita regular la

corriente a la cual se cargará la batería, entre un rango de valores pretendidos para

realizar una carga rápida del sistema.


13

1.5.3. Elección de la Batería

1.5.3.1. Especificaciones

Además de los requisitos de diseño impuestos que debe de cumplir la instalación

proyectada, la batería a instalar en el sistema está condicionada a otros factores, tales

como: larga vida útil (exenta de cualquier requerimiento de mantenimiento); bajo coste

(criterio fundamental debido a que la batería supone un alto porcentaje del precio final

del sistema); y reciclables en su totalidad, provocando el menor impacto posible en el

medio ambiente.

1.5.3.2. Selección de la Batería

Se realiza un estudio de diferentes tipos de baterías comerciales (véase Apartado

“A.1. Baterías” del Documento Básico Anexo) que sirve de base para la selección de la

batería, en función de las especificaciones que requiere el proyecto. Se elabora a modo

resumen la Tabla 3, donde aparecen las principales características de las baterías

consideradas.

Tecnología

Tensión

circuito

abierto

Tensión

nominal

Energía

específica

Densidad

energética

Potencia

específica

Temp. de

trabajo

Tasa de

auto-

descarga

Ciclo vida Precio

(VDC) (VDC) (Wh/kg) (Wh/L) (W/kg) (⁰C) (% por mes

@ 20ºC) (ciclos) (1-5)

Plomo-

acido 2.1 2.0 35 80 200 -20÷50 3 800 1

NiCd 1.35 1.20 35 80 260 -40÷60 10 1000 2÷3

NiFe 1.40 1.20 30 60 100 -10÷60 25 1000 3

NiZn 1.70 1.60 60 120 300 -20÷50 15 500 3

NiH2 1.50 1.20 55 60 100 -10÷30 60 2000 3

Ni-MH 1.35 1.20 65 220 850 -30÷65 30 900 3

LiCoO2 3÷4 3÷4 155 410 250÷340 -20÷60 2 600 2 LiNi1-xCoxO2 3÷4 3÷4 150 400 - -20÷45 <3.5 400 2

LiMn2O4 3÷4 3÷4 140 300 - -20÷60 <2.5 600 2

LiFePO4 3÷4 3÷4 90÷110 220 >300 -20÷60 - 2000 2

Tabla 3. Principales características de las baterías consideradas.

Seguidamente, se valoran los distintos tipos de batería con el fin de obtener el modelo

más adecuado para ser utilizado. Primeramente, se define el sistema como una

instalación de carácter “doméstico”, quedando descartadas las baterías basadas en

tecnología de níquel por diversos motivos. En segundo lugar, las baterías de Ión de Litio

presentan unos valores adecuados en todas las categorías, manteniendo además un

equilibrio entre ellas. Por tanto, por lo que a características técnicas refiere, son óptimas

para el sistema, concretamente las baterías de LiFePO4. Sin embargo, las baterías de

tipo AGM cumplen plenamente con los requisitos del sistema, además de ser

relativamente económicas. En las baterías AGM el ácido sulfúrico es absorbido por una

capa de fibra de vidrio comprimida, que reduce los problemas frente a posibles

derrames de ácido. Por tanto, se tratan de baterías mucho más seguras frente a

vibraciones y posibles roturas. Además, no necesitan ningún tipo de mantenimiento, su

resistencia interna es prácticamente nula (motivo por el cual presentan una recarga más

rápida y eficiente), y exhiben una tasa de auto-descarga muy baja. Por estos motivos, se

elige la tecnología AGM para este proyecto. Así pues, en base a las especificaciones


14

demandadas por el sistema proyectado, se decide instalar modelo comercial 6-CNFJ-55

de la compañía LEADCRYSTAL®

que presenta las siguientes características técnicas:

Capacidad 55 Ah

Tensión Nominal 12 V

Dimensiones

Altura 277 mm

Anchura 106 mm

Longitud 222 mm

Tipo de Terminal F3

Peso 18 kg

Rango de Temp. de Funcionamiento -40 ÷65 ºC

Curva del Ciclo de Vida (25 ºC)

Figura 3. Imagen de la batería 6-CNFJ-55 de la compañía LEADCRYSTAL® y principales características.

1.5.4. Descripción de la Fuente de Alimentación

Se define como Fuente de Alimentación el conjunto de bloques que convierten la

corriente alterna (proveniente de la Red Eléctrica) a una corriente continua apta para

realizar la carga de la Batería. La presente aplicación, tal y como se puede visualizar en

la Figura 4, está compuesta por dos bloques claramente diferenciables: el Bloque de

Transformación y Rectificación y el Cargador.

Rbat

+

_

vbat(t)

+

_

+

_

vg(t)

iAC(t)

vAC(t)=vp,trafo(t) +

_vbat,int(t)

ig(t) ibat(t)

Red

EléctricaBloque de Transformación

y RectificaciónCargador

Carga (Batería)

+

_

vs,trafo(t)

+

_

vm(t)Etapa

PFC

Etapa

Reductora

Fuente de Alimentación

is,trafo(t)Rtrafo

Figura 4. Bloque funcional de la Fuente de Alimentación, compuesta por el Bloque de Transformación y

Rectificación y el Cargador.

1.5.4.1. Bloque de Transformación y Rectificación

La tensión ( ) y la corriente ( ) provenientes de la Red Eléctrica pueden ser

descritas mediante las siguientes funciones ( ) y ( ):

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )


15

Donde:

: Valor de pico de la tensión proveniente de la red, en .

: Pulsación de la red eléctrica, en .

( ): Corriente en el secundario del transformador, en .

( ) : Corriente de magnetización del transformador, en .

: Relación de transformación del transformador, definida en la expresión ( ).

Con el fin de reducir el valor de tensión proveniente de la red a un valor de tensión

adecuado para ser tratado, se recurre al uso de un transformador toroidal de núcleo

abierto (Figura 5.a) del fabricante RSPro® de potencia nominal . Este

tipo de transformador presenta como principales ventajas un menor tamaño y peso, en

comparación con los modelos laminados apilados convencionales. Está constituido por

cuatro bobinas de material conductor (devanados primarios dobles de y

devanados secundarios dobles de , que pueden ser conectados en serie o paralelo

de forma independiente), aislados entre sí eléctricamente, y enrollados sobre un mismo

núcleo de material ferromagnético. En la aplicación, con tal de obtener una tensión

se realiza una conexión en serie en el devanado primario, mientras

que para alcanzar una tensión de se conecta el devanado secundario en

paralelo. Mediante el conexionado propuesto (Figura 5.b), se obtiene la siguiente

relación de transformación :

( )

a) b)

115V

0 0

18V

115V

0 0

18V

+

_

Vp,trafo=230V

+

_Vs,trafo=18V

Ip Is

Figura 5. a) Imagen del transformador toroidal empleado; b) Esquema del conexionado del transformador

empleado para la aplicación.

Seguidamente, se utiliza un puente rectificador que consiste en cuatro diodos,

conectados dos en directa y dos en inversa (Figura 6.b). Su funcionamiento es sencillo,

cuando el voltaje es positivo, los diodos en directa (D1 y D2) conducen, siendo la

tensión de salida igual que la de entrada, y cuando el voltaje es negativo, los diodos en

inversa (D3 y D4) conducen, de forma que la tensión de entrada se invierte haciendo que

la tensión de salida sea positiva, completándose de este modo la rectificación de la señal

( ). Se elige el puente rectificador VS-GBPC2502A de la compañía Vishay® (Figura

6.a), que contiene los cuatro diodos en un solo componente, donde la caída de tensión


16

en cada uno de los diodos es . Dicho componente está formado por cuatro

terminales, dos para la entrada en alterna del transformador, uno la salida positiva y otro

para la masa.

a) b)

+

_vs,trafo(t)

+

_

vg(t)

D1

D2

D3

D4

Figura 6.a) Imagen del puente de diodos empleado; b) Representación del rectificador de onda completa.

Para obtener las señales de tensión ( ) y corriente ( ) en la salida del puente de

diodos (entrada del Cargador), presentadas en las expresiones ( ) y ( ), se debe de

considerar la caída en los diodos, además de la resistencia equivalente en serie de la

salida del transformador :

( ) (

) | ( )| ( )

( ) | ( )| ( )

Se deduce de la expresión ( ) que los valores de ( ) están definidos en el rango

( ) ( ⁄ ), debido a que el puente de diodos

imposibilita los valores negativos ( ). Destacar también que la pulsación

fundamental de la tensión de salida es , donde es la pulsación de la Red Eléctrica,

debido a que se originan dos periodos a la salida para cada periodo a la entrada.

1.5.4.2. Introducción al Cargador: Especificaciones

Para llevar a cabo la implementación del Cargador se emplea una etapa PFC

activa AC/DC y una etapa reductora en cascada. La etapa PFC presenta un

comportamiento de Resistor Libre de Pérdidas (LFR), transmitiendo idealmente la

totalidad de la potencia de entrada en el PFC a su salida (topología POPI→Power

Output=Power Input). En la práctica, existen pérdidas de conducción y conmutación

que deben de ser consideradas (véase Tabla 4). La etapa posterior corresponde a un

convertidor reductor que adapta la tensión al valor requerido por la batería, además de

permitir la regulación de la corriente de carga de la batería a valores comprendidos entre

los , así como dejar de suministrar dicha corriente una vez el control

detecta que la batería se halla completamente cargada.


17

Ambas etapas de conmutación se efectúan a través de controles analógicos

independientes de corriente por histéresis mediante la técnica de control SMC. Este tipo

de control mantiene al convertidor funcionando en modo deslizante en torno al punto de

equilibrio de una de las variables de estado del sistema delimitado por unos márgenes

de histéresis.

Introducido el Cargador que se desea proyectar, las especificaciones a cumplir por la

etapa PFC y la etapa reductora, considerando que se suministra una corriente de carga

de la batería de 10 A (sistema trabajando a máxima potencia) son:

Especificaciones Etapa PFC Especificaciones Etapa Reductora

[ ]

[ ] fsw,2 *

* **

Notas:

* El rango de frecuencias de funcionamiento de la primera etapa (PFC) y de la segunda etapa (reductora) es variable.

** Tensión en bornes de la Batería cuando se halla completamente cargada (dicho parámetro puede ser regulado).

Tabla 4. Especificaciones del Cargador.

1.6. DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DEL CARGADOR

1.6.1. Estado del Arte

Inicialmente, se introducirán diversos conceptos generales referidos a la etapa

PFC y la etapa reductora, necesarios para el diseño e implementación del Cargador.

1.6.1.1. Etapa PFC (Corrector del Factor de Potencia)

Para mostrar la necesidad de introducir un PFC en una aplicación donde existe

transferencia de potencia [1], es imprescindible conocer el significado de PF.

Por un lado, en los circuitos AC con carga lineal (resistencias, inductancias y

condensadores) la tensión y corriente presentan forma sinusoidal, dado que la tensión

proviene de la red como una onda periódica (de frecuencia ). Sin embargo,

dependiendo de la carga lineal (inductiva, capacitiva o resistiva pura), estas dos ondas

pueden estar en fase o no. El parámetro indica el desplazamiento angular en el

tiempo existente entre la onda de tensión ( ) y la onda de corriente ( )

suministradas por la red. En este caso, al considerarse la carga como lineal, los valores

de tensión y corriente no presentan armónicos que distorsionan la señal, pudiéndose

considerar que el factor de potencia es , cuyo rango de la valores se encuentra

entre . Interesa que el valor de sea lo más cercano posible a la

unidad, traduciéndose esto en un desfase nulo entre ambas señales, obteniendo un

mayor aprovechamiento de la energía.


18

Por otro lado, los dispositivos de alta potencia como convertidores conmutados (caso

del presente proyecto) pueden propiciar distorsión en la onda de corriente de la red.

Dicha distorsión se genera por armónicos indeseables que aparecen en el espectro de

frecuencias de la corriente de la red, haciendo que tanto tensión como corriente no

cumplan su proporcionalidad (comportamiento no lineal de la carga). Si se considera

que la señal de tensión ( ) no contiene armónicos, el factor de potencia resultante

queda como: ( ⁄ ) . Se puede ver que el factor de potencia, no sólo

depende del , sino de otro parámetro debido a los armónicos de la corriente,

denominado factor de distorsión, que mide el ratio de diferencia entre el valor eficaz de

la componente fundamental de la corriente y su valor eficaz, donde el aumento del

número de armónicos, implica una señal de corriente de menos calidad y con mayor

distorsión.

Por tanto, la etapa PFC tiene como objetivo eliminar la distorsión propiciada por

armónicos indeseables de cargas no lineales y corregir el desfase que se pueda ocasionar

entre ( ) e ( ), donde el PFC ideal será aquel que otorgue a la carga un

comportamiento resistivo puro, logrando así proporcionalidad y misma fase entre ( )

e ( ).

1.6.1.1.1. Estructuras PFC

Hay dos tipos de arquitecturas de PFC que permiten ofrecer un comportamiento

resistivo respecto a la red. En primer lugar, la tipología PFC pasiva se constituye

mediante diferentes configuraciones de elementos pasivos (inductores y

condensadores), donde dicha función se realiza por la naturaleza propia almacenadora

de los elementos pasivos, sin emplear arquitecturas de control.

Pese a que se trata de estructuras de gran simplicidad, se concluye que un PFC pasivo

resulta poco funcional, motivo por el cual se decide emplear un PFC activo. Este tipo

de estructuras emplea, posterior a la rectificación, una etapa formada por un convertidor

DC/DC conmutado, donde se combinan elementos pasivos con semiconductores

(MOSFETs y diodos). Mediante leyes de control que provocan la conmutación del

elemento semiconductor y lazos de realimentación, se puede conseguir una regulación

precisa de la variable deseada. Esto implica una mayor complejidad en el diseño a causa

de la arquitectura externa de control (SMC, en el presente proyecto), sin embargo, se

consiguen altas prestaciones.

Volviendo a la idea de conseguir una etapa PFC capaz de dotar a la carga un carácter

resistivo respecto a la red (manteniendo la proporcionalidad y fase entre la tensión y la

corriente de la red), se introduce el concepto de LFR.

1.6.1.1.2. Concepto de Loss Free Resistor (LFR)

Este concepto [2] se define como un pre-regulador que visto desde la red, dota a la

carga un comportamiento muy próximo al resistivo, aprovechando de esta manera la

mayor transferencia de potencia. Al mismo tiempo, se consigue una proporcionalidad

entre la tensión y la intensidad de entrada, evitando el desfase de ambas señales. Sin


19

embargo, las resistencias producen pérdidas en forma de calor, motivo por el cual se

propone una resistencia artificial, constituida por una estructura circuital controlada y un

elemento almacenador de energía lineal. Según el control aplicado, dicha estructura

circuital se comporta como un elemento resistivo que transmite la energía absorbida al

elemento almacenador, y de allí a la salida, eliminando prácticamente las pérdidas.

La modelización ideal del LFR consiste en un bipuerto que presenta un resistor

(resistencia emulada o virtual) en el puerto de entrada y una fuente de potencia en el

puerto de salida, de forma que se transmite idealmente toda la potencia de entrada

absorbida por el resistor al puerto de salida (topología POPI). Además la resistencia

emulada, que por simple Ley de Ohm es la constante de proporcionalidad entre tensión

y corriente de entrada, puede ser controlada regulando así la transferencia de potencia

del puerto de entrada al de salida.

+

_

v1(t)

i1(t)

re(vcontrol)

p(t)= ____re

V12

i2(t)

+

_

v2(t)

vcontrol

Figura 7. Modelo del circuito equivalente del LFR.

1.6.1.1.3. Convertidor seleccionado como LFR

Varias estructuras de convertidores pueden ser sintetizadas con los principios del

LFR, dependiendo del control implementado para lograrlo y el modo de conducción del

convertidor [3]. Debido a la simplicidad y buenas prestaciones de regulación de tensión

se selecciona el convertidor Boost (Figura 8) como etapa PFC [4]. A este convertidor

se le sintetizará un comportamiento de LFR mediante un control analógico de corriente

por histéresis que trabaja a frecuencia variable.

+

_

vg(t)

+

_

L1

M1D1

<u1> Cm vm(t)

iL1(t)

Figura 8. Convertidor Boost seleccionado como etapa PFC.


20

1.6.1.2. Etapa Reductora

Como etapa secundaria DC/DC previa a la carga de la batería, se debe de

comprender la existencia de alternativas a los convertidores conmutados reductores. Un

método para convertir una tensión continua a otra de valor inferior es utilizar el sencillo

circuito que se muestra en la Figura 9.

RL

+

_Vs

+ _VCE iL+

_Vo RL

+

_Vs

iL+

_Vo

Figura 9. Regulador lineal básico.

Este tipo de circuito se denomina convertidor DC/DC lineal o regulador lineal, donde

la tensión de salida , ajustando la corriente de base del transistor, puede ser

controlada en un rango comprendido entre 0 y , para compensar las variaciones de la

tensión de alimentación o las variaciones de la carga.

A la práctica, aunque se trata de una sencilla manera de reducir una tensión de

alimentación y regular la salida, la baja eficiencia de este circuito es una desventaja

importante en las aplicaciones de potencia, debido a las pérdidas en el transistor.

Una alternativa más eficiente al regulador lineal es el convertidor reductor (Buck),

una estructura simple y poco voluminosa, donde la relación entre la intensidad de

entrada y salida del convertidor es inversamente proporcional a la relación de sus

tensiones en estado estacionario. Es decir, se produce una elevación de la corriente de

salida respecto su corriente de entrada, hecho que favorece la velocidad de carga de la

batería, y además garantiza un rendimiento elevado en la etapa.

En la presente aplicación, no se requiere controlar la componente de tensión continua de

salida, sino permitir una regulación de la corriente de salida por parte del usuario

durante el periodo de carga de la batería. Además, el sistema debe de detectar cuando la

batería ha completado su carga e interrumpir el suministro de corriente. Mediante el

convertidor Buck seleccionado (Figura 10), la ley de control que modela la

conmutación del elemento semiconductor (MOSFET) y el lazo de realimentación, se

puede conseguir una regulación precisa de la variable deseada.

+

_

vm(t)

M2

D2

<u2> C2

+

_

vbat(t)

L2

iL2(t)

Figura 10. Convertidor Buck seleccionado como etapa reductora.


21

1.6.2. Estudio de las Etapas Empleadas

En el presente apartado se lleva a cabo el análisis y modelización matemática de

la etapa Boost y la etapa Buck de forma independiente, según la solución adoptada.

Posteriormente, se realizan sendos estudios de control por deslizamiento propuestos que

otorgan el comportamiento pretendido al Cargador.

1.6.2.1. Estudio del Convertidor Boost

1.6.2.1.1. Estados de Conducción del Convertidor Boost

La arquitectura circuital en lazo abierto de la primera etapa (Boost) del cargador

presenta la configuración que se muestra en la Figura 11. Destacar, pese a que en la

salida del convertidor Boost se conectará la etapa reductora Buck (conexión en cascada),

para simplificar los cálculos se considera ésta segunda como una carga resistiva , en

lugar de un sumidero de potencia.

+

_

vg(t)

L1

M1D1

<u1> Cm Rm

+

_

vm(t)

iL1(t)

+ _vL1(t)

Figura 11. Esquema del convertidor Boost.

El convertidor Boost eleva la tensión de salida respecto la tensión de entrada mediante

los estados de conmutación introducidos por el control. La conmutación se realiza en

CCM, aunque ( ) en los instantes en que ( ) pasa por cero, debido a que el

valor de corriente de referencia debe de ser en todo momento proporcional a la tensión

de entrada, para implementar satisfactoriamente el comportamiento de LFR. En otras

palabras, existen pasos por cero en determinados instantes que pueden provocar la

pérdida momentánea del control. Sin embargo, dichos periodos de tiempo se tratan de

intervalos de tan corta duración que pueden ser considerados negligibles. Por tanto, se

concluye que la relación de tensiones de entrada y salida en estado estacionario es

equivalente a la expresión del convertidor Boost operando en CCM, donde

representa el ciclo de trabajo:

( )

Los semiconductores del circuito imponen al sistema dos estados de conducción, ON y

OFF, donde el período de conmutación del interruptor es la suma del tiempo de

ambos estados. Se define la variable de control ( ) para indicar el estado en que el que

se encuentra el sistema:


22

⟨ ⟩

⟨ ⟩

( )

En definitiva, esta función binaria se consigue mediante la señal de control externa

( ) que activa el transistor MOSFET, y por polarización propia del diodo. Para cada

estado del convertidor Boost se tiene la siguiente configuración:

Estado de Conducción ON:

+

_

vg(t)

L1

u1(t)=1

Cm

Rm

+

_

vm(t)

iL1(t)

vL1(t) D1

iCm(t)

iRm(t)

M1

Figura 12. Esquema del convertidor Boost en estado ON.

En estado ON, el control ( ) activa el transistor, cargándose de este modo la

bobina. La corriente pasa a través del transistor quedando el diodo polarizado en

inversa. Por tanto, en este estado de funcionamiento el condensador cede energía a la

carga.

Estado de Conducción OFF:

+

_

vg(t)

L1

D1

Cm

Rm

+

_

vm(t)

iL1(t)

+ _vL1(t)

u1(t)=0M1

iCm(t)

iRm(t)

Figura 13. Esquema del convertidor Boost en estado OFF.

En estado OFF, el control ( ) desactiva el transistor quedando en corte. Por otro

lado, el diodo se polariza en directa teniendo lugar la descarga de la bobina sobre el

condensador y la carga.

1.6.2.1.2. Modelización en Régimen Estático del Convertidor Boost

Para el sistema de estructura variable presentado, se asignan como variables de

estado la corriente en la bobina ( ) y la tensión en el condensador ( ) ( ).

Tal y como se ha comentado anteriormente, se considera que el convertidor opera en


23

CCM, presentando dos cambios topológicos durante un periodo de conmutación, que

son representados por medio de dos vectores de ecuaciones diferenciales lineales, una

para cada estado de conmutación, denominadas ecuaciones dinámicas.

De la Figura 12, se desprenden las ecuaciones dinámicas para el estado ON:

( ) ( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( ) ( ) ( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )

De la Figura 13, se obtienen las ecuaciones dinámicas para el estado OFF:

( ) ( ) ( ) ( )

( )

( ) ( )

( )

( ) ( ) ( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )

Puede observarse que las ecuaciones dinámicas son de primer orden y presentan

linealidad, pudiéndose agrupar en sus correspondientes ecuaciones matriciales de

estado.


[ ( )

( )

]

[

] *

( )

( )

+ [

] [ ( )] ( )

Donde:

[

] [

] ( )


[ ( )

( )

]

[

]

*

( )

( )

+ [

] [ ( )] ( )


24

Donde:

[

]

[

] ( )

A continuación, con el fin de obtener una expresión que sintetice ambos estados de

conducción, teniendo en cuenta que [ ( ) ( ( ))] , se define una nueva

ecuación matricial, denominada ecuación bilineal del sistema:

( ) [ ( ) ( )] ( ) [ ( ) ( )][ ( )] ( )

Siendo:

( ) Derivada del vector de estado

Matriz de estado

( ) Vector de estado

Matriz de entrada

( ) Vector de entrada

Simplificándose la expresión ( ), se obtiene:

( ) [ ( ) ( )] ( ) [ ( ) ( )] ( ) ( )

Sustituyéndose los valores de las matrices de estado y entrada que aparecen en la

ecuación bilineal simplificada ( ), se obtiene la representación bilineal ( ) del

convertidor Boost:

[ ( )

( )

]

[

( )

( )

]

*

( )

( )

+ [

] [ ( )] ( )

Desarrollando lo anterior, resultan las siguientes ecuaciones diferenciales:

( )

( )

( )

( ) ( )

( )

( )

( )

( ) ( )


25

1.6.2.1.3. Análisis del Control del Convertidor Boost

+

_

vg(t)

L1

M1D1

Cm Rm

+

_

vm(t)

Q

QS

R

_

_+

_+

X

+

+_

_ +

S1

S1

vm_REFCompensadorNotch

Filter

delta1

-delta1

g(t) gpre(t)

iL1(t)

vg(t)

vm(t)

k1(t)

PI_1

Figura 14. Esquema de Control propuesto para la Etapa PFC (Boost).

1.6.2.1.3.1. Introducción al Control en Modo Deslizante

a)

iL1(t)

k1(t)

0 D1Tsw1 Tsw1

k1(t)-delta1

k1(t)+delta1

k1(t)-delta1

k1(t)+delta1

vg(t)

L1

vg(t)-vm(t)

L1

t

S1(x)

D1Tsw1 Tsw1-delta1

+delta1

t

u1(t)

D1Tsw1 Tsw1t0

1

k1(t)

b)

c)

Figura 15. a) Gráfica del rizado de la corriente de conmutación en la bobina del Boost; b) Gráfica de la superficie de

deslizamiento con margen de histéresis; c) Gráfica de la lógica de control.


26

La técnica de control SMC de estructura variable trata de fijar una variable de

estado del sistema o varias en una superficie o trayectoria del espacio de estados

( ), intentando delimitar esta superficie dentro de un rango de histéresis.

La conmutación de los interruptores tiene lugar cuando la variable de estado

seleccionada sobrepasa los límites de superficie, forzándola a evolucionar sobre ésta.

Dicha superficie induce un régimen deslizante sobre la variable controlada una vez

alcance la superficie y opere en torno a su punto de equilibrio, permaneciendo

inalterable a las variaciones en los parámetros de la planta y a las perturbaciones

externas, propiciando de este modo la reducción del orden del sistema.

Se ilustra de forma gráfica (Figura 15) la evolución de la variable de estado

seleccionada (corriente de entrada de la etapa Boost ( )), de la superfície y de la

lógica de control. Se aprecia que los cambios de estado en la superficie de deslizamiento

coinciden en sobrepasar los límites de histéresis.

1.6.2.1.3.2. Superficie de Deslizamiento

En esta primera etapa del cargador, se pretende sintetizar las propiedades de Loss Free

Resistor en un convertidor Boost mediante el control SMC. Recordar, que en un LFR

existe proporcionalidad entre la intensidad y la tensión de entrada, donde en base a este

hecho, se establece la siguiente superficie de deslizamiento, representada en ( ).

Destacar que, para conseguir una adecuada corrección del factor de potencia es

necesario lograr que la conductancia emulada ( ) asuma un valor continuo [5]. Por este

motivo se introduce un Notch Filter a la salida del compensador PI_1 que permite

eliminar la componente armónica principal de que causa la distorsión de ( )

(véase Apartado “1.6.4.2.2.2. Notch Filter” del presente Documento Básico para

ampliar la información acerca del filtro). El filtro propuesto consigue obtener una

( ) ( ) en todo el espacio temporal y frecuencial, exceptuando el ligero rizado

de . Por esta razón, a efectos de análisis, el Notch Filter se considera negligible.

( ) ( ) ( )

( )

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ∫ ( )

( ) ( )

Donde es la referencia de tensión intermedia del cargador, ( ) es la tensión

intermedia y ( ) es la tensión de entrada rectificada proveniente del puente de diodos.

La expresión ( ) en régimen permanente da como resultado ( ) y,

consecuentemente, la corriente del inductor es proporcional a la tensión de entrada

rectificada. El valor de la conductancia ( ) es el resultado de la acción del

compensador Proporcional-Integral.


27

El análisis del control del Boost se llevará a cabo en dos etapas. En primer lugar, con el

fin de obtener una primera aproximación, se asumirán valores constantes en el tiempo

de la tensión de entrada (siendo ( ) ) y de la conductancia emulada (siendo ( )

). Posteriormente, se considerará la influencia del tiempo variando ( ) y ( ) como

señales de baja frecuencia superpuestas al valor de la constante correspondiente al punto

de equilibrio de los valores y .

1.6.2.1.3.3. Dinámica de Deslizamiento Ideal

El control por deslizamiento debe cumplir una serie de condiciones numéricas que

garantice la existencia de la superficie de deslizamiento sobre la cual se controla la

variable de estado deseada. Por ello, es de utilidad analizar la existencia del régimen de

deslizamiento a partir de la condición de transversalidad:

⟨ ( ) ( ) ( ) ( ) ( )⟩ ( )

Donde ( ) es el gradiente de la superficie de deslizamiento y para la obtención de

las matrices ( ) y ( ), se deben recordar las expresiones ( ) y ( ). De

esta forma, siendo:

( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )

[

]

*

( )

( )

+

[ ( )

( )

]

( )

Se procede:

⟨ ( ) ( ) ( ) ( ) ( )⟩ ( )

[ ( )

( )

]

( )

( )

En ( ) se verifica la condición de transversalidad, por tanto, el control equivalente

existirá de forma incondicional dado que ( ) , siendo posible desarrollar la

superficie de deslizamiento deseada.

1.6.2.1.3.4. Control Equivalente

Si se considera que la frecuencia de la tensión de entrada y las variaciones del

valor de conductancia emulada son considerablemente inferiores a la frecuencia de

conmutación, puede suponerse de este modo que . Consecuentemente:

( ) ( )

Aplicando las condiciones de invariancia ( ) y ( ) en ( ), se

obtiene:


28

( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( )

Aislando ( ) en la expresión anterior se obtiene el control equivalente :

( )

Ahora, la variable de control ( ) es sustituida por la variable que toma valores

comprendidos entre: .

1.6.2.1.3.5. Punto de Equilibrio

Conocido el valor del control equivalente , se trata de obtener el punto de

equilibrio de las variables de estado en torno a los que se desarrolla la superficie de

deslizamiento.

Volviendo a las expresiones ( ) y ( ) donde aún se encuentra la variable de control

( ), se sustituye dicho control por que asegura la superficie de conmutación. Se

tiene:

( )

( ) →

( )

( )

( ) →

( )

( )

Se observa que en el nuevo sistema de ecuaciones diferenciales, la ecuación dinámica

de la corriente del inductor queda anulada, reduciéndose de este modo el orden del

sistema. Finalmente, las coordenadas del punto de equilibrio [

] vienen dadas

por:

( )

√ ( )

Los valores numéricos de las variables de estado en el punto de equilibrio se pueden

determinar a partir de las especificaciones del convertidor (véase Apartado “1.5.4.2.

Introducción al Cargador: Especificaciones” del presente Documento Básico). En

primer lugar, la tensión a la salida del Boost (tensión intermedia del cargador) se

establece en .

El valor de conductancia emulada ( ) en régimen estacionario se obtiene mediante la

siguiente expresión:

( )


29

Tal y como se ha comentado en anteriores apartados, al tratarse de dos convertidores

POPI en cascada, la potencia de entrada es igual a la potencia que se entrega a la

batería . Sin embargo, en la práctica existen una serie de pérdidas. Por tal de obtener

unos resultados que presenten un mayor grado de realismo, se le otorga a cada

convertidor un rendimiento del 90% que representa las pérdidas en cada una de las

etapas. Además cabe indicar, que el valor de conductancia emulada variará en función

del nivel de tensión y la corriente de carga de la batería, como puede

observarse en las expresiones ( ) y ( ). Se calcula el valor de considerando que se

transfiere a la batería el valor más elevado de corriente de carga (máxima potencia) en

base a diferentes valores del estado de carga de la batería.

Siendo para (batería descargada):

|

( )

Mientras que para (batería cargada):

|

( )

Dada la variabilidad en los valores de la conductancia emulada en función del estado de

carga de la batería, para simplificar los cálculos se decide tomar un valor constante de

.

Por otra parte, el valor de

viene determinado por:

( )

Finalmente, dado que el análisis en régimen estacionario del convertidor se ha realizado

considerando la segunda etapa (Buck) como una carga resistiva, se determina el valor de

mediante la expresión del punto de equilibrio de :

√

(

*

( )

( )

De la expresión ( ), se desprende que el valor de variará en función del valor de la

conductancia emulada , que a su vez, depende del estado de carga de la batería ,

así como la corriente de carga de la batería .

1.6.2.1.3.6. Cálculo de la Planta H1(s)

Realizada una primera aproximación que permite definir el punto de equilibrio del

sistema, se debe de tener en cuenta la influencia temporal de las diferentes variables que

intervienen en el sistema, como señales superpuestas de baja frecuencia sobre el

correspondiente valor de equilibrio.


30

De forma análoga a la suposición anterior, se aplican las condiciones de invariancia

( ) y ( ) en ( ), suponiendo en este caso que ( ) ( ) ( ) es

variable en el tiempo.

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

Realizando una sustitución en la ecuación ( ) de la dinámica de la corriente del

inductor por su expresión en la bilineal ( ), se tiene:

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

Aislando ( ) y desarrollando ( ) ⁄ , se obtiene el nuevo control equivalente

( ) debido a la perturbación de la corriente de referencia ( ).

( ) ( )

( )

( )

( ) ( )

( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

Sustituyendo ( ) por ( ) en ( ), y teniendo en cuenta la restricción ( )

( ) ( ) ( ) impuesta por la superficie de conmutación, se obtiene la dinámica

ideal de deslizamiento del convertidor Boost. Del mismo modo, se consigue reducir en

una unidad el orden del sistema.

( )

( )

( ( )

( )

( ))

( )

( )

( )

( ( ) [ ( )

( )

( ) ( )

]

( ))

( )

( ) ( )

( )

( )

( ) ( ) ( )

( ) ( )

( )

( )

( ) ( )

( )

( )

La expresión ( ) no es lineal. Para analizar la estabilidad que permita trabajar con

funciones de transferencia o diseñar un controlador apropiado, se debe linealizar la

dinámica ideal de deslizamiento. Esto implica retomar el concepto de punto de

equilibrio, alrededor del cual se produce la linealización. Se asume:


31

( ) ( )

( ) ( ) ( )

( ) ( )

( ) ( )

Seguidamente, se obtiene el modelo en pequeña señal del convertidor ( ), donde el

superíndice identifica las variables incrementales.

( )

( )

( )

( )

( )

( ) ( )

Los valores de los coeficientes que aparecen en la expresión ( ) son:

( )

|

√ ( )

( )

| ( )

√ ( )

( )

|

√ ( )

( )

| ( )

√ ( )

( )

|

( )

A continuación, trasladamos la ecuación dinámica linealizada ( ) al dominio en el

campo s mediante la Transformada de Laplace:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )

Simplificando se tiene:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )

-+ GPI,1(s)=KP,1+KI,1/s H1(s)

++

A(s)Vg(s)^

Vm_REFVm(s)^

G(s)^E1(s)

Figura 16. Diagrama de bloques del sistema con superposición de la perturbación ( )

Como se puede observar en la Figura 16, el sistema está compuesto por una entrada

linealizada ( ), su correspondiente salida ( ) y una entrada ( ) que representa una


32

posible variación en la tensión de entrada. Por tanto, se debe resolver la expresión

anterior en el dominio de Laplace ( ), con el fin de obtener las funciones de

transferencia en lazo abierto (OL), que relacionan la salida linealizada del sistema

( ), con las correspondientes entradas ( ) y ( ).

Anulando la perturbación de la tensión de entrada ( ), es posible obtener la función de

transferencia en lazo abierto que relaciona la tensión intermedia ( ) con ( ),

obteniéndose ( ):

( ) ( )

( )| ( )

√ ( )

√ (

)

(

) ( )

La planta ( ) que relaciona la tensión intermedia del cargador ( ) con la tensión de

entrada ( ), se obtiene de anular la perturbación ( ):

( ) ( )

( )| ( )

√ ( )

√ (

)

(

) ( )

Obtenida ( ), los valores de los parámetros que aparecen en ( ) son:

Se puede observar que ( ) contiene un cero en el semiplano derecho:

( )

Y un polo en el semiplano izquierdo:

( )

Se puede concluir que se trata de una planta estable en lazo abierto, donde tanto la

frecuencia del cero como la del polo, variarán según el valor de , que tal y como se ha

comentado anteriormente, depende del nivel de tensión y la corriente de carga

en bornes de la batería.

1.6.2.1.3.7. Obtención de los Márgenes de Estabilidad en Lazo Cerrado

Seguidamente, se analiza la estabilidad del sistema en lazo cerrado al añadirse el

lazo de regulación de la tensión intermedia del cargador. El denominador de esta

función contendrá la ganancia de lazo ( ), que igualada a cero permite obtener los

polos del sistema en lazo cerrado (CL) que determinan la estabilidad del sistema.


33

-+ GPI,1(s)=KP,1+KI,1/s H1(s)

Vm_REF Vm(s)^G(s)^E1(s)

Figura 17. Diagrama de bloques simplificado del sistema con ( ) .

A continuación, se calcula la función de transferencia en lazo cerrado del diagrama

simplificado, que se obtiene considerando la perturbación ( ) nula (Figura 17):

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( ( )) ( ) ( ) ( )

( )[ ( ) ( )] ( ) ( ) ( )

( ) ( )

( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( )

Obtenida la función de transferencia en lazo cerrado en ( ), se procede igualando el

denominador de la misma a cero:

( ) ( )

( ) ( ) ( )

√

(

* (

)

(

)

( )

Desarrollando se deduce:

*

√ + *

√

√ +

√

[ √ ] * √

+

[ √

√ ]

√ ( )

En ( ) se obtiene el denominador de la función de transferencia vista en ( ), donde

los parámetros y están implícitos en los coeficientes de la ecuación de segundo

orden ( ). Esta ecuación recibe el nombre de ecuación característica. Para establecer

la estabilidad del sistema en lazo cerrado, se necesita conocer bajo qué condiciones la

ecuación característica puede ser un sistema estable. Por ello, se recurre al criterio de


34

estabilidad de Routh-Hurwitz que manifiesta que un sistema que presenta una ecuación

característica lineal de segundo orden con todos los coeficientes positivos, siempre será

estable. Así pues, aplicando dicho criterio a la ecuación característica ( ) se deduce lo

siguiente:

√

√

√

√

( )

√

√

√

( )

Por consiguiente:

√

( )

√

( )

En ( ) y ( ) se observan los valores límites de los parámetros del compensador que

hacen que el sistema sea estable en lazo cerrado. Se denota que hay dependencia entre

ambos parámetros, es decir, los márgenes varían simultáneamente al modificar uno u

otro parámetro. Si las constantes y se encuentran fuera de estos márgenes

deducidos, no se puede asegurar que el sistema sea estable. Considerando ;

; y se obtiene el valor numérico de las inecuaciones de

( ) y ( ):

( )

( )

Se concluye que, una vez se han obtenido los parámetros de y que aseguran la

estabilidad por Routh, se podría intentar delimitar o restringir aquel subconjunto que

asegure una respuesta determinada.


35

1.6.2.2. Estudio del Convertidor Buck

1.6.2.2.1. Estados de Conducción del Convertidor Buck

La arquitectura circuital en lazo abierto de la segunda etapa del cargador presenta

la configuración que se muestra en la Figura 18. Al encontrarse en los bornes de salida

del convertidor Buck una batería, ésta se simula como una fuente de tensión ( )

en serie con un elemento resistivo (resistencia interna de la batería).

+

_

vm(t)

M2

D2

<u2> C2

Rbat

+

_

vbat(t)

L2 iL2(t)

vL2(t)

+

_vbat,int(t)

+ _

Figura 18. Esquema del convertidor Buck.

El convertidor Buck reduce la tensión de salida respecto la tensión de entrada mediante

los estados de conmutación introducidos por el control. La conmutación se realizará en

CCM, de modo que la relación de tensiones de entrada y salida en estado estacionario es

la siguiente, donde representa el ciclo de trabajo:

( )

Los semiconductores del circuito imponen al sistema dos estados de conducción, donde

el periodo de conmutación es la suma temporal de ambos estados. Tal y como se ha

comentado anteriormente, los cambios de estado vienen determinados por la señal de

control externa ( ) que permite la conducción del transistor MOSFET, y por

polarización propia del diodo. Se define ⟨ ⟩ de la siguiente forma:

⟨ ⟩

⟨ ⟩

( )

Para cada estado del convertidor Buck, se tienen las siguientes configuraciones:


+

_ D2

C2

Rbat

+

_

vbat(t)

L2 iL2(t)

+ _vL2(t)

u2(t)=1M2

ibat(t)

iC2(t)vm(t)+

_vbat,int(t)

Figura 19. Esquema del convertidor Buck en estado ON.


36

En estado ON, el control ( ) activa el transistor y el diodo queda polarizado en

inversa. De este modo, la corriente pasa a través del transistor, suministrando corriente a

la bobina.


+

_vm(t)

D2C2

Rbat

+

_

vbat(t)

L2 iL2(t)

vL2(t)

u2(t)=0M2 iC2(t)

ibat(t)

+

_vbat,int(t)

+ _

Figura 20. Esquema del convertidor Buck en estado OFF.

En estado OFF, el control ( ) desactiva el transistor quedando en corte,

produciéndose la descarga de la bobina sobre el condensador y la batería.

1.6.2.2.2. Modelización en Régimen Estático del Convertidor Buck

Para el sistema de estructura variable presentado, se asignan como variables de

estado la corriente de la bobina ( ) y la tensión en el condensador ( ) ( ).

Considerando que el convertidor opera en CCM, presenta dos cambios topológicos

durante un periodo de conmutación, que son representados por medio de dos vectores

de ecuaciones diferenciales lineales, una para cada estado de conmutación, que reciben

el nombre de ecuaciones dinámicas. De la Figura 19 se deducen las ecuaciones

dinámicas para el estado ON:

( ) ( ) ( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )

( )

( )

( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )

De la Figura 20 se obtienen las ecuaciones dinámicas para el estado OFF:

( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )


37

Obsérvese que las ecuaciones dinámicas son de primer orden y presentan linealidad,

pudiéndose agrupar en sus correspondientes ecuaciones matriciales de estado.


[ ( )

( )

]

[

]

*

( )

( )

+

[

]

*

( )

( )+ ( )

Donde:

[

]

[

]

( )

Estado de conducción OFF:

[ ( )

( )

]

[

]

*

( )

( )

+ [

] *

( )

( )+ ( )

Donde:

[

]

[

] ( )

A continuación, con el fin de obtener una expresión que sintetice ambos estados de

conmutación, teniendo en cuenta que [ ( ) ( ( ))] , se define una nueva

ecuación matricial, denominada ecuación bilineal del sistema:

( ) [ ( ) ( )] ( ) [ ( ) ( )][ ( )] ( )

Siendo:

( ) Derivada del vector de estado

Matriz de estado

( ) Vector de estado

Matriz de entrada

( ) Vector de entrada

Simplificándose la expresión ( ), se tiene:

( ) [ ( ) ( )] ( ) [ ( ) ( )] ( ) ( )


38

Sustituyéndose los valores de las matrices de estado y entrada que aparecen en la

ecuación bilineal simplificada ( ), se obtiene la representación bilineal ( ) del

convertidor Buck:

[ ( )

( )

]

[

]

*

( )

( )

+

[ ( )

]

*

( )

( )+ ( )

Desarrollando lo anterior, resultan las siguientes ecuaciones diferenciales:

( )

( )

( )

( ) ( )

( )

( )

( )

( )

( )

1.6.2.2.3. Análisis del Control del Convertidor Buck

+

_

vm(t)

M2

D2C2

Rbat

+

_

vbat(t)

L2 iL2(t)

vL2(t)

_ +

vbat_REF=15V

Q

QS

R

_

_+

_+

+

_

delta2

S2

-delta2

S2 +

_vbat,int(t)

vbat(t)

k2PRE(t)*

k2(t)*

iL2(t)

e2(t)GK2

+

Compensador

PI_2

Notas:

* Mientras se realiza el proceso de carga el PI_2 está saturado, siendo ( ) y ( ) .

Figura 21. Esquema del Control propuesto para el convertidor Buck.


39

1.6.2.2.3.1. Introducción al Control en Modo Deslizante

La técnica de control SMC de estructura variable trata de fijar una o varias

variables de estado en una superficie del espacio de estados ( ), delimitada dentro

de un rango de histéresis. La conmutación de los interruptores tiene lugar cuando la

variable de estado seleccionada sobrepasa los límites de superficie, forzándola a

evolucionar sobre ésta. Dicha superficie induce un régimen deslizante sobre la variable

controlada una vez alcance la superficie y opere en torno a su punto de equilibrio,

permaneciendo inalterable a variaciones y perturbaciones, propiciando de este modo la

reducción del orden del sistema. Seguidamente, se ilustra de forma gráfica (Figura 22)

la evolución de la variable de estado seleccionada (corriente de la bobina de la etapa

Buck ( )), de la superfície y de la lógica de control.

a)

iL2(t)

K2

0 D2Tsw2 Tsw2

K2-delta2

K2+delta2

vm(t)-vbat(t)

L2

t

S2(x)

D2Tsw2 Tsw2-delta2

+delta2

t

u2(t)

D2Tsw2 Tsw2t0

1

-vbat(t)

L2

b)

c)

Figura 22. a) Gráfica del rizado de la corriente de conmutación en la bobina del Buck; b) Gráfica de la superficie de

deslizamiento con margen de histéresis; c) Gráfica de la lógica de control.

1.6.2.2.3.2. Superficie de Deslizamiento

En esta segunda etapa del cargador, se pretende regular la corriente de carga de la

batería mediante el control SMC. Para cumplir con este requisito, la superficie de

deslizamiento propuesta se representa en ( ):

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( ( ) ∫ ( )

)

( ) ( )


40

Donde ( ) es la tensión en bornes de la batería a la salida del cargador y es

la referencia que indica el valor de tensión que alcanza la batería cuando esta se

encuentra totalmente cargada.

El objetivo que se persigue con la implementación de este tipo de control es,

principalmente, que el cargador sea capaz de entregar una corriente a la batería (cuyo

valor pueda ser regulado por el usuario), así como dejar de suministrar dicha corriente,

cuando el control detecte que la batería alcanza el máximo nivel de carga, es decir,

cuando ( ) .

Por ello, a diferencia de la etapa anterior, la sintonización del compensador PI mediante

el ajuste de sus parámetros y no pretende lograr un comportamiento del sistema

en conformidad con algún criterio dinámico establecido, sino que dicho controlador

simule el comportamiento de un interruptor de fin de carga. Con el fin de obtener este

propósito, se fuerza la aparición del fenómeno de windup, hecho que se establece

cuando el controlador PI trabaja con un rango de error relativamente amplio.

En otras palabras, mediante la introducción en la entrada del compensador PI de un

error de gran magnitud, se consigue la saturación del controlador, obteniendo

consecuentemente ( ) Dado que los amplificadores operacionales

(AOs) que conforman el Bloque del Compensador Proporcional-Integral están

alimentados simétricamente a una tensión continua de , la salida saturada del PI

corresponde al mismo nivel de tensión, siendo . Dicha señal sirve para

alimentar un circuito basado en un diodo Zener ajustable, que introduce en el sistema

una atenuación que puede tomar valores comprendidos entre ,

permitiendo crear un rango de valores de referencia de la corriente de carga de la

batería, siendo durante el período en el que se extiende la carga de la batería ( )

(véase Apartado “1.6.4.2.3.2. Obtención de K2” del presente Documento Básico

para ampliar información acerca del circuito de regulación de la corriente de carga de la

batería).

Cuando el error ( ) se hace ligeramente negativo (al superar ( ) la referencia de

), el controlador PI sale progresivamente de su estado de saturación, disminuyendo

la corriente de carga ( ). Cuando la salida del Integrador alcanza un valor nulo, deja

de entregar corriente a la batería, cumpliéndose de este modo los requisitos de diseño

impuestos para el sistema.

Una vez descrito el funcionamiento del control en esta segunda etapa del cargador, se

realiza el análisis del control del Buck.

1.6.2.2.3.3. Dinámica de Deslizamiento Ideal

El control por deslizamiento debe cumplir una serie de condiciones numéricas que

garantice la existencia de la superficie de deslizamiento sobre la que se controla la

variable de estado deseada. Para ello, es de utilidad analizar la existencia del régimen de

deslizamiento a partir de la condición de transversalidad:

⟨ ( ) ( ) ( ) ( ) ( )⟩ ( )


41

Donde ( ) es el gradiente de la superficie de deslizamiento y para la obtención de

las matrices ( ) y ( ), se deben recordar las expresiones ( ) y ( ). De

esta forma, siendo:

( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )

[

] *

( )

( )+ [

( )

] ( )

Se procede:

⟨ ( ) ( ) ( ) ( ) ( )⟩

( ) [

( )

] ( )

( )

En ( ) se verifica la condición de transversalidad, por tanto, el control equivalente

existirá de forma incondicional dado que ( ) , siendo posible desarrollar la

superficie de deslizamiento deseada.

1.6.2.2.3.4. Control Equivalente

Considerando nula la variación en el tiempo del valor de la corriente de carga,

puede suponerse de este modo ( ) . Aplicando las condiciones de invariancia

( ) y ( ) en ( ), se obtiene:

( ) ( ) ( )

( )

( )

( )

( )

Aislando ( ) en la expresión ( ) se obtiene el control equivalente :

( )

Ahora, la variable discreta ( ) ha sido sustituida por una variable que toma

valores comprendidos entre: .

1.6.2.2.3.5. Punto de Equilibrio

Conocido el valor del control equivalente , se trata de obtener el punto de

equilibrio de las variables de estado en torno a los que se desarrolla la superficie de

deslizamiento.


42

Volviendo a las expresiones ( ) y ( ) donde aún se encuentra la variable de control

( ), se sustituye dicho control por el que asegura la superficie de conmutación.

Se tiene:

( )

( ) →

( )

( )

Se observa que en el nuevo sistema de ecuaciones diferenciales, la ecuación dinámica

de la corriente del inductor queda anulada, reduciéndose de este modo el orden del

sistema. Se obtienen las coordenadas del punto de equilibrio [

]:

( )

( )

Los valores numéricos de las variables de estado son, para la tensión a la salida del

Buck (dependiendo del nivel de carga de la batería), mientras

que para la referencia de corriente del inductor en la superficie de deslizamiento

(dependiendo de la modalidad de carga elegida por el usuario).

Por otro lado, el valor de no puede ser determinado (dado que el fabricante no

proporciona dicho valor). Dicho parámetro varía en función del estado de carga de la

batería, tomando valores elevados cuando la batería se encuentra en un estado

irrecuperable y valores muy pequeños cuando se ha realizado completamente el proceso

de carga.

1.6.2.2.3.6. Cálculo de la Planta H2(s)

Realizada una primera aproximación que permite definir el punto de equilibrio del

sistema, se debe de tener en cuenta la influencia temporal de las diferentes variables que

intervienen en el sistema como señales superpuestas de baja frecuencia sobre el

correspondiente valor de equilibrio. Volviendo a la expresión ( ), y considerando la

restricción ( ) ( ) impuesta por la superficie de deslizamiento, se obtiene la

dinámica ideal de deslizamiento del convertidor.

( ) ( )

( )

( )

( )

( )

Debido a la linealidad de ( ), es posible aplicar directamente la Transformada de

Laplace, obteniéndose ( ):

( )

( )

( )

( )

(

* ( )

( )

( )

( )


43

-+ GPI,2(s)=KP,2+KI,2/s H2(s)

++

B(s)Vbat,int(s)^

Vbat_REFVbat(s)^^E2(s) K2PRE(s)

GK2

K2(s)

Figura 23. Diagrama de bloques del sistema con superposición de la perturbación ( )

Se debe de resolver la expresión anterior en el dominio de Laplace ( ), con el fin de

obtener las funciones de transferencia en OL que relacionen la salida ( ) con las

correspondientes entradas ( ) y ( ). Anulando la perturbación de la tensión

interna de la batería ( ), es posible obtener la función de transferencia en lazo

abierto que relaciona la tensión de salida del cargador ( ) con ( ), obteniéndose

( ):

( ) ( )

( )| ( )

(

) ( )

La planta ( ) que relaciona la tensión de salida del cargador ( ) con la tensión

interna de la batería ( ), se obtiene de anular la perturbación ( ):

( ) ( )

( )| ( )

(

) ( )

Obtenida ( ), los valores de los parámetros que aparecen en ( ) son:

Se puede observar que ( ) contiene un polo en el semiplano izquierdo:

( )

Se puede concluir que se trata de una planta estable en lazo abierto, dado que ,

aunque varíe en función del estado de carga, siempre tomará valores positivos.

1.6.2.2.3.7. Obtención de los Márgenes de Estabilidad en Lazo Cerrado

Seguidamente, se analiza la estabilidad del sistema en lazo cerrado al añadirse el

lazo de regulación de la tensión de salida del cargador. El denominador de esta función

contendrá la ganancia de lazo ( ), que igualada a cero permite obtener los polos del

sistema en CL que determinan la estabilidad del sistema.


44

-+ GPI,2(s)=KP,2+KI,2/s H2(s)

Vbat_REFVbat(s)^^E2(s) K2PRE(s)

GK2

K2(s)

Figura 24. Diagrama de bloques simplificado del sistema con ( ) .

A continuación, se calcula la función de transferencia en lazo cerrado del diagrama

simplificado, que se obtiene considerando la perturbación ( ) nula (Figura 24):

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( ) ( ( )) ( ) ( )

( )[ ( ) ( )] ( ) ( ) ( )

( ) ( )

( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( )

Obtenida la función de transferencia en lazo cerrado en ( ), se procede igualando el

denominador de la misma a cero:

( ) ( )

( ) ( ) ( )

(

*

(

) ( )

Desarrollando se deduce:

[

]

( )

En ( ) se obtiene el denominador de la función de transferencia vista en ( ), donde

los parámetros y están implícitos en los coeficientes de la ecuación de segundo

orden ( ), que recibe el nombre de ecuación característica. Para establecer la

estabilidad del sistema en lazo cerrado, se necesita conocer bajo qué condiciones la

ecuación característica puede ser un sistema estable. Del mismo modo que en el caso

anterior, se recurre al criterio de estabilidad de Routh-Hurwitz que manifiesta que un

sistema que presenta una ecuación característica lineal de segundo orden con todos los


45

coeficientes positivos, siempre será estable. Así pues, aplicando dicho criterio a la

ecuación característica ( ) se deduce lo siguiente:

( )

( )

En ( ) y ( ) se observan los valores límites de los parámetros y (que no

presentan dependencia entre ellos) del compensador PI_2 que hacen que el sistema sea

estable en lazo cerrado. Si las constantes y se encuentran fuera de los márgenes

deducidos en dichas expresiones, no se puede asegurar que el sistema sea estable.

1.6.3. Diseño de los Principales Componentes de la Etapa de Potencia

En el presente apartado se diseñan y seleccionan los principales componentes de

la Etapa de Potencia que conforman el convertidor Boost y el convertidor Buck.

1.6.3.1. Inductores

1.6.3.1.1. Inductor del Boost

Con la pretensión de obtener una expresión que defina el valor de inductancia de

la bobina del Boost en función de la restricción de rizado deseada , se retoman las

ecuaciones ( ) y ( ) que representan la forma de onda de la corriente del inductor

( ) para ambos estados de conmutación (véase Figura 25):

( )

| ( )

( )

( )

|

( ) ( )

( )

iL1(t)

IL1

0 D1Tsw1 Tsw1

iL1

Vg

L1

Vg-Vm

L1

Figura 25. Forma de onda extrapolada de las expresiones ( ) y ( ) de la corriente del inductor ( ) en el

convertidor Boost para ambos estados de conmutación.


46

De la Figura 25, para el estado ON se desprende:

( )

Donde:

: Rizado pico a pico de la corriente en la bobina del Boost, en .

: Tensión en bornes de entrada del cargador, en .

: Inductancia de la bobina del Boost, en .

: Periodo de conmutación, en . : Ciclo de trabajo, en CCM, del MOSFET del Boost.

Siendo por especificaciones el rizado relativo de la corriente en la bobina

(véase Apartado “1.5.4.2. Introducción al Cargador: Especificaciones” del presente

Documento Básico), se propone la expresión ( ) para el cálculo del valor de rizado

pico a pico de la corriente en el inductor del Boost :

( ) ( )

La corriente que traviesa el inductor se trata de una señal sinusoidal, por tal de

garantizar el correcto funcionamiento de la etapa PFC, de amplitud variable impuesta

por el sistema de control según la corriente a la que se desee cargar la batería. Para

realizar un correcto dimensionado del inductor, se considera la parte superior del seno

cuando se realiza la carga de la batería a (véase Figura 26), donde la demanda de

corriente es máxima. Pese a que el sistema funciona a una frecuencia de conmutación

variable, la frecuencia de conmutación en el punto de considerado es de .

L1,max

L1,minzona considerada

para el diseño(

(

Figura 26. Periodo de la corriente del inductor ( ) en el convertidor Boost, la variación de según el valor de

corriente y la zona considerada para el diseño del inductor.

Aislando de la expresión ( ) el valor de inductancia , se obtiene:

(

* (

*

( )

Siendo el valor final escogido para la bobina de .


47

Se lleva a cabo el proceso de diseño del inductor del Boost mediante una aplicación

software que suministra la casa Magnetics®

en su página web (www.mag-inc.com).

Para la construcción de la bobina (L1) se escoge un núcleo magnético Kool Mμ con

referencia 77191, donde en base a los resultados obtenidos por el aplicativo, resultan

necesarias un total de 31 vueltas con un wire size de 12 AWG ( de sección). Para

la construcción de la bobina se trenzan 50 conductores de cobre aislado con resina de

de sección, debido a que presentan una mayor facilidad de bobinar y estañar

que un cable único, además de que se consigue minimizar las pérdidas por el efecto

skin. Se sueldan las puntas para obtener un único conductor.

Figura 27. Fotografía del inductor de la etapa Boost.

1.6.3.1.2. Inductor del Buck

Con la pretensión de obtener una expresión que defina el valor de inductancia de

la bobina del Buck en función de la restricción de rizado deseada , se retoman las

ecuaciones ( ) y ( ) que representan la forma de onda de la corriente del inductor

( ) para ambos estados de conmutación (véase Figura 28):

( )

| ( )

( )

( )

( )

( )

|

( )

( )

iL2(t)

IL2

0 D2Tsw2 Tsw2

iL2

L2

-Vbat

L2

Vm-Vbat

Figura 28. Forma de onda extrapolada de las expresiones ( ) y ( ) de la corriente del inductor ( ) en el

convertidor Buck para ambos estados de conmutación.

http://www.mag-inc.com/


48

De la Figura 28, para el estado ON, se desprende:

( )

( )

Donde:

: Tensión intermedia del cargador, en . : Tensión en bornes de salida del cargador, en .

: Inductancia de la bobina del Buck, en .

: Rizado pico a pico de la corriente en la bobina del Buck, en .

: Periodo de conmutación, en . : Ciclo de trabajo, en CCM, del MOSFET del Buck.

Siendo por especificaciones el rizado relativo de la corriente en la bobina

(véase Apartado “1.5.4.2. Introducción al Cargador: Especificaciones” del presente

Documento Básico), se propone la expresión ( ) para el cálculo del valor de rizado

pico a pico de la corriente :

( ) ( )

A pesar de que el sistema funcionará a frecuencias de conmutación variable, la bobina

se calcula ajustando la frecuencia de conmutación a en el punto de

máxima potencia. Aislando de la expresión ( ) el valor de inductancia , se obtiene:

( )

(

*

( )

Siendo el valor final escogido para la bobina de .

Se lleva a cabo el proceso de diseño del inductor del Buck mediante una aplicación

software que suministra la casa Magnetics®

. Para la construcción de la bobina (L2) se

escoge un núcleo magnético Kool Mμ con referencia 77191, donde en base a los

resultados obtenidos por el aplicativo, resultan necesarias un total de 80 vueltas con un

wire size de 12 AWG ( de sección). Para la construcción de la bobina se trenzan

50 conductores de cobre aislado con resina de de sección, debido a que

presentan una mayor facilidad de bobinar y estañar que un cable único, además de que

se consigue minimizar las pérdidas por el efecto skin. Se sueldan las puntas para obtener

un único conductor.

Figura 29. Fotografía del inductor de la etapa Buck.


49

1.6.3.2. Condensadores

1.6.3.2.1. Condensador de Entrada del Cargador

En la entrada del cargador se colocan dos condensadores (C1) y (C2) en paralelo

de cada uno, resultando una capacidad total de , con la pretensión de

eliminar posible ruido que pueda aparecer en los bornes de entrada. Los condensadores

seleccionados son de película de poliéster, capaces de soportar una tensión de .

1.6.3.2.2. Condensador Intermedio (Cm)

El condensador intermedio del cargador, generalmente en este tipo de

aplicaciones, se trata de un condensador electrolítico de gran capacidad con la misión de

reducir el rizado proveniente de la etapa PFC y asegurar un tiempo de hold-up que

garantice la entrega de tensión a la etapa reductora posterior en caso de fallos de

alimentación.

Con la pretensión de obtener una expresión que defina el valor de capacidad del

condensador intermedio en función de la magnitud del rizado de la tensión

intermedia , se retoman las ecuaciones ( ) y ( ) que representan la forma de onda

de la tensión en el condensador intermedio ( ) para ambos estados de conmutación

(Figura 30), asumiendo la hipótesis de bajo rizado en la corriente del inductor:

( )

|

( )

( )

( )

|

( )

( )

( )

vm(t)

Vm

0 D1Tsw1 Tsw1

vm

Vm

RmCm

IL1

Cm

_-Vm

RmCm

Figura 30. Forma de onda de la tensión del condensador ( ) en el convertidor Boost.

De la Figura 30, para el estado ON, se desprende:

( )

Donde para el cálculo de , se considera un rizado de tensión pico a pico de

. Aislando de la expresión ( ) el valor de , se obtiene:


50

(

*

( )

Donde:

: Tensión intermedia del cargador, en .

: Rizado pico a pico de la tensión intermedia del cargador, en .

: Resistencia que simula la etapa Buck (simplificada como carga resistiva), en .

: Periodo de conmutación, en .

: Ciclo de trabajo, en CCM, del MOSFET del Boost.

Pese al valor obtenido, se realizan una serie de simulaciones para hallar el valor de

capacidad acorde con la funcionalidad del sistema. Además, es preferible que el valor

de capacidad se reparta entre varios condensadores cuyas capacidades sumen el total

requerido.

Finalmente, se decide colocar cinco condensadores (C9), (C10), (C11), (C12), y (C13)

en paralelo de cada uno, resultando una capacidad total de . El modelo

seleccionado es el EEUFC2A471 de la compañía Panasonic®

, un condensador

electrolítico capaz de soportar una tensión de . Además, se colocan un

condensador de película de poliéster de y un condensador cerámico de ,

resultando una capacidad adicional de , tanto en la entrada (C30) y (C31), como en

la salida del bloque de los cinco condensadores en paralelo (C14) y (C15), con el

principal objetivo de mejorar el comportamiento en frecuencia.

Resulta la siguiente configuración de condensador intermedio :

a) b)

Figura 31. a) Esquema de la disposición del bloque que conforma el Condensador Intermedio ( ); b)Fotografía

del bloque que conforma el Condensador Intermedio ( ).

1.6.3.2.3. Condensador de Salida del Cargador

Principalmente, la función del condensador del Buck es regular el rizado de la

tensión de salida del cargador, así como evitar que el rizado triangular de alta frecuencia

llegue a los componentes que se encuentran en los bornes de salida.

Teóricamente para la aplicación, el condensador se antoja como un elemento

superfluo, debido a que al hallarse como carga a la salida una batería que puede ser

tratada como una fuente de tensión, no existiría dicho rizado en la tensión de salida. Sin


51

embargo, extrapolado a la práctica, cabe indicar que la batería no se trata de una fuente

de tensión ideal. Además, en previsión de sustituir la batería por otro tipo de carga, se

decide colocar en el prototipo una capacidad que asegure un rizado máximo de pico a

pico de .

Tal y como se ha comentado con anterioridad, el valor de la capacidad de salida se

selecciona para limitar el rizado de la tensión de salida al nivel requerido por la

especificación. Destacar que en el caso de los convertidores Buck, no se debe despreciar

el valor del rizado de la corriente. Por tanto, se determina el valor de capacitancia

necesaria en función del rizado de la corriente del inductor , la frecuencia de

conmutación y el valor de rizado de la tensión de salida deseado ,

obteniéndose la siguiente expresión:

( )

Donde:

: Capacidad mínima del condensador de salida de la etapa Buck, en .

: Rizado pico de la corriente en la bobina del Buck, en .

: Frecuencia de conmutación, en . : Rizado pico de la tensión de salida del cargador, en .

Se coloca un condensador de película de poliéster de (C26) y un condensador

cerámico de (C27) en paralelo, resultando una capacitancia total de .

1.6.3.3. Transistores MOSFETs

El interruptor utilizado es un transistor MOSFET de potencia de canal N. La

elección de este tipo de dispositivo se basa en los requisitos que se numeran a

continuación: tensión drenador-fuente ( ) capaz de bloquear la tensión de salida

requerida y sus sobrepicos en régimen transitorio; capacidad de soportar la corriente

requerida en el drenador ( ); resistencia interna ( ) pequeña y tiempos de cambio de

estado rápidos, para minimizar las pérdidas por conducción y conmutación,

respectivamente.

A la hora de escoger los MOSFETs, debido a que se trata de uno de los elementos más

restrictivos del Cargador, se realiza una simulación mediante el software PSIM de

ambas etapas, para conocer los valores máximos de tensión y corriente que tendrá que

soportar (véase Figura 32 y Figura 33).

Por un lado, se observa que en ambas etapas el rango de tensión oscila entre

tensiones mínimas próximas a los y máximas de , pudiendo aparecer alguna

sobretensión cercana a los en los instantes iniciales en los que se ha completado la

carga de la batería. Por otro lado, el valor de corriente máxima que circulará por el

MOSFET de la etapa Boost es de , momento cuando el cargador trabaja a máxima

potencia, circulando por el MOSFET del Buck una corriente máxima de carga de la

batería de .


52

Figura 32. Gráficas de la tensión ( ) y la corriente ( ) en el MOSFET del Boost.

Figura 33. Gráficas de la tensión ( ) y la corriente ( ) en el MOSFET del Buck.

Debido a que los valores reales pueden diferir de los simulados, se escoge un MOSFET

capaz de soportar valores más elevados. Con estas premisas, se selecciona el modelo

IRFP4110PbF de la compañía International Rectifier®

para ambas etapas (Q1) y (Q2).

En la Tabla 5 se muestran las características más relevantes del componente:

MOSFET IRFP4110PbF

Tensión drenador-surtidor máxima ( )

Corriente drenador a 25 ºC ( ⁰ )

Resistencia drenador-surtidor máxima en conducción ( )

Tiempo de retardo de paso a estado de conducción ( ) Tiempo de subida ( ) Tiempo de retardo de paso a estado de corte ( ) Tiempo de caída ( ) Temperatura máxima ( ) ⁰

Tabla 5. Características IRFP4110PbF.


53

1.6.3.4. Diodos de Potencia

En la elección de los diodos de potencia que conforman el cargador (D2) y (D6),

se tienen en cuenta los siguientes parámetros: capacidad de bloquear la tensión del

convertidor y sus sobrepicos transitorios; capacidad de soportar la corriente de trabajo

del convertidor; y, una tensión umbral pequeña para reducir el calentamiento del

componente (menores pérdidas en conducción).

Para ambas etapas del cargador se escoge el modelo MBR30H100CTG de la compañía

ON Semiconductor®

. Este diodo de tipo Schottky no tiene tiempo de recuperación,

haciendo que su respuesta sea muy rápida. En la Tabla 6 se muestran las características

más relevantes del componente:

DIODO MBR30H100CTG Tensión Repetitiva Inversa de Pico ( )

Corriente Continua Máxima Directa ( )

Tensión Directa de Pico ( )

Temperatura Máxima ( ) ⁰

Tabla 6. Características MBR30H100CTG.

1.6.3.5. Diodo Rectificador

Con el fin de otorgar un comportamiento unidireccional a la circulación de la

corriente (Cargador→Batería), evitando de este modo que pueda fluir en sentido

contrario al normal, se instala un diodo (D7) rectificador MBR30100CT de la compañía

Taiwan Semiconductor®

. En la Tabla 7 se muestran las características más relevantes

del componente:

DIODO MBR30100CT Tensión Repetitiva Inversa de Pico ( )

Corriente Continua Máxima Directa ( )

Temperatura Máxima ( ) ⁰

Tabla 7. Características MBR30100CT.

1.6.3.6. Disipador

Los interruptores reales presentan en su totalidad una determinada caída de

tensión cuando conducen, así como una fuga de corriente en corte. Asimismo, el

proceso de conmutación (paso de conducción a bloqueo y viceversa) no se produce de

forma instantánea. En otras palabras, los interruptores disipan potencia en ambos

estados, hecho que implica un aumento de su temperatura. Por esta razón, es

imprescindible en su diseño asegurar una temperatura adecuada de los dispositivos

mediante el uso de un disipador, que se diseña considerando el caso más desfavorable,

momento cuando el cargador trabaja a máxima potencia (carga de la batería a ).

Cuando los MOSFETs conducen, se produce una caída de tensión debido a su .

La potencia media disipada por un MOSFET durante el periodo de conducción es:

( )


54

Donde:

: Potencia media disipada por un MOSFET durante su conducción, en .

: Corriente media a través del MOSFET en estado de conducción, en .

( ): Resistencia drenador-fuente en estado de conducción, en .

: Ciclo de trabajo, en CCM, del MOSFET.

Por otro lado, las pérdidas de conmutación (conmutación dura) dependen:

( )

( )

Donde:

: Potencia media disipada por un MOSFET durante la conmutación, en .

: Tensión media bloqueada en corte, en .

: Corriente media a través del MOSFET, en .

: Tiempo de activación (retardo de paso a conducción+tiempo subida), en . : Tiempo de desactivación (retardo de paso a corte+tiempo bajada), en .

: Frecuencia de conmutación, en .

Cuando los diodos conducen, la potencia media disipada durante el periodo de

conducción es:

( ) ( )

Donde:

: Potencia media disipada por un diodo durante su conducción, en .

: Corriente directa a través del diodo en estado de conducción, en .

: Tensión directa en estado de conducción, en .

: Ciclo de trabajo, en CCM, del MOSFET complementario al diodo de potencia.

Por lo que refiere a los diodos de tipo Schottky complementarios a los MOSFETs, las

pérdidas de conmutación se han considerado negligibles, dado que el datasheet

proporcionado por el fabricante no ofrece los valores pertinentes a los tiempos de

activación y desactivación.

Tal y como se ha comentado con anterioridad, la frecuencia de conmutación del sistema

es variable. Se considera en la primera etapa del cargador una frecuencia de y

para la segunda etapa, una frecuencia de , basándonos en las simulaciones

mediante el software PSIM del prototipo. Seguidamente, se muestra a modo resumen,

los resultados obtenidos:

RDS,ON

[mΩ]

[A]

[V]

[ns]

[ns] [kHz]

[W]

[W]

[W]

IRFP4110PbF

(etapa Boost) 4.5 0.4 15·(2/π) 30 92 166 60 0.16 2.21 2.37

IRFP4110PbF

(etapa Buck) 4.5 0.5 10 30 92 166 100 0.23 3.87 4.10

[V]

[A]

[V]

[ns]

[ns] [kHz]

[W]

[W]

[W]

MBR30H100CTG (etapa Boost)

0.93 0.4 15·(2/π) 30 - - 60 5.32 - 5.32

MBR30H100CTG (etapa Buck)

0.93 0.5 10 30 - - 100 4.65 - 4.65

MBR30100CT (diodo rectif.)

0.94 - 10 15 - - - 9.4 - 9.4

Tabla 8. Pérdidas en MOSFETs y diodos.


55

Por tanto, si para una potencia a la salida del cargador de existen unas pérdidas

en los interruptores de , una cota del rendimiento del cargador es de

Se utiliza un único disipador para los cinco elementos. Además, se coloca entre el

encapsulado de éstos y el disipador, un aislante cuya resistencia térmica se considera

despreciable para los cálculos.

Figura 34. Unión del disipador con los interruptores.

Para estudiar el diseño del disipador que nos garantice que la temperatura de los

dispositivos semiconductores no supera la máxima recomendada por el fabricante, se

considera el siguiente circuito equivalente:

P1: 2.37 W T_J1Rth_JC Rth_CD

0.4 ˚C/W 0

IRFP4110PbF (etapa boost)


0.4 ˚C/W 0

IRFP4110PbF (etapa buck)


2 ˚C/W 0

MBR30H100CTG (etapa boost)


2 ˚C/W 0

MBR30H100CTG (etapa buck)


1.5 ˚C/W 0

MBR30100CT (diodo rectif.)

T_D

Rth_DA

T_A

30 ˚C

Figura 35. Circuito térmico equivalente de los MOSFETs, diodos y disipador.


56

Considerando una temperatura ambiente de ⁰ , se calcula la resistencia térmica entre

el disipador y el ambiente necesaria para mantener una temperatura máxima en

el disipador de ⁰ .

∑

⁰

⁰

( )

Donde:

: Potencia media disipada por los MOSFETs y diodos, en .

: Resistencia térmica del disipador, en ⁰ .

: Diferencia térmica entre el disipador y el ambiente, en ⁰ .

Seguidamente, se calcula la temperatura de la unión entre interruptores y disipador para

determinar que no se superan las máximas indicadas por el fabricante:

( )

Donde:

: Temperatura en la unión de MOSFETs y diodos, en ⁰ .

: Potencia media disipada por los MOSFETs y diodos, en .

: Resistencia térmica entre unión y encapsulado de MOSFETs y diodos, en ⁰ .

: Temperatura del disipador, en ⁰ .

Siendo:

⁰ ⁰

⁰ ⁰

⁰ ⁰

⁰ ⁰

⁰ ⁰

De los resultados anteriores se observa que las temperaturas de unión son inferiores a

las máximas recomendadas por los fabricantes.

1.6.4. Diseño de las PCBs del Cargador

En el presente apartado se lleva a cabo el diseño del conjunto de placas de circuito

impreso que implementan el Cargador. El diseño de las PCBs se efectúa mediante el

software OrCAD de Cadence®

. En primer lugar se diseñan los esquemas de los circuitos

mediante OrCAD Capture y, posteriormente, se implementan las PCBs con OrCAD

Layout. La realización del Cargador se ha subdividido en dos etapas claramente

diferenciadas: la Etapa de Potencia y la Etapa de Control.

Para visualizar los diferentes esquemas circuitales y layouts de las PCBs que conforman

el presente proyecto, véase el Documento Básico Planos.


57

1.6.4.1. Etapa de Potencia

En esta sección se describe el diseño del convertidor Boost y del convertidor Buck

que conforman el Cargador, traduciendo el circuito teórico a su respectivo esquemático

real, para posteriormente implementarlo en una única PCB, donde se tienen en cuenta,

principalmente, los siguientes criterios generales de diseño:

i) La distancia que une el MOSFET y el diodo de potencia de la misma etapa debe de

ser la mínima posible, para evitar conductancias parásitas que pudieran ocasionar picos

de tensión. Del mismo modo, se procura conectar con una pista de mínima longitud el

driver con la gate del MOSFET.

ii) Se introducen condensadores de desacoplo próximos a los pines de alimentación de

los Circuitos Integrados de la PCB, hecho que permite mantener un nivel estable de

alimentación, además de filtrar componentes de alta frecuencia. Asimismo, en

determinados componentes se prevé de espacio entre la alimentación y los

condensadores de desacoplo para la colocación de un resistor, en caso de originarse

ruido en la alimentación.

iii) Las pistas se tratan de construir cortas y siempre con una anchura mínima de

. Aquellas que están sometidas a elevados valores de corriente, se debe de

considerar un aumento de su anchura. Para el cálculo de la anchura mínima se utiliza la

“Calculadora de ancho de pista vs corriente” de la website (www.microensamble.com).

Este útil calcula el ancho de una pista en el diseño de circuitos impresos de acuerdo a la

curva de la norma IPC-2221 (Formalmente llamada IPC-D-275) tomando como base el

valor de la corriente que va a circular por ella, así como el espesor del cobre utilizado.

iv) La distancia entre pistas sometidas a elevadas tensiones debe de ser suficiente como

para que no se pueda crear un arco eléctrico entre las pistas concurrentes. Para el cálculo

del valor mínimo se utiliza la “Calculadora de distancia entre pistas” de la website

(www.microensamble.com). Este útil calcula la distancia entre pistas en el diseño de

circuitos impresos de acuerdo a la curva de la norma IPC-2221(Formalmente

llamada IPC-D-275) tomando como base el valor del voltaje aplicado a ellas.

Seguidamente, se muestra una descripción a grandes rasgos de la Etapa de Potencia del

Cargador, acompañada de una fotografía (Figura 36).

El Cargador presenta una cierta simetría en la distribución de sus componentes dada la

forma en “W” que exhibe. En la parte superior izquierda se localizan los bornes de

entrada (tensión rectificada proveniente del Bloque de Transformación y Rectificación),

mientras que en la parte superior derecha se encuentran los bornes de salida, donde se

conecta la batería, así como la fuente de alimentación de que alimenta la

Console. En la zona inferior se localizan los conectores de la alimentación y de

las señales de control de los drivers provenientes de la Etapa de Control. En el centro de

la placa se encuentran los transistores MOSFETs y diodos Schottky de ambas etapas,

además del diodo rectificador, situados en este emplazamiento para facilitar el montaje

al disipador.

http://www.microensamble.com/

http://www.microensamble.com/


58

Convertidor Buck: Etapa ReductoraConvertidor Boost: Etapa PFC

Figura 36. Fotografía de la Etapa de Potencia del Cargador, donde se diferencian: 1) Convertidor Boost→ Etapa

PFC; 2) Convertidor Buck→ Etapa Reductora.

A continuación, se describen las principales partes que conforman la Etapa de Potencia

del Cargador:

1.6.4.1.1. Sensado de Corriente

Para crear las dos superficies de deslizamientos propuestas es necesario realizar

un sensado de la corriente de los inductores de ambas etapas. Para ello, se eligen

transductores de corriente compensado de efecto Hall de bucle cerrado tipo LA55-P de

la compañía LEM®

(U1) y (U4), debido a que permiten aislar el circuito de potencia con

el de control, ofrecen una fácil manipulación del ratio de conversión y entregan en su

pin de salida ( ) una señal de corriente proporcional y reducida a la de entrada. El

sensor, que debe ser alimentado simétricamente a , es capaz de medir corrientes

de , presenta un ancho de banda de (suficiente para la aplicación en

cuestión) y posee un ratio de conversión en función del número de vueltas, .

Entre masa y alimentación, se añaden condensadores de desacoplo de y que

se ubican próximos a los pines de alimentación, con el fin de mantener una tensión de

alimentación estable, así como filtrar componentes de alta frecuencia.

Mediante una resistencia referenciada a masa de valor adecuado, se transforma la señal

de corriente en una tensión proporcional. La resistencia de medida recomendada por el

fabricante debe de tomar un valor comprendido entre . Esta

conversión se realiza en la Etapa de Control para evitar ruido que distorsione la señal

sensada.

En la etapa Boost, la corriente media a sensar es de . La configuración a utilizar es

de 3 vueltas ( ) para tener una resolución adecuada sin que llegue a perderse

ningún valor en caso de aumento de corriente.


59

a) b)

Figura 37. a) Esquema implementado del sensado de corriente mediante el uso del LA55-P de LEM® para la

etapa Boost; b)Fotografía del sensor de corriente LA55-P de LEM® para el sensado de la etapa Boost.

En la etapa Buck, la corriente máxima a sensar es de . La configuración a utilizar es

de 5 vueltas ( ) para tener una resolución adecuada sin que llegue a perderse

ningún valor en caso de aumento de corriente.

a) b)

Figura 38. a) Esquema implementado del sensado de corriente mediante el uso del LA55-P de LEM® para la etapa

Buck; b) Fotografía del sensor de corriente LA55-P de LEM® para el sensado de la etapa Buck.

Se obtienen las siguientes tensiones de escala:

Corriente entrada

sensor

Corriente salida

sensor

Valor de tensión en

Rsens,i

Bobina 1 (Boost) 2.865 V

Bobina 2 (Buck)

Notas:

* Valor de la corriente media que traviesa el sensor del Boost, considerando que el Cargador trabaja a máxima potencia.

** Valor de la corriente que traviesa el sensor del Buck, considerando que el Cargador trabaja a máxima potencia.

Tabla 9. Conversión de magnitudes de la corriente sensada.

Para completar la información en referencia a los sensados de corriente y su posterior

tratamiento, véase el Apartado “1.6.4.2.2.6. Amplificación de la Corriente Sensada

(iL1_sens→ iL1_comp)” y el Apartado “1.6.4.2.3.5. Amplificación de la Corriente

Sensada (iL2_sens→ iL2_comp)” del presente Documento Básico.


60

1.6.4.1.2. Sensado de Tensión

Para la regulación de los diferentes parámetros de control, así como para la

consecución de la superficie de deslizamiento del Boost, es necesario sensar la tensión

de entrada ( ), intermedia ( ) y de salida ( ) del cargador. Mediante divisores

de tensión, se adaptan los valores reales de tensión a unos valores admisibles para los

AOs con estructura de seguidor de tensión (para la adaptación de las impedancias)

garantizando la mayor exactitud posible del sensado. Se opta por resistores de elevado

valor (del orden de ), evitando de este modo corrientes elevadas que pudieran generar

excesivas pérdidas en el sensado.

Seguidamente, se muestran los esquemas de los divisores de tensión empleados,

constituidos por resistencias fijas de valores de y capaces de soportar una

potencia máxima de , que provocan en todos los casos una atenuación de :

a)Tensión de entrada ( ) b)Tensión intermedia ( ) c)Tensión de salida ( )

Figura 39. a) Esquema del divisor de tensión del sensado de la tensión de entrada ( ); b) Esquema del divisor de

tensión del sensado de la tensión intermedia ( ); c) Esquema del divisor de tensión del sensado de la tensión salida

( ).

La potencia media que disipan las resistencias es:

( )

( )

( )

( )

( )

( )

1.6.4.1.3. Drivers

El driver es el encargado de condicionar la señal lógica proveniente de la Etapa de

Control para activar la gate del respectivo MOSFET. En el presente proyecto, se

gestiona el MOSFET de cada etapa del Cargador de forma independiente.


61

1.6.4.1.3.1. Driver Boost

En el Boost se utiliza un driver de lado bajo, tipo MCP1407 de la compañía

Microchip®

(U2), que proporciona una corriente de pico de salida de que permite

realizar la rápida carga y descarga de la capacidad interna del MOSFET, alcanzando de

este modo el valor de tensión gate-source necesario para la conducción del MOSFET.

El montaje circuital se representa en la Figura 40.

Figura 40. Montaje circuital del driver MCP1407 para la etapa Boost.

A la hora de realizar el montaje se tienen en cuenta las siguientes consideraciones. Se

alimentan los pines 1 y 8 el driver a para tener una tensión de activación del

MOSFET de aproximadamente dicho valor. Además, se colocan condensadores de

desacoplo de película de poliéster (C7) y (C8), para filtrar posibles perturbaciones y

mantener la alimentación estable, así como se prevé de posible espacio para la

colocación de resistencias entre la alimentación y masa (R6) con el fin de eliminar el

posible ruido que pudiera ocasionarse a consecuencia de la longitud de las pistas de

alimentación. Entre la gate del MOSFET y masa, se añade un diodo Zener (D3) con

tensión nominal de que lo protege de sobretensiones y una resistencia (R8) de

que ejerce de resistencia de pull-down, para ayudar a descargar la puerta del

transistor en estado de no conducción (OFF). Finalmente, se coloca entre la salida del

driver (pines 6 y 7) y la puerta del transistor, una resistencia (R7) de para limitar la

corriente procedente del driver hacía el transistor.

1.6.4.1.3.2. Driver Buck

El driver utilizado en el Buck es el IR2125Pcb de la compañía Infineon®

(U3), que

ofrece una corriente de salida suficientemente elevada ( ) para realizar una rápida

carga y descarga de la capacidad del gate del MOSFET, garantizando el valor de

tensión gate-source necesario para su activación. El montaje circuital se representa en la

Figura 41.


62

Figura 41. Montaje circuital del driver IR2125Pcb para la etapa Buck.

A la hora de realizar el montaje se tienen en cuenta las siguientes consideraciones,

basándonos principalmente en [6]. Se alimenta el pin 1 del driver a para para

tener una tensión de activación del MOSFET de aproximadamente dicho valor.

Además, se colocan condensadores de desacoplo de película de poliéster (C16), (C17) y

(C18) para filtrar las posibles perturbaciones y mantener la alimentación del driver

estable, así como se prevé de posible espacio para la colocación de resistencias entre

alimentación y masa (R14) con el fin de eliminar el posible ruido que pudiera

ocasionarse. Entre la puerta y el surtidor del MOSFET, se añade un diodo Zener (D5)

con tensión nominal de que lo protege de sobretensiones y una resistencia (R16) de

que ejerce de resistencia de pull-down, para ayudar a descargar la puerta del

transistor en estado de no conducción (OFF). Finalmente, se coloca entre la salida del

driver (pin7) y la puerta del transistor, una resistencia (R15) de para limitar la

corriente procedente del driver hacía el transistor. Se dota al integrado de una circuitería

exterior denominada Bootstrap, compuesta de un diodo y un condensador, necesaria en

la alimentación de la puerta del MOSFET flotante (MOSFET de lado alto). Por un lado,

el diodo (D4) escogido es el BYV26C de la compañía Vishay®

, un fast switching diode

capaz de soportar una tensión en inversa superior a la tensión aplicada en el drain del

transistor durante el periodo en que el MOSFET conduce. Por otro lado, el valor

mínimo del condensador es calculado mediante la siguiente expresión, proporcionada

por [6]:

[

]

( )

Donde:

: Gate charge of high-side MOSFET, en .

: Frequency of operation, en . : Bootstrap circuit leakage current, en .

: Maximum bootstrap circuit quiescent current, en .

: Supply voltage of gate driver, en .

: Forward voltage drop across the bootstrap diode, en .

: Minimum gate-source voltage, en .


63

Sustituyendo, se obtienen los siguientes valores:

*

+

Se opta por el uso en paralelo de dos condensadores (C20) y (C21) de película de

poliéster de , resultando una capacidad total de . Además, se prevé de posible

espacio para la colocación de nuevos condensadores, en caso de ser necesarios.

Finalmente, recomendado por el fabricante, se decide colocar un diodo Zener (D8) con

tensión nominal de en paralelo con el condensador Bootstrap , para evitar

posibles eventos de sobretensión.

1.6.4.1.4. Fuente de Alimentación +5 VDC

Tal y como se ha descrito en el Apartado “1.5.1. Descripción y Funcionamiento

del Sistema” del presente Documento Básico, la existencia de una carga que debe ser

alimentada a una tensión de , hace necesaria la integración de una fuente lineal

regulada en bornes de salida del Cargador. Con el fin de obtener dicho valor de tensión

continua, la tensión de la batería es filtrada por un condensador de película de poliéster

(C28) de . Esta alimentación en continua es regulada por el regulador lineal 7805

(U5). Seguidamente, se coloca un condensador de película de poliéster (C29) de ,

donde a su salida se obtiene la tensión deseada.

Figura 42. Esquema circuital de la Fuente de Alimentación regulada.

1.6.4.1.5. Componentes Adicionales del Boost

En la etapa Boost, se decide colocar una rama que sólo actua en el momento de la puesta

en marcha, constituida por una resistencia (R9) de valor muy pequeño (del orden de

) y un diodo Schottky MBR30H100CTG de la compañía ON Semiconductor®

(D1).

Dicha rama une el nodo de entrada con el nodo intermedio, permitiendo realizar una

precarga del Condensador Intermedio ( ), además de reducir los picos de corriente que

se originan en el momento del arranque del sistema, que pudieran afectar al sensor de

corriente del Boost. Por otro lado, se dispone una resistencia de (R10) a la salida de

la etapa Boost (conectada entre el nodo intermedio y masa) en paralelo con el conjunto

que forma el . La función de dicha resistencia es evitar que, en caso de ocasionarse

algún defecto en el convertidor Buck, el convertidor Boost no trabaje sin carga, así como

facilitar la descarga del sobrepico de tensión que se ocasiona en el nodo intermedio del

Cargador, una vez el Control interrumpe la carga de la batería al detectar que se ha

completado totalmente el proceso.


64

1.6.4.2. Etapa de Control

En esta sección se describe el diseño de la PCB que conforma el control analógico

que permite realizar los cálculos de las superficies propuestas, a partir de las cuales se

generan las señales de gate de los diferentes MOSFETs. Además, se aprovecha esta

placa para la generar la alimentación simétrica de .

Referente a los criterios de diseño, únicamente destacar que se añaden condensadores de

desacoplo entre las alimentaciones y masa de los diferentes Circuitos Integrados.

Seguidamente, se muestra una fotografía de la Etapa de Control del Cargador:

Circuito de Control_1:

Generación de ±15 V

Circuito de Control_2: Control del Boost

Circuito de Control_3: Control del Buck

Figura 43. Fotografía de la Etapa de Control del Cargador, donde se diferencian: 1)Control_1→ Fuente de

Alimentación de ; 2)Control_2→Control del convertidor Boost; 3)Control_3 → Control del convertidor

Buck.

Se observa en la Figura 43 que la Etapa de Control, pese a implementarse en una única

PCB, puede dividirse en tres secciones claramente diferenciadas:

- Control_1: Se encarga de generar a partir de la tensión proveniente del devanado

auxiliar del transformador, la alimentación simétrica de .

- Control_2: Se realiza el control completo del Boost. Resultado de la diferencia

entre un valor de referencia determinado en y la tensión intermedia


65

( ), mediante un controlador PI y un posterior Notch Filter se obtiene la

conductancia emulada ( ). Dicho valor de conductancia multiplicado por la

tensión de entrada ( ) permite el cálculo de la superficie de deslizamiento.

- Control_3: Se realiza el control completo del Buck. Resultado de la diferencia

entre un valor de referencia considerado en (valor de tensión que

alcanza la batería en hallarse completamente cargada) y la tensión de salida

( ), mediante un controlador PI y un diodo Zener ajustable a través de un

divisor de tensión que incorpora un potenciómetro, se obtiene el valor de la

corriente de carga de la batería que permite el cálculo de la superficie de

deslizamiento.

1.6.4.2.1. Circuito de Control_1: Fuente de Alimentación de ±15 VDC

La gran mayoría de los componentes que conforman el control del Cargador

(drivers, sensores de corriente, AOs, mutliplicador, comparadores, etc.) necesitan ser

alimentados con una tensión simétrica continua de . Por su sencillez y

estabilidad, se implementa una fuente lineal regulada alimentada a través de un

bobinado auxiliar del transformador. El bobinado suministra una tensión alterna que es

rectificada mediante un puente de diodos (D2).

Figura 44. Schematic de la etapa de Control_1.

Con el fin de obtener la tensión continua de , la tensión rectificada es filtrada

por un condensador electrolítico (C52) de en paralelo con un condensador de

poliéster de (C54). Esta alimentación es regulada por el regulador lineal 7815

(U20). Seguidamente, se conecta un condensador de película de poliéster (C56) de ,

donde a su salida se obtiene la tensión deseada. Por otro lado, para la consecución de la

tensión de , la tensión rectificada es filtrada por un condensador electrolítico

(C53) de en paralelo con un condensador de poliéster de (C55). Esta

alimentación es regulada por el regulador lineal 7915 (U21). Seguidamente, se coloca

un condensador de película de poliéster (C57) de , donde a su salida se obtiene la

tensión deseada.

Se habilitan conectores en ambas placas, con la finalidad de transferir desde la PCB de

Control a la de Potencia la tensión simétrica continua de obtenida.


66

1.6.4.2.2. Circuito de Control_2: Control del Boost

Seguidamente, se describen los diferentes bloques que conforman el Circuito de

Control_2, donde se lleva a cabo el control de la primera etapa (Boost) del Cargador.

1.6.4.2.2.1. Bloque del Compensador Proporcional-Integral (PI_1)

Básicamente, la función de este bloque es establecer el valor de la conductancia

emulada previa al paso por el Notch Filter ( ), necesaria en la superficie de

deslizamiento para obtener la tensión y potencia deseadas a la salida del Boost.

Mediante los AOs MC33078P (U1), (U2) y (U3) de la compañía Texas Instrument®

alimentados a se establece el siguiente esquema circuital para implementar el

lazo de control de tensión intermedia y el controlador PI_1.

Figura 45. Esquema del bloque Controlador PI_1.

Obtención del Error1

Primeramente, se obtiene el Error1 ( ) (señal de entrada del controlador PI_1)

de la diferencia entre la tensión intermedia de referencia (que podrá ser ajustada

por el usuario) y la tensión intermedia sensada ( ) proveniente de la Etapa de

Potencia. La tensión intermedia sensada representa un tercio de su valor real

[ ( ) ( ) ] a consecuencia del divisor de tensión aplicado (véase Apartado

“1.6.4.1.2. Sensado de Tensión” del presente Documento Básico). Por este motivo, se

aplica a la tensión de referencia intermedia el mismo factor de atenuación,

siendo de este modo .

El valor de la tensión intermedia de referencia se obtiene mediante la realización

de un simple divisor de tensión (véase Figura 46), alimentado por provenientes

de la alimentación (Control_1), constituido por dos resistencias fijas de valor de

(R2) y de (R4) y un potenciómetro de (R3), que permite regular dicho

parámetro, otorgando al sistema un mayor grado de flexibilidad.


67

+

_

+15 VDC

R2=510

R3=2k

R4=1.5k

0

1

X

vm_REF

Cumpliéndose:

( )

( )

Es para

En base a la expresión ( ), la tensión intermedia de

referencia tomará valores comprendidos entre:

*Aplicar un factor 3 para conocer valor de tensión intermedia en la Etapa de

Potencia.

Figura 46. Bloque de regulación de la tensión de referencia .

Tanto el valor de como ( ) pasan a través de un AO seguidor de tensión

(U1). Con el fin de obtener el Error1, para realizar la diferencia de la tensión intermedia

de referencia y la tensión intermedia sensada ( ) se recurre al uso del AO

MC33078P (U2A) conjuntamente con las resistencias (R6), (R7), (R8) y (R9) de valor

de (dispuestas tal y como se muestra en la Figura 45) para formar una etapa

Amplificadora Diferencial.

Planta del Controlador PI_1

El controlador PI_1 regula la resistencia emulada del LFR para transferir la

potencia deseada a la segunda etapa (Buck), estableciendo un valor medio de tensión a

la salida del Boost constante (según el valor de tensión de referencia deseado).

En el dominio temporal, la planta debe de cumplir la siguiente expresión genérica

propia del compensador Proporcional-Integral, que trasladada al dominio en el campo s

mediante la Transformada de Laplace, presenta la siguiente forma:

( ) ( ) ∫ ( )

( ) ( ) ( )

( )

Siendo ( ) la diferencia entre la señal de referencia y la sensada, y y las

variables proporcional e integral del controlador PI_1, respectivamente.

En el presente proyecto, se utiliza un compensador PI [7], que incorpora dos

potenciómetros que permiten regular de forma independiente la constante de

proporcionalidad y la constante de integración . Seguidamente, se muestra el

circuito analógico implementado (véase Figura 47), para determinar la dependencia de

las variables y en función de los elementos pasivos que conforman el

controlador:


68

_+

_+

_+

E1(s)Gpre(s)

R10

R11

R13

C7

R15

R12

R14

Figura 47. Esquema circuital analógico del compensador PI_1.

Se realiza el análisis del circuito, donde se obtiene la siguiente función de transferencia

del Controlador PI_1:

( )

( ) (

*

(

*

( )

De la expresión ( ), se desprende:

Con el uso del compensador Proporcional-Integral se obtiene suficiente precisión para

realizar el control de una batería, dado que extrapolando ésta a un concepto de carga, no

sufrirá notables variaciones en cortos espacios de tiempo. Por tanto, no es necesaria una

constante de tiempo muy rápida para corregir el error. Los valores más adecuados de las

variables y se seleccionan en base al Criterio de Estabilidad de Routh (véase

Apartado “1.6.2.1.3.7. Obtención de los Márgenes de Estabilidad en Lazo Cerrado” del

presente Documento Básico) y a diferentes simulaciones del Boost mediante el software

PSIM, hasta obtener la conductancia emulada deseada a la salida del compensador PI_1,

donde se ha podido observar en las expresiones ( ) y ( ), el valor de conductancia en

régimen estacionario para realizar la carga de la batería a una corriente de es de

aproximadamente . Se obtiene:

Figura 48. Gráfica de la conductancia emulada ( ) en la salida del compensador PI para y ,

trabajando el cargador a máxima potencia.


69

Todo y esto, a la práctica se acabarán de ajustar dichos parámetros mediante los

potenciómetros instalados, hasta conseguir un funcionamiento adecuado del sistema.

Para conseguir mayor comodidad en la regulación de los parámetros, se instala un

interruptor (SW1) que permita cortocircuitar el condensador del integrador (C7).

1.6.4.2.2.2. Notch Filter

Tal y como se ha comentado en diferentes Apartados del presente Documento

Básico, existe un equilibrio entre la tensión y la corriente en el puerto de entrada del

Cargador para la consecución del PFC. De hecho, la corrección del factor de potencia a

priori sólo puede lograrse si la conductancia emulada ( ) es constante [5],

consiguiéndose de este modo la proporcionalidad y fase requerida entre ambas señales.

Volviendo a la Figura 48 y analizando la simulación, se desprende que la conductancia

emulada a la salida del compensador PI_1 ( ) se trata de un valor continuo que

crece a medida que aumenta la tensión en bornes de la batería ( ) (a consecuencia

del proceso de carga), con un ligero rizado de y en menor medida de las

componentes armónicas siguientes. Para eliminar este efecto se considera necesaria la

introducción de un filtro que reduzca el paso, principalmente, de la componente

armónica fundamental. Si bien pudiera haber sido utilizado un simple Filtro Paso Bajos,

se decide finalmente implementar un Band Stop Filter, que como su propio nombre

indica, transmite todas las señales de frecuencia excepto aquellas que se encuentran

dentro de una banda o rango específico.

Este tipo de filtro, también conocido como Notch Filter, se sintoniza para no permitir el

paso de un rango de señales que se encuentren comprendidas entre dos valores de

frecuencias, denominadas frecuencia de corte superior e inferior, que se establecen en

y respectivamente, permitiendo idealmente una atenuación infinita de la

componente armónica principal de . El diseño del Notch Filter más común es el

doble T, que en su forma más básica consta de dos ramas RC (Figura 49.a). Se puede

realizar una mejora del filtro aplicando una retroalimentación positiva conectada en la

unión de y , en vez de conectar directamente este punto a masa [8]. Mediante la

señal de realimentación, variable según la ganancia del divisor de tensión

implementado, se podrá ajustar el valor de (véase Figura 49.b).

a) b)

RGpre(s)

C

R

C

R/22C

G(s)

_+

G(s)RGpre(s)

C

R

C

R/22C RB

RA

Figura 49. a) Esquema circuital de un Notch Filter Doble T básico; b) Esquema circuital de un Notch Filter Doble T

con realimentación.


70

Seguidamente, se analiza el circuito analógico implementado del cual se obtiene una

expresión que se iguala a la función genérica propia del Notch Filter, por tal de

determinar los valores de los elementos pasivos que forman el filtro:

( )

( )

( )

( ) ( ) (

)

( )

Siendo:

( )

Para el diseño del Notch Filter, cuyas frecuencias de corte han sido determinadas con

anterioridad, volviendo a la expresión ( ), si se decide utilizar como valor de un

condensador de , el valor de la resistencia a emplear es de:

( )

Siendo el valor de :

( )

El valor de puede ser calculado mediante la siguiente expresión:

( )

Basándonos en el resultado obtenido en la expresión ( ), y asumiendo un valor de

, volviendo a la expresión ( ) se calcula el valor de la resistencia :

( )

Finalmente, resulta el siguiente esquema circuital que representa el Notch Filter,

constituido a partir de un AO seguidor de tensión (U4), condensadores de película de

poliéster y resistencias de alta precisión de (R16), (R18), (R20) y (R22), de

(R17), (R19), (R21), (R23) y (R25) y de (R27). Destacar que, en el divisor de

tensión del lazo de realimentación se prevé de espacio para la colocación de un resistor

(R26) que permita ajustar el valor de del Notch Filter, en caso de ser necesario.


71

Figura 50. Esquema del Notch Filter.

Con el fin de determinar la eficacia del filtro diseñado, se realiza la simulación del

Boost mediante el software PSIM, donde se visualizan la señal de conductancia emulada

previa al paso por el Notch Filter ( ) y el valor conductancia emulada ( ) a la

salida del Notch Filter (Figura 51).

Figura 51. Gráficas de los valores de conductancia emulada ( ) y ( ).

1.6.4.2.2.3. Obtención de K1=G*Vg

Figura 52. Esquema del multiplicador AD633 y los posteriores bloques empleados para la obtención de .


72

Primeramente, se obtiene la tensión de entrada sensada ( ) proveniente de

la Etapa de Potencia, que representa un tercio de su valor real [ ( ) ( ) ] a

consecuencia del divisor de tensión aplicado (véase Apartado “1.6.4.1.2. Sensado de

Tensión” del presente Documento Básico). Dicha señal pasa a través de un AO seguidor

de tensión (U6A).

Para realizar el producto de la conductancia emulada ( ) y la tensión de entrada

rectificada sensada ( ) se recurre al multiplicador analógico AD633 de la

compañía Analog Devices®

(U5). En base al datasheet proporcionado por el fabricante,

la expresión que se obtiene en el pin 7 ( ) es:

[ ] [ ]

( )

Se consigue el producto deseado introduciendo en el pin 1 ( ) el valor de la tensión de

entrada rectificada sensada ( ) y en el pin 3 ( ) el valor de conductancia ( ),

procedente del PI_1 y el Notch Filter. Los pines 2, 4, 6 se conectan a masa. De la

expresión ( ), resulta:

[ ( ) ] [ ( ) ]

( ) ( )

Se puede observar que el multiplicador aplica una atenuación de en la señal de

salida. Además, se debe de considerar la atenuación de de la señal de la tensión de

entrada sensada ( ) a consecuencia del divisor de tensión mediante el cual se

realiza el sensado de tensión en la Etapa de Potencia. Asimismo, tal y como se

comentará en el Apartado “1.6.4.2.2.6. Amplificación de la Corriente Sensada

(iL1_sens→ iL1_comp)” del presente Documento Básico, el sensado de corriente de la

bobina del Boost introducirá una nueva atenuación en el sistema de . Por

simplicidad, se decide ajustar todo este conjunto de atenuaciones en un mismo punto.

Para ello, se implementa una estructura Amplificadora No Inversora de ganancia

(Figura 53), constituida por un AO MC33078P (U6B), una resistencia fija de

(R31) y un potenciómetro (R30) de , que permite regular la ganancia requerida,

otorgando al sistema un mayor grado de flexibilidad.

_+

R31=12k

W K1PRE

R30=2k

0 1X

Cumpliéndose:

(

* ( )

Siendo para ⁄

Figura 53. Bloque de la etapa Amplificadora No Inversora de ganancia .

Posterior a la etapa Amplificadora No Inversora, se coloca un limitador o recortador,

que se trata de un circuito constituido por una resistencia y un diodo que eliminan


73

tensiones superiores a un valor determinado, con el fin de que no lleguen a un

determinado punto del control. En esta aplicación se pretende evitar tensiones positivas

de más de , así como tensiones negativas. Mediante el diodo Zener BZX85C10 de la

compañía Fairchild Semiconductor®

(D1) y la resistencia limitadora fija de valor de

(R32), en la disposición que se muestra en la Figura 52, se consigue dicho

objetivo. Se debe de tener en cuenta que la resistencia limitadora presenta un valor

inferior al posterior conjunto de resistencias que complementan la etapa de control del

Boost. De este modo, la caída de tensión en dicha resistencia limitadora es

prácticamente nula (pudiendo ser despreciada). Finalmente, el valor de tensión

resultante pasa a través de un AO seguidor de tensión (U7A).

1.6.4.2.2.4. Obtención y Regulación de los Valores de Histéresis (delta1 y –delta1)

Figura 54. Esquema del bloque de obtención y regulación de los valores de y del control del Boost.

Se controla la superficie de deslizamiento con unos valores de histéresis

constantes. Por ello, en primer lugar, se obtiene el valor positivo de tensión de histéresis

mediante la realización de un simple divisor de tensión (Figura 55), alimentado

por provenientes de la alimentación (Control_1), constituido por dos

resistencias fijas de (R84) y de (R86) y un potenciómetro de (R85),

que permite regular dicho parámetro de control, otorgando al sistema un mayor grado de

flexibilidad.

R84=18k

R85=2k

+

_

+15 VDC

0

1

X

R86=100 delta1

Cumpliéndose:

( )

( )

Es para 0.849

En base a la expresión ( ), podrá tomar valores

comprendidos entre:

*Aplicar un factor 1/0.3 para conocer valor de tensión de histéresis en la Etapa de

Potencia, a consecuencia de la compensación de las diferentes atenuaciones y ganancias del

sistema.

Figura 55. Bloque de obtención y regulación de .


74

El valor de pasa a través de un AO MC33078P (U18A) seguidor de tensión.

Posteriormente, se aplica una etapa Amplificadora Inversora para obtener el valor

negativo de histéresis . Dicha etapa inversora se realiza mediante un AO

MC33078P (U18B) y un conjunto de resistencias fijas de (R88) y (R89),

dispuestas tal y como se muestra en la Figura 54. Por tanto, el valor de tensión que se

obtiene es exactamente el mismo en magnitud, pero con signo opuesto.

1.6.4.2.2.5. Obtención de los Límites de la Superficie de Deslizamiento

a) b)

Figura 56. a) Esquema del bloque de obtención del valor límite inferior de la superficie de deslizamiento;

b) Esquema del bloque de obtención del valor límite superior de la superficie de deslizamiento.

Para definir el valor límite inferior de la superficie de deslizamiento, se recurre al

uso del AO MC33078P (U8A) y las resistencias fijas (R35), (R36), (R37) y (R38) de

valor de que dispuestas en la configuración mostrada en la Figura 56.a, permiten

constituir un bloque Amplificador Diferencial, del cual se extrae un valor de tensión

[ ( )].

De forma análoga, se obtiene el valor límite superior mediante la utilización del AO

MC33078P (U8B) y las resistencias fijas (R39), (R40), (R41) y (R42) de valor de ,

formando un bloque Amplificador Diferencial (véase Figura 56.b), del cual se extrae un

valor de tensión [ ( )] [ ( )].

1.6.4.2.2.6. Amplificación de la Corriente Sensada (iL1_sens→ iL1_comp)

Figura 57. Esquema del bloque de amplificación de la corriente sensada ( ).


75

La corriente sensada ( ) procedente de la Etapa de Potencia se transforma

en una señal de tensión proporcional ( ) mediante la resistencia de sensado

referenciada a masa (R43), aplicada en el pin 5 del AO MC33078P

(U7B). Dicha señal de tensión presenta el siguiente valor:

( ) ( ) ( ) ( ) ( )

De la expresión ( ) se desprende que real de corriente en la bobina del Boost

representa de sensado. Siendo , se alcanza un valor máximo de

. Debido a que los operacionales se alimentan a , éstos no

entrarán en saturación. Tal y como se ha descrito en el Apartado “1.6.4.2.2.3. Obtención

de K1=G*Vg” del presente Documento Básico, esta atenuación que impone el sensado

de la corriente ha sido compensada con anterioridad, motivo por el cuál no es necesaria

la introducción de una etapa Amplificadora No Inversora posterior a la transformación

de la corriente sensada en un valor de tensión. Simplemente el valor de ( ) pasa

a través de un AO seguidor de tensión (U7B), cuya función es la adaptación de

impedancias, para no recibir medidas inexactas del sensado.

1.6.4.2.2.7. Comparación con los Límites de Superficie y Báscula J-K

Figura 58. Esquema del comparador LM319N y la Báscula J-K CD4027BE para realizar la conmutación del

MOSFET del Boost.

Esta etapa se emplea para efectuar la conmutación del MOSFET del Boost. El

funcionamiento se basa en la siguiente expresión:

( ) ,

( ) ( )

( ) ( ) ( )


76

Es decir, cuando el valor de corriente de la bobina sobrepasa el límite superior de la

superficie, se produce la desactivación del MOSFET. Por el contrario, cuando cae por

debajo del límite inferior, se produce la activación del MOSFET.

Para implementar esta función se emplea el comparador LM319N de la compañía

Fairchild Semiconductor®

(U9) y la báscula J-K CD4027BE de la compañía Texas

Instrument® (U10A). En el comparador, la señal de ( ) es comparada con

( ) y ( ). Para la báscula se emplean 2 entradas y 1 salida. Las

entradas son el pin 4 que contiene la función y el pin 7 que contiene la función

. En el pin 1 de salida ( ) se produce la señal ( ). El

funcionamiento es el siguiente:

- Si se produce la inecuación ( ) ( ) se activa el valor lógico

“1” en el de la báscula, que simultáneamente equivale a un “0” lógico en

la señal en la salida de la báscula.

- De forma dual, si ( ) ( ) se activa el valor lógico “1” en el

de la báscula, que equivale a un “1” lógico de la señal .

La báscula CD4027BE obedece la siguiente tabla de la verdad (Tabla 10). Destacar que,

en el caso y , no se produce cambio de estado en , quedando en

memoria el anterior estado. Por otra parte, si se produce una activación simultánea del

y , tendría prioridad el .

SET RESET

0 0 ( )

0 1 0

1 0 1

1 1 1

Tabla 10. Tabla de la verdad de la Báscula J-K CD4027BE.

El comparador está alimentado con y la báscula a y masa. De esta

manera, tanto en el comparador como en la báscula, un “1” lógico son

aproximadamente , y un “0” lógico valores cercanos a los . Finalmente, las

señales y masa en los terminales del conector (X4), se transmiten a la entrada del

driver del Boost en la Etapa de Potencia.

1.6.4.2.3. Circuito de Control_3: Control del Buck

Seguidamente, se describen los diferentes bloques que conforman el Circuito de

Control_3, donde se lleva a cabo el control de la segunda etapa (Buck) del Cargador.

1.6.4.2.3.1. Bloque del Compensador Proporcional-Integral (PI_2)

Básicamente, la función de este bloque es suministrar corriente a la batería para

realizar el proceso de carga, así como interrumpir la entrega de dicha corriente mediante

la detección del nivel de tensión máxima de carga en bornes de salida del cargador,

según la referencia considerada.


77

Mediante los AOs MC33078P (U11), (U12) y (U13) alimentados a , se establece

el siguiente esquema circuital para implementar el lazo de control de tensión de salida y

el controlador PI_2.

Figura 59. Esquema del bloque Controlador PI_2.

Obtención del Error2

Primeramente, se obtiene el Error2 ( ) (señal de entrada del PI_2) de la

diferencia entre la tensión de referencia de salida (que podrá ser ajustada por el

usuario) y la tensión de salida sensada ( ) proveniente de la Etapa de Potencia.

La tensión de salida sensada representa un tercio de su valor real [ ( )

( ) ] a consecuencia del divisor de tensión aplicado (véase Apartado “1.6.4.1.2.

Sensado de Tensión” del presente Documento Básico). Por este motivo, la tensión de

referencia de salida del control, que representa el nivel de tensión en bornes de

la batería cuando ésta se encuentra cargada completamente, se le aplica el mismo factor

de atenuación, siendo de este modo .

El valor de la tensión de salida de referencia se obtiene mediante la realización

de un simple divisor de tensión (véase Figura 60), alimentado por provenientes

de la alimentación (Control_1), constituido por dos resistencias fijas de valor de

(R50) y de (R52) y un potenciómetro de (R51), que permite regular dicho

parámetro, otorgando al sistema un mayor grado de flexibilidad.

+

_

+15 VDC

R52=510

R51=2k

R50=1.5k

0

1

X

vbat_REF

Cumpliéndose:

( )

( )

Es para 0.5867

En base a la expresión ( ), la tensión de salida de referencia

tomará valores comprendidos entre:

*Aplicar un factor 3 para conocer valor de tensión intermedia en la Etapa

de Potencia.

Figura 60. Bloque de regulación de la tensión de referencia .


78

Tanto el valor de como ( ) pasan a través de un AO seguidor de tensión

(U11). Con el fin de obtener el Error2, para realizar la diferencia de la tensión de salida

de referencia y la tensión de salida sensada ( ) se recurre al uso del AO

MC33078P (U12A) conjuntamente con las resistencias (R54), (R55), (R56) y (R57) de

valor de (dispuestas tal y como se muestra en la Figura 59) para formar una etapa

Amplificadora Diferencial.

Planta del Controlador PI_2

En el dominio temporal, la planta debe de cumplir la siguiente expresión genérica

propia del compensador Proporcional-Integral, que trasladada al dominio en el campo s

mediante la Transformada de Laplace, presenta la siguiente forma:

( ) ( ) ∫ ( )

( ) ( ) ( )

( )

Siendo ( ) la diferencia entre la señal de referencia y la sensada, y y las

variables proporcional e integral del controlador PI_2, respectivamente.

Tal y como se muestra en la Figura 61, se recurre a la misma estructura de

Compensador Proporcional-Integral empleada en la etapa Boost, dado que al tratarse de

un prototipo experimental, resulta conveniente poder regular de forma independiente las

constantes y .

_+

_+

_+

R58

R59

R61

C35

R63

R60

R62

E2(s)K2PRE(s)

Figura 61. Esquema circuital analógico del compensador PI_2.

Se realiza el análisis del circuito, donde se obtiene la siguiente función de transferencia

del Controlador PI_2:

( )

( ) (

*

(

*

( )

De la expresión ( ), se desprende:


79

Destacar que la sintonización del Controlador PI_2 mediante el ajuste de sus parámetros

y no pretende lograr un comportamiento del sistema en conformidad con algún

criterio de desempeño concreto, sino que dicho controlador simule el comportamiento

de un interruptor de fin de carga. Con el fin de obtener este propósito, tal y como se ha

comentado en el Apartado “1.6.2.2.3.2. Superficie de Deslizamiento” del presente

Documento Básico, se fuerza la aparición del fenómeno de windup, provocando la

saturación del controlador. Por otro lado, cuando el error ( ) pasa a ser negativo, el

controlador PI_2 sale de forma progresiva de su estado de saturación. Finalmente,

cuando dicho error alcanza un valor nulo, deja de entregar corriente a la batería,

cumpliendo de este modo los requisitos de diseño impuestos.

Los valores más adecuados de las variables y se seleccionan en base al Criterio

de Estabilidad de Routh (véase Apartado “1.6.2.2.3.7. Obtención de los Márgenes de

Estabilidad en Lazo Cerrado” del presente Documento Básico) y a diferentes

simulaciones del Buck mediante el software PSIM, siendo en este caso y

. Todo y esto, a la práctica se acabarán de ajustar dichos parámetros

mediante los potenciómetros instalados.

1.6.4.2.3.2. Obtención de K2

Figura 62. Esquema del bloque de regulación de .

Mientras se realiza el proceso de carga (señal de salida del compensador saturada

de ) es posible regular el valor de tensión (que se traduce en la magnitud de

corriente que se entrega a la batería) entre valores comprendidos de

mediante la implementación de un circuito constituido por un diodo Zener regulable

(U14), una resistencia de valor fijo de (R64), dos resistencias fijas en serie (R66) y

(R67) de las que resulta un valor de y un potenciómetro de (R65).

El valor deseado de se obtiene ajustando el potenciómetro (R65), en base a la

expresión ( ), siendo :


80

(

* (

) ( ) (

* ( )

Previo al montaje de dicha estructura circuital, se debe asegurar para los diferentes

valores del rango entre los cuales se realiza la regulación de , que el valor de corriente

que circula por el cátodo del diodo Zener es superior al recomendado por el fabricante

en el datasheet ( ), para garantizar el correcto funcionamiento del

componente, tomando por precaución un valor superior a .

Posterior a la regulación de , el valor obtenido pasa a través de un AO MC33078P

(U15A) seguidor de tensión.

1.6.4.2.3.3. Obtención y Regulación de los Valores de Histéresis (delta2 y –delta2)

Figura 63. Esquema del bloque de obtención y regulación de los valores de y – del control del Buck.

Se controla la superficie de deslizamiento con unos valores de histéresis

constantes. Para ello, en primer lugar, se obtiene el valor positivo de tensión de

histéresis mediante la realización de un simple divisor de tensión (Figura 64),

alimentado a provenientes de la alimentación (Control_1), constituido por dos

resistencias fijas de (R90) y de (R92) y un potenciómetro de (R91),

que permite regular dicho parámetro de control, otorgando al sistema un mayor grado de

flexibilidad.

R90=18k

R91=2k

+

_

+15 VDC

0

1

X

R92=100 delta2

Cumpliéndose:

( )

( )

Es para

En base a la expresión ( ), podrá tomar valores

comprendidos entre:

*El valor de en la Etapa de Potencia será el mismo, a consecuencia de la

compensación de las diferentes atenuaciones y ganancias impuestas por el sistema.

Figura 64. Bloque de la regulación de .


81

El valor de pasa a través de un AO MC33078P (U19A) seguidor de tensión.

Posteriormente, se aplica una etapa Amplificadora Inversora para obtener el valor

negativo de histéresis . Dicha etapa inversora se realiza mediante un AO

MC33078P (U19B) y un conjunto de resistencias fijas de (R94) y (R95),

dispuestas tal y como se muestra en la Figura 63. El valor de tensión que se obtiene es

igual en magnitud, pero de signo opuesto.

1.6.4.2.3.4. Obtención de los Límites de la Superficie de Deslizamiento

a) b)

Figura 65. a) Esquema del bloque de obtención del valor límite inferior de la superficie de deslizamiento;

b) Esquema del bloque de obtención del valor límite superior de la superficie de deslizamiento.

Para definir el valor límite inferior de la superficie de deslizamiento, se recurre al

uso del AO MC33078P (U16A) y las resistencias fijas (R70), (R71), (R72) y (R73) de

valor de que dispuestas en la configuración mostrada en la Figura 65.a, permiten

constituir un bloque Amplificador Diferencial, del cual se extrae el valor de tensión

[ ( )].

De forma análoga, se define el valor límite superior, mediante la utilización del AO

MC33078P (U16B) y las resistencias fijas (R74), (R75), (R76) y (R77) de ,

formando un bloque Amplificador Diferencial (véase Figura 65.b), del cual se extrae el

valor de tensión [ ( )] [ ].

1.6.4.2.3.5. Amplificación de la Corriente Sensada (iL2_sens→ iL2_comp)

Figura 66. Esquema del bloque de amplificación de la corriente sensada ( ).


82

La corriente sensada ( ) procedente de la Etapa de Potencia se transforma

en una señal de tensión proporcional ( ) mediante la resistencia de sensado

referenciada a masa (R78), aplicada en el pin 5 del AO MC33078P

(U15B). Dicha señal presenta el siguiente valor:

( ) ( ) ( ) ( ) ( )

De la expresión ( ) se desprende que real de corriente en la bobina del Buck,

representa de sensado. Siendo , se alcanza un valor máximo de

. Dado que los operacionales se alimentan a , éstos no

entrarán en saturación. Por este motivo se decide aprovechar dicho margen de tensión

del operacional para compensar, mediante una ganancia de factor 2 sobre la señal

( ), la atenuación que se introduce en el sistema a consecuencia del sensado

de la corriente de la bobina del Buck, preservando que el operacional no entre en

saturación cuando ( ) sea máxima. Así pues:

( ) ( ) ( ) ( )

Por este motivo, se conforma una etapa Amplificadora No Inversora mediante un AO

MC33078P (U15B) y dos resistencias fijas de (R79) y (R96), dispuestas tal y como

se muestra en la Figura 67. _+

R79=1k

viL2_comp(t)

R96=1k

viL2_pre_comp(t)

Cumpliéndose:

( ) ( ) ( * ( )

Figura 67. Bloque de la etapa Amplificadora No Inversora de ganancia .

1.6.4.2.3.6. Comparación con los Límites de Superficie y Báscula J-K

Figura 68. Esquema del comparador LM319N y la Báscula J-K CD4027BE para realizar la conmutación del

MOSFET del Buck.


83

Esta etapa se emplea para efectuar la conmutación del MOSFET del Buck. El

funcionamiento se basa en la siguiente expresión:

( ) ,

( ) ( )

( ) ( ) ( )

Es decir, cuando el valor de corriente de la bobina sobrepasa el límite superior de la

superficie, se produce la desactivación del MOSFET. Por el contrario, cuando cae por

debajo del límite inferior, se produce la activación del MOSFET.

Para implementar esta función se emplea el comparador LM319N (U17) y la báscula J-K

CD4027BE (U10B). En el comparador, la señal de ( ) es comparada con

( ) y ( ). Para la báscula se emplean 2 entradas y 1 salida. Las

entradas son el pin 12 que contiene la función y el pin 9 que contiene la función

. En el pin 15 de salida ( ) se produce la señal ( ). El

funcionamiento es el siguiente:

- Si se produce la inecuación ( ) ( ) se activa el valor lógico

“1” en el de la báscula, que simultáneamente equivale a un “0” lógico en

la señal en la salida de la báscula.

- De forma dual, si ( ) ( ) se activa el valor lógico “1” en el

de la báscula, que equivale a un “1” lógico en la señal .

La báscula CD4027BE obedece la siguiente tabla de la verdad (Tabla 11). Destacar que,

en el caso y , no se produce cambio de estado en , quedando en

memoria el anterior estado. Por otra parte, si se produce una activación simultánea del

y , tendría prioridad el .

SET RESET

0 0 ( )

0 1 0

1 0 1

1 1 1

Tabla 11. Tabla de la verdad de la Báscula J-K CD4027BE.

El comparador está alimentado con y la báscula a y masa. De esta

manera, tanto en el comparador como en la báscula, un “1” lógico son

aproximadamente , y un “0” lógico, valores cercanos a los . Finalmente, las

señales de y masa en los terminales del conector (X6), se transmiten a la entrada del

driver del Buck en la Etapa de Potencia.


84

1.7. SIMULACIONES

En el presente apartado se ilustran las simulaciones efectuadas mediante el

software PSIM para validar el comportamiento del Bloque de Transformación y

Rectificación y del Cargador analizado teóricamente en los apartados anteriores. En la

Figura 69 se puede visualizar el circuito implementado para efectuar las simulaciones

del proyecto.

Destacar que para reproducir el comportamiento de la batería, se emplea una fuente de

tensión en serie con un condensador. Aclarar que dicho condensador emula el

crecimiento de tensión que se produce en una batería real conforme se va cargando. Así

pues, por tal que la simulación se ejecute en una duración razonable de tiempo que nos

permita visualizar si el lazo de control del convertidor interrumpe la carga al alcanzarse

los en bornes de la batería, el condensador presenta una capacidad de .

Obsérvese que en la simulación, el proceso de carga ocurre en menos de 0.5 segundos, y

en la práctica se extendería durante varias horas, siempre en función de la capacidad de

la batería en .

En las simulaciones se visualizan principalmente las señales de corriente en la entrada

del cargador ( ), la tensión de entrada del cargador ( ) y la conductancia emulada

( ) para demostrar el correcto funcionamiento del Boost como LFR, pudiéndose

apreciar como la tensión de entrada se encuentra en fase con la corriente de entrada, con

un factor de proporcionalidad .

Debido al comportamiento natural elevador que exhibe la primera etapa del cargador

(Boost), la tensión de salida de la etapa PFC, es decir la tensión intermedia ( ) no

podrá ser nunca inferior a la tensión de entrada. Dicha tensión se regula en torno a ,

cuyo rizado es tanto mayor como corriente carga la batería. Dicha tensión se visualiza

para asegurarse que el control funciona correctamente, y que además dicha tensión no se

descontrola excesivamente en el momento en que se interrumpe la carga de la batería, y

la segunda etapa (Buck) deja de consumir potencia de la primera, o dicho de otra forma,

el Boost queda prácticamente en circuito abierto. Como se verá, dicha tensión ( )

pudiera alcanzar en el peor caso (corriente de carga ), en el momento de

interrupción de la carga, equivalente a un sobrepico del . Luego, dicha tensión

decrece progresivamente hasta que se alcanzan de nuevo los .

Por otro lado, se muestra la corriente de salida del cargador y la tensión de salida

( ), para determinar que el control propuesto para el Buck permite la regulación de

la corriente de carga en el rango pretendido, así como detiene el suministro de ésta una

vez alcanzada la tensión en bornes que indica que la batería se halla cargada

completamente.

Las figuras siguientes (Figura 70, Figura 71 y Figura 72) validan el análisis teórico

realizado, mostrando que las leyes de control de ambos convertidores funcionan de

acuerdo a las previsiones.

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Figura 70. Esquema general del sistema implementado en PSIM.

0

Figura 69. Esquema general del sistema implementado en PSIM.

10

86

La Figura 70 representa los resultados obtenidos para una corriente de carga :

Figura 70. Evolución de las señales visualizadas para una .

87



88




89

1.8. PRUEBAS EXPERIMENTALES

1.8.1. Introducción

El objetivo del presente apartado es realizar las pruebas experimentales necesarias

con el fin de obtener medidas que determinen, en diferentes modos de funcionamiento

(calculados y simulados en los capítulos anteriores), el comportamiento del prototipo

experimental del Cargador implementado. Los resultados experimentales obtenidos

permiten verificar aquellos bloques que funcionan de forma adecuada, así como analizar

puntos de mejora con vistas a la construcción de un segundo prototipo. Primeramente,

se realizan las pruebas en lazo abierto (Placa de Potencia + Carga Resistiva) para

comprobar el correcto funcionamiento de la planta, así como obtener el rendimiento.

Cerciorado el buen funcionamiento de los elementos de potencia, se realizan las pruebas

en lazo cerrado (Placa de Potencia + Placa de Control + Carga Resistiva) alimentando la

entrada a corriente continua, haciendo funcionar el Cargador en diferentes modos de

trabajo. Finalmente, se simula la conexión del prototipo completo (Bloque de

Transformación y Rectificación + Placa de Potencia + Placa de Control + Carga

Resistiva) a la Red Eléctrica y se analiza el comportamiento del Cargador a diferentes

valores de tensión de entrada, en diferentes condiciones de funcionamiento.

Pruebas

Experimentales

Comprobación del correcto

funcionamiento de la Etapa

de Potencia en Lazo

Abierto

Activación de MOSFETs

mediante generador de

funciones

Conmuta?

SI

Conmuta?

NO

Comprobación de la Etapa

de Sensado y correcto

funcionamiento en Lazo

Cerrado

Obtención del

Rendimiento en

Lazo Abierto

Comprobación de los elementos y

conexiones de la planta

Pruebas en Régimen

Permanentes

Alimentación

Cargador con

Corriente

Continua

Funciona?

NO

Funciona?

SI

Alimentación

Cargador con

Corriente

Alterna

Comprobación del

correcto funcionamiento

de los disposi tivos y

detección de problemas

debidos a perturbaciones

externas

Conclusiones

Figura 73. Diagrama de bloques correspondientes a las pruebas experimentales.


90

1.8.2. Experimental Set Up

Figura 74. Set Up del montaje en el laboratorio.

Físicamente, la división más generalizada que se puede hacer del prototipo sería

distinguiendo entre las Placas de Potencia y de Control , el Bloque de

Transformación y Rectificación compuesto por un transformador y un puente de

diodos sujeto a un disipador térmico, y la Carga Resistiva que consta de diferentes

resistencias de potencia sujetas a un disipador térmico.

Por otro lado, los dispositivos empleados para realizar las pruebas experimentales se

muestran en la Tabla 12:

Equipo Descripción Imagen

Multimetrix® XA 3033 Fuente de alimentación DC con salida triple

Delta Elektronika® SM70-AR-24 Fuente de alimentación DC programable

ISO-TECH® GFG 2004 Generador de funciones

Tektronix® TDS3024B Osciloscopio digital

Adaptive Power Systems® FC200 Fuente de alimentación AC de alta potencia

Tabla 12. Equipos empleados en el laboratorio.

3

1

2

45

7

8

6

9


91

1.8.3. Sistema en Lazo Abierto con Alimentación DC y Carga Resistiva

Las pruebas experimentales del sistema en lazo abierto permiten cerciorar el

correcto funcionamiento de los elementos de potencia, así como el conexionado entre

ellos. Posteriormente, se realiza una prueba experimental que permite determinar el

rendimiento del cargador.

La alimentación de entrada del cargador es continua, fijándose a un valor aproximado

de y se coloca una Carga Resistiva a la salida del Cargador. Se realiza la

activación de los interruptores mediante dos generadores de funciones independientes.

Por un lado, se modela la activación del MOSFET del Boost a un ciclo de trabajo

y frecuencia de conmutación . Por lo que refiere a la activación

del MOSFET del Buck, se aplica un ciclo de trabajo y frecuencia de

conmutación . Se visualiza en la Figura 75 las señales de la corriente de

entrada (CH1), la tensión de entrada (CH2), la corriente de salida (CH3) y la

tensión de salida (CH4). Se obtiene:

Figura 75. Respuesta en lazo abierto del Cargador CH1: corriente de entrada (2 A/div); CH2: tensión de

entrada (20V/div); CH3: corriente de salida (2 A/div); CH4: tensión de salida (20V/div).

Al estar dispuestos en cascada, el rendimiento total del cargador es el producto de los

rendimientos del Boost y del Buck. Así pues, el rendimiento total del sistema es:


92

1.8.4. Sistema en Lazo Cerrado con Alimentación DC y Carga Resistiva

Las pruebas experimentales del sistema en lazo cerrado permiten determinar el

comportamiento en régimen permanente del prototipo en diferentes modos de

funcionamiento. Se mantiene en la entrada del Cargador una alimentación continua

fijada en un valor aproximado de , así como la misma Carga Resistiva a la

salida del cargador. Resulta la siguiente configuración:

M2

D2C2

L2

_ +

Vbat_REF

PI_2

Q

QS

R

_

_+

_+

+

delta2

S2

-delta2

S2

Vbat_sens

K2PRE

K2

IL2_sens

E2GK2

L1M1

D1

Cm

+

_

Vm

Q

QS

R

_

_+

_+

X

+

+ _

_ +

S1

S1

Vm_REF

PI_1NotchFilter

delta1

-delta1

G Gpre

IL1_sens

Vg_sens

Vm_sens

RLOAD

+

_

Vbat

Ibat

Ig

Vg=18VDC

+ _

IL1 IL2

Figura 76. Esquema simplificado del montaje en lazo cerrado con alimentación .

1.8.4.1. Etapa Boost

Por tal de verificar la correcta respuesta del control de la etapa Boost del

Cargador, se realiza una primera prueba donde la tensión de histéresis se establece en

y la corriente a la salida del cargador es de . Se pretende

observar la corriente en la bobina , pero debido a dificultades físicas, se visualiza la

señal de tensión proporcional a la corriente sensada en la resistencia de sensado

de la Etapa de Control (con una atenuación de ) (CH1), la tensión de entrada

(CH2), la tensión intermedia (CH3), y el ciclo de trabajo (CH4). Se obtienen los

siguientes resultados para variaciones de la tensión intermedia :

a) b) c)

Figura 77. Respuesta en lazo cerrado de la etapa Boost del cargador alimentado a para

CH1: valor de tensión proporcional a la corriente sensada (1 V/div); CH2: tensión de entrada

(20 V/div); CH3: tensión intermedia (20V/div); CH4: ciclo de trabajo (10V/div).


93

En la segunda prueba, mediante el potenciómetro (R85) que constituye el bloque de

obtención y regulación del valor de la tensión de histéresis del Boost en la Etapa de

Control, se configura un valor de , donde se obtienen para distintos

valores tensión intermedia los siguientes resultados:

a) b) c)

Figura 78. Respuesta en lazo cerrado de la etapa Boost del cargador alimentado a para

CH1: valor de tensión proporcional a la corriente sensada (1 V/div); CH2: tensión de entrada

(20 V/div); CH3: tensión intermedia (20V/div); CH4: ciclo de trabajo (10V/div).

Se concluye, que el control del Boost responde a las variaciones en sus parámetros de

control y funciona de manera esperada.

1.8.4.2. Etapa Buck

De forma análoga, por tal de contrastar el correcto funcionamiento del control de

la etapa Buck del Cargador, se realiza una primera prueba donde la tensión de histéresis

se establece en y se fija un valor de tensión intermedia de .

Se visualiza la señal de corriente en la bobina (CH1), la tensión intermedia

(CH2), la tensión de salida (CH3) y el ciclo de trabajo (CH4). Se obtiene las

siguientes gráficas, para distintos valores de corriente de carga:

a) b) c)

Figura 79. Respuesta en lazo cerrado de la etapa Buck del cargador alimentado a para

CH1: corriente de la bobina (1 A/div); CH2: tensión intermedia (10 V/div); CH3: tensión de

salida (10V/div); CH4: ciclo de trabajo (20V/div).

En una segunda prueba, mediante el potenciómetro (R91) que constituye el bloque de

obtención y regulación del valor de la tensión de histéresis del Buck en la Etapa de

Control, se configura un valor de . Se obtienen las siguientes gráficas,

para distintos valores de corriente de carga :


94

a) b) c)

Figura 80. Respuesta en lazo cerrado de la etapa Buck del cargador alimentado a para

CH1: corriente de la bobina (1 A/div); CH2: tensión intermedia (10 V/div); CH3: tensión de

salida (10V/div); CH4: ciclo de trabajo (20V/div).

Se concluye que el control del Buck responde a las variaciones en sus parámetros de

control y funciona de manera esperada.

1.8.5. Sistema en Lazo Cerrado con Alimentación AC y Carga Resistiva

Una vez realizadas las primeras pruebas experimentales en lazo cerrado, se

conecta el Bloque de Transformación y Rectificación en bornes de entrada del

Cargador, resultando la siguiente configuración:

M2

D2C2

L2

_ +

vbat_REF

PI_2

Q

QS

R

_

_+

_+

+

delta2

S2

-delta2

S2

vbat_sens(t)

k2PRE(t)

k2(t)

iL2_sens(t)

e2(t)GK2

+

_

vg(t)

L1

M1D1

Cm

+

_

vm(t)

Q

QS

R

_

_+

_+

X

+

_ +

S1

S1

vm_REF

PI_1NotchFilter

delta1

-delta1

g(t) gpre(t)

iL1_sens(t)

vg_sens(t)

vm_sens(t)

RLOAD

+

_

vbat(t)

Ibat

+

_

iAC(t)

vAC(t)

ig(t) iL1(t) iL2(t)

+ _ + _

Figura 81. Esquema simplificado del montaje en lazo cerrado con alimentación .

Se sustituye la alimentación continua de en bornes de entrada del Cargador,

por una tensión alterna rectificada de la forma:

(

) | |

Donde:

: Valor de pico de la tensión proveniente de la red, en .

: Relación de transformación, en este caso: ⁄

: Pulsación de la red eléctrica, en .


95

Para conseguir la señal de tensión que simula el comportamiento de la Red Eléctrica

normalizada que alimenta el sistema, se utiliza una fuente de alimentación AC de alta

potencia (que permite regular los parámetros de tensión eficaz y frecuencia ).

Dicho equipo se conecta al devanado primario del transformador, mientras el devanado

secundario se enlaza a la entrada del puente de diodos, cuya salida se une a los bornes

de entrada del Cargador, obteniéndose así la señal de tensión rectificada deseada .

Se mantiene el lazo cerrado y la Carga Resistiva a la salida del Cargador. Se establecen

los valores de la tensión de histéresis en y .

En las pruebas experimentales, se visualizan principalmente las señales de la corriente

en bornes de entrada del cargador (CH1), la tensión intermedia (CH2), la

corriente a la salida del cargador (CH3), y la tensión alterna sinusoidal proveniente

de la red (CH4). Se escogen principalmente estas señales de muestra para

observar si se verifica la proporcionalidad y fase entre la tensión de la red y la corriente

en la entrada del Cargador, hecho que implica que la etapa PFC implementada mediante

el convertidor Boost funciona correctamente como LFR, previéndose de este modo un

valor de PF cercano a la unidad. Se obtiene para distintos valores de corriente de carga:

a) b)

c) d)

Figura 82. Respuesta en lazo cerrado del cargador alimentado a (

) | |

CH1: corriente eficaz en bornes de entrada del cargador (5 A/div); CH2: tensión intermedia (10 V/div);

CH3: corriente de salida (5 A/div); CH4: tensión eficaz proveniente de la red (100V/div).


96

Seguidamente, se sustituye el valor de la Carga Resistiva por una de inferior valor (de

forma momentánea), que permita visualizar el comportamiento del Cargador para una

corriente de carga de mayor magnitud. Se obtiene:

a) b)

c) d)

Figura 83. Respuesta en lazo cerrado del cargador alimentado a (

) | |

CH1: corriente eficaz en bornes de entrada del cargador (5 A/div); CH2: tensión intermedia (10 V/div);

CH3: corriente de salida (5 A/div); CH4: tensión eficaz proveniente de la red (100V/div).

Sin modificar el montaje actual, volviendo nuevamente al valor de Carga Resistiva

inicial, se estudia el comportamiento del Cargador en caso de existir perturbaciones en

el valor de tensión proveniente de la Red Eléctrica, mediante la variación del parámetro

de tensión eficaz de la fuente de alimentación AC de alta potencia. Esta prueba

se realiza a un valor de corriente de carga (fijada por la Etapa de Control) por

cuestiones de seguridad. Se obtiene:


97

a) b)

c) d)

Figura 84. Respuesta en lazo cerrado del Cargador para variaciones del valor de tensión provenientes de la Red

Eléctrica para una CH1: corriente eficaz en bornes de entrada del cargador (5 A/div); CH2:

tensión intermedia (10 V/div); CH3: corriente de salida (5 A/div); CH4: tensión eficaz proveniente de la

red (100V/div).

En las anteriores figuras se ilustran las formas de ondas obtenidas experimentalmente,

donde se observa que la corriente en la entrada del cargador y la tensión de la red se

encuentran en fase, hecho que permite afirmar que el factor de potencia es cercano a la

unidad. Sin embargo en algunos casos, se observan ligeras distorsiones en la corriente

de entrada, que seguidamente son comentadas.

En primer lugar, se debe de considerar la eficacia del Notch Filter implementado para

eliminar el ligero rizado de de la señal de tensión obtenida a la salida del

compensador PI_1 de la etapa Boost. Tal y como se ha comentado en el Apartado

“1.6.2.1.3.2. Superficie de Deslizamiento” del presente Documento Básico, si el valor

de conductancia no presenta un valor constante en el tiempo, pudiera provocar un

incorrecto funcionamiento de la PFC. Por este motivo, se visualizan principalmente las

señales de la conductancia a la salida del Notch Filter (CH1), la tensión intermedia

(CH2), la conductancia a la entrada del Notch Filter (CH3) y la tensión

alterna proveniente de la red (CH4). Se obtiene para una :


98

Figura 85. Medida de los valores de conductancia emulada y a para una corriente de

carga CH1: conductancia a la salida del Notch Filter (50 mV/div); CH2: tensión intermedia

(10 V/div); CH3: conductancia a la entrada del Notch Filter (50 mV/div); CH4: tensión eficaz

proveniente de la red (100V/div).

Se observa en la Figura 85 que el Notch Filter no está actuando de forma adecuada,

debido a que no se consigue eliminar la componente armónica principal de de la

señal de conductancia emulada obtenida a la salida del Compensador PI_1. Se

decide modificar el valor de la frecuencia mediante la variación del parámetro de la

fuente de alimentación AC de alta potencia, por tal de determinar si existe algún rango

de frecuencia en el que trabaje de forma correcta. Se obtiene para una :

Figura 86. Medida de los valores de conductancia emulada y a para una corriente de

carga CH1: conductancia a la salida del Notch Filter (50 mV/div); CH2: tensión intermedia

(10 V/div); CH3: conductancia a la entrada del Notch Filter (50 mV/div); CH4: tensión eficaz

proveniente de la red (100V/div).

Se desprende de la Figura 86 que el Notch Filter funciona correctamente a una

frecuencia diferente a la que fue diseñado. Este hecho se debe principalmente a la

tolerancia de los diferentes componentes que se emplean en su construcción. Dado que

se constituye mediante resistencias de alta precisión, se deduce que el principal


99

problema proviene de la tolerancia en los condensadores (siempre relativamente alta).

De cara a futuros estudios, sería de utilidad la incorporación de potenciómetros en lugar

de resistencias fijas, que permitan regular los parámetros de control del filtro, otorgando

al sistema un mayor grado de flexibilidad.

Se realizan nuevas pruebas experimentales con el objetivo de comprobar si existe una

mejora sustancial con una . Se mantiene el mismo montaje y valores de

tensión de histéresis en y . Para una tensión de red de

, se visualizan las señales de corriente en bornes de entrada del

Cargador (CH1), la tensión intermedia (CH2), la corriente a la salida del

Cargador (CH3) y la tensión alterna proveniente de la red (CH4). Se obtiene

para distintos valores de corriente de carga:

a) b)

c) d)

Figura 87. Respuesta en lazo cerrado de la etapa PFC del cargador a CH1: corriente eficaz en

bornes de entrada del Cargador (5 A/div); CH2: tensión intermedia (10 V/div); CH3: corriente de salida

(5 A/div); CH4: tensión eficaz proveniente de la red (100V/div).

Se concluye de la observación de la Figura 87 que existe una ligera mejora de la señal

de corriente en bornes de entrada. Sin embargo, el mayor defecto en su forma sigue

encontrándose en los cruces por cero. Cabe destacar que existe una pérdida de

seguimiento de la superficie de deslizamiento a consecuencia de los pasos por cero de la


100

tensión de entrada, que se acentúa por el hecho de controlar la superficie de

deslizamiento con unos valores de histéresis constantes. Este efecto provoca que en las

zonas próximas al cruce por cero, la frecuencia de conmutación del convertidor Boost

alcance valores muy bajos, pudiendo entrar en DCM, hecho que afecta de forma directa

al PF del sistema. Sin embargo, tal y como se ha comentado en el Apartado “1.6.2.1.1.

Estados de Conducción del Convertidor Boost” del presente Documento Básico, es

necesario que el valor de corriente de referencia sea proporcional a la tensión de

entrada, cumpliéndose en los instantes en que pasa por cero para

implementar el comportamiento de LFR deseado.

Este problema podría ser reducido mediante la implementación de un control de

superficie por deslizamiento con unos valores de histéresis modulada [9]. Para ello, se

configura que la histéresis sea proporcional a la tensión . De esta manera, cuando

dicha tensión se reduzca a valores cercanos a cero, simultáneamente, los límites de

histéresis también lo harán, estrechándose el margen de histéresis y consiguiendo que la

frecuencia de conmutación aumente sin producirse pérdida de la superficie de

deslizamiento. Consecuentemente, apenas se distorsiona y se mejora el PF del

sistema.

1.9. CONCLUSIONES Y FUTUROS ESTUDIOS

Durante el presente proyecto se ha propuesto el diseño, la construcción y

validación de un primer prototipo experimental que constituye la Fuente de

Alimentación para realizar la carga de una Batería que alimenta una Estación

Meteorológica Autónoma. La Fuente de Alimentación se compone de dos partes

claramente diferenciables: el Bloque de Transformación y Rectificación, compuesto por

un transformador y un puente de diodos, que tiene por objetivo adecuar la tensión de

entrada procedente de la Red Eléctrica, y el Cargador (materia principal del proyecto).

El Cargador se diseña bajo dos criterios fundamentales referidos a realizar la carga de la

Batería de forma semanal y durante un periodo máximo de dos horas, y la corrección

del factor de potencia. Para ello, se ha implementado un sistema basado en la conexión

en cascada de una etapa PFC que consiste en un convertidor Boost, al cual se dota de un

comportamiento de LFR con la finalidad de permitir que la carga vista por la red actúe

como una resistencia (dando lugar a un factor de potencia cercano a la unidad); y una

etapa Buck posterior que reduce la tensión a un valor requerido por la Batería, además

de permitir la regulación (por parte del usuario mediante un potenciómetro) de la

magnitud de la corriente de carga entre valores comprendidos en

(permitiendo la carga de la Batería en el tiempo predeterminado), así como dejar de

suministrar dicha corriente una vez la batería se encuentre completamente cargada. Para

sendas etapas, se ha empleado un control analógico de corriente por histéresis modelado

por la técnica de control SMC de frecuencia variable e histéresis constante.

A tenor de los resultados experimentales obtenidos se puede concluir que se han

cumplido los objetivos principales del Proyecto. Primeramente, el conjunto que

compone la Fuente de Alimentación de la instalación Meteorológica Autónoma


101

funciona de acuerdo a lo pretendido. En segundo lugar, el análisis de los resultados

obtenidos verifica el comportamiento de determinados bloques que componen el

Cargador, permitiendo sustituir los elementos ajustables por otros fijos, disminuyendo

la flexibilidad del sistema al tiempo que se gana en robustez. Del mismo modo, se

establecen puntos de mejora de cara a la construcción de un segundo prototipo.

Principalmente, se constata la pérdida del control en la corriente de entrada en los pasos

por cero. Dicha distorsión se podría minimizar mediante la implementación de un

control de superficie por deslizamiento con unos valores de histéresis modulada.

Añadir como mejoras en base a futuros estudios, una modelización del sistema más

precisa (considerando el Buck como una carga de potencia, en vez de una carga

resistiva), así como estudiar analíticamente la estabilidad de la conexión en cascada de

ambos convertidores aplicando el criterio de Middlebrook, donde se calcula la

impedancia de salida del Boost y la impedancia de entrada del Buck, comprobando que

su conexión en serie no se anula a ninguna frecuencia.

Por último, sería recomendable sustituir el control analógico actual por un control

digital, dado que éstos segundos presentan una serie de ventajas como: menor

susceptibilidad al deterioro debido al transcurso del tiempo o a factores del entorno,

componentes menos sensibles a los ruidos y a las vibraciones en las señales, mayor

flexibilidad y mejor sensibilidad frente a la variación de sus parámetros.

1.10. ORDEN DE PRIORIDAD DE LOS DOCUMENTOS BÁSICOS

Con el fin de evitar contradicciones que puedan derivar en confusiones entre los

Documentos Básicos, se establece el siguiente orden de prioridad entre ellos:

i) Memoria

ii) Planos

iii) Presupuesto

iv) Pliego de Condiciones

2. PLANOS





Septiembre 2016

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para una Estación Meteorológica. Planos

102

Índice de Planos

PLANO 1. Schematic de la Etapa de Potencia

PLANO 2. Schematic de la Etapa de Control I

PLANO 3. Schematic de la Etapa de Control II

PLANO 4. Schematic de la Etapa de Control III

PLANO 5. Schematic de la Etapa de Control IV

PLANO 6. Schematic de la Etapa de Control V

PLANO 7. Componentes de la Etapa de Potencia

PLANO 8. Componentes de la Etapa de Control

PLANO 9. Pistas TOP de la Etapa de Potencia

PLANO 10. Pistas BOT de la Etapa de Potencia

PLANO 11. Pistas TOP de la Etapa de Control

PLANO 12. Pistas BOT de la Etapa de Control

A

B

A

B

00

+15V

-15V

0

0

0 0

+15V-15V

0

0

0

0

0

+15V

0

+15V

+15V

0

-15V

0

0

0

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature

GAEIGrup d'Automàtica iElectrònicaIndustrialSchematic Etapa de Potencia

<RevCode>

<Title>

A3

1 1

Saturday, July 16, 2016

Universitat Rovira i Virgili

?Álvaro Baceiredo RamosHugo Valderrama Blaví

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1




Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


1 1

Saturday, July 16, 2016?

Álvaro Baceiredo RamosHugo Valderrama Blaví

Señal Rectificada(onda completa)Vg=25.45|sen(wt)|

Ratio de ConversiónK 3:1000

Ratio de ConversiónK 5:1000

R110kR110k

R1110kR1110k

C12470uC12470u

C301uC301u

U3

IR2125

U3

IR2125

VCC1

IN2

ERR3

COM4 Vs 5

CS 6

HO 7

Vb 8

C5

100n

C5

100n

X3

Vbat_OUTX3

Vbat_OUT

11

22

C24

100n

C24

100n

X4GND_OUTX4GND_OUT

11

22

C3

100n

C3

100n

R180R180

C271uC271u

R9 0,1R9 0,1

C3110uC3110u

X7

Vg_sensX7

Vg_sens

.1

.2

C25

1u

C25

1u

C6

1u

C6

1u

R40R40

X9

iL1_sens

X9

iL1_sens

.1

.2

C4

1u

C4

1u

X15

VmX15

Vm1

C10470uC10470u

R810kR810k

L2 300uL2 300u X5

Vconsole_OUT

X5

Vconsole_OUT.1

.2

C2610uC2610u

C11470uC11470u

D2 - Diodo Boost

MBR30H100CTG

D2 - Diodo Boost

MBR30H100CTG

C29

100n

C29

100n

D4 BYV26CD4 BYV26CD6 - Diodo Buck

MBR30H100CTG

D6 - Diodo Buck

MBR30H100CTG

X14

VgX14

Vg

1

X17

V_+5VX17

V_+5V

1

L1 50uL1 50u

R101kR101k

R310kR310k

X2

GND_IN

X2

GND_IN

1 12 2

C9470uC9470u

C81uC81u

X18

VbatX18

Vbat

1

C22

100n

C22

100n

C20 1uC20 1u

C19 0C19 0

C17 100nC17 100n

X1

Vg_IN

X1

Vg_IN

1 12 2

R14 0R14 0

R1920kR1920k

D3BZX85C16D3BZX85C16

D1 MBR30H100CTGD1 MBR30H100CTG

C28

330n

C28

330n

R50R50

R210kR210k

U4

LEM_LA55P

U4

LEM_LA55P

IN1 OUT 2

M7

-8

+9

C2

10n

C2

10n

C7100nC7100n

D5BZX85C16D5BZX85C16

R170R170

C23

1u

C23

1u

U2MCP1407U2MCP1407

VDD11

IN2

NC3

GND14 GND2 5

OUT1 6

OUT2 7

VDD2 8

C16 1uC16 1u

C181uC181u

R2010kR2010k

R7 2,2R7 2,2

C151uC151u

R1610kR1610k

X12

iL2_sens

X12

iL2_sens

.1

.2

X11

U2 (Control Buck)

X11

U2 (Control Buck) . 1

. 2

R1310kR1310k

R15 2,2R15 2,2

X8

U1 (Control Boost)

X8

U1 (Control Boost)

. 1

. 2

C1

10n

C1

10n

U5 L7805/TO220U5 L7805/TO220

VIN1

2

GNDVOUT 3

Q2 - MOSFET Buck

IRFP4110PBF

Q2 - MOSFET Buck

IRFP4110PBF

R1210kR1210k

X6

Alimentación

X6

Alimentación

. 1

. 2

. 3

U1

LEM_LA55P

U1

LEM_LA55P

IN1 OUT 2

M7

-8

+9

X13

Vbat_sensX13

Vbat_sens

.1

.2

C1410uC1410u

C13470uC13470u

D8 BZX85C16D8 BZX85C16

C21 1uC21 1u

X10

Vm_sens

X10

Vm_sens

.1

.2

D7

MBR30100CT

D7

MBR30100CT

R60R60

Q1 - MOSEFT Boost

IRFP4110PBF

Q1 - MOSEFT Boost

IRFP4110PBF


A3 <RevCode>

[email protected]

Texto tecleado

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para la Alimentación de una Estación Meteorológica Autónoma.

[email protected]

Texto tecleado

A4

[email protected]

Texto tecleado

12

OO

+15V

+15V

-15V

0

0

0

+15V

-15V

0

+15V

+15V

-15V

0

0

0

+15V

-15V

0

0

+15V

-15V

delta1

-delta1

delta2

-delta2

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature

GAEIGrup d'Automàtica iElectrònicaIndustrial<Doc>

<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

Generación de la alimentación +15V/-15V

RegulaciónDelta1

Seguidor de Tensión Amplificador Inversor(K=-1)

RegulaciónDelta2

Seguidor de Tensión Amplificador Inversor(K=-1)

C53

1000u

C53

1000u

+-

~ ~

D2

KBU4D

+-

~ ~

D2

KBU4D

R94

10k

R94

10k

R86100R86100

X34

Alimentación

X34

Alimentación.1

.2

.3

X37

Vbob_aux_trafoX37

Vbob_aux_trafo

1-

+

U18B

MC33078

-

+

U18B

MC33078

5

67

84

R912kR912k

13

2

X33

Bobinado Auxiliar Trafo

X33

Bobinado Auxiliar Trafo

. 1

. 2

. 3

C54

100n

C54

100n

C47

100n

C47

100n

C55

100n

C55

100n

C46100nC46100n

R93

330

R93

330

R92100R92100

R89 10kR89 10k

C56

1u

C56

1u

U21 L7915/TO220U21 L7915/TO220

VIN2

1

GNDVOUT 3

-

+

U19B

MC33078

-

+

U19B

MC33078

5

67

84X29

delta1X29

delta1

1

C52

1000u

C52

1000u

C50

100n

C50

100n

C48

100n

C48

100n

C49100nC49100n

C57

1u

C57

1u

X30

-delta1X30

-delta1

1

U20 L7815/TO220U20 L7815/TO220

VIN1

2

GNDVOUT 3

-

+

U18A

MC33078

-

+

U18A

MC33078

3

21

84

R95 10kR95 10k

R8418kR8418k

R88

10k

R88

10k

X31

delta2X31

delta2

1

C51

100n

C51

100n

X32

-delta2X32

-delta2

1

X36

V_-15VX36

V_-15V

1

X35

V_+15VX35

V_+15V

1

R852kR852k

13

2

R87

330

R87

330

-

+

U19A

MC33078

-

+

U19A

MC33078

3

21

84

R9018kR9018k

???

[email protected]

Texto tecleado

A4

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

[email protected]

Texto tecleado

Schematic Etapa de Control I

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Hugo Valderrama Blaví

[email protected]

Texto tecleado

2 of 12

A

A

+15V

-15V

+15V

+15V

-15V

+15V

-15V+15V

-15V

+15V

-15V

+15V

-15V

+15V

-15V

+15V

-15V

+15V

-15V

-15V+15V

-15V

+15V

+15V

-15V

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

00

0

0

0

0

0

0

0

0B

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature

GAEIGrup d'Automàtica iElectrònicaIndustrialSchematic Etapa de Control

<RevCode>

<Title>

A3

2 14




Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

2 14




Title

Size

Document Number

RevDate

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

2 14




Vm_sens

(K=1/3)

Vm_ref

(K=1/3)

Seguidor de tensión


Restador: Vm_ref - Vm_sens

Controlador PI_1Kp=0.1Ki=10

Filtro Notch




Vg_sens

(K=1/3)

Multiplicador

W=[(X1-X2)*(Y1-Y2)]/10V+Z

Limitadorde tensión

Amplificadorno inversor

(K=9)

Seguidorde tensión

K1=Vg*G

X15

K1X15

K1

1

R13 10kR13 10k

1 3

2

C7 1uC7 1u

R31

12k

R31

12k

-

+

U6B

MC33078

-

+

U6B

MC33078

5

67

84

R23

1k

R23

1k

X8

Vm_sensX8

Vm_sens

1

D1BZX85C10/SOTD1BZX85C10/SOT

C2

100n

C2

100n

C19100nC19100n

C17

100n

C17

100n

R2510R2510

R25

1k

R25

1k

C8

100n

C8

100n

R2710kR2710k

R41k5R41k5

R17 1kR17 1k R18 15kR18 15k

C14

100n

C14

100n

C4

100n

C4

100n

-

+

U2A

MC33078

-

+

U2A

MC33078

3

21

84

R15 1kR15 1k

R22

15k

R22

15k

R5 680R5 680

X14

K1preX14

K1pre

1

-

+

U1A

MC33078

-

+

U1A

MC33078

3

21

84

R6

10k

R6

10k

-

+

U6A

MC33078

-

+

U6A

MC33078

3

21

84

R19 1kR19 1k

C21

100n

C21

100n

X13

Vg_sens

X13

Vg_sens

1

R7

10k

R7

10k

X11

GpreX11

Gpre

1

C13100nC13100n

R10 10kR10 10k

R20

15k

R20

15k

R14 10kR14 10k

C6 0C6 0

C15

100n

C15

100n

R12 10kR12 10k

R29 680R29 680

X10

Error1X10

Error1

1

C9

100n

C9

100n

C11

100n

C11

100n

C18100nC18100n

-

+

U7A

MC33078

-

+

U7A

MC33078

3

21

84

R30 2kR30 2k

1 3

2

X1

Vm_sens

X1

Vm_sens

. 1

. 2

R11 10kR11 10k

1 3

2

R32kR32k

13

2

-

+

U4A

MC33078

-

+

U4A

MC33078

3

21

84

R28 0R28 0

C3100nC3100n

R21

1k

R21

1k

SW1SW1

1

32

X12

GX12

G

1C16

100n

C16

100n

U5

AD633

U5

AD633

W 7X11X22Y13Y24Z6

+VCC8-VCC5

-

+

U4B

MC33078-

+

U4B

MC33078

5

67

84

R9

10k

R9

10k

R33 0R33 0

C12100nC12100n

X9

Vm_refX9

Vm_ref

1

R16 15kR16 15k

-

+

U3A

MC33078

-

+

U3A

MC33078

3

21

84

C10

100n

C10

100n

R1 680R1 680

X2

Vg_sens

X2

Vg_sens. 1

. 2

C1

100n

C1

100n

C20

100n

C20

100n

C5

100n

C5

100n

R32

1k

R32

1k

R810kR810k

-

+

U1B

MC33078

-

+

U1B

MC33078

5

67

84

R26

1k

R26

1k

-

+

U3B

MC33078

-

+

U3B

MC33078

5

67

84

R24 0R24 0

-

+

U2B

MC33078

-

+

U2B

MC33078

5

67

84

Sheet of

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

3

[email protected]

Texto tecleado

12

[email protected]

Texto tecleado

II

[email protected]

Texto tecleado

A4

U13_15V

U13_15V

U13_-15V

U13_-15V

+15V

-15V

+15V

-15V

+15V

-15V

+15V

-15V

+15V

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

B

delta1

-delta1

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3Saturday, July 16, 2016

<Customer>

K1=Vg*G

Restador: K1 - delta1

Restador: K1 - (-delta1)

iL1_sens K:0.3 V/A

Seguidor de tensióniL1<K1-delta1 -> Activación SET

iL1>K1+delta1 -> Activación RESET

R36

10k

R36

10k

C26 100nC26 100n

-

+

U9B

LM319-

+

U9B

LM319

9

107

611

8

X18

iL1_compX18

iL1_comp

1

R45

0

R45

0

R4110kR4110k

C24 1uC24 1u

R44 0R44 0

R38

10k

R38

10k

R47 0R47 0

U10A

CD4027B

U10A

CD4027B

J6

CLK3

K5 Q 1Q 2

VDD16

S7 R4

-

+

U8A

MC33078

-

+

U8A

MC33078

3

21

84

-

+

U9A

LM319-

+

U9A

LM319

4

512

611

3

R43100R43100

R39

10k

R39

10k

R3710kR3710k

C23

100n

C23

100n

R46 1k5R46 1k5

R40

10k

R40

10k

R48 1k5R48 1k5

X17

k1+delta1X17

k1+delta1

1

R3410kR3410k

C27 1uC27 1u

X3iL1_sens

X3iL1_sens

. 1

. 2

R35

10k

R35

10k

R42

10k

R42

10k

X4

U1 (Control Boost)

X4

U1 (Control Boost).1

.2

-

+

U8B

MC33078

-

+

U8B

MC33078

5

67

84

C22

100n

C22

100nX16

k1-delta1X16

k1-delta1

1

C25 100nC25 100n

X19

U1X19

U1

1

C28 100nC28 100n-

+

U7B

MC33078

-

+

U7B

MC33078

5

67

84

??

1 1

[email protected]

Texto tecleado

Alvaro Baceiredo Ramos

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

4 of 12

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Schematic Etapa de Control III

[email protected]

Texto tecleado

A4

+15V

-15V

+15V

-15V

0

+15V

0

0

+15V

-15V

0

+15V

-15V

0

0+15V

-15V 0

0

0

0

0

+15V

-15V

0

0

+15V

-15V

0

0

C

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size RevDate

Sheet of

Customer

VerName Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

Vbat_sens

(K=1/3)

Seguidor de Tensión

Seguidor de TensiónVbat_ref

(K=1/3)

Restador:

Vbat_ref - Vbat_sens

Kp=1Ki=10000

Controlador PI_2

Regulación K2(Corriente de Carga de la Bateria)

Seguidor de Tensión

K2

R67

100

R67

100

-

+

U11B

MC33078

-

+

U11B

MC33078

5

67

84

C30

100n

C30

100nR68 0R68 0

R65

5k

R65

5k

13

2C36

100n

C36

100n

R60 1kR60 1k

C29

100n

C29

100n

R51

2k

R51

2k

13

2

R57

10k

R57

10k

X24

K2X24

K2

1

R59 10kR59 10k

1 3

2

-

+

U12A

MC33078

-

+

U12A

MC33078

3

21

84

C38

100n

C38

100n

R54

10k

R54

10k

R53 680R53 680

R66

1k5

R66

1k5

X5

Vbat_sens

X5

Vbat_sens

. 1

. 2

X23

K2preX23

K2pre

1

R58 10kR58 10k

C35 100nC35 100n

X20

Vbat_sensX20

Vbat_sens1

R5610kR5610k

X22

Error2X22

Error2

1

C37

100n

C37

100n

R52

510

R52

510

R64

1k

R64

1k

R61 2kR61 2k

1 3

2

C34 0C34 0

C33

100n

C33

100n

U14TL431/TOU14

TL431/TO

-

+

U13B

MC33078

-

+

U13B

MC33078

5

67

84

R50

1k5

R50

1k5 C39

100n

C39

100n

X21

Vbat_refX21

Vbat_ref

1

C31100nC31100n

-

+

U12B

MC33078

-

+

U12B

MC33078

5

67

84

R62 1kR62 1k

R55

10k

R55

10k

-

+

U11A

MC33078

-

+

U11A

MC33078

3

21

84

-

+U15A

MC33078

-

+U15A

MC33078

3

21

84

R49 680R49 680

-

+

U13A

MC33078

-

+

U13A

MC33078

3

21

84

C32

100n

C32

100n

R63 1kR63 1k

Document Number

???

Drawn byAproved by

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para la Alimentación de una Estación Meteorológica Autónoma

[email protected]

Texto tecleado

Schematic Etapa de Control IV

[email protected]

Texto tecleado

A4

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

5 of 12

U21_15V

U21_15V

U21_-15V

U21_-15V

+15V

0

+15V

-15V

0

0

0

0

0

0

+15V

-15V

0

0

+15V

-15V

0

0

-15V 0

+15V

0

0

0

delta2

-delta2

C

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

K2

Restador: K2 - delta2

Restador: K2 - (-delta2)

iL2_sens

iL2<K2-delta2 -> Activación SET

iL2>K2+delta2 -> Activación RESET

K:1 V/A

X25

k2-delta2X25

k2-delta2

1

R80

0

R80

0

R82 0R82 0

R70

10k

R70

10k

C40

100n

C40

100n

X27

iL2_compX27

iL2_comp

1

X26

k2+delta2X26

k2+delta2

1

R77

10k

R77

10k

-

+

U16B

MC33078

-

+

U16B

MC33078

5

67

84

X6

iL2_sensX6

iL2_sens

. 1

. 2

C42 1uC42 1u

R83 1k5R83 1k5-

+

U15B

MC33078

-

+

U15B

MC33078

5

67

84

R71

10k

R71

10k

R96 1kR96 1k

-

+

U17B

LM319-

+

U17B

LM319

9

107

611

8

R6910kR6910k

R73

10k

R73

10k

R79 1kR79 1k

R7610kR7610k

R78100R78100

U10B

CD4027B

U10B

CD4027B

J10

CLK13

K11 Q 15Q 14

VDD16

S9 R12

-

+

U16A

MC33078

-

+

U16A

MC33078

3

21

84

C44 100nC44 100n

X7

U2 (control buck)

X7

U2 (control buck).1

.2

R7210kR7210k

C43 100nC43 100n

R74

10k

R74

10k

C41

100n

C41

100n

R81 1k5R81 1k5

C45 1uC45 1u

-

+

U17A

LM319-

+

U17A

LM319

4

512

611

3

X28

U2X28

U2

1

R75

10k

R75

10k

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Schematic Etapa de Control V

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

6 of 12

[email protected]

Texto tecleado

7 of 12

[email protected]

Texto tecleado

A4

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Alvaro Baceiredo Ramos

Title

Size

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Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

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Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

[email protected]

Texto tecleado

[email protected]

Texto tecleado

A4

[email protected]

Texto tecleado

12

[email protected]

Texto tecleado

8

[email protected]

Texto tecleado

Componentes de la Etapa de Control

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Álvaro Baceiredo Ramos Hugo Valderrama Blaví

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

[email protected]

Texto tecleado

[email protected]

Texto tecleado

A4

[email protected]

Texto tecleado

12

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Pistas TOP de la Etapa de Potencia

[email protected]

Texto tecleado

9

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

[email protected]

Texto tecleado

[email protected]

Texto tecleado

A4

[email protected]

Texto tecleado

12

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Pistas BOT de la Etapa de Potencia

[email protected]

Texto tecleado

10

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

[email protected]

Texto tecleado

[email protected]

Texto tecleado

A4

[email protected]

Texto tecleado

12

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Pistas TOP de la Etapa de Control

[email protected]

Texto tecleado

11

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

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Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

Title

Size

Document Number

RevDate

Sheet of

Customer

Ver

Aproved byDrawn by

Name Signature


<RevCode>

<Title>

A3

1 1


<Customer>

???

[email protected]

Texto tecleado

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

Pistas BOT de la Etapa de Control

[email protected]

Texto tecleado


[email protected]

Texto tecleado

12

[email protected]

Texto tecleado

12

3. ESTADO DE MEDICIONES





Septiembre 2016

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para una Estación Meteorológica. Estado de Mediciones

103

Índice del Estado de Mediciones

3.1. MEDICIONES ..................................................................................................... 104




Capítulo C_04: Otros ......................................................................................... 115



104

3.1. MEDICIONES

Código Descripción Uds Longitud Ancho Altura Parciales Cantidad

CAPÍTULO C_01: BLOQUE TRANSFORMACIÓN Y RECTIFICACIÓN

B_TR001 ud Transformador Toroidal RS Pro, Tensión 2x18Vac,

Potencia 225VA, 2-Salidas

Transformador toroidal de núcleo abierto para adaptar el valor de

tensión proveniente de la Red Eléctrica a un valor apto para el

Cargador.

1 1.000

1.00

B_TR002 ud Rectificador en Puente VS-GBPC2502A, Monofásico,

25A, 200V, GBPC-A, 4-Pines Puente de diodos para la rectificación de la señal proveniente del

secundario del Transformador.

1 1.000

1.00

CAPÍTULO C_02: ETAPA DE POTENCIA

E_PO001 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 10nF,

±5%, 100Vdc, 63Vac, Orificio Pasante Condensador de Entrada de la etapa Boost.

(C1), (C2)

2 2.000

2.00


±5%, 63Vdc, 40Vac, Orificio Pasante Condensador de Desacoplo.

(C3), (C5), (C7), (C17), (C22), (C24)

Condensador del Bloque de Alimentación de +5 VDC.

(C29)

7 7.000

7.00

E_PO003 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 1μF, ±5%,

100Vdc, 63Vac, Orificio Pasante Condensador de Desacoplo.

(C4), (C6), (C8), (C16), (C18), (C23), (C25)

Condensador de Bootstrap.

(C20), (C21)

9 9.000

9.00


105


E_PO004 ud Condensador Cerámico Multicapa Murata, 1μF, ±15%,

100Vdc, Orificio Pasante, X7R Dieléctrico, Carcasa Radial Condensador Intermedio.

(C15), (C30)

Condensador de Salida de la etapa Buck.

(C27)

3 3.000

3.00

E_PO005 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 10μF,

±5%, 100Vdc, 63Vac, Orificio Pasante Condensador Intermedio.

(C14), (C31)


(C26)

3 3.000

3.00

E_PO006 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 0.33μF,

±5%, 63Vdc, 40Vac, Orificio Pasante


(C28)

1 1.000

1.00

E_PO007 ud Resistencia de Película de Metal TE Connectivity,

10kΩ, ±1%, 0.6W, Axial, Serie LR1F Divisor de Tensión para el Sensado de Tensión de Entrada.

(R1), (R2), (R3)

Divisor de Tensión para el Sensado de Tensión Intermedia.

(R11), (R12), (R13)

Divisor de Tensión para el Sensado de Tensión de Salida.

(R20)

Resistencia gate-source para la descarga rápida de la capacidad

de gate de los MOSFETs en el turn-off.

(R8), (R16)

9 9.000

9.00

E_PO008 ud Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 2.2Ω,

±1%, 0.6W, Axial, Serie LR1F

Resistencia gate de los MOSFETs.

(R7), (R15)

2 2.000

2.00


106


E_PO009 ud Resistencia de Película Gruesa Caddock, 100mΩ, ±1%,

30W, Radial, Serie MP930

Resistencia de la rama de precarga del Condensador Intermedio.

(R9)

1 1.000

1.00

E_PO010 ud Resistencia de Película de Metal Vishay, 1kΩ, ±5%, 2W,

Axial, Serie PR02 Resistencia intermedia que impide el trabajo de la etapa Boost en

vacío.

(R10)

1 1.000

1.00

E_PO011 ud Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 20kΩ,

±1%, 0.6W, Axial, Serie LR1F Divisor de Tensión para el Sensado de Tensión de Salida.

(R19)

1 1.000

1.00

E_PO012 ud Núcleo Magnético Kool Mμ MAGNETICS, Referencia

77197-A7

Núcleo Magnético de los Inductores.

(L1), (L2)

2 2.000

2.00

E_PO013 m Conductor Soldable de Cobre Aislado con Resina,

Sección 0.07mm2

Cable para realizar el trenzado que conforma las espiras de los

Inductores de ambas etapas.

Inductor Boost (L1) 77.5 77.500

Inductor Buck (L2) 200 200.000

277.50

E_PO014 ud Transistor MOSFET IRFP4110PBF, N-Canal, 180A,

100V, TO-247AC, 3-Pines

MOSFETs de lado bajo y alto del Cargador.

(Q1), (Q2)

2 2.000

2.00


107


E_PO015 ud Diodo Conmutación MBR30H100CTG, 30A, 100V, TO-

220, 3-Pines Diodo de la rama de precarga del Condensador Intermedio.

(D1)

Diodos de Potencia complementarios a los MOSFETs.

(D2), (D6)

3 3.000

3.00

E_PO016 ud Diodo Zener Vishay BZX85C16-TAP 1, 16V, 1.3W,

Orificio pasante, DO-41, 2-Pines

Diodo rápido de uso general. Protección contra sobretensiones y

protección inversa de los MOSFETs.

(D3), (D5), (D8)

3 3.000

3.00

E_PO017 ud Diodo BYV26C-TAP, 1A, 600V, 30ns, SOD-57, 2-Pines,

Conexión de silicio

Diodo de Bootstrap de la etapa Buck.

(D4)

1 1.000

1.00

E_PO018 ud Diodo Rectificador MBR30100CT, 30A, 100V, TO-

220AB, 3-Pines

Diodo Rectificador del Cargador.

(D7)

1 1.000

1.00

E_PO019 ud Transductor de Corriente LEM LA 55-P, Lazo Cerrado

Efecto Hall, Sensado 0→70A, Alimentación 12→15 V Sensado de Corriente de los Inductores.

(U1), (U4)

2 2.000

2.00

E_PO020 ud Driver MOSFET de Potencia MCP1407-E/P, No

Inversión, 6A, PDIP, 8-Pines, Alimentación 4.5→18 V Driver para el control del MOSFET de la etapa Boost.

(U2)

1 1.000

1.00


108


E_PO021 ud Driver MOSFET de Potencia IR2125PBF, 3.3A, PDIP,

8-Pines, Alimentación 0→18V

Driver para el control del MOSFET de la etapa Buck.

(U3)

1 1.000

1.00

E_PO022 ud Regulador de Tensión Lineal L7805CV, 1.5A, 15V, TO-

220, 3-Pines Regulador de Tensión Lineal del Bloque de Alimentación de +5

VDC.

(U5)

1 1.000

1.00

E_PO023 ud Zócalo DIL Winslow, 5A, 2.54mm, Anchura 7.62mm, 8-

Contactos, Orificio Pasante, Pin Torneado

Zócalos para los drivers.

2 2.000

2.00

E_PO024 ud Conector Faston PCB 6.3x0.8mm, Ø1.3mm

Conector de Potencia de Entrada y Salida del Cargador.

(X1), (X2), (X3), (X4)

4 4.000

4.00

E_PO025 ud Conector Macho PCB, Montaje Vertical, 2-Vías, 5mm

Conector del Bloque de Alimentación de +5 VDC.

(X5)

Conector para transmisión de señal de Tensión y Corriente

Sensada.

(X7), (X9), (X10), (X12), (X13)

Conector para transmisión de señal de Control a los drivers.

(X8), (X11)

8 8.000

8.00


Conector del Bloque de Generación de Alimentación de ±15

VDC.

(X6)

1 1.000

1.00


109


E_PO027 ud Hembrillas Vero Technologies 20-313143, Blanco,

Bronce Fosforado, 1.32mm Test-Points.

(X14), (X15), (X17), (X18)

4 4.000

4.00

E_PO028 cm2 Placa de Circuito Impreso a Doble Cara, Etapa de

Potencia 2 27 14.75 796.500

796.50

E_PO029 ud Disipador ABL Components 350AB2000B,

200x125x50mm

Disipador Térmico para los MOSFETs, Diodos de potencia y

Diodo rectificador.

1 1.000

1.00

CAPÍTULO C_03: ETAPA DE CONTROL

E_CO001 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 100nF,


(C1), (C2), (C3), (C4), (C5), (C8), (C9), (C14), (C15), (C16), (C17),

(C18), (C19), (C20), (C21), (C22), (C23), (C25), (C26), (C28),

(C29), (C30), (C31), (C32), (C33), (C36), (C37), (C38), (C39),

(C40), (C41), (C43), (C44), (C46), (C47), (C48), (C49), (C50),

(C51)

Condensador del Notch Filter.

(C10), (C11), (C12), (C13)

Condensador del Integrador del Compensador PI_2.

(C35)

Condensador del Bloque de Generación de Alimentación de ±15

VDC.

(C54), (C55)

46 46.000

46.00

E_CO002 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 1μF, ±5%,

100Vdc, 63Vac, Orificio Pasante

Condensador del Integrador del Compensador PI_1

(C7)

Condensador de Desacoplo.

(C24), (C27), (C42), (C45)


VDC.

(C56), (C57)

7 7.000

7.00


110


E_CO003 ud Condensador Electrolítico de Aluminio Vishay

515D108M050EK6AE3, 1000μF, ±20%, 50Vdc, EK, Serie

515D


VDC.

(C52), (C53)

2 2.000

2.00

E_CO004 ud Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 680Ω,


(R1), (R5), (R29), (R49), (R53)

5 5.000

5.00



(R2), (R52)

2 2.000

2.00

E_CO006 ud Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 1.5kΩ,


(R4), (R46), (R48), (R50), (R66), (R81), (R83)

7 7.000

7.00

E_CO007 ud Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 10kΩ,


(R6), (R7), (R8), (R9), (R10), (R12), (R14), (R34), (R35), (R36),

(R37), (R38), (R39), (R40), (R41), (R42), (R54), (R55), (R56),

(R57), (R58), (R69), (R70), (R71), (R72), (R73), (R74), (R75),

(R76), (R77), (R88), (R89), (R94), (R95)

34 34.000

34.00



(R15), (R32), (R60), (R62), (R63), (R64), (R79), (R96)

8 8.000

8.00


111




(R67), (R86), (R92)

Resistencia del Sensado de Corriente del Inductor del Boost.

(R43)

Resistencia del Sensado de Corriente del Inductor del Buck.

(R78)

5 5.000

5.00



(R84), (R90)

2 2.000

2.00



(R87), (R93)

2 2.000

2.00



(R31)

1 1.000

1.00

E_CO013 ud Resistencia Fija TE Connectivity, 15kΩ, ±0.1%, 0.25W,

Axial, Serie R, Orificio Pasante

Resistencia de precisión del Notch Filter.

(R16), (R18), (R20), (R22)

4 4.000

4.00




(R17), (R19), (R21), (R23), (R25)

5 5.000

5.00


112


E_CO015 ud Resistencia Fijada TE Connectivity, 10kΩ, ±0.1%,

0.25W, Axial, Serie R, Orificio Pasante


(R27)

1 1.000

1.00

E_CO016 ud Resistencia Variable Bourns Serie 3296W, 2kΩ, ±10%,

±100ppm/°C, 0.5W, 25Vueltas, Orificio Pasante

(R3), (R30), (R51), (R61), (R85), (R91)

6 6.000

6.00



(R11), (R13), (R59)

3 3.000

3.00



Resistencia Variable para ajustar la Corriente de Carga de la

Batería con valores comprendidos entre 2.510A.

(R65)

1 1.000

1.00

E_CO019 ud Diodo Zener Fairchild Semiconductor BZX85C10, 10V,

5%, 1W, Orificio Pasante, DO-41, 2-Pines Diodo rápido para uso general. Implementación del Limitador.

(D1)

1 1.000

1.00

E_CO020 ud Rectificador en Puente KBU4D-E4, Monofásico, 4A,

200V, KBU, 4-Pines

Puente de Diodos para rectificación de la señal proveniente del

devanado auxiliar del Transformador para la Generación de la

Alimentación de ±15 VDC.

(D2)

1 1.000

1.00

E_CO021 ud Amplificador Operacional MC33078P, Doble, Alta

Velocidad, 16MHz, PDIP, 8-Pines,Alimentación±5→±18V (U1), (U2), (U3), (U4), (U6), (U7), (U8), (U11), (U12), (U13), (U15),

(U16), (U18), (U19)

14 14.000

14.00


113


E_CO022 ud Multiplicador Analógico AD633JNZ, PDIP, 8-Pines

Circuito Integrado encargado de realizar el producto de la

conductancia emulada por la tensión de entrada, generando el

Corriente de Referencia de la etapa Boost.

(U5)

1 1.000

1.00

E_CO023 ud Comparador Analógico LM319 FAIRCHILD

SEMICONDUCTOR, Doble, Alta Velocidad, DIP, 8-Pines,

Alimentación 5→15V Comparación de Corriente del Inductor del Boost con los Límites

de Histéresis.

(U9)

Comparación de Corriente del Inductor del Buck con los Límites

de Histéresis.

(U17)

2 2.000

2.00

E_CO024 ud Circuito Integrado Biestable CD4027BE, Doble, PDIP,

16-Pines, Alimentación 3→18V Báscula encargada de generar las señales de Control para los

drivers de la etapa Boost y Buck.

(U10)

1 1.000

1.00

E_CO025 ud Referencia de Tensión LM431AIZ, Ajustable, 100mA,

TO-92, 3-Pines, 2%, Alimentación 2.5→36V Diodo Zener para la regulación del valor de la Corriente de Carga.

(U14)

1 1.000

1.00

E_CO026 ud Regulador de Tensión Lineal L7815CV, 1.5A, 15V, TO-

220, 3-Pines Regulador de Tensión Lineal del Bloque de Generación de

Alimentación de +15 VDC.

(U20)

1 1.000

1.00



Alimentación de -15 VDC.

(U21)

1 1.000

1.00


114


E_CO028 ud Interruptor de Actuador Deslizante SPDT, On-On, 3A,

Montaje en PCB

Switch para cortocircuitar el condensador del Integrador en el

Compensador PI_1.

(SW1)

1 1.000

1.00

E_CO029 ud Zócalo DIL Winslow, 5A, 2.54mm, Anchura 7.62mm, 8-

Contactos, Orificio Pasante, Pin de Torneado

Zócalos para los AOs y el Multiplicador Analógico.

15 15.000

15.00



Zócalos para los Comparadores.

2 2.000

2.00



Zócalo para la Báscula.

1 1.000

1.00

E_CO032 ud Conector Macho PCB, Montaje Vertical, 2-Vías, 5mm


Sensada.

(X1), (X2), (X3), (X5), (X6)


(X4), (X7)

7 7.000

7.00


Conector de Entrada del Bloque de Generación de Alimentación

de ±15 VDC.

(X33)

Conector de Salida del Bloque de Generación de Alimentación de

±15 VDC.

(X34)

2 2.000

2.00


115


E_CO034 ud Hembrillas Vero Technologies 20-313143, Blanco,


(X8), (X9), (X10), (X11), (X12), (X13), (X14), (X15), (X16), (X17),

(X18), (X19), (X20), (X21), (X22), (X23), (X24), (X25), (X26),

(X27), (X28), (X29), (X30), (X31), (X32), (X35), (X36), (X37)

28 28.000

28.00

E_CO035 cm2 Placa de Circuito Impreso a Doble Cara, Etapa de

Control 2 17.5 16 560.000

560.00

CAPÍTULO C_04: OTROS

OTR001 ud Tornillo Allen, Acero Inoxidable, Cabezal con Casquillo

Hexagonal, M3x30mm Fijación de MOSFETs y Diodos con Disipador + Fijación de

Disipador con Placa de Potencia.

9 9.000

9.00

OTR002 ud Tuerca Hexagonal, Chapado Níquel, Plano Latón

Medio, M3

Fijación de Tornillos Allen y Separadores roscados.

13 13.000

13.00

OTR003 ud Arandela plana, Chapado en Níquel, Plano Latón, M3

Dar soporte y estabilidad a la Placa de Potencia

16 16.000

16.00

OTR004 ud Separador RS Pro, Latón, Redondo, M3x6mm

Dar estabilidad a la Placa de Potencia.

4 4.000

4.00

OTR005 ud Aislante de Tornillo RS Pro, Nylon, M3x6mm Aislar eléctricamente los Diodos del Disipador.

3 3.000

3.00


116


OTR006 ud Separador Roscado RS Pro, Hexagonal,

Macho/Hembra, 10mm, M3xM3 Dar soporte y estabilidad a la Placa de Control.

4 4.000

4.00

OTR007 cm2 Lámina Aislamiento Térmico

Aislante entre Encapsulado de MOSFETs+Diodos y Disipador.

5 3 2.5 37.500

37.50

OTR008 cm2 Cinta Aislamiento Eléctrico

Aislante entre Inductores y Placa de Potencia.

Inductor Boost (L1) 7.5 3.5 26.250

Inductor Buck (L2) 8 4 32.000

58.25

OTR009 ud Resistencia de Potencia Arcol, 1Ω, ±5%, 150W, Carcasa

de Aluminio, Axial, Bobinado Carga Resistiva para Pruebas Experimentales.

2 2.000

2.00

OTR010 m Cable para Equipos RS Pro, Sección.Transv. 0.22mm2,

1000V, 1.4A Cable para conexiones entre Placas

17 0.5 8.500

8.50

CAPÍTULO C_05: MANO DE OBRA

RH001 h Técnico de Investigación Grupo II Diseño, Montaje y Análisis del Prototipo Experimental.

250 250.000

250.00

4. PRESUPUESTO





Septiembre 2016

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para una Estación Meteorológica. Presupuesto

117

Índice del Presupuesto

4.1. LISTADO DE PRECIOS UNITARIOS ............................................................ 118

4.2. PRESUPUESTO .................................................................................................. 121




Capítulo C_04: Otros ......................................................................................... 130


4.3. RESUMEN DEL PRESUPUESTO .................................................................... 132


118

4.1. LISTADO DE PRECIOS UNITARIOS

Código Ud Descripción Precio

B_TR001 u Transformador Toroidal RS Pro, Tensión 2x18Vac, Potencia

225VA, 2 Salidas

41.68 CUARENTA Y UN EUROS

con SESENTA Y OCHO CÉNTIMOS

B_TR002 u Rectificador en Puente VS-GBPC2502A, Monofásico, 25A,

200V, GBPC-A, 4-Pines

5.64 CINCO EUROS

con SESENTA Y CUATRO CÉNTIMOS

E_PO001 u Condensador de Película de Poliéster Kemet, 10nF, ±5%,

100Vdc,63Vac, Orificio Pasante

0.12 CERO EUROS

con DOCE CÉNTIMOS

E_PO002 u Condensador de Película de Poliéster Kemet, 100nF, ±5%,


0.29 CERO EUROS

con VEINTINUEVE CÉNTIMOS

E_PO003 u Condensador de Película de Poliéster Kemet, 1μF, ±5%,


0.42 CERO EUROS

con CUARENTA Y DOS CÉNTIMOS

E_PO004 u Condensador Cerámico Multicapa Murata, 1μF, ±15%, 100

Vdc, Orificio Pasante, X7R Dieléctrico, Carcasa Radial

0.41 CERO EUROS

con CUARENTA Y UN CÉNTIMOS

E_PO005 u Condensador de Película de Poliéster Kemet, 10μF,

±5%,100Vdc,63Vac, Orificio Pasante

2.47 DOS EUROS

con CUARENTA Y SIETE CÉNTIMOS

E_PO006 u Condensador de Película de Poliéster Kemet, 0.33μF,

±5%,63Vdc,40Vac, Orificio Pasante

0.52 CERO EUROS

con CINCUENTA Y DOS CÉNTIMOS

E_PO007 u Resistencia de Película de Metal TE Connectivity,10kΩ,

±1%,0.6W,Axial,Serie LR1F

0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS

E_PO008 u Resistencia de Película de Metal TE Connectivity,2.2Ω,


0.19 CERO EUROS

con DIECINUEVE CÉNTIMOS

E_PO009 u Resistencia de Película Gruesa Caddock, 100mΩ, ±1%,


5.66 CINCO EUROS

con SESENTA Y SEIS CÉNTIMOS

E_PO010 u Resistencia de Película de Metal Vishay, 1kΩ, ±5%, 2W,

Axial, Serie PR02

0.37 CERO EUROS

con TRENTA Y SIETE CÉNTIMOS

E_PO011 u Resistencia de Película de Metal TE Connectivity,20kΩ,


0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS

E_PO012 u Núcleo Magnético Kool Mμ MAGNETICS, Referencia

77197-A7

5.00 CINCO EUROS

con CERO CÉNTIMOS

E_PO013 m Conductor Soldable de Cobre Aislado con Resina, Sección

0.07mm2

0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS

E_PO014 u Transistor MOSFET IRFP4110PBF, N-Canal, 180A, 100V,

TO-247AC, 3-Pines

1.60 UN EURO

con SESENTA CÉNTIMOS

E_PO015 u Diodo Conmutación MBR30H100CTG, 30A, 100V, TO-

220, 3-Pines

0.67 CERO EUROS

con SESENTA Y SIETE CÉNTIMOS

E_PO016 u Diodo Zener Vishay BZX85C16-TAP 1, 16V, 1.3W,


0.11 CERO EUROS

con ONCE CÉNTIMOS

E_PO017 u Diodo BYV26C-TAP, 1A, 600V, 30ns, SOD-57, 2-Pines,


0.41 CERO EUROS

con CUARENTA Y UN CÉNTIMOS

E_PO018 u Diodo Rectificador MBR30100CT, 30A, 100V, TO-220AB,

3-Pines

1.62 UN EURO

con SESENTA Y DOS CÉNTIMOS

E_PO019 u Transductor de Corriente LEM LA 55-P, Lazo Cerrado

Efecto Hall, Sensado 0→70A, Alimentación 12→15 V

24.62 VEINTICUATRO EUROS


E_PO020 u Driver MOSFET de Potencia MCP1407-E/P, No Inversión,

6A, PDIP, 8-Pines, Alimentación 4.5→18 V

0.91 CERO EUROS

con NOVENTA Y UN CÉNTIMOS

E_PO021 u Driver MOSFET de Potencia IR2125PBF, 3.3A, PDIP, 8-

Pines, Alimentación 0→18V

5.92 CINCO EUROS

con NOVENTA Y DOS CÉNTIMOS

E_PO022 u Regulador de Tensión Lineal L7805CV, 1.5A, 15V, TO-

220, 3-Pines

0.31 CERO EUROS

con TRENTA Y UN CÉNTIMOS

E_PO023 u Zócalo DIL Winslow, 5A, 2.54mm, Anchura 7.62mm, 8-


0.57 CERO EUROS

con CINCUENTA Y SIETE CÉNTIMOS

E_PO024 u Conector Faston PCB 6.3x0.8mm, Ø1.3mm 0.31 CERO EUROS

con TRENTA Y UN CÉNTIMOS

E_PO025 u Conector Macho PCB, Montaje Vertical, 2-Vías, 5mm 0.57 CERO EUROS



119


E_PO026 u Conector Macho PCB, Montaje Vertical, 3-Vías, 5mm 0.96 CERO EUROS

con NOVENTA Y SEIS CÉNTIMOS

E_PO027 u Hembrillas Vero Technologies 20-313143, Blanco, Bronce

Fosforado, 1.32mm

0.12 CERO EUROS

con DOCE CÉNTIMOS

E_PO028 cm2 Placa de Circuito Impreso a Doble Cara, Etapa de Potencia 0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS

E_PO029 u Disipador ABL Components 350AB2000B,

200x125x50mm

32.67 TREINTA Y DOS EUROS

con SESENTA Y SIETE CÉNTIMOS

E_CO001 u Condensador de Película de Poliéster Kemet, 100nF, ±5%,


0.29 CERO EUROS

con VEINTINUEVE CÉNTIMOS

E_CO002 u Condensador de Película de Poliéster Kemet, 1μF, ±5%,


0.42 CERO EUROS

con CUARENTA Y DOS CÉNTIMOS

E_CO003 u Condensador Electrolítico de Aluminio Vishay

515D108M050EK6AE3,1000μF,±20%,50Vdc

1.13 UN EURO

con TRECE CÉNTIMOS

E_CO004 u Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 680Ω,


0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS



0.04 CERO EUROS

con CUATRO CÉNTIMOS

E_CO006 u Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 1.5kΩ,


0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS

E_CO007 u Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 10kΩ,


0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS



0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS



0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS



0.04 CERO EUROS




0.06 CERO EUROS

con SEIS CÉNTIMOS



0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS

E_CO013 u Resistencia Fija TE Connectivity, 15kΩ, ±0.1%, 0.25W,


0.35 CERO EUROS

con TRENTA Y CINCO CÉNTIMOS



0.40 CERO EUROS

con CUARENTA CÉNTIMOS



0.89 CERO EUROS

con OCHENTA Y NUEVE CÉNTIMOS

E_CO016 u Resistencia Variable Bourns Serie 3296W, 2kΩ, ±10%,


2.28 DOS EUROS

con VEINTIOCHO CÉNTIMOS



2.11 DOS EUROS

con ONCE CÉNTIMOS



3.40 TRES EUROS

con CUARENTA CÉNTIMOS

E_CO019 u Diodo Zener Fairchild Semiconductor BZX85C10, 10V,

5%, 1W, Orificio Pasante, DO-41, 2-Pines

0.06 CERO EUROS

con SEIS CÉNTIMOS

E_CO020 u Rectificador en Puente KBU4D-E4, Monofásico, 4A, 200V,

KBU, 4-Pines

1.09 UN EURO

con NUEVE CÉNTIMOS

E_CO021 u Amplificador Operacional MC33078P, Doble, Alta

Velocidad, 16MHz, PDIP, 8-Pines,Alimentación±5→±18V

0.28 CERO EUROS

con VEINTIOCHO CÉNTIMOS

E_CO022 u Multiplicador Analógico AD633JNZ, PDIP, 8-Pines 9.12 NUEVE EUROS

con DOCE CÉNTIMOS

E_CO023 u Comparador Analógico LM319 Fairchild Semiconductor,

Doble, Alta Velocidad, DIP, 8-Pines, Alimentación 5→15V

0.44 CERO EUROS

con CUARENTA Y CUATRO CÉNTIMOS


120


E_CO024 u Circuito Integrado Biestable CD4027BE, Doble, PDIP, 16-

Pines, Alimentación 3→18V

0.53 CERO EUROS

con CINCUENTA Y TRES CÉNTIMOS

E_CO025 u Referencia de Tensión LM431AIZ, Ajustable, 100mA, TO-

92, 3-Pines, 2%, Alimentación 2.5→36V

0.06 CERO EUROS

con SEIS CÉNTIMOS

E_CO026 u Regulador de Tensión Lineal L7815CV, 1.5A, 15V, TO-

220, 3-Pines

0.20 CERO EUROS

con VEINTE CÉNTIMOS

E_CO027 u Regulador de Tensión Lineal L7915CV, 1.5A, 15V, TO-

220, 3-Pines

0.62 CERO EUROS


E_CO028 u Interruptor de Actuador Deslizante SPDT, On-On, 3A,

Montaje en PCB

1.04 UN EURO


E_CO029 u Zócalo DIL Winslow, 5A, 2.54mm, Anchura 7.62mm, 8-


0.57 CERO EUROS




0.87 CERO EUROS

con OCHENTA Y SIETE CÉNTIMOS



0.94 CERO EUROS

con NOVENTA Y CUATRO CÉNTIMOS

E_CO032 u Conector Macho PCB, Montaje Vertical, 2-Vías, 5mm 0.57 CERO EUROS


E_CO033 u Conector Macho PCB, Montaje Vertical, 3-Vías, 5mm 0.96 CERO EUROS

con NOVENTA Y SEIS CÉNTIMOS

E_CO034 u Hembrillas Vero Technologies 20-313143, Blanco, Bronce

Fosforado, 1.32mm

0.12 CERO EUROS

con DOCE CÉNTIMOS

E_CO035 cm2 Placa de Circuito Impreso a Doble Cara, Etapa de Control 0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS

OTR001 u Tornillo Allen, Acero Inoxidable, Cabezal con Casquillo

Hexagonal, M3x30mm

0.43 CERO EUROS

con CUARENTA Y TRES CÉNTIMOS

OTR002 u Tuerca Hexagonal, Chapado Níquel, Plano Latón Medio,M3 0.05 CERO EUROS

con CINCO CÉNTIMOS

OTR003 u Arandela plana, Chapado en Níquel, Plano Latón, M3 0.02 CERO EUROS

con DOS CÉNTIMOS

OTR004 u Separador RS Pro, Latón, Redondo, M3x6mm 0.14 CERO EUROS

con CATORCE CÉNTIMOS

OTR005 u Aislante de Tornillo RS Pro, Nylon, M3x6mm 0.09 CERO EUROS

con NUEVE CÉNTIMOS

OTR006 u Separador Roscado RS Pro, Hexagonal, Macho/Hembra,

10mm, M3xM3

0.19 CERO EUROS

con DIECINUEVE CÉNTIMOS

OTR007 cm2 Lámina Aislamiento Térmico 0.04 CERO EUROS


OTR008 cm2 Cinta Aislamiento Eléctrico 0.01 CERO EUROS

con UN CÉNTIMO

OTR009 u Resistencia de Potencia Arcol, 1Ω, ±5%, 150W, Carcasa de

Aluminio, Axial, Bobinado

14.61 CATORCE EUROS

con SESENTA Y UN CÉNTIMO


1000V, 1.4A

0.10 CERO EUROS

con DIEZ CÉNTIMO

RH001 h Técnico de Investigación Grupo II 20.00 VEINTE EUROS

con CERO CÉNTIMOS


121

4.2. PRESUPUESTO

Código Descripción Cant. Precio Importe

CAPÍTULO C_01: BLOQUE TRANSFORMACIÓN Y RECTIFICACIÓN

B_TR001 ud Transformador Toroidal RS Pro, Tensión 2x18Vac,

Potencia 225VA, 2-Salidas

Transformador toroidal de núcleo abierto para adaptar el valor de

tensión proveniente de la Red Eléctrica a un valor apto para el

Cargador.

1.00 41.68 41.68

B_TR002 ud Rectificador en Puente VS-GBPC2502A, Monofásico,

25A, 200V, GBPC-A, 4-Pines

Puente de diodos para la rectificación de la señal proveniente del

secundario del Transformador.

1.00 5.64 5.64

TOTAL C_01: BLOQUE TRANSFORMACIÓN Y RECTIFICACIÓN ............................. 47.32

CAPÍTULO C_02: ETAPA DE POTENCIA


±5%, 100Vdc, 63Vac, Orificio Pasante Condensador de Entrada de la etapa Boost.

(C1), (C2)

2.00 0.12 0.24



(C3), (C5), (C7), (C17), (C22), (C24)


(C29)

7.00 0.29 2.03

E_PO003 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 1μF, ±5%,

100Vdc, 63Vac, Orificio Pasante Condensador de Desacoplo.

(C4), (C6), (C8), (C16), (C18), (C23), (C25)

Condensador de Bootstrap.

(C20), (C21)

9.00 0.42 3.78

E_PO004 ud Condensador Cerámico Multicapa Murata, 1μF, ±15%,

100Vdc, Orificio Pasante, X7R Dieléctrico, Carcasa Radial Condensador Intermedio.

(C15), (C30)


(C27)

3.00 0.41 1.23


122


E_PO005 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 10μF,

±5%, 100Vdc, 63Vac, Orificio Pasante Condensador Intermedio.

(C14), (C31)


(C26)

3.00 2.47 7.41

E_PO006 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 0.33μF,

±5%, 63Vdc, 40Vac, Orificio Pasante


(C28)

1.00 0.52 0.52


±1%, 0.6W, Axial, Serie LR1F Divisor de Tensión para el Sensado de Tensión de Entrada.

(R1), (R2), (R3)

Divisor de Tensión para el Sensado de Tensión Intermedia.

(R11), (R12), (R13)

Divisor de Tensión para el Sensado de Tensión de Salida.

(R20)

Resistencia gate-source para la descarga rápida de la capacidad

de gate de los MOSFETs en el turn-off.

(R8), (R16)

9.00 0.05 0.45

E_PO008 ud Resistencia de Película de Metal TE Connectivity, 2.2Ω,


Resistencia gate de los MOSFETs.

(R7), (R15)

2.00 0.19 0.38

E_PO009 ud Resistencia de Película Gruesa Caddock, 100mΩ, ±1%,


Resistencia de la rama de precarga del Condensador Intermedio.

(R9)

1.00 5.66 5.66

E_PO010 ud Resistencia de Película de Metal Vishay, 1kΩ, ±5%, 2W,

Axial, Serie PR02 Resistencia intermedia que impide el trabajo de la etapa Boost

en vacío.

(R10)

1.00 0.37 0.37


123



±1%, 0.6W, Axial, Serie LR1F Divisor de Tensión para el Sensado de Tensión de Salida.

(R19)

1.00 0.05 0.05

E_PO012 ud Núcleo Magnético Kool Mμ MAGNETICS, Referencia

77197-A7

Núcleo Magnético de los Inductores.

(L1), (L2)

2.00 5.00 10.00

E_PO013 m Conductor Soldable de Cobre Aislado con Resina,

Sección 0.07mm2

Cable para realizar el trenzado que conforma las espiras de los

Inductores de ambas etapas.

277.50 0.05 13.88

E_PO014 ud Transistor MOSFET IRFP4110PBF, N-Canal, 180A,

100V, TO-247AC, 3-Pines

MOSFETs de lado bajo y alto del Cargador.

(Q1), (Q2)

2.00 1.60 3.20

E_PO015 ud Diodo Conmutación MBR30H100CTG, 30A, 100V, TO-

220, 3-Pines Diodo de la rama de precarga del Condensador Intermedio.

(D1)

Diodos de Potencia complementarios a los MOSFETs.

(D2), (D6)

3.00 0.67 2.01

E_PO016 ud Diodo Zener Vishay BZX85C16-TAP 1, 16V, 1.3W,


Diodo rápido de uso general. Protección contra sobretensiones y

protección inversa de los MOSFETs.

(D3), (D5), (D8)

3.00 0.11 0.33

E_PO017 ud Diodo BYV26C-TAP, 1A, 600V, 30ns, SOD-57, 2-Pines,


Diodo de Bootstrap de la etapa Buck.

(D4)

1.00 0.41 0.41


124


E_PO018 ud Diodo Rectificador MBR30100CT, 30A, 100V, TO-

220AB, 3-Pines

Diodo Rectificador del Cargador.

(D7)

1.00 1.62 1.62

E_PO019 ud Transductor de Corriente LEM LA 55-P, Lazo Cerrado

Efecto Hall, Sensado 0→70A, Alimentación 12→15 V Sensado de Corriente de los Inductores.

(U1), (U4)

2.00 24.62 49.24

E_PO020 ud Driver MOSFET de Potencia MCP1407-E/P, No

Inversión, 6A, PDIP, 8-Pines, Alimentación 4.5→18 V Driver para el control del MOSFET de la etapa Boost.

(U2)

1.00 0.91 0.91

E_PO021 ud Driver MOSFET de Potencia IR2125PBF, 3.3A, PDIP,

8-Pines, Alimentación 0→18V

Driver para el control del MOSFET de la etapa Buck.

(U3)

1.00 5.92 5.92

E_PO022 ud Regulador de Tensión Lineal L7805CV, 1.5A, 15V, TO-

220, 3-Pines Regulador de Tensión Lineal del Bloque de Alimentación de +5

VDC.

(U5)

1.00 0.31 0.31

E_PO023 ud Zócalo DIL Winslow, 5A, 2.54mm, Anchura 7.62mm, 8-


Zócalos para los drivers.

2.00 0.57 1.14

E_PO024 ud Conector Faston PCB 6.3x0.8mm, Ø1.3mm

Conector de Potencia de Entrada y Salida del Cargador.

(X1), (X2), (X3), (X4)

4.00 0.31 1.24


Conector del Bloque de Alimentación de +5 VDC.

(X5)


Sensada.

(X7), (X9), (X10), (X12), (X13)


(X8), (X11)

8.00 0.57 4.56


125



Conector del Bloque de Generación de Alimentación de ±15

VDC.

(X6)

1.00 0.96 0.96

E_PO027 ud Hembrillas Vero Technologies 20-313143, Blanco,


(X14), (X15), (X17), (X18)

4.00 0.12 0.48

E_PO028 cm2 Placa de Circuito Impreso a Doble Cara, Etapa de

Potencia 796.50 0.05 39.83

E_PO029 ud Disipador ABL Components 350AB2000B,

200x125x50mm

Disipador Térmico para los MOSFETs, Diodos de potencia y

Diodo rectificador.

1.00 32.67 32.67

TOTAL C_02: ETAPA DE POTENCIA ............................. 190.83

CAPÍTULO C_03: ETAPA DE CONTROL

E_CO001 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 100nF,


(C1), (C2), (C3), (C4), (C5), (C8), (C9), (C14), (C15), (C16),

(C17), (C18), (C19), (C20), (C21), (C22), (C23), (C25), (C26),

(C28), (C29), (C30), (C31), (C32), (C33), (C36), (C37), (C38),

(C39), (C40), (C41), (C43), (C44), (C46), (C47), (C48), (C49),

(C50), (C51)

Condensador del Notch Filter.

(C10), (C11), (C12), (C13)

Condensador del Integrador del Compensador PI_2.

(C35)


VDC.

(C54), (C55)

46.00 0.29 13.34


126


E_CO002 ud Condensador de Película de Poliéster Kemet, 1μF, ±5%,

100Vdc, 63Vac, Orificio Pasante

Condensador del Integrador del Compensador PI_1

(C7)

Condensador de Desacoplo.

(C24), (C27), (C42), (C45)


VDC.

(C56), (C57)

7.00 0.42 2.94

E_CO003 ud Condensador Electrolítico de Aluminio Vishay

515D108M050EK6AE3, 1000μF, ±20%, 50Vdc, EK, Serie

515D


VDC.

(C52), (C53)

2.00 1.13 2.26



(R1), (R5), (R29), (R49), (R53)

5.00 0.05 0.25



(R2), (R52)

2.00 0.04 0.08

E_CO006 ud Resistencia de Película de Metal TE Connectivity,

1.5kΩ, ±1%, 0.6W, Axial, Serie LR1F

(R4), (R46), (R48), (R50), (R66), (R81), (R83)

7.00 0.05 0.35



(R6), (R7), (R8), (R9), (R10), (R12), (R14), (R34), (R35), (R36),

(R37), (R38), (R39), (R40), (R41), (R42), (R54), (R55), (R56),

(R57), (R58), (R69), (R70), (R71), (R72), (R73), (R74), (R75),

(R76), (R77), (R88), (R89), (R94), (R95)

34.00 0.05 1.70



(R15), (R32), (R60), (R62), (R63), (R64), (R79), (R96)

8.00 0.05 0.40


127




(R67), (R86), (R92)

Resistencia del Sensado de Corriente del Inductor del Boost.

(R43)

Resistencia del Sensado de Corriente del Inductor del Buck.

(R78)

5.00 0.05 0.25



(R84), (R90)

2.00 0.04 0.08



(R87), (R93)

2.00 0.06 0.12



(R31)

1.00 0.05 0.05




(R16), (R18), (R20), (R22)

4.00 0.35 1.40




(R17), (R19), (R21), (R23), (R25)

5.00 0.40 2.00




(R27)

1.00 0.89 0.89



(R3), (R30), (R51), (R61), (R85), (R91)

6.00 2.28 13.68


128




(R11), (R13), (R59)

3.00 2.11 6.33



Resistencia Variable para ajustar la Corriente de Carga de la

Batería con valores comprendidos entre 2.510A.

(R65)

1.00 3.40 3.40

E_CO019 ud Diodo Zener Fairchild Semiconductor BZX85C10, 10V,

5%, 1W, Orificio Pasante, DO-41, 2-Pines Diodo rápido para uso general. Implementación del Limitador.

(D1)

1.00 0.06 0.06

E_CO020 ud Rectificador en Puente KBU4D-E4, Monofásico, 4A,

200V, KBU, 4-Pines

Puente de Diodos para rectificación de la señal proveniente del

devanado auxiliar del Transformador para la Generación de la

Alimentación de ±15 VDC.

(D2)

1.00 1.09 1.09

E_CO021 ud Amplificador Operacional MC33078P, Doble, Alta

Velocidad, 16MHz, PDIP, 8-Pines,Alimentación±5→±18V (U1), (U2), (U3), (U4), (U6), (U7), (U8), (U11), (U12), (U13),

(U15), (U16), (U18), (U19)

14.00 0.28 3.92

E_CO022 ud Multiplicador Analógico AD633JNZ, PDIP, 8-Pines

Circuito Integrado encargado de realizar el producto de la

conductancia emulada por la tensión de entrada, generando el

Corriente de Referencia de la etapa Boost.

(U5)

1.00 9.12 9.12

E_CO023 ud Comparador Analógico LM319 FAIRCHILD

SEMICONDUCTOR, Doble, Alta Velocidad, DIP, 8-Pines,

Alimentación 5→15V Comparación de Corriente del Inductor del Boost con los Límites

de Histéresis.

(U9)

Comparación de Corriente del Inductor del Buck con los Límites

de Histéresis.

(U17)

2.00 0.44 0.88


129


E_CO024 ud Circuito Integrado Biestable CD4027BE, Doble, PDIP,

16-Pines, Alimentación 3→18V Báscula encargada de generar las señales de Control para los

drivers de la etapa Boost y Buck.

(U10)

1.00 0.53 0.53

E_CO025 ud Referencia de Tensión LM431AIZ, Ajustable, 100mA,

TO-92, 3-Pines, 2%, Alimentación 2.5→36V Diodo Zener para la regulación del valor de la Corriente de

Carga.

(U14)

1.00 0.06 0.06



Alimentación de +15 VDC.

(U20)

1.00 0.20 0.20



Alimentación de -15 VDC.

(U21)

1.00 0.62 0.62

E_CO028 ud Interruptor de Actuador Deslizante SPDT, On-On, 3A,

Montaje en PCB

Switch para cortocircuitar el condensador del Integrador en el

Compensador PI_1.

(SW1)

1.00 1.04 1.04



Zócalos para los AOs y el Multiplicador Analógico.

15.00 0.57 8.55

E_CO030 ud Zócalo DIL Winslow, 5A, 2.54mm, Anchura 7.62mm,

14-Contactos, Orificio Pasante, Pin de Torneado

Zócalos para los Comparadores.

2.00 0.87 1.74

E_CO031 ud Zócalo DIL Winslow, 5A, 2.54mm, Anchura 7.62mm,

16-Contactos, Orificio Pasante, Pin de Torneado

Zócalo para la Báscula.

1.00 0.94 0.94


130




Sensada.

(X1), (X2), (X3), (X5), (X6)


(X4), (X7)

7.00 0.57 3.99


Conector de Entrada del Bloque de Generación de Alimentación

de ±15 VDC.

(X33)

Conector de Salida del Bloque de Generación de Alimentación

de ±15 VDC.

(X34)

2.00 0.96 1.92

E_CO034 ud Hembrillas Vero Technologies 20-313143, Blanco,


(X8), (X9), (X10), (X11), (X12), (X13), (X14), (X15), (X16), (X17),

(X18), (X19), (X20), (X21), (X22), (X23), (X24), (X25), (X26),

(X27), (X28), (X29), (X30), (X31), (X32), (X35), (X36), (X37)

28.00 0.12 3.36

E_CO035 cm2 Placa de Circuito Impreso a Doble Cara, Etapa de

Control 560.00 0.05 28.00

TOTAL C_03: ETAPA DE CONTROL ............................. 115.54

CAPÍTULO C_04: OTROS

OTR001 ud Tornillo Allen, Acero Inoxidable, Cabezal con Casquillo

Hexagonal, M3x30mm Fijación de MOSFETs y Diodos con Disipador + Fijación de

Disipador con Placa de Potencia.

9.00 0.43 3.87

OTR002 ud Tuerca Hexagonal, Chapado Níquel, Plano Latón

Medio, M3

Fijación de Tornillos Allen y Separadores roscados.

13.00 0.05 0.65

OTR003 ud Arandela plana, Chapado en Níquel, Plano Latón, M3

Dar soporte y estabilidad a la Placa de Potencia

16.00 0.02 0.32


131


OTR004 ud Separador RS Pro, Latón, Redondo, M3x6mm

Dar estabilidad a la Placa de Potencia.

4.00 0.14 0.56

OTR005 ud Aislante de Tornillo RS Pro, Nylon, M3x6mm Aislar eléctricamente los Diodos del Disipador.

3.00 0.09 0.27

OTR006 ud Separador Roscado RS Pro, Hexagonal,

Macho/Hembra, 10mm, M3xM3 Dar soporte y estabilidad a la Placa de Control.

4.00 0.19 0.76

OTR007 cm2 Lámina Aislamiento Térmico

Aislante entre Encapsulado de MOSFETs+Diodos y Disipador.

37.50 0.04 1.50

OTR008 cm2 Cinta Aislamiento Eléctrico

Aislante entre Inductores y Placa de Potencia.

58.25 0.01 0.58

OTR009 ud Resistencia de Potencia Arcol, 1Ω, ±5%, 150W, Carcasa

de Aluminio, Axial, Bobinado Carga Resistiva para Pruebas Experimentales.

2.00 14.61 29.22


1000V, 1.4A Cable para conexiones entre Placas

8.50 0.10 0.85

TOTAL C_04: OTROS ............................. 38.58

CAPÍTULO C_05: MANO DE OBRA

RH001 h Técnico de Investigación Grupo II Diseño, Montaje y Análisis del Prototipo Experimental.

250.00 20.00 5000.00

TOTAL C_05: MANO DE OBRA ............................. 5000.00


132

4.3. RESUMEN DEL PRESUPUESTO

Capítulo Resumen Importe %

C_01 BLOQUE TRANSFORMACIÓN Y RECTIFICACIÓN. 47.32 0.88

C_02 ETAPA DE POTENCIA..................................................... 190.83 3.54

C_03 ETAPA DE CONTROL...................................................... 115.54 2.14

C_04 OTROS................................................................................ 38.58 0.72

C_05 MANO DE OBRA.............................................................. 5000.00 92.72

TOTAL EJECUCIÓN MATERIAL 5392.27

13,00% Gastos Generales............. 700.99

6,00% Beneficio Industrial............ 323.54

SUMA DE G.G. y B.I. 1024,53

21,00% I.V.A.................................. 1347.53 1347.53

TOTAL PRESUPUESTO CONTRATA

TOTAL PRESUPUESTO GENERAL 7764.33

Sube el Presupuesto General a la cantidad de:

SIETE MIL SETECIENTOS SESENTA Y CUATRO EUROS con TRENTA Y TRES CÉNTIMOS

5. PLIEGO DE CONDICIONES





Septiembre 2016

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para una Estación Meteorológica. Pliego de Condiciones

133

Índice del Pliego de Condiciones

5.1. CONDICIONES ADMINISTRATIVAS ........................................................... 134

5.1.1. Condiciones Generales ............................................................................. 134

5.1.2. Normas, Permisos y Certificaciones ........................................................ 134

5.1.3. Descripción General del Montaje ............................................................ 134

5.2. CONDICIONES ECONÓMICAS ..................................................................... 135

5.2.1. Precios ...................................................................................................... 135

5.2.2. Responsabilidades .................................................................................... 135

5.3. CONDICIONES FACULTATIVAS .................................................................. 135

5.3.1. Personal .................................................................................................... 135

5.3.2. Reconocimiento y Ensayos Previos ......................................................... 136

5.3.3. Materiales ................................................................................................. 136

5.3.3.1. Conductores Eléctricos ..................................................................... 136

5.3.3.2. Resistencias ....................................................................................... 137

5.3.3.3. Condensadores .................................................................................. 137

5.3.3.4. Inductores .......................................................................................... 138

5.3.3.5. Circuitos Integrados y Semiconductores ........................................... 138

5.3.3.6. Zócalos .............................................................................................. 138

5.3.3.7. Placas de Circuito Impreso ............................................................... 139

5.3.3.8. Interconexión de las Placas de Circuito Impreso ............................. 139

5.3.4. Condiciones de Ejecución ........................................................................ 139

5.3.4.1. Encargo y Compra de Material ......................................................... 139

5.3.4.2. Construcción de Inductores ............................................................... 139

5.3.4.3. Fabricación de Placas de Circuito Impreso ..................................... 139

5.3.4.4. Soldadura de Componentes ............................................................... 139

5.3.4.5. Ensayos, Verificaciones y Medidas ................................................... 140

5.3.5. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión .......................................... 140

5.4. CONCLUSIONES ............................................................................................... 140


134

5.1. CONDICIONES ADMINISTRATIVAS

5.1.1. Condiciones Generales

El presente Documento Básico tiene como objetivo definir el estudio de

convertidores conmutados con las leyes de control implementadas, a futuros

investigadores que continúen trabajando a través del prototipo construido u otros que se

deriven.

Los convertidores implementados son circuitos que se encuentran en fase de desarrollo.

Estos convertidores se elaboran para confirmar de forma experimental los estudios

teóricos y las simulaciones por ordenador, pero no están preparados para trabajar a un

nivel industrial. No obstante, se prevé que circuitos derivados pudieran tener una

aplicación industrial, adaptando y mejorando los circuitos en diferentes aspectos como

protecciones, interferencias, etc.

El Cargador está compuesto por una primera placa donde se monta la etapa PFC (Boost)

y la etapa reductora (Buck) y, una segunda placa donde se realiza el control analógico de

ambas etapas y se genera la alimentación de . Dichas placas se conectan a partir

de terminales de conexión.

En caso de modificaciones o mal uso del aplicativo informático o prototipo diseñado, el

técnico realizador de proyecto no se hace cargo de daños personales y materiales, así

como el mal funcionamiento y averías, tanto en el convertidor como en las fuentes

conectadas a éste.

5.1.2. Normas, Permisos y Certificaciones

Todas las unidades de obra se ejecutan cumpliendo las prescripciones indicadas

en los Reglamentos de Seguridad y Normas Técnicas de obligado cumplimiento para

este tipo de instalación.

Todos los aparatos e instrumentos usados deben de estar homologados. Además, los

instrumentos de medida poseerán sus correspondientes certificados de calibración.

5.1.3. Descripción General del Montaje

En la construcción del prototipo se definen una serie de pasos a seguir con

riguroso orden, donde no se iniciará uno nuevo hasta la finalización del anterior.

i- Pedido y compra del material y componentes.

ii- Construcción de los inductores.

iii- Fabricaciones de las placas de circuito impreso.

iv- Taladrado de agujeros de sujeción de disipadores

v- Colocación y soldadura de los componentes sobre las placas.

vi- Colocación de separadores y disipadores.


135

vii- Verificación y ajuste de las placas por separado.

viii- Interconexión de los módulos.

ix- Verificación y ajustes de los módulos interconectados.

x- Mantenimiento de los equipos.

5.2. CONDICIONES ECONÓMICAS

5.2.1. Precios

El importe calculado en el Apartado “4.3. Resumen del Presupuesto” del

Documento Básico Presupuesto puede sufrir cambios debidos a variaciones de precios

de los componentes utilizados. Dicho precio comprende la ejecución total de un

prototipo, incluyendo todos los trabajos complementarios y materiales, así como la parte

proporcional de imposición fiscal, las cargas laborales y otros gastos que se deriven.

El presupuesto no incluye los gastos de tipo energético ocasionados por el proceso de

instalación ni por el uso del prototipo.

5.2.2. Responsabilidades

El coste que pueda ocasionarse del incumplimiento de las especificaciones

expuestas en el presente Documento Básico a consecuencia de la manipulación de los

circuitos construidos, recae sobre el instalador o usuario.

El instalador o usuario es el único responsable de todas las acciones, en contra de lo

acordado, que él o las personas que estén bajo su cargo cometan durante la ejecución de

las operaciones relacionadas con las mismas. También es responsable de los accidentes

o daños que, por errores, inexperiencia o aplicación de métodos inadecuados se

produzcan a terceros.

El instalador o usuario es el único responsable del incumplimiento de las disposiciones

vigentes en material laboral respecto a su personal y por lo tanto, los accidentes que

puedan suceder y de los derechos que puedan derivarse de ellos.

En el caso de que se implemente la totalidad o una parte del contenido del proyecto para

la elaboración de circuitos para uso industrial, la persona responsable de la ejecución

(Contratista) tendrá la obligación de hacerse cargo de todos los gastos originados por el

trabajo mal ejecutado, sin que sirva de excusa que el Técnico Director haya examinado

y aprobado las pruebas.

5.3. CONDICIONES FACULTATIVAS

5.3.1. Personal

Todas las acciones que se desarrollen serán ejecutadas por personal cualificado

con conocimientos en el ámbito de la Electrónica de Potencia. También será necesaria


136

experiencia en software de simulación de circuitos electrónicos, diseño de placas de

circuito impreso y el uso de aparatos e instrumentos de medida.

El personal se someterá a las normas y reglas previstas por la comunidad autónoma,

país u organismos internacionales sobre estas tareas. El técnico realizador de proyecto,

así como el personal investigador, no se hacen responsables de los desperfectos

provocados por su incumplimiento.

El Contratista dispondrá en la obra del número y clase de operarios que requiera por

volumen y naturaleza de los trabajos que se realicen, los cuales serán de reconocida

aptitud y experiencia en oficio. El Contratista estará obligado a separar de la obra aquel

personal que a juicio del Director Técnico no cumpla con sus obligaciones o realice el

trabajo defectuosamente (por falta de conocimientos o bien por obrar inadecuadamente).

5.3.2. Reconocimientos y Ensayos Previos

Cuando el Director Técnico lo considere oportuno, podrá encargar el análisis,

ensayo o comprobación de los materiales, elementos o instalaciones, ya sea en la fábrica

de origen, laboratorios oficiales o en la misma obra, según crea más conveniente,

aunque este no esté indicado en el presente Pliego de Condiciones. En caso de

discrepancia, los ensayos o pruebas se efectuarán en el laboratorio que el Director

Técnico designe. Los gastos ocasionados por estas pruebas y comprobaciones irán a

cuenta del Contratista.

Anterior a la alimentación del prototipo, serán necesario unos reconocimientos previos

de las placas de circuito impreso que incluirán: verificación de conexiones y

comprobación del buen estado de todos los componentes. Una vez alimentado se

comprobará el funcionamiento de todos los elementos, sustituyéndose los elementos

defectuosos, en caso de existir.

5.3.3. Materiales

Todos los materiales cumplirán las especificaciones y se adecuarán a las

características indicadas en el proyecto, garantizando la calidad pretendida,

especialmente los elementos de precisión. Asimismo, en caso de no encontrarse en el

mercado alguno de los productos, ya sea por indisponibilidad momentánea o

permanente, el operario encargado del montaje deberá de estar capacitado para

sustituirlo por uno de características similares.

Cualquier otra especificación o característica de los materiales que figure sólo en uno de

los Documentos Básicos del proyecto, será obligatoria.

5.3.3.1. Conductores Eléctricos

Los conductores de señal estarán formados por cables de cobre, donde la sección

transversal del conductor será de dado que no se trabaja con potencias

elevadas. Para evitar pérdidas en los cables, se recomienda disminuir todo lo posible su

longitud e incluso utilizar conductores con una sección ligeramente superior.


137

5.3.3.2. Resistencias

Una resistencia no presenta un valor exacto y es necesario establecer los extremos

máximos y mínimos entre los cuales está comprendido. La tolerancia marca el intervalo

de valores admisibles y se expresa normalmente en tanto por ciento del valor exacto.

Para obtener los extremos se multiplica el valor nominal de la resistencia por su

tolerancia, posteriormente se suma o resta este resultado al valor nominal para conocer

el valor máximo y mínimo del componente.

En el proyecto se emplean dos tipos de resistencias: de potencia y de uso general. Las

de potencia son las que presentan dimensiones mayores, recubrimiento metálico que

facilita la disipación del calor y son las únicas que pueden soportar potencias del orden

de centenas de vatios. Las de uso general engloban el resto de resistores presentando

diversos encapsulados según su ámbito de aplicación. En el presente proyecto se

emplean resistencias through-hole, generalmente, de de película de metal y

tolerancia del 1%. También se recurre al uso de resistencias de alta precisión through-

hole de de película de metal y tolerancia del 0.1% para la consecución del Notch

Filter. Como excepción, destacar la resistencia through-hole de de película de

metal y tolerancia del 5% que impide que la etapa Boost pueda trabajar sin carga

(ubicada en el nodo intermedio del Cargador), así como la resistencia de película gruesa

con encapsulado TO-220 que constituye la rama de precarga del Condensador

Intermedio.

Según el valor óhmico y la tolerancia, se establecen de forma estándar una serie de

valores con los que se consigue toda una gama de resistencias. Estos valores se

muestran en la siguiente tabla, cuyo conjunto total de valores se obtiene multiplicando

por , , , , y :

Tolerancia Valores Estandarizados

1% 1.0/1.1/1.2/1.21/1.24/1.3/1.4/1.5/1.69/1.8/1.82/2.0/2.2/2.4/2.7/3.0/3.3/3.6/3.9/4.3

/4.7/5.1/5.6/6.2/6.8/7.5/8.2/9.1

5% 1.0/1.2/1.3/1.5/1.6/1.8/2.0/2.2/2.4/2.7/3.0/3.6/4.3/4.7/5.1/5.2/5.6/6.8/7.5/8.2/9.8

Para evitar la utilización de un número elevado de ceros en la designación del valor de

una resistencia, se utilizan múltiples del ohmio. Los más usados comercialmente son:

kiloOhmio ( ): =

megaOhmio ( ): =

5.3.3.3. Condensadores

La unidad de medida de la capacidad de los condensadores es el Faradio, sin

embargo, como la unidad es excesivamente grande, en la práctica se utilizan otras

unidades fraccionarias de la anterior. Las más utilizadas comercialmente son:


138

microFaradio ( ): =

nanoFaradio ( ): =

picoFaradio ( ): =

Los condensadores tienen una tolerancia que acostumbra a ser del 5, 10 o 20%, aunque

en los electrolíticos puede alcanzar valores del 50%. En este proyecto se han utilizado:

- Condensadores electrolíticos de alta capacidad para los filtros de potencia.

- Condensadores de poliéster y cerámicos through-hole para el desacoplo en las

alimentaciones, Notch Filter, condensador Bootstrap, el filtro de entrada de la Etapa de

Potencia, entre otros.

5.3.3.4. Inductores

Los inductores son componentes pasivos formados por un núcleo magnético y un

hilo de cobre esmaltado a su alrededor formando espiras, las cuales generan un flujo

magnético que mayoritariamente circula por el núcleo. La magnitud física relacionada

es la inductancia, la cual se expresa en henrios ( ), aunque en la práctica se utilizan

unidades fraccionarias de la anterior. Los más usados comercialmente son:

miliHenrio ( ): =

microHenrio ( ): =

Los inductores son los componentes con menos exactitud, pues en este proyecto están

fabricados por el autor. Asimismo, existen aparatos de medida de inductancias que

permiten obtener buenas aproximaciones.

5.3.3.5. Circuitos Integrados y Semiconductores

Los circuitos integrados se deben de alimentar adecuadamente teniendo en cuenta

las hojas de características de los mismos. Tanto los circuitos integrados como los

semiconductores nunca se expondrán a valores de tensión y/o corriente superiores a los

indicados en el respectivo datasheet.

Otro aspecto a tener en cuenta serán los daños que se pueden producir en estos

elementos a causa de la electricidad estática. Para reducir la posibilidad de este efecto

será necesaria la utilización de guantes de látex en su manipulación. De esta forma se

evita cualquier descarga no deseada a los circuitos integrados (los más sensibles a este

tipo de descargas).

5.3.3.6. Zócalos

Todos los circuitos integrados que aparecen dispondrán de un zócalo para su

unión con la placa de circuito impreso. Estos zócalos serán de tipo Dual in Line,

formados por contactos internos o pads de estaño sobre una base de bronce-fosforo. Los

zócalos están amoldados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio.

El uso de zócalos para la inserción de circuitos integrados reduce el tiempo de

sustitución para otro circuito integrado y además evita el calentamiento de los pads de


139

los integrados en el proceso de soldadura, que podría producir un deterioro o la

destrucción del dispositivo.

5.3.3.7. Placas de Circuito Impreso

Las placas de circuito impreso que se necesiten construir se elaborarán a partir de

una lámina de cobre fresada. Las placas se fabricarán a doble cara.

5.3.3.8. Interconexión de las Placas de Circuito Impreso

Todas las placas dispondrán de sus conexiones pertinentes para unir las diferentes

placas de Control y Potencia con la Alimentación, la salida del Cargador con la carga y

la interconexión entre dichas placas.

Las conexiones de potencia se realizarán mediante conectores Faston PCB y las de

control mediante conectores de 2 y 3 cabezales según convenga.

5.3.4. Condiciones de Ejecución

En el presente apartado se describirán los procesos a realizar en la fabricación del

prototipo.

5.3.4.1. Encargo y Compra de Material

La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios tendrá que

realizarse con suficiente antelación de forma que estén disponibles en el momento de

iniciar el montaje de las placas de circuito impreso.

5.3.4.2. Construcción de Inductores

Para la construcción de los inductores se utilizará hilo de cobre esmaltado de

de sección, siendo necesario el cálculo del número de hilos necesarios para

conseguir la sección deseada en cada inductor. Estos hilos de trenzarán y se enrollarán

alrededor de un núcleo toriodal pluvimetalúrgico hasta alcanzar la inductancia

requerida.

Mediante un soldador con punta plana y un baño de estaño, se fundirá el esmalte

aislante de los extremos del hilo de cobre para su correcta conexión con la placa.

5.3.4.3. Fabricación de Placas de Circuito Impreso

Para realizar las placas de circuito impreso se utiliza una máquina de control

numérico que va fresando las capas de cobre de la placa, delimitando las pistas y

realizando los agujeros pertinentes conforme el fichero .MAX del layout cargado.

5.3.4.4. Soldadura de Componentes

La soldadura se realiza mediante la fusión de estaño, debido a que es la más

sencilla, rápida, segura y ofrece la menor resistencia de contacto.

El proceso de soldadura consiste en unir dos conductores (hilos o terminales de los

componentes) de forma que mediante el añadido de un tercer material conductor


140

fundido se crea un compuesto intermetálico entre los tres conductores, que al enfriarse

se forma una unión rígida permanente.

Tanto los materiales a soldar como las herramientas de soldadura deben de cumplir unos

requisitos de limpieza, dado que la presencia de óxidos o cualquier otro tipo de

suciedad, impedirían que la soldadura sea de la calidad necesaria para mantenerse sin

ningún tipo de degradación en el tiempo.

5.3.4.5. Ensayos, Verificaciones y Medidas

Antes de alimentar los módulos se verificará la continuidad de todas las

conexiones internas. A la hora de alimentarlos, se comprobará que todas las tensiones

sean las adecuadas para cada módulo.

Se recomienda que se verifiquen las formas de onda obtenidas en los diferentes puntos

del circuito mediante un osciloscopio de alta sensibilidad.

El posible funcionamiento inadecuado del equipo puede ser debido a diversas causas

que pueden resumirse en los puntos siguientes:

i- Conexiones defectuosas.

ii- Componentes defectuosos.

5.3.5. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión

Todos los aspectos técnicos de la instalación que directa o indirectamente estén

incluidos en el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión (REBT), deberán de cumplir

lo que dispongan las respectivas normas.

5.4. CONCLUSIONES

Las partes interesadas manifiestan que conocen los términos del presente Pliego

de Condiciones y del Proyecto Técnico adjunto, y están acordes a lo que en éste se

manifiesta.

A. ANEXO





Septiembre 2016

Diseño y Realización de un Cargador de Baterías para una Estación Meteorológica. Anexo

141

Índice del Anexo

A.1. BATERÍAS .......................................................................................................... 142

A.1.1. Baterías de Plomo-Ácido ......................................................................... 142

A.1.2. Baterías basadas en Níquel ..................................................................... 144

A.1.2.1. Níquel-Hierro (NiFe) ........................................................................ 144

A.1.2.2. Níquel-Cadmio (NiCd) ...................................................................... 145

A.1.2.3. Níquel-Hidrógeno (NiH2) .................................................................. 145

A.1.2.4. Níquel-Hidruro Metálico (NiMH) ..................................................... 145

A.1.2.5. Níquel-Zinc (NiZn) ............................................................................ 145

A.1.3. Baterías de Ión de Litio ........................................................................... 146

A.1.3.1. Baterías de Oxido de Cobalto-Litio (LiCoO2) .................................. 147

A.1.3.2. Baterías de Óxido de Manganeso-Litio (LiMn2O4) .......................... 147

A.1.3.3. Batería de Fosfato de Hierro-Litio (LiFePO4) ................................. 147

A.1.3.4. Baterías de LiNiCoAlO2 .................................................................... 148

A.1.3.5. Baterías de Titanato-Litio (Li4Ti5O12) .............................................. 148


142

A.1. BATERÍAS

Se denomina batería o acumulador al dispositivo formado por una o más celdas

electroquímicas capaces de convertir la energía química almacenada en electricidad.

Cada celda consta de un electrodo positivo (ánodo), un electrodo negativo (cátodo) y

electrolitos que permiten que los iones se muevan entre los electrodos, facilitando que la

corriente fluya entre ellos.

Según [A1], las celdas electroquímicas se identifican como primarias o secundarias,

dependiendo de su capacidad de ser eléctricamente recargada:

i) Las celdas primarias transforman la energía química en energía eléctrica de manera

irreversible. Esto implica que de agotarse la cantidad inicial de reactivos presentes en la

celda, la energía no puede ser fácilmente restaurada por medios eléctricos.

ii) Las celdas secundarias pueden ser recargadas, es decir, pueden revertir sus

reacciones químicas mediante el suministro de energía eléctrica a la celda, hasta el

restablecimiento de su composición original.

Además, se utilizan otras clasificaciones para identificar estructuras o diseños

particulares:

iii) Las baterías de reserva son un tipo de batería primaria donde uno de sus

componentes (usualmente el electrolito) se halla separado del resto de la batería antes de

su activación. Con esta condición de diseño, se consigue eliminar la deterioración

química y la auto-descarga.

iv) La pila de combustible es un dispositivo electroquímico en el cual un flujo continuo

de combustible y oxidante sufren una reacción química controlada, que permite

suministrar directamente corriente eléctrica a un circuito externo. Este tipo de batería

presenta, como principal ventaja, un proceso electroquímico de mínimo impacto

ambiental.

Debido a las características de la instalación que se pretende proyectar, la presente

apartado se centra en el estudio de las baterías secundarias (proceso de carga y descarga

de forma reversible). La construcción de este tipo de baterías implica la aparición de

efectos negativos a causa de la acción química, como pueden ser alteraciones de los

componentes que constituyen las celdas, disminución de la vida útil o pérdida de

energía de la batería. Estos requerimientos limitan el nombre de materiales que pueden

ser utilizados de forma satisfactoria para la consecución de un dispositivo eficiente.

Seguidamente, se describen los diferentes tipos de baterías secundarias consideradas

aptas para el sistema, donde se contemplan sus principales características.

A.1.1. Baterías de Plomo-Ácido

Las baterías de Plomo-Ácido han sido y son el tipo más utilizado hasta la

actualidad. Este hecho se debe principalmente a que se trata de una tecnología

contrastada, de bajo coste y de rápida disponibilidad en el mercado (cantidad, tamaño y


143

diseño). Por tanto, se puede afirmar que se trata de la batería comercialmente más

exitosa.

Las celdas de este tipo de baterías presentan un voltaje elevado (en comparación con

otro tipo de baterías recargables). Además, muestran un comportamiento

moderadamente bueno a altas y bajas temperaturas.

Sin embargo, disponen de unos valores de energía específica y de potencia específica

bajos, su ciclo de vida es relativamente corto y requieren de un mantenimiento elevado.

En materia de seguridad y amenazas medioambientales, a pesar de que las baterías están

constituidas por componentes fácilmente reciclables, deben ser depositadas en

contenedores especiales para ser recicladas adecuadamente, debido a la toxicidad que

presenta su contenido de plomo.

Las baterías Plomo-Ácido pueden ser divididas en dos grupos:

i) De electrolito inundado o ventiladas (VLA, Vented Lead-Acid). En este tipo de

baterías los electrodos se encuentran sumergidos en exceso de electrolito líquido. Es el

tipo convencional y el que continúa formando el grueso del mercado. Puede ser

desglosado en tres categorías:

- Arranque, iluminación y encendido (SLI, Starting, Lighting and Ignition

Batteries). Frecuentes en el mundo de la automoción. Económicas, proveen un

buen nivel de corriente a bajo coste. Presentan un ciclo de vida corto.

- De tracción, o también conocidas de ciclo profundo. Adecuadas para

aplicaciones donde tienen lugar descargas profundas.

- Estacionarias. Generalmente se utilizan para suministrar energía en

operaciones de control, así como proveer de energía de emergencia en

subestaciones y sistemas de telecomunicaciones. Larga vida útil y bajo

mantenimiento.

ii) Con válvula regulada (VRLA, Valve Regulated Lead-Acid). Reciben el nombre por

su diseño. Toda batería de Plomo-Ácido durante su normal funcionamiento genera

gases, y de ser abundantes, originan presión en su interior, por tanto, no es apropiado su

completo sellado. Las baterías VRLA llevan unos tapones que hermetizan cada celda,

donde en caso de excesiva gasificación, se abren liberando la presión interna.

Este tipo de baterías también son conocidas como baterías "secas" debido a que

internamente, el electrolito no se encuentra en estado líquido. Se presentan en dos

subgrupos mayoritarios:

- En las baterías de GEL se agrega al electrolito un compuesto de silicona,

provocando que el líquido se vuelva una masa sólida como gelatina.

- En las baterías AGM (Absorbed Glass Mat) se recurre al uso de fibra de

vidrio con gran capacidad de absorción para "separar" las placas positivas de las

negativas. Mediante las baterías AGM se pueden conseguir todas las ventajas de


144

las baterías de GEL sin adquirir ninguna desventaja. La batería AGM VRLA

ofrece un alto rendimiento, con una relación calidad-precio muy buena.

A continuación, se presentan los valores típicos de los distintos tipos de celda de Plomo-

Ácido considerados:

VLA VRLA

SLI Tracción Estacionarias Selladas

Química:

Ánodo Pb Pb Pb Pb

Cátodo PbO2 PbO2 PbO2 PbO2

Electrolito H2SO4 H2SO4 H2SO4 H2SO4

Voltaje de celda:

Nominal (VDC) 2.0 2.0 2.0 2.0

En circuito abierto(VDC) 2.1 2.1 2.1 2.1

Final de la carga (VDC) 2.0÷1.8 2.0÷1.8 2.0-1.8 2.0÷1.8

Final de la descarga (VDC) 1.75 1.75 1.75 1.75

Temperatura de trabajo (ºC) -40÷55 -20÷40 -10÷40 -40÷60

Energía específica a 20º (Wh/kg) 35 25 10÷20 30

Densidad de energía a 20º (Wh/L) 70 80 50÷70 90

Tasa de Auto-descarga

(a 20ºC en % de perdida al mes) 20÷30 4÷6 -- 4÷8

Expectativa de vida (años) 3÷6 6 18÷25 2÷8

Expectativa de vida (ciclos) 200÷700 1500 -- 250÷500

Tabla A1. Características de las celdas de las baterías de Plomo-Ácido[A1].

A.1.2. Baterías basadas en Níquel

Otros tipos de baterías convencionales secundarias usan una solución alcalina

(KOH o NaOH) como electrolito. Dentro de las baterías alcalinas secundarias, se

encuentra la tecnología basada en el níquel, que generalmente, destaca por su

durabilidad en comparación con otras tecnologías conocidas. Seguidamente, se

presentan los tipos más comunes en la actualidad.

A.1.2.1. Níquel-Hierro (NiFe)

Fueron diseñadas para sustituir a las baterías de Plomo-Ácido, aunque finalmente

otros tipos de baterías recargables han desplazado a la batería de Níquel-Hierro en la

mayoría de las aplicaciones. Principalmente, este hecho se debe a su alta variabilidad

con la temperatura, baja energía específica, pobre retención de carga y el alto coste de

producción.


145

Pese a lo anterior, se trata de una batería muy robusta que presenta una extrema

durabilidad y una correcta tolerancia al abuso físico y operacional (en condiciones de

sobrecarga, descarga profunda y cortocircuitos).

A.1.2.2. Níquel-Cadmio (NiCd)

La batería de Níquel-Cadmio es una batería de uso mayoritariamente industrial,

aunque cada vez menos utilizadas, en favor de las baterías de NiMH, a consecuencia de

su efecto memoria y el uso del cadmio (elemento muy contaminante).

Sin embargo, posee una correcta tolerancia al abuso físico (en menor medida que las

baterías de NiFe), presentan una buena densidad de energía y excelente capacidad de

suministro de potencia. Además, se trata de una tecnología relativamente económica.

A.1.2.3. Níquel-Hidrógeno (NiH2)

De uso prácticamente exclusivo en aplicaciones aeroespaciales. Presentan un ciclo

de vida extremadamente largo, sin necesidad de mantenimiento. Por tanto, se trata de

una batería de alta fiabilidad, lo que se traduce en un elevado coste.

A.1.2.4. Níquel-Hidruro Metálico (NiMH)

Similar en prestaciones a las baterías de Níquel-Cadmio. En este tipo de batería el

cátodo está constituido por una aleación de hidruro metálico, sustituyéndose de este

modo el cadmio. Asimismo, posee una mayor capacidad de carga y un menor efecto

memoria.

Como desventajas, muestran una menor tolerancia al abuso y una mayor tasa de auto-

descarga, que su equivalente en NiCd. No obstante, se desarrolló una variante de baja

auto-descarga (LSD-NiMH). Destaca también como aspecto negativo, la dificultad de

fabricación.

A.1.2.5. Níquel-Zinc (NiZn)

Se considera la tecnología menos madura de las baterías de electrodo de níquel.

Como principal ventaja se puede destacar una densidad de energía ligeramente mayor

que su equivalente en NiCd, además de una reducción en su coste, que sin embargo

continua siendo elevado en relación al equivalente en Plomo-Ácido. Como principal

limitación, presentan un ciclo de vida pobre.

Seguidamente, se presentan los valores típicos de los distintos tipos de celda basadas en

la tecnología de níquel estudiados:

https://es.wikipedia.org/wiki/Bater%C3%ADa_el%C3%A9ctrica

https://es.wikipedia.org/wiki/Contaminaci%C3%B3n


146

NiCd

Ventilada

“Pocket

Plate”

Ventilada

“Sintered

Plate”

Sellada NiFe NiZn NiH2 NiMH

Química:

Ánodo Cd Cd Cd Fe Zn H2 MH

Cátodo NiOOH NiOOH NiOOH NiOOH NiOOH NiOOH NiOOH

Electrolito KOH KOH KOH KOH KOH KOH KOH

Voltaje de celda:

Nominal (VDC) 1.20 1.20 1.20 1.20 1.65 1.40 1.20

En circuito abierto(VDC) 1.29 1.29 1.29 1.37 1.73 1.32 1,40

Final de la carga (VDC) 1.25÷1 1.25÷1 1.25÷1 1.25÷1 1.6÷1.4 1.3÷1.15 1.25÷1.1

Final de la descarga (VDC) 1.00 1.00 1.00 1.00 1.20 1.00 1.00

Temperatura de trabajo (ºC) -20÷45 -40÷50 -40÷45 -10÷45 -10÷50 0÷50 -20÷50

Energía específica a 20º (Wh/kg) 20 30÷37 35 30 50÷60 64 75

Densidad de energía a 20º (Wh/L) 40 58÷96 100 55 80÷120 105 240

Tasa de auto-descarga

(a 20ºC en % de perdida al mes) 5 10 15÷20 20÷40 <20 Muy alta 15÷25

Expectativa de vida (años) 8÷25 3÷10 2÷5 8÷25 -- -- 2÷5

Expectativa de vida (ciclos) 500÷

2000

500÷

2000

300÷

700

2000÷

4000 500

1500÷

6000

300÷

600

Tabla A2. Características de las celdas de las baterías basadas en tecnología de Níquel[A1].

A.1.3. Baterías de Ión de Litio

Las baterías de Litio emplean una sal de litio que consigue los iones necesarios

para la reacción electroquímica reversible entre el cátodo y el ánodo.

Por lo general, las baterías de Li-Ion destacan por las características físicas de sus

componentes, que permiten diseñar acumuladores ligeros, de pequeño tamaño y

variadas formas. Además, distinguir su elevada capacidad energética y el escaso efecto

memoria que sufren.

Sin embargo, su rápida degradación y sensibilidad a elevadas temperaturas, requieren en

su configuración la inclusión de elementos adicionales, resultando en un coste superior.

Hay que tener en cuenta que existen en el mercado numerosas combinaciones de Litio,

lo que puede llevar a baterías que presentan diferentes características. Destacan:


147

A.1.3.1. Baterías de Oxido de Cobalto-Litio (LiCoO2)

Su elevada energía específica convierte este

tipo de batería en la más utilizada. La batería está

constituida por un cátodo de óxido de cobalto y un

ánodo de carbón (grafito). El principal

inconveniente de las baterías de Li-Cobalto es su

ciclo de vida (relativamente corto), baja

estabilidad térmica y capacidad de carga limitada.

Figura A1. Gráfico de características de las

LiCoO2[A2]

A.1.3.2. Baterías de Óxido de Manganeso-Litio (LiMn2O4)

Estas baterías utilizan óxido de manganeso

como material para el cátodo. Esta arquitectura

mejora el flujo de iones en el electrodo, que se

traduce en una menor resistencia interna. De este

hecho se desprende una mayor estabilidad térmica

y seguridad, pero una limitación del ciclo de vida.

Destacar que, a consecuencia de una baja

resistencia interna, es posible una rápida carga y

una descarga a elevada corriente. Este tipo de

baterías se mezclan con óxido de litio, níquel,

manganeso y cobalto (NMC) para mejorar la

energía específica y prolongar la duración de su

ciclo de vida.


LiMn2O4[A2]

A.1.3.3. Batería de Fosfato de Hierro-Litio (LiFePO4)

Las baterías de Li-Fosfato ofrecen un buen

rendimiento electroquímico con una baja

resistencia interna. Estas baterías presentan un

largo ciclo de vida, además de una buena

estabilidad térmica, seguridad y tolerancia al

abuso.

Destacar que las bajas temperaturas reducen su

rendimiento y una temperatura de almacenamiento

elevada acorta su vida de servicio. Además,

presentan una mayor auto-descarga que otras

baterías de Li-Ion.


LiFePO4[A2]


148

A.1.3.4. Baterías de LiNiCoAlO2

Ofrecen una elevada energía específica y una

correcta potencia especifica durante su prolongado

ciclo de vida. Por contra, la seguridad y el coste.


LiNiCoAlO2[A2]

A.1.3.5. Baterías de Titanato-Litio (Li4Ti5O12)

Las baterías Li-Titanato pueden ser cargadas

rápidamente y proporcionan una alta corriente de

descarga (incluso a bajas temperaturas)

proporcionando gran seguridad. Su ciclo de vida

es mayor que otras baterías de Li-Ion estudiadas.

Sin embargo, la batería es costosa y la energía

específica baja.


Li4Ti5O12[A2]

A continuación, se presentan los valores típicos de los distintos tipos de celda basadas

en tecnología de litio:

LiCoO2 LiMn2O4 NMC LiFePO4 LiNiCoAlO2 Li4Ti5O12

Química

Ánodo C (grafito) C (grafito) C (grafito) C (grafito) C (grafito) Li4Ti5O12

Cátodo LiCoO2 LiMn2O4 LiNiMnCoO2 LiFePO4 LiNiCoAlO2 C (grafito)

Voltaje de celda

Nominal (VDC) 3.60 3.70 3.60 3.20 3.60 2.40

Operación (VDC) 3.0÷4.2 3.0÷4.2 3.0÷4.2 2.5÷3.65 3.0÷4.2 1.8÷2.85

Final de la carga (VDC) 4.20V 4.20V 4.20V 3.65V 4.20V 2.85V

Final de la descarga (VDC) 2.50V 2.50V 2.50 V 2.50V 3.00V 1.80V

Energía específica a 20º (Wh/kg) 150÷200 100÷150 150÷220 90÷120 200÷260 70÷80

Expectativa de vida (ciclos) 500÷1000 300÷700 1000÷2000 1000÷2000 500 3000÷7000

Tabla A3. Características de las celdas de las baterías basadas en tecnología de Litio[A2].

DISEÑO Y REALIZACIÓN DE UN CARGADOR DE ATERÍAS PARA LA ALIMENTACIÓN DE...

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