DISEfíQ DE UN RADIO ENLACE DIGITA ENTRL E...
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DISEfíQ DE UN RADIO ENLACE DIGITAL ENTRE LAB CENTRALE TELEFÓNICAS MONJAS Y QUITO CENTRO. Tesis de arado previa a la obtención del titulo de Ingeniero en Electró- nica y Telecomunicaciones de la Es- cuela Politécnica Nacional - Rene Humberto Verdugo Flores Quito, Noviembre de 19Q6,
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DISEfíQ DE UN RADIO ENLACE DIGITAL ENTRE LAB CENTRALESTELEFÓNICAS MONJAS Y QUITO CENTRO.
Tesis de arado previa a la obtencióndel titulo de Ingeniero en Electró-nica y Telecomunicaciones de la Es-cuela Politécnica Nacional -
Rene Humberto Verdugo Flores
Quito, Noviembre de 19Q6,
Certifica que asta tesis hasido elab arada en su tota~lidad par el señar Rene- K«Verduao Fiares.
Incu HUBO CARRIQN ROSALINO,
DEDICATORIA.
A mis Padres y Hermanos,
AGRADECIMIENTO.
Agradezco a la Escuela Politécnica Nacional y de unamanera especial a la Facultad de Ingeniería Eléctricapor haber impartido las conocí mientas para mi forma-ción profesional«
Al Ing. Hugo Garrían Robalino, por BU colaboraciónprestada en la dirección de la presente tesi B«
A todas las personas que de una u otra forma hanbrindada su apaya en la realización del presentetrabajo.
INTRODUCCIÓN
Can el avance tecnológica de las telecomunicaciones
se ha dado un salto de los sistemas analógicas a los
digitales y dentro del campo digital de la red de ca-
ble metálico al de fibra óptica y a los sistemas de
radio enlaces.
Con el afán de mejorar la conflabilidad de los siste-
mas de transmisión,, se realiza el diseño del enlace
por radio micraonda como soparte al sistema de fibra
óptica, para enlazar las centrales telefónicas de
Monjas y Quito Centra.
£n el primer capitula se describen cada uno de los
pasos a los que esta sujeta una señal desde su forma
analógica hasta ser transmitida por radio mediante
sistemas digitales.
En el capítulo segundo se realiza una comparación
entre los medios de transmisión posibles para trans-
mitir una serial proveniente de una central telefó-
nica digital.
En el capitulo tercero se disena un radio enlace
digital entre las dos centrales telefónicas, este
diseño se lo hace tomando en cuenta la proyección
futura de una central prevista.
En el último capítulo SE hace referencia a las cantos
de los sistemas de transmisión más ventajosos para el
enlace intercentral.
Es indudable que la introducción de sistemas de trans-
misión digital en enlaces urbanos constituyen un gran
soporte a la conflabilidad del sistema y siendo un
factor de garantía en las telecomunicaciones,se espe-
ra que en base a este modelo se constituyan en un
requisita básico en enlaces íntercentral as en las
ciudades más desarrolladas del país coma Quita y a-
tras mas»
ÍNDICE
Páalna
1.1
1.1
1.2
1-2.
1.2
1.3
2.4
.1
CAPITULO 1
GENERALIDADES
Digítalizacidn de una señal de voz a travésdel sistema PCM.
nuestreo.
Cuantificaci ón
1 Tipas da cuantificación
2 Compresión y expansión
Codificad on
Códigos de línea
Codificación bipolar
Substitución binaria de n ceros
Código HDB3
Código bifase digital
Encodificación diferencial
Código CMI
Transmisión sincrónica y asincrónica
Transmisión asincrónica
Transmisión sincrónica
1 Restricción del código de fuente
2 Tiempo de bit dedicado
3 Inserción de bits
4
9
11
12
12
15
16
i?
17
18
!?Q
21
21
1.3.2.4
1.3.
1.4
1.4. i
1.4, 1. 1
1.4.1.2
1.4.2
1.5
1.5.2
1.5.3
1.3.4
1.5.4.2
1.5.4,3
1.6
1.6.1
1.6.2
1.6.3
1 „ 6 . 3 . 1
1.Ó.3-.2.
1,6.4
1.7
1.7.1
1 n 7 n 2
Revuelta de datas 22
Errores de bits forzadas 23
Muítiplex por división de tiempo 23
Multiplex telefónico de primer orden 24
Múltiple1/, de 24 canales 24
Múltiplex de 32 canales 25
Jerarquías del múltiple* PCM 28
Errores en la transmisión digital 29
Ruido atenuación y diafonía 29
Interferencia entre símbolos 3:1
Fluctuación de fase 32
El ruido y la tasa de error en la transmi-sión digital 33
Las factores de degradación fija 33
Factores de degradación constante 33
Factores de degradación variable 34
Modulación digital para transmisión en radio 37
Modulación en amplitud 39
Modulación en frecuencia 41
Modulación en fase 43
Modulación 43
Implamentación del modulador y del demodu-lador 44
Modulación de amplietud en cuadratura 49
Especificaciones para el diseno de enlacesde radio digital 50
Influencia de la esfericidad de la tierra 50
Cálculo del radio de la primera zona deFresnel 52
7.4
7.5
7 * 5 »
i. 7. 6
1.7.6
Calcula del margen de separación del tra-yecto 52
Determinación de la onda reflejada 53
Niveles de propagación y de entrada al re-ceptor 56
,1 Niveles de propagación 56
.2 Nivelas da entrada al receptar 59
Evaluaci ón de 1 a cal i dad del ci rcui to 60
1 Relación serial a ruido S/N debida al ruidotérmica 60
2 1n terrupci ón i nstent enea causad a por desva-nacimientos 61
2.1
2. 1. 1
2 - í - 1
d£. • A. . A.
2 „ i , 2
2, 2
2- 2- i
2.2. 1
2.2,1,
2.2. 1,
**? •*? o
CAPITULO 1!
ESTUDIO DEL ENLACE DIGITAL POR RADIO FRENTEA OTROS TIPOS DE ENLACE DIGITAL 65
Enlace par cable multipar y coaxial 65
Enlace por cable multipar 65
,1 Tipas de cable multipar 65
,2 Enlaces 66
Enlaces por cable coaxial 6S
Enlace por fibra óptica 70
Componentes del sistema de transmisión porfibra óptica» 71
,T- Hedió de transmisión óptica 71
,2 Fuentes ópticas 74
.3 Receptores ópticas 77
Modulación y demodulación digital 78
Cr i t er i as Pr i nc i p al es p ar a di mens i orí ar unenlace de fibra óptica Sí
1 Distancia máxima entre receptor y emisor
4
2.4.1
5
2.5.1
2 Espectro cié frecuencia
Enlace por radio digital
Esquema de un radio enlace digital
Proceso de diseño rJe un radio enlace
Comparación entre los tipos de enlaces di-gitales
Comparación entre los enlaces por cable me-tálico, por fibra óptica y por radio
Comparación de costos entre los enlaces porcable coaxial, fibra óptica y radia
Justificación del radio enlace como soportedel enlace de fibra óptica
Posibles fallas en la red de fibra óptica
Justificación del radio enlace coma sopartea la red de fibra óptica
83
86
86
89
94
94
97
3,4.3
CAPITULO III
DISECO DEL RADIO ENLACE DIGITAL 99
Situación actual de la central telefónicaMonjas. 99
Situación prevista de la central telefónicaMonjas dentro del plan de desarrollo regionalde telefonía 1985--1988 102
Estudia del relieve y determinación de la ru-ta de enlace 105
Determinación de la ruta 105
Estudia del relieve 105
Cálculos de ruidos en el enlace y niveles depropagación 109
Estudio de la onda reflejada 109
Pérdida de propagación por espacio libre 11 i
Otros valares 112
3.4.4
3.4.3
3.5
3.5. i
3.ó
3.6,2
Interrupción instantánea
Relación serial a ruido térmico
Estudia del campa de propagación
Características del equipo de radio
Mediciones realizadas
Resultados de las pruebas
Determinación del sistema de radio recomen-dado
Transmisor y receptor
Parámetros como1 ementarios
114
115
115
1X6
na
120
120
1 ̂ 1J. J-. A
4. 1
4.1.1
4.1.2
CAPITULO IV
CONCLUSIONES,CGMENTERIGS Y COMPARACIÓN ECONÓ-MICA DEL SISTEMA DE RADIO DIGITAL FRENTE A LAFRIBRA ÓPTICA
Comparación general de costas del sistema deradio frente al de fibra óptica digitales
Comparación referencial de castos
Comparación de costas de los sistemas que pu-dieran instalarse para el enlace Quito Cen-tro-non jas
Conclusiones y comentarios
NOMENCLATURA
BIBLIOGRAFÍA
ANEXOS
1.1
C A P I T U L O I
GENERALIDADES
£1 proceso normal al que está sujeta una serial
para ser transmitida mediante un radio enlace digital
consiste ens la digital.izac.ian de la señal de voz«
la modulación de la señal digital y la transmisión
en radio- En este capitulo se indican cada uno de los
oasos aue se realizan en este oraceso.
ÜIGITALIZACIOiM DE UNA SEfíAL DE VOZ A TRAVÉS DELSISTEMA PCÍ1
La digital ización corresponde a la conversión
de una onda de forma analógica a digital y de digital
a analógica, la técnica mas usada en el campo telefó-
nico es la madulación por impulsos codificadas*
(pulse cade modulation PCM).
Los pasos utilizados para la digitalización da
una onda ríe forma analógica se indican a continua-
ción*
1.1.1. MUESTREO
Mediante este paso una onda continua es transmi-
tida por medio de muestras realizadas periódicamente
en espacios de tiempo reculares- La base del maestreo
es el teorema estafolecido por Harry Nyquist9 quien
manifiesta que la mínima frecuencia requerida para
poder extraer toda la información de una señal conti-
nua esc
fs 3> 2 S (1,1)
Donde: fs es la frecuencia del tnuestreo8 es el ancha de banda del canal telefónico
Siendoa V el periodo de muestren fs ~ .t/T
Para el caso del canal telefónico cuyo ancho de
banda va de 0.3 a 3-4 KHz-
f 5 = BOGO (Hz)T = 125 Cus)
•El teorema de Nyquist se ilustra a través de las
figuras 1-1 y 1-2- La figura 1-1 indica la mudulación
de una señal de forma analógica para obtener una se-
ñal muestreada en forma de pul sos-a la serial modulada
hasta este punto se denomina serial modulada par am-
plitud de pulso (Pulse Avnplietude Moduiation RAM)- La
fia. i..2 manifiesta el espectro de una señal modulada
en amplitud? analizando la fig- l-2c en la que se in-
cluye el filtro y la serial que debe ser recobrada al
demodularse- el filtro deberá tener una frecuencia de
corte que vaya de B a fs - B- donde fs - B debe ser
mucho mavor aue B da lo aue se deduce aue fs > 2 8-
CUANTIFICACIÓN
SERAL DE ENTRADA
TREN DE PULSOS SEÑAL(P A U)
Fíg. U Modulación por amplietud de pulso (PAM)
«) ESPECTRO DE LA S E Ñ A L DE ENTRADA
-2f»
W ESPECTRO DEL TREN DE PULSOS
FILTRO DE SALIDA
-fj O 8 tí
e) ESPECTRO DE LA S E Ñ A L ^ P A M
Fig.1.2 Espectro de la señal m o d u l a d a por amplietudde pulso. /
La cuantificacion consiste an tomar a la senal
muestrada y di vi di r en algunos niveles según se mues-
tra en la fia- 1 - 3- en donde v* es la amp 1 itud máxima
de la sefíal- c es el intervalo de cuantificación o
cuanto- a cada nivel 1 e corresponde una palabra de
codicio oara efectos de transmisión-
TIPOS DE CüANTlFICACIOM
Existen 2 grandes tipos de cuantif i caeión: la
uniforme en donde el cuanto c es constante y la no
uniforme en donde c es variable*
La cuantificaci6n no uniforma varia el valor del
cuanto con la finalidad de aumentar al número de nive-
les en la proximidad del punto o de los niveles de
señal deja y reducirlos en las niveles más altos-, da
esta manera protege a las -señales oías débiles de la
influencia del ruido- en cambio las seríales más fuer-
tes tendrán un número menor da niveles
Existen 2 tipos de cuantif i caci ón no un i forme.,
la logarítmica y la hiperbólicas la logarítmica
cumple la ley h y es controlada por la siguiente
ecuacions
(1 •!- h) X
1 -H h X
Dóneles X - V / V maxh. - parámetro numéricoV = tensión da señal de entradaV max = tensión de señal de entrada máxima
La cuan ti f i caci an 1 ogari t mi ca en cambá, o seta re™
ai da par 2 leyese La ley A y la ley u- la razón de
este nombre se debe a la naturaleza de las caracte-
rísticas de las curvas aue lo definen.
La ley As cumple con la siguiente ecuaciónz
A i xiFa íx> « San íx)
1 -i- in (A)
1 -i- in |AxI
;l -i- in (A)
O < x < :L/A
(1.3)
i/A < x < 1
Donde:
SanA"
es la amplitud de la señal de entrada(-1 < x <' 1)polaridad dn? xcoeficiente numérico
La lev U: se define CQÍHO:
Fu (K> = San (x)In 1 -i- u |x
1 n (:i -f u)(1,4)
Dandes x ~ es la amplitud de la señ'ai de entradaí-1 < x < :i)
u ™ parámetro numéricoSan ™ ooiaridad de x
COMPRESIÓN Y EXPANSIÓN
h.n el sistema PCH uni forma el tamafín de la cada
intervalo se determina por la relación señal a ruido
CS/ íM) requerida cíe las señales de nivel mas bajo.
las señales da mayar amplitud también utilizan el
mismo intervalo. El valar de G/M del sistema PCM uni-
forma pasee una cualidad innecesaria para las señales
grandes- haciendo que esta forma de cuanti f i caci on
sea ineficiente.
En 1 a cuanti f i caeion na uní f orms 1 as i ntervalos
sor, directamente proporcionales a los valares
maestreados y la S/N es constante para todo nivel da
la señal.
El procesa básico ría la compresión y expansión
se muestra en la fig- 1-4 en donde la señal analógica
es precisamente comprimida y luego cuantisada unifor-
memente* es decir las intervalos de las sánales lar-
gas son comprimidas en una longitud constante de in~
t.erval as cié cuanta f i cac;i ón antes r,1e encod.i f i car se *
En la decodificación en cambio las valores com-
primidos son expandidos usando una característica de
expansión similar al da la compresión de manera da
poder recobrar los valores inicialmente muestreados.
Este proceso de primero comprimir y luego expandir
una señal se denomina compresión-
Al digital i zar una señal en el paso de compresión
se asignan pequeños intervalos de cuantificación a
las muestras de amplitud pequeña e intervalos grandes
a las muestras lamas-
El CCITT en la recomendación G-711 define 2 le-
yes de compresión;
La ley A con 13 segmentos de recta que aproximada-
menta corresponde a la fórmula;
Y = A X / C H - l n X ) para O £ |X| <_ 1/A
Y « < i + ln A X ) / U + l n A) para I /A < |X < i Í1.5)
donde A - 87,5X es la amplitud de la serial de entradaY es 1a señal cuanta f i cada
El numera GE niveles de cuantificación n ~ 2 = 526 9
8 es el número de bits par palabra, el 2 se debe al
código binario 0P1-
£n la fig. 1.5 se define gráficamente esta ley ,
de los 256 niveles de cuantificación 128 correspon-
den a las señales positivas y 128 negativas. también
de los 16 segmentas 8 corresponden a las seríales po-
sitivas y S a las negativas» Como los segmentos
B'A'. A'Ü , O A y A B se encuentran alineadas far-
man uno solo, por lo que el número total de segmen-
tos serian 13.
La ley u en cambio tiene 15 segmentos de recta repro-
ducidos aproximadamente por la fórmula:
Y ~ In C l+uv í ) /ln Cl+u) para K positiva
Y = In (1—uK í / ln íl-Hj.) para x negativa(1.6)
- 8 -
Ol í
010
OOI
000
100
101
I I O
XA.
ERRO* oe cu ANTJF ICACIO*
V
V
ÍO^
FKJ. 1.3 Muesíreo, cuanfif icación y codificación
SEÑAL DE
ENTRAD*í>
i —A/D
\A ^1L -̂
SEÑAL DE
SALIDA .,— e>
COMPRESIÓN CODIFICADOR ' D E COD I FIC A DOR E X P A N S I Ó N
LINEAL PCM ' LINEAL PCU
Fig.1.4 Compresión y expansión PCM
Fig.1.5 Ley de compresión A
9
donde ues la señal de entradaes la serval cuantifi cada
E'.t numero de niveles de cuantif ilación .igual que
en "la ley ñ es 256-
1.1.3 CODIFICACIÓN
La ssííal cuantif icada tiene una gran cantidad de
amplietudes par muestra- mediante la codificación SE?
le asigna un código a las muestras de acuerdo a una
amp 1 i et ud C ver fio- 1 - 3 ) - con lo que 1 a arnp 1 i t ud se
se ha reducido a formas adecuadas. Siendo M el nú-
mero de niveles de cuantif icaci ón> to la cantidad de
niveles por impulso- el númaro de, Jnits de la palabra
código estaré controlado por la fórmulas
En el numeral 1-2 se indican los códioos de linea
1.2 CÓDIGOS .DE LINEA
Un códiaD de linea es parte de un sistema de
transmisión de pulsos donde se usa diferente nivel de
señal para codificar cada símbolo directo transmitido.
Dentro de los terminas de potencia loe códigos
pueden ser balanceados y desba'iancea.dos- asi por
ej eínpl o el códi QO binar i o que ti ene 2 ni ve! es de se-
10 -
nal <-*• V) está simetricafp.ep.ts balanceada sobre O V-
El código desbalanceada se refiere al código unipolar
y el balanceadlo al polar como se puede ver en la fio-
Hl nivel de cada serial ss mantiene nor la dura™*
clon da un intervalo ds serial, por esta razón la en-
codificación balanceada se refiere al código de no
retorno a cero MR 2-
El espectro ds frecuencia del código NRZ obedece
a la ecuación sen x/x (ver fia- 1.7);. lo que quiere
deci r que en 1 a f recuenci a cero (de ) la señal no es
cero* esta situación causa or óblenos debido a oue en
algunas sistemas la serial de no pasa par ei
acoplamiento can transformador o capacitar ? para me-
jorar la este problema algunos sistemas remueven
las componentes de provocando filas de unos y ceros
que decaen en amplitud- El efecto causado par la
presencia de la señal continua se llama error de.
Los resultados de una larga fila de ceros puede
ser una salida semejante a un 1 o un O errado o un O
o un 1 errado- ademas se produce un desbalance entre
unos y ceros, par esta razón el código NRZ no es muy
usado en sistemas de transmisión de larga distancia,
Los pr i nci pal es códi DOS de 1 í nea usados en
transmisión di ai tal son;
1.2-1 CODIFICACIÓN BIPOLAR
Oenomi nada t amb .i en códi no AHÍ (Al témate Mar k
Invertí en vista cíe que presenta la siguiente carác-
ter ísti cas
Utiliza polaridades alternadas +V para represen-tar los bits 1 -Una Dolaridad O para representar los bits O-
Este código soluciona e.l problema de error de
al ut i 1 i Ear 1 as 3 n i ve1 es que hac en que el ni ve1 p r o—
medio da voltaje se mantenga en cero.
La respuesta cíe frecuencia se puede ver en la
fia. 1*8 en donde se nota que no existen componentes,
de frecuencia cero y que su máxima concentración cíe
energía ocurre en F/2~ aunque la secuencia de ceras
permanecen invari ahí es-
Este código bipolar usa en escencia un espacio
de código ternario pero solamenté 2 de 1 os niveles
durante un intervalo partí cular cié 1 a serial - cíe? ah:í.
que el error de se ha eliminado con ineficiente y
redundante espacio de código.,
Los pulsos en 1 a 1inea se suponen alterados en
polaridad., la detección de 2 pulsos suseclvos de una
mi sraa pal ar i dad i mp 1 i ca un error, esta cond i ci ón cíe
error se llama violación taioolar* La violación bioo-
O I i O O o o
.. 1 — . — . — 1 - •' —n . .UNIPOLAR ( 0 « > bo tón e v a d o )
POLAft ¡ S o l o n c » o do )
Fig. 1.6 Códigos de linea unipolar y polar
1.0
Fig. 1.7 Espectro de frecuencienciacódigo NRZ
O F/2 F
Fig. 1.8 Espectro de f recuencia código AMI
CÓDIGO
B32S
B6ZS
POLARIDAD DEL PULSOA N T E R I O R
+
4-
S U B S T Í T U C I O N
NUMERO DE PULSOS BIPOLARES UNOS REALZADOSEN LA ULTIMA SUBSTITUCIÓN
I M P A R
o o -0 O ~
P A R
-*- o •*-- o -
O - 4- o + -
o -*- — o — -*•
Tabla U Reglas de substitución binaria B3ZS y BSZS
_ •} A —.L *•!•
de su denamlnación se debe a que ssts código impide
filas de ceros mayores que 3-
La reolas para convertir una señal binaria en HDB3
son"
U ¡_a serial HDB3 tiene 3 estados B+: B- y O
2) Los unos de la serial binaria se codifican alter-
nad a í?isn t e B* y SÉ"
3) Los ceros se codifican cntno caros,- sn el casa de
secuencias de 4 ceros se aplica la regla íMo- 4
4) Cuando exista secuencias de 4 ceros la codifica-
ción se realiza de acuerda a .'Lo siguiente:
a> El primer cero de la secuencia se codifica como
cero si el .1 precedente ds la señal HDB3 tiene
polaridad opuesta a la de la violación preceden-
te y no constituye violación, se codifica como
1 que no constituye violación si el 1 precedente
de la secíal HDB3 tiene la misma polaridad que la
violación precedente a constituye una viQ.lac.ión-
b> De 1 a secuencia de las 4 ceros el 2do- y el 3er.
cero ss codifican siempre cernía ceras.
c) El último cera se codifica como 1 de polari-
dad tal que viole la regla de inversión de mar-
cas alternada <v"-t- o V- de acuerdo a la oolari —
dad>-
En estas reglas B es un pulsa de codificación
y V impulso que viola la codificación.
Las ventajas de este código son;
No existe secuencia de irías de 3 ceros.
- Control de errores en la linea para garantizar
el funcionamiento regular de los sistemas de
transíni si on ds datos-
- 3e crea un vacabuiario de palabra de error
relativas al mismo cód.irio y la utilización de un
medidor de violaciones para detectar y marcar
errares..
1-2,4 CÓDIGO B1FASE DIGITAL
También llamado difase digital o Hánchestert usa
un ciclo de una onda cuadrada en una fase particular
para codificar el cero y un ciclo da una fase opuesta
para un uno-
En la fin. ;U 9 se da un ejemplo ris este código-
aquí se puede notar que existe una transición en
el centro .de cada i ntarval o de señal - ade.tiás i as se-
ñal es O 16gi co y 1 1 agí co conti enen i gual canti dad de
polaridades positivas y negativas por lo que no exis-
te e rr nr es de*
16
Este código no contiene redundancia, pera en
caso de desear se debe incrementar los bits de parle-
dad en la fila ds datos.
EMCODIFICACION DIFERENCIAL
J s codificación NRZ v bifass dioital ss limitan
debido a que una señal uno es exactamente el negativo
de una señal cero, como en muchos medias de transmi-
sión Dusde ser dif.lc.il determinar i.ins Dolar i dad
absoluta o una diferencia de fase absoluta, entonces
el decodificador pueda decodificar todos los unos como
ceros o como unos y viceversa* para superar este
problema la encodificación diferencial encodifica un
uno como un cambio de estado y un cero como un estado
no cambiado., detecta el estaría ríe ceda intervalo y
campara can el estado del intervalo previo- si acurre
un cambio se dscndifica como un uno» de lo contrario
se decodifica COÍRO un cero.
La codificación y decodificación diferencial no
cambia el espectro encodificado de datos, pero puede
producir una doble rata de error púas si el detec-
tor produce un error al estimar el estado de un in-
tervalo produce también un error en el próximo in-
tervalo -
En la fio. i*10 se puede ver la encodificación
17
diferencial WRZ y difase-
1.2.6 CÓDIGO CMI
El código CHI (Coded Hark Inversión) tiene la
siauiente reala de conversión:
Las ceras se representan cama 01j Q-KU Linos se renrasentan altísrnadciíp.sntfs COÍÍ>Q 00 v li
En la fia- 1-11 se muestra un ejemplo de este
tino c!e codificación.,
Este código se caracteriza par no contener
energía de en .la serial* existe una abundancia da
transiciones como en el di fase y no existe ambigüedad
entres unos v ceros*. lEsta osóse.i f i cade oara. s.t uso ds
la señal multiplexada en 1.39-264 Hb/s-
TRANSMISION SINCRÓNICA Y ASINCRÓNICA
La transmisión sincrónica y asincrónica son las
dos técnicas de trans/ni slon di o i tal.. la as i nerón i ca
es la transmisión separada ds un arupo ds bits o
caracteres como si fuera un grupo individual trans-
mitido en un intervalo de tiempo predefinido propio
de cada señal discretas el intervalo de tiempo entre
cada grupo no se fijo aunque dentro de cada grupo si
lo es- En 1 a transmi si ón sincrónica sn cambi o las
señales di ai tales se establecen continuamente en una
-19-
O
Fíg. 1.9 Co'd igo B i f a s e d i g i t a l
a) Encodificación diferencial NRZ •
b) Encodifrcaaón diferencial bifase
Fig. 1.10 En c o d i f i c a c i ó n di fe re n c ía
I , I , O . 0 . 1 . 0 . O
Fíg. I . I I C ó d i g o C MI
bit* inicial**
Pulsos de reloj ideales para un carácter de 3 bits
Fíg. I.12 Trasmisión asincrónica
propiedad ds la transmisión asincrónica y evitando
los errores de tiempo causados por la diferencia de
f r Ecusnci a, sntrs los relojes rís.1. transmisor v del
receptar cuando están dentro da su límite.
La transmi si ón asi cróni ca t.i sns un rancio ds
ratas de tran^íuisi on» para altas ratas se transmite
un carácter después de otro y para bajas se incre-
autofíiaticamsnte el tiempo ds inactividad entre carac-
teres- en cambio en si sistema sincrónico el rango
no es muy variable porque el reloj receptor puede
ajustarse en pequeñas cantidades por lo que el siste-
ma asincrónica es mas apropiado para casos donde hay
variedad de ratas de datos.
La desventaja de la transmisión asincrónica
es que la rata de errar es pobre o que el porcentaje
ds ruido es relativamente alto comparado can la capa-
cidad de tiempo de transirá si ón* par esta razón se
utiliza en aplicaciones donde es mas importante el
costo que la relación ssKal a ruido y el ancha de
banda- A través de este sistema se transmitan datos
en banda base en ratas superiores a los 1200 bp/s v
sn telefonía digital se usa en lasos de abonadas sn
das hilos.
TRANSMISIÓN SICRÓNICA
En este tipo de tansmisión cama se manifestó
anter i oriente 13.s se nal es di oí tal es se tran SÍTÍ i t s-n
continuamente en una rata constante por lo que el re-
1 o** recsotor dsbs estar sincronizado con e! reloj
muéstreador-
Para 1 a si neróni 2acían se requi era de una cier—
ta fni n i ír¡ci dfínEi.i. dad cis tr sinSÍTÍi si óñ dss .1. s ss rí'a.1 os,r a
brindar una indicación continua: existen S técnicas
oara la transmisión de la señal:
Restr i ce i ón del códi 0.0 ds "f usnteTiempo de bit dedicadoInserción de bitsRg;VUSlt~¡ £JS datOS
Errares de bit forzados
RESTK.TCCIOW DEL CÓDIGO DE HUENlE
Mediante esta técnica la fuente envía ciertos
datos modelos para brindar una exactitud en el número
de transiciones y evitar que estas sean libres y lar-
gas: pero tiene la desventaja ds qua un enlace da
transmisión na puede ser usada para nuevas aplicacio-
nes porque la fuente no excluye los datos modelos no
deseados
1-3.2.2 TIEMPO DE BIT DEDICADO
A través del tiempo de bit dedicado se inserta
periódicamente bits en el flujo de datos para asegu-
rar la existencia de un ííiinima número da las tren-
V****..*,-
rfs 1 os b n "Ir FÍ con si Droposi t o de si eator i ¿Lar 3.oss d3 tos.
"atroñes - obteniendo de esta forma la transm i si. ón de
datos repetidos, con esta técnica se locira tener si
misino ni'imsro de ni ts entrantes v sa!l lentes w ss pv.it^í
largas filas de ceros.
1.3.2.5 ERRORES ÜE BIiS FDRZADOb
Este método man 11 ene el s.uf icisnts tí emoo de i n—
f or mac i ón de la se'nal en la l inea* provocan rio f^n *' t?
fuente un error de bit forzado y ocasional a lo largo
cjea i_;» interrupción» £n un enlace de transmisión es'tos
errores pueden ser menos frecuentes que los errares de
£3r¡3'jÉ H no obstante no es recomendable como r?<arte rípií
CÓCÍÍGG de l inea núes el número ds errores se ei! eva»
1.4 MULTIPLEX POR DIVISIÓN DE TIEMPO
£v¿í=l-{£;-} dos tipos de fni'íltipiex por división de
tieínoo CH'DT) . el sincrónico usado oara redes tsl!p"fó—
nicas v el asincrónico para transmisión de datos»
ambos tipos tratados en una forma general en el nume™
y- n 1 'I
Hay dos modas de operación del MU! sincrónico;
como se puede ver en la fia- 1-13. en el primer modo
a cada canal se asiona el tiempo de canal correspon"
d i ente a un bit del término,en c amo i a en e1 ssg u n d a a
oa n^Sn el tiempo de maestreo t es:
t = íl/8) <i<hz> = 125 (as)
El intervalo de tiempo ds cada canal tendrá una
duraci on de í ÍS5/S4) us — 5-.'.?. us«
Este tipa de múltiples se utiliza en Norte Amé-
rica y en parta en el .Japón.
En la fig- 1.14 se indica el "formato de la trama
(jsi ¡̂ ¿c-̂ /̂̂ 3; Norteamericano* en ella podemos ver cjue
en cada ciclo se agrega un 193 avo. bit que sirve pa-
ra la sincronización» mediante este bit el receptor
reconoce el comienzo y el fin de cada cicla, mientras
los ciclos se repiten el bit de sincronización s se
va alternando entre 1 y O para dar una componente es-
table de las sánales., Cuando se pierde la sincroniza-
ción el receptor produce un desplazamiento de un bit
por cicla y busca la coincidencia de tiempo. si no
recupera la sir.cronizacán después de verificar todos
las bits de dos ciclas sucesivas da una señal de
alarma.
Para la señalización, cada 6 tramas se roba 1
bit de palabra de voz en cada uno de los 24 canales.
por lo que la señal de voz pasa a codificarse con un
- ,•<-•" 'l""f U •- ' "xpromedio cíe 7 + 5/6 bits por palabra. //, *•'• "-1-"•''•.;• .̂ X-s
.1.4.1.2 PÍÜLTIPLEX DE 32 CANALES
Este tipo de muí tn.pl ex se útil iza-en casi todo
el mundo excepto en USA. tiene una velocidad binaria
des Vb « 8x8x32 Kb/s « 2046 Kb/s
La frecuencia de maestreo,y el número de bits de
la palabra código san iguales que para el muítiplex
de 24 canales.
En la f ÍQ- í. 15 se indica la estructura de la
trama de este (naltiplex en la que se puede ver que la
trama comprende 32 intervalos de tiempo numeradas del
O al 3:1« cada intervalo de tiempo tendrá una duración
de (123 / 32) us ~ 3.9 us. De las 32 intervalos se
utilizan 30 para canales de transmisión sobrando 2 el
O y el 16 ava. el lo ava se utiliza para señalización
en cambia el O sirve para lo siguiente:
Para proporcionar información de alineación de
trama en las tramas pares (0,2.4 ),
Cuando se debe transmitir una serial de alarma se
utiliza en las tramas impares (1,3,3....) me-
diante el uso de la palabra código iíXíiill don-
de X normalmente vale O y pasa al valor 1 para
indicar alarma.
La señal i zaci ón se hace con un i ntervalo de
tiempo de 64 Kb/s, la mas importante es la señali-
li ón asociada al canal mostrada en la fia- i«15
- 27 -
TRAMA
Intervalo* dé faif
TRAMA
I' I ' I 2 I 2 I2 I 2 I 3 I 3 I3 I3 M * I 4 I 4T^—Mfervoíos de bif
Fig. 1.13 Modos de operac/o'n de los mú/t /píex
1lí
~L
2 3
J-L
4
1
5 6
J~L
7 3
J"L
/ 93 t
2
( 2 3 4 5
íliÜiflTP /i u n
S T
JUi ?s
8
n24
1 2 3 4 5 6 7 8
~~u LnJ U Lr~u u L
Fíg. 1.14 Formato de trama de/ S/stema Norteamericano
M L f L T / T R A M A 2 us
PARA TRAMAS DE / A (5
i I * I I I I I
Fig. 1,15 Estructura de la trama y mu/fiframa del mú/f jp/ex de32 Cana/es
en donde Be forma una muititrama compuesta por 16
tramas numeradas del O al 15; en el intervalo numera
16 de la trama O en las bits de 1 a 4 se encuentra
la señal 0000 que es de alineación de trama y en las
bits del 5 al 8 hay la serial XYXX. donde Y se uti-
liza para indicar la osrdida ds alineación de
trama y XXX son reserva, en caso de no utilizarse es™
tos valen 1..
El intervalo 16 de las tramas del i al 15 deben
preveer información para 30 canales par lo que cada
intervalo debe trabajar con 2 canales,
i—as concj i c i ons'3 d s a ver í a mas c omunss «fa
dan por pérdida de alineación de trama o por indica-
ción de alarma, la primera condición se da cuando
la tasa de errores es mayor o igual a 1 x 10 .
1.4.2 JERARQUÍAS DEL MULTIPLEX PCM
Las jerarquías del múltiples PCM se fundamen-
tan en la velocidad binaria- toma como base el ínúlti —
plex de primer orden y la velocidad y número de cana-
les se van incrementando mientras el grado va subien-
do»
En la fia. i.16 se muestran los grados de los
mQl ti p 1 ex; asi TS ss un mili ti pl ex de seciundo orado
con una velocidad binaria de 2.048 Mb/s. para el mQl-
-30-
I2O 48O I92O
Fig. 1.16 Jerarquías del multiplex P C M europeo
NIVEL
JERARQUia
I
2
3
4
5
NORTEAMÉRICA
N° Canales
24
96
672
4.O7Z
Velocidad
( Mb/SÍ
1.544
6.312
44.736
274J76
JAPÓN
NI Canales
24
96
480
II4O
576O
Velocidad
(Wb/S)
1.544
6.312
32.O44
97.720
397.28O
EUROPA
NICanates
'\*S/
I2O
48O
1 92O
76 8O
Velocidad
. (Mb/S)
2.048
R448
34.368
139-264
565
MEDIO
DETRASMISIÓN
©
© :
® (D®
(D(D®
(DCD®
© C A B L E DE PARES
@ CABLE COAXIAL
@ FIBRA ÓPTICA
® RADIO ENLACE
Cuadro l.l Jerarquías del muí ti pl ex PCM
31
Para dstermin«¡r si un imnulso de la se'nsl se
trata cíe un valor 1 o un O. se campara a la señal can
un nivel rJe referencia .llamado umbral de desición.
al realizar la comparación se puede producir las si--
auiantas errores:
Intsrpr stsr un il doma un O ciarque el nivel detensión del impulsa es inferior al del - umbraldebida a la atenuación del trayecto»
Interpretar un O cama un 1 debida a la presenciads una tensión de ruido superior a la de laumbral.
La diafop.'la se oenera por~ la inducción existente
entre las conductores, existan 2 formas de diafanía,
la cercana y la lejana. La diafanía cercana se gene-
ra entre pares can diferentes sentidas y la lejana
entre pares del mismo sentido.
1.5.2 INTERFERENCIA ENTRE SÍMBOLOS
£==f,a interferencia es causada cor 3 as caractp—
rlsticas pasa banda de una línea de transmisión que
hace que la forma del pulso se degenera hacienda que
los pulsos sucesivas se prolonnuen..
Una medida para evaluar la cantidad promedio de
interferencia es el patrón o diagrama ríe ojo7 que se
obtiene en la pantalla de un oscilascapio al aplicar
en lc¿s placas de deflexión vertical el tren de pulsos
que llegan y en las de deflexión horizontal una serial
igual o múltiplo de la frecuancia máxima de repeti-
ción de las pulsas (velocidad binaria), ver f'iQ-
1. 17,
La dimensiones del aja se definen par BU anchura
en el eje de las absisas que representa el instante de
dispara y su abertura en ©1 eje de las ordenadas oue
representa al nivel de tsnsi ón de desi ci ón umbral;
el área del oja representa el arsa de las puntas en
en que es pasible el trabaja del generador, esto indi-
ca que el mejor punto de trabaja es el centra del ajo.
1. FLUCTUACIÓN DE FASE
E!s la variación de la "frecuancia instantánea de
los impulsos, ya sea hacia una frecuencia superior a
hacia una inferior a la nominal9 trayendo como con-
secuencia que algunos pulsas no se reconozcan, ver
ficu i « í 8 „
Las principales causas de fluctuación de fase es
la pérdida de sintonización del filtra de banda an-
gosta incertado al circuito de sincronización., también
se debe al ruido producido por la interferencia de
otros si 3temas« En cssnsral la f 1 uctuací ón de f ase se
debe a la variación de la frecuencia de las señales
digitales, pero existe una tolerancia debida a que
1 as i mpul sos del reloj t arnbi en se desl i zar. adel antan"-
dase o retrasanda-se junto con las seríales di ai tal es-
4 EL RUIDO Y LA TASA DE ERROR EN LA TRANSMISIÓN DIGITAL
Los principales factores de ruido que afectan la
transmisión Sons
Los factores de degradación fijaLos factores de degradación constanteLos factores de degradación variable
1.5.4.1 LGS FACTORES DE DEGRADACIÓN FIJA
Estos, factores producen una degradación de la
señal estimada en 5 dB y san originadas entre otras
por las siguientes causas: por la variación del
nivel de la portadora, las fluctuaciones de fase,
interferencia entre símbolos por el límite del an-
cho ds banda de las equipos.
FACTORES DE DEGRADACIÓN CONSTANTE
Las factores de degradación constante son los
que se producen independientemente de la ocurrencia
de desvanecíeíni©ntos y son los siouientsss
a) La interferencia de frente a espalda da la an-
tena de -transmisión, que ocurre cuando la onda
deseada y la no deseada pasan por la misma ruta,
aquí es muy importante la directivi dad de la an-
tena para captar o no la onda no deseada,el rui-
Tí 4
C!Q permisible es de 39 dEL
b) La interferencia por eco producida en la antena
o en los filtres, tiene un valor permisible de
40 dB.
c) La interferencia por interpolarizacion que se
produce cuando las polarizaciones vertical y no~*~
rizontal se usan al ¡Y¡ÍSÍP.Q tiempo v sn J a mi^ma
frecuencia, el valor permisible es de 28 dB.
dS La intsrfs.renci¿x entre canales adyacentes oue
dependen cís la asignación de las frecuencias en~"
tre canal es a.dvacentes.
i.S,4.3_ FACTURES DE DEGRADACIÓN VARIABLE
Estos factores dependen da las condiciones del
trayecto de propagación y s'arisn con el desvaneci-
miento en el caso de frecuencias mayores de 10 BHz.
entre 1 os f actor es de decu™ adac i ón var i ab 1 e 1 as nías
ifrioortantes tenemos los siGuientsss
RUIDO DE INTERFERENCIA
Los ruidos de interferencia pueden ser:
a) La interferencia ds sobre alcance PUP GCU~~
rre cuando existen 2 estaciones intermedias y
la onda emitida por la primsra estaci ón ínter-
-36-
Fig. 1.17 Patrón de ojo
I '•1 1 ' IPULSOS IDEALES
PULSOS DE RELOJ
PULSOS AFECTADOS POR LAFLUCTUACIÓN DE FASE
El B no es reconocido
.Fig. 1.18 Efecto de la fluctuación de fase
Seña/ tnterferent*
Arríen a
fi, f 2 Frecuencia d« trasmisión
Fig. U9 Interferencia de sobre alcance
recibida. En la fig. 1.20 se indica las curvas de
•H¡a«= ¿j de f̂ r r or vs la re1ac i ón se ri'3.1 s r uicío» D ar a 1 os
sitemas de modulación AH y PM „
DISTORSIÓN DE PROPASACIÓN
Estis £*•=: '\. ~s. distorsión, de la 'forrría cJss onda CÍB
la señal dedibo a la propagación por trayectos múl-
tiples que acurre cuando la onda directa se divide en
íTíuchtists ondas directas QUS se nropacan por tra%/ectos
diferentes. lo manifestado acurre ocasionalmente
cuando hay la presencia de un ducto sobre el trayec-
to.
Las ondas d i vidi das i nterf i eren una a otra en si
punto de recepción y causan desvanecííttisnto de la no—
tsncia recibida, ver fia, 1« 21.
En la fig«l»22 se puede ver que en estado estable
se recibe la onda a, pero durante el desvanecimiento
se reciben simultáneamente las ondas a y b que forman
la onda c. La onda interférente se puede descomponer
en una componente de señal (onda d) y en una de dis-
torsión (onda e)„ En este gráfico T es el ancho de
pulso. es la diferencia de tiempo de retarda.
1,6 MODULACIÓN DIGITAL PARA TRANSMISIÓN EN RADIO
Una serial digital para ser transmitida en radio
puede modularse ya sea en amplitud., en fase o en fre-
cuencia.
Los pul sos de 13 sería! antes de ser modul actos eni...
el terminal de trasmisión se denominan en banda base?
luego de modularse se encuentran en radio frecuen-
cia y después de ser demodulados en el termine! re-
ceptor vuelvan a la banda base.
La expresión matemática del tren de pulsos en
banda base Xp(t) es:
Xp Ct) (t) g (t-nT) (1» 9)
En rJondes T es el período del tren de pulsos bina-rios
an es la polaridad del pulso ~ + i o - i,donde la probabilidad de ocurrencia de-i- i as i o ua 1 a le de - í.
KnCt) es el producto de an y la forma de on-da del pulso gít-nT),
1.6.1 HQDULACIO4 EN AMPLITUD
La modulación en amplitud o modulación par.
car r i mienta de amplitud (Amputada Shift Keying ASK)
se obtiene por la traslación del espectro da banda
base a la banda de frecuencia de la portadora selec-
cionada-
Existen 2 tipos de modulación en amplitud;! la
tipo ÜN—QFF y la con portadora suprimida.
a) La íTiodu 1 aci ón tipo OW—OFF es 1 a f or ma más si vn~
40
pie da generar la señal modulada y de detectar
la serial en banda base, la expresión matemática
de la onda modulada es?
XCt) « [a + b Xpít)] eos Wct (1-10)
En donde: abWc «
es la componente de la portadoraes el índice de modulación2̂ fc es la frecuencia angular de laportadora
b) Modulación en amplitud can portadora suprimida.
Este tipo de modulación también se denomina
modulación de doble banda lateral ( Double Side
Band DSB) .
La ecuación básica para una señal DSB está dada
por:
X(t) » mít)- eos Wct (1 „ í 1)
En donde mCt) es una señal digital en banda base
cuyos valores para la señal binaria sans
mít) == + 1 para un uno- 1 para un cero (I,íi ')
Para el caso cié que mCt) sea una señal binaria
IMRZ este tipo de modulación se llama modulación
por desplazamiento de fase reversa (Phase Rever—
sal Keying PRK) porque la modulación para la se-
ñal 1 es aproximadamente igual a la señal O de-
f asad a ISO" .,
1.6.:
£n IB "f 1 o« i. £3 se indica Iss forjas de onda de
la modulación tipo OM-OFF cuando a = b ~ 1/2 y la de
DSB con m(t) ™ ±1.
Las se'nal BS ír¡oc!ul sdas sn amo 1 i tud ti enen ítiuchos
niveles de amplitud por lo que son vulnerables a la
variación de amol itud,además es ineficiente en la pa-
tencia de la señal, rabones por la que na es usado
frecuentemente en los sistemas de microondas.
MODÜLACION EN FRECUENCIA (FREQUENCY BHIFT KEVINS FSK)
La rnodul ac i ón FSK usa una aísp 1 i tud constante de
1as senales- 1o que evita la saturación de 1as mismas
de aquí que FSK al igual que 1 a rnodulación en fase
pueden ser transmitidas a nivelas altos de potencia,
lo que no ocurre con la modulación en amplitud en
donde al elevar la potencia de la señal ésta se podía
c= ,TJ •£ tjf }f ¿} f- .
La expresión neneral ds FSK ess
X Ct) = sen Cwct -í- i (t) ) (1.12)
Donde: (t) está en función del tren de pulsas desnodul aci ón Xp (t) *
ct) = xp ct) dt a. 13)
A w es 1a desviaci ón de f recuenci aWC es la frecuencia anaular central
r"iclo ds difsrsncia entrs la serial 1 v IB 0«
MODULACIÓN EN FASE (F'hase Shift Keying PSK)
1.6.3.1 MODULACIÓN
La modulaci6n PSK es el tipo de modulaci ón
angular que ha llegado a ser más utilizada debida a
sus conviniencias desde el punto de vista técnica
cama san:
Fnvol vents contanteT r\ fs n t= -í K -I "I i H a H -ta 1 -~ r-lfa'1
La modulación FSK no es muy usada para la
transmisión de pulsas binarios a través de un sis-
tema de micraondas. debida al gran ancho da banda de
frecuencia que necesita y a que tiene una respuesta
de errar pabre.
Una forma particular de modulación FSK es la
modulación con mínimo desplazamiento de frecuencia
íhUnimun Shift Keying MSK) . que es prácticamente una
señal FBK binaria can 2 niveles de señalización se-
leccionados exactamente con una diferencia de fase
de ;180°? de esta manera la señal M3K produce una mí-
nima diferencia de fase al final de un intervalo u—
sando une mínima diferencia de frecuencia en la se-
nal y además mantiene la fase continua en la trans-
misión,, ver fig. 1.24.
La ex pr es ión mat emáti c a de la se na1 MSK p uede
obtenerse de la ecuación .I* 12 en donde Vi (t) sa
transforma en m(t) (ecuación :U íl ' ) porque es una
serial simétrica binaria NftZ,, AW ™ Tt/T y se obtiene;
XCt) = sen (wct + l\t/2T -i- 0o) para 1 lógico
« sen (wct -*TCt/2T + 0o) para O lógico íl.14)
En donde 1/T es la rata ds señalización y 0o es la
fase en el inicia del intervalo de la señal .
En la fig- 1.24 ss puede notar que hay un medio
cicla de diferencia entre la señal 1 y la O-
1.6.3 MODULACIÓN EN FASE (Phase Shift Keying PSK)
1.6.3. 1 MODULACIÓN
La modulación PSK es el tipo de modulación
angular que ha llegado a ser más utilizada debida a
sus conveniencias desde el punta de vista técnica
cama san:
Envolvente contanteInsensibilidad a la variación del nivelBuena ejecución de errar
La expresión general de la señal PSK es;
XCt) - cas (Wct + 9(t>) (1.15)
« A0K Xp (t)
En donde A8 es el desplazamiento de fase, para un
nivel n da PSK. se convierte en A© = 2Tí/n? 9<t) en
§n y Xp Ct) - Xn . sn donde:
,--7n — '.d
-g es el número de pulsas a ser modulados en fase,
Xn viene a ser una serial en banda base simétrica de
nivel n y NRZ . sus niveles son -i- 1: +32 ....
La ecuación Í.15 se convierte en:
X ( t ) = cas CWct -t- 6n)6n « 2 T C / n . X n
— 44 —
Las formas mas comunes de PSK san 2 PSK, 4 PSK.,
8PSK. la forma 2PSK para -aeriales binarias se trató
anter i ármente al r ef eri rnos a l a modulaci ón PRK, en
donde cada intervalo de la señal utiliza uno de laso
2 fases que están separadas 180 .,
En la fia.1.25 se muentran las formas de anda de
la modulación 2-PSK y 4-PSK en las que se pueden ver
que la rata de señalización de la 4PBK es la mitad
de la 2PSK con igual rata de datos, también se puede
notar los respectivas digramas fasoriales.
En la ecuación 1.16 haciendo 9r¡ ~ $ y expresán-
dole en forma de indentidad trigonométrica tenemos:
cosCwct -í- 0) = eos B.cos wct - sen j#, sen wct (1.17)
En la ecuación i«17 se puede ver que cas 0 y sen 0
son constantes en un intervalo de tiempo de señal y
como eos $ y sen $ están defasadas 9Cf , estos son
orthogonales. por lo que la señal PSK se puede expre-
sar con 2 señales en cuadutura, la señal coseno deno-
minada señal en fase o señal í y la seno señal fuera
£j 5J -f £L s e o señal Q»
1.6.3.2 IMPLEMENTACIQN DEL MODULADOR Y DEL DEHQDULADOR
a) IPIPLEMEWTACION DEL MODULADOR
Para la i mp 1 ementar, i ón de 1 as se fía 1 es mú.l t i p 1 ex
PSK existen algunas técnicas pero ninguna puede
X p ( f ) . m f f )
ON-OFF
A n DSB
- 45 "~
A
V
F/g. 1.23 Formas de onda de ía modulación A S K
fo = J.5/T
ti = 2/T
I/T raía deseñalcraoon
Fig. 1.24 Señal MSK
DíAGRA/ríAFASO Rl AL
2PSK
DÍ AGRAMAFASORIAL4PSK
) SEÑAL 2PSK
b) SEÑAL 4PSK
oo
F/g. 1.25 Señales 2 PSK y 4 PSK
producir directamente la señal conforma indica
ecuación í., ió5una forma de modular es recurrir a
la.s señalas en cuadratura para lo cual se necesi-
tan 2 multiniveles en banda base que generen la
sen-ñ,! gQ f 3.SG I v i a fuera de fase Q. "i -a ssfíal 1
se refiere a la señal mlít) y ^ñ & a la mQ(t)
como se puede ver en la fig. 1.26. en donde
la señal I esta formada por el producto de la
señal mICt) por cosUíct y la serial Q por el pro-
ducto de mQ(-fc) por senWct; la señal PBK es la
suma de la serial 1 y la Q cumpliendo de esta
forma con la ecuación de modulación sn cuadratu-
ra 1 * 17.
En la fig,1;L»293 se muestra el diagrama de un mo-
dulador 4—PSK. notándose que a los bits entran-
tes se los separa colocándoles alternadamente en
la fase 1 y en la Q para ser modulados con las
portadoras orthogonales eos wct y sen wct«
b) IMPLEMENTACION DEL DEMODULADOR
De acuerdo al proceso de demodulaci ón de 1 as se-
ñal es PSK empleado, la demodulación puede ser
coherente y diferencial.
La demodulación coherente utiliza une portadora
local coherente en fase, generada a partir de un
oscilador controlado ñor voltaae can la fase aso-
47
ciada a la portadora de transmisión por un laso
cerrado de fase, según se indica en la fig* í«27
La demodulación diferencial en cambio compara
la fase del intervalo presente con la del ínter—
valo previo,, la señal recibida en el intervalo
previo se defasa en un intervalo de señal y usa
como referencia para demodular la señal del
próximo intervalo., ver fig» 1.28. Este proceso
de demodulación no requiere de la portadora lo-
cal coherente, pero necesita el usa de una cadi —
f i cae ion d i f erenei al sof i sti cada„
En los sistemas muíti fase la información pro-
porcionada por el detectar de fase simple es inade-
cuada porque la medida de eos 0" no indica corno es 0»
si es positivo o negativo y porque la salida del de-
tector de fase es proporcional a la amplitud de la
señal, a cas #; par la que la magnitud de la fase de
salida es menor en referencia a la amplitud de la se-
ñal» Estas problemas se solucionan incluyendo una
segunda mezcla y f i 1taj e de una segunda señal
de referencia que sea orthogonal a la primera como
se indica en la fign í«29n La señal en fase al modu-
larse matemáticamente se expresa cornos
X I <t> - FPB [eos (wct + 0).2.coswct]- FPB [cosJ0 + cas 0 cas2wct - sen 0 sen 2 wct]- cas $ (1.18)
-48
C o f W c f Señal I
SEÑAL PSK
Sen Wcí Señaí Q
Fig. 1.26 Diagrama del Modulador PSK en cuadratura
SEÑAL PSK
Fig. L27 Diagrama del Demodulador PSK Coherente
SEÑAL PSK
Fig. 1.28 Diagrama del Demodulador PSK Diferencial
49
Y la serial fuera de fase cama;
X Q ( t 5 - FPB [eos (wct +0) .2-ser.wct]= - sen Sí
FPB realiza la función de un f i l t r a oasabajas.
CU 19)
1.6.4 MODULACIÓN DE AMPLITUD EN CUADRATURA CQAM)
£1 sistema QAM puede ser considerado coma una
extensión ríe la modulación PSK en cuadratura,, pues
el sistema esté, formada par 2 canales completamente
independientes incluyendo la codificación y el pro-
ceso de detecciónK En el caso del 2—QAM en cada ca-
nal el sistema es semajante al 4--PSK. en cambia en
los sistemas de alto nivel son diferentes de los PSK»
Una señal QAM se obtiene sumando 2 señales AM
enésimas orthogonales que se obtienen al modular los
2 trenes de pulsos 01(t) y 0Q(t) con 2 portadoras ar-
thoaonales.
Kt) « 4)1 (t) eos (wct + 6)Q.Ct) « (JQ. .(t) sen (wct + 0)
$1 y JlQ contienen pulsos n-ésimos,, en donde n
La señal QAM XCt) es:
X ít) - lít) -i- QCt)« í)II<t) cosCwct + 8) -i-
C1.21)senCwct-í-8)
X ( t ) tiene n2"=:C2'n ) puntos de serial; para m ~ 1 se
tiene 4-QAM,para m - 2 se tiene 16-QAM y asi sucesi—
1.7
so
vamente.
En la fio, 1.30a se muestra una constelación
16-O.AM y en la f i g. 1. 30b el di agrama del madul ador
correspondiente» La serial ló-QAM tiene 4 hits de In-
formación por lo que contiene el doble de información
de la señal 4—PSK. esto hace que sea adecuado para la
transmisión de gran capacidad»
ESPECIFICACIONES PARA EL DI3EP-Q DE ENLACES DE RADIODIGITAL
bl diseno de un enlace digital de radio compren-
de la selección del sitio que abarca el enlace y la
evaluación de la calidad del sistema, en este numeral
se consideran estos dos aspectos.
1.7.1 INFLUENCIA DE LA ESFERICIDAD DE LA TIERRA.
La influencia de la esfericidad de la tierra se
determina por el coeficiente del radio ficticia o
factor K. cuyo valor para condiciones normales de
propagación es de 4/3-
El calculo del diagrama del factor K se realiza
a través de la siguiente fórmulas
h« dl.d2/í7 (m)
En dondes di y d2 son las distancias desde las esta-ciones hasta el Dunto del cálculo (Km).
- 51 -
C A N A L I
DATOS. ENTRANTEj 6 i i
CofTversorsene oparalelo
Cos Wcí
Oscilador
Sen VVcí
CANAL Q
SEÑAL
4PSK
'o) MODULADOR 4-PSK
CANAL I
SALJDA de DATOSi o i i
Conversarpara/e/o a sene
CANAL O b) DEMODULADOR 4-PSK
Fig. 1.29 Modulador y Demodulador^PS K
1T/2
TT
o) CONSTELACIÓN /6-QAM
ETP IETP 2
ENTRADAPORTADORA
ooír )
MODULADOR Í6-QAM
Fig. I.3O Constelación y Modulador 1 6 - Q A M
h es el cambio de altitud respecto a lalinea de referencia horizontal <m) * verfia, 1.31
En trayectos menores de 10 Km se hace despre-
ciable esta influencia parque el valor de h se hace
muy pequeño
1.7.2 CALCULO DEL RADIO DE LA PRIMERA ZONA DE FRESNEL.
Un trayecto de un radio enlace debe cumplir con
la condición de que su separación sobre las cumbres
de las montañas, debe ser mayar que el radio de la
primera zona de fresnel RFí para el caso de #=4/3,ver
fia, 1.31
El valor de RFÍ se calcula asis
17.3 |/dl7d27f7d <tn) (1-23)
En dondes d es la distancia del trayecto (Km)f es la frecuencia (BHz).
Las frecuencias más comunes para, transmisión en
microonda son; 2,4,6,7,8,11?13 GHz.
1.7.3 CALCULO DEL MARGEN DE SEPARACIÓN DEL TRAYECTO.
Cuando las alturas de las estaciones estén de-
terminadas, el margen de separación sobre las cumbres
hs se calcula con la. siguiente fórmulas
hs« hl-Cdl/d) <hl-h2)-0.0588 dlsd2~hc (m) <1.24)
bn donde-» hl y h2 son las alturas de las antenas detransmisión y recepción sobre eln i ve1 de1 mar < m)
he BS la altura de la cumbre sabré eln i ve1 del mar £ m). ver fia. 1.32
La diferencia entre la separación del trayecto y
el radio ríe la primera zona de fresnel hsF esta dada
por;
hsF « hs - RF1 <m) « (I* 25)
1.7.4 DETERMINACIÓN DE LA ONDA REFLEJADA.
Para el caso de que no exista ninguna cumbre que
bloquee la onda reflejada, el punto de reflexión se
calcula asi;
hlO = hl-hrh20 « h2-hr
C m )C m )
C « Ch lO-h20) / í h lOH-h20)m « ( i / 4!<a) [ dz / < h 10+h 20)]
(i.26)
(1.27)
En donde: hr es la altura del punto de reflexión Cm)?
a es el radio de la tierra ™ 6370 Km.hlO? h20 san las alturas de las antenas so-
bre el nivel del punto cíe reflexión ím>í< es el coeficiente del radio ficticio de
de la tierra.
En la fio. 1.33 se indican los parámetros para el
calculo de la onda reflejada.
Usando el gráfico 1.34 determinamos el valor de
b y can las fórmulas Nrcu i - 26 calculamos las distan-
cias del |3unto de reflexión drí y dr2s
-54 -
Fig. 1.31 Influencia de la esfericidad de la tierra,£ zona de FRESNEL
F¡g. 1.32 Separación del trayecto
oca.
Fig. 1.33 Onda reflejada
drl = (d/2) (H-b) (Km)dr2 = d-drl (Km) CU 28)
Leyendo la altura del punto de reflexión calcu-
lada se campara can la altura hr utilizada en el
calcula., si existe alguna diferencia entre ellas se
repite el cálculo hasta que las dos alturas sean
iguales-
Una vez encontrado el punto de reflexión calcu-
lamos las ángulos que forman las ondas directa y re-
f1ejada, ver f i g. 1.33
Los ángulos de elevación de la onda directa ocl
y oc2 calculan mediante las siguientes ecuaciones.
ChíO»h20)/d -fd/2.K-a) (mrad)(h20-hlO)/d -(d/2.k.a) (mrad) (1.29)
Los ángulos de elevación de la onda reflejada
y /3 2 se calculan asís
<hlO/drl)-(drl/2.K.a)Íh20/dr2)-(dr2/2.k.a)
(mrad)(mrad) (1.30)
Las ángulos entre onda directa y onda ref le jada
01 y 02 sons
0 1= ocl - /sí (mrad)02= o¿2 - P2 (mrad ) U-.31)
En la figura de directividad de la antena Cfig.
i«35) se determina la magnitud de atenuación D©1 y
D©2 correspondiente a los angulas calculados en las
fórmulas 1„31
_a atenuación efectiva ñor reflexión Aer es;
Aer= DO1 + D©2 + Aor CdB) Cl -32)
£n donde Apr es la atenuación por reflexión expresadaen la tabla 1.2
1,7. NIVELES DE PROPAGACIÓN Y DE ENTRADA AL RECEPTOR.
1.7.5-1 NIVELES DE PRORASACIQN.
Para el calculo de los niveles de propagación se
van a considerar 2 casos, como se indica en la fia.
1-36» £1 caso a) es para estaciones normales,y el b)
para estacionas con repetidores pasivos.
Casa a) ST= Pt + Gt + SrAT= Aa + Aat + Aar + Art -i- Arr + Aa* (1.33)
En donde: GT- Sanancia total del sistema.AT™ atenuación total del sistema-Pt= potencia de salida del transmisor.Gt- Sanacia de la antena transmisora.Gr= Ganancia de la antena receptora.Ao~ Atenuación del espacio libre»Aat-Pérdida en el alimentador de la antena
transmisora.Aar~Pérdida en el alimentador de la antena
receptaraArt-Pérdida en el circuito de ramificación
lado de transmisión.Arr™Pértíida en el circuito de ramificación
lado de recepción»Aa= Atenuación adicional, que comprende
pérdidas producidas par: reflexión, re-fracción., difracción., absorción. obs-trucciones.
•57-
t. o
O.9
0.8
0.7
O,6
O.5
0.4O
U-UJ
o O.3CJ
O.2
O.l
0.2
O O.l 0.2 O.3 O.4 O.5 O.6 O.7 O.8
C O E F I C I E N T E m
0.9 LO
Fig, 1.34 Gráfico para determinar el parámetro b
*ef. [5.P.2OQ]
^^--^LUGAR
Frecuencia (GKzh--^
2
4
5
6
It
15
2O
A G U A (dB)
O
O
O
0
O
O
O .
CAMPO SECO (dB)
4
6
6
6
8
8
8
CIUDAD
MONTAÑA (dB)
IO
14
14
14
16
16
16
TABLA 1,2 Atenuación por reflexión
-58-
Potencia relativa (dB)
\
«
O c00 .-O
ií o
o o
O o £""> -̂ s 5— - ' i*
g-o< E
s
Fig. 1.35 Patrón de radiación de una antena Parabólica(0 2m , f = 2 G H z )
Caso b) ST~ Pt -i- Gt + Gr + Grl + Gr2(1,34)
Aa1-Atenúanión por espacio libre tramo 1,,Ao2 para el tramo 2.
Gr1-Ganancia de las antenas del repetidorpasivo del tramo 1. 8r2 para el tramo 2
Ar~ Pérdida en el alimentador del repetidorpasiva
Para un sistema de microondas se utiliza ante-
enas parabólicas-, su -GANANCIA B se puede calcular
mediante la siguiente fórmula relacionada al radiador
isotrópicos
G« 20 log D + 20 log f + 7-5 <dB> (i-35)
En donde D es el diámetro de la antena (pies)
La PERDIDA DE PROPAGACIÓN DEL ESPACIO LIBRE Ao
se calcula con la siguiente fórmula:
Ao= 20 loa d + 20 loa f + 92-4 (dB) (1.36)
1.7.3.2 NIVELES DE ENTRADA AL RECEPTOR
£1 nivel de recepción Pr esta dado por la dife-
rencia entre la ganancia total y la pérdida total:
Pr« GT - AT CdBm) (1.37)
El margen de desvanecimiento Fh de acuerda a le
"fia. 1 37 seras
60
Pr ~d5rji) (dB)Pr » Mr u ™ S/íM (dB) (1.38)
En donde: Nrm- Es el nivel cíe recepción rainimo paraun BER esp ec i f i c o «
3/N~ Relación señal a ruido térmico.ÍMru= Nivel da receacian umbral.
1,7.6 EVALUACIÓN DE LA CALIDAD DEL CIRCUITO.
La evaluación de la calidad del circuito se ex-**>
presa par la medida del BER. aunque se utilizara tam-
bién la relación sefíal a ruido que si tiene relación
con el BER. En este numeral trataremos sobre el méto-
do para el sistema 4-PSK.
:L.7H6HÍ RELACIÓN SEwAL A RUIDO S/W DEBIDO AL RUIDO TÉRMICO.
La S/N se calcula mediante la siauiente ecua-
S/M« -Wru + Pr - FH (dB)
Wru« 10 loa K'TBF <dBm) (1.39)
En dondes F'MK'TF
~ Margen de desvanecí miento»= .constante de Baltsmann ( = 1.38x10=s tsíriD©r"£xt ur a absol tita»™ f i aura cíe ruido del recentar.
£i~ ancho cís banda,, para un sistBrna M—PSK
B= Vb/log M (Hz) .
En dondes Vb~ velocidad binaria <b/s)M ™ númsro de ni vsles de modal aci ón PSK..
En la fig* i»3hí se muestra las curvas de la tasa
de códigos erróneos Vs la relación serial a ruido tér-
mico, para los niveles de modulación PSK» £1 valor
del BER más elevado de acuerdo al informe 378-3 del
del CCIR se estima que debiera situarse entre 10" y
10-'.
i.7.6-2 INTERRUPCIÓN INSTANTÁNEA CAUSADA POR DESVANECIMIENTOS
El calculo del margen de desvanecimiento FM pa-
ra tramas de propagación ordinaria se realiza median-
te la siauiente fórmulas
FM*= 10 1 on (PR / Pía)
(f /4)
ídB)
(1.41)
En donde: PR es la probabilidad de ocurrencia deldesvanecimiento del tipa Rayleigh« ^̂
f es la frecuencia CQHs)d es la longitud el tramo (Km)O. ss al coeficiente del trayecto de propa-
gación expresado en la tabla :L. 3 ? endonde hl y h2 son las alturas de las an-tenas ds transmisión y recepción.
Pia es la proporción de interrupción instan-tánea admisible v se calcula asi:
Pia» 2.5 x. 10"?d (1.42)
La proporción de interrupción instantánea Pi pa-
ra un tramo de propagación ordinaria se calcula me-
diante la siguiente fórmula;
Pi= PR/FMr
- 62 -
Art
Pt TX
A at /" ^t Ao "\ or
X. SGt 6r RX
A rr
Pr
Ar Gr2
Fig. 1.36 Parámetros de un sistema de radio
Pr
N r m
N ru
FM
S/N
Fig. 1.37 Nivel de entrada al receptor
a )
b)
L U G A R
M o n t a ñ a
L l a n u r a
Mar
Costa
Q
2.1 x ICf9
5.1 x IO~9
2.35x!0~8(l/h)l/3
3.7xlcT7(l/hí1/2
3,7xlO íl/h
h=-L(hl + h2)
fm)
híviOO
h^ lOO
h^lOO
h ^IOO
TABLA 1.3 Coeficiente del trayecto "de propagación Q
S E R
ICT
to~
10
icr
16 18 S/N{dB)
Fig. 1,38 BER Vs S/N Para sistemas de modulación en
fase diferencial (para código GRAY)
64
CdB)
En donde: Ftlr es el valor real del margen de desvane-cimi ento.
Fhp es el margen de protección contra desvane-
cimientos y se calcula así;
FMo= 73-2 + Pr <dB) (1.44)
El F'i se calcula para cada tramo* para la eva-
luación del circuito total la siguiente inecuación
debe cump1 i rse:
2.S x Í0"7dj (1.45)
En donde: dj = distancia de repetición en el j-ésimotrama (Km).
n ~ número de tramos del enlace,,
C A P I T U L O 11
ESTUDIO DEL ENLACE DIGITAL POR RADIO FRENTE A OTROSTIPOS DE ENLACE DIGITAL.
Para ia transmisión cíe una señal digital se dis-
ponen de ios siguientes medios de transmisión, que se
deben acoplar a sus respectivas terminales digitales^
Medios de transmisión Termi nal es d í ai tales
1 Cata le cié p ares2 Cable coaxial3 Hicroanda terrestre4 Satélite con TDHA5 Guí. a de onda6 Fibra óptica
a Hültiplex MICb Mtli 11 i p.1 ex de datosc: Codee para TVd Transmulti Di exorí-3 Concentrador de datosf Central di ai tal
Cuadra 2.1 Medios de transmisión y terminales digitales.
2.1 ENLACE POR CABLE MULTIPAR Y COAXIAL.
M. 1 ENLACE POR CABLE MULTIPAR.
Refiriéndose al cuadro 2..i., este numeral trata
del cable de pares cama medio de transmisión que se
acopia a ia central digital para transmitir i a señal
en banda base,.
2.1.1,1 TIPOS DE CABLE MULTÍPARA
Según el CCl'TT Rec L 6«612 se definen 2 categorí-
as de cab i e de pares sim&tr i eos desti nados a trans-
» 66 -
mitir señales binarias del orden de 34 r*lh/s« Las c.a~
teoorias se clasifican en cables para transmisión
en los 2 sentidos y cables para transmitir en un so-
lo sentid cu
p a r a e i cable qu e t r an s m i t e en u n so 1 o sentido
las características básicas cíe las pares se indican
en el cuadro 2.2. Bu atenuación por unidad de longi-
tud y la impedancia característica se deben medir a
.3150 f<hz.
Los cables destinados a transmitir en los dos
sentidas tienen las carácterísti cas indicadas en el
cuadro 2.3 para el caso da las cables concéntricos y
en el 2.4 para el de cuadretes. En los cables concén-
tricos los pares forman un solo grupo, en cambia en
los de cuadretes el cable unidad esta formada par
aruoas cié cab 1 es.
1.1,2 ENLACES,
Debido al costo que represente la red se ha lo-
grado utilizar los cables existentes de la red local,
transmitiendo .24 o 30 canales telefónicos en una lí-
nea construida por 4 hilos o sea 2 hilos en el un
sent i do y 1 os dos restantes en el otro„ Como estos
cables fueran diseñadas para transmitir a frecuencia
vocal y ahora tienen que transmitir hasta alrededor
de una banda de 2 MHz. la diafonla va a ser notable.
Impedancia caracten'stíca nominal a
Atenuación nominal por unidad dea 10° C At (dB/KmJ
IMHz Zo
1 o na i tu d
í-ft)
a IMHz
Capacidad nominal C (nF/Km)
165
8.8
28
120
9.5
38
CUADRO 2,4 Principales características del cable de cuadretes
por lo que en cada tipo de cable se seleccionan
adecuadamente los pares que se van a utilizar y los
que na se utilizan sirven de blindaje*
Si las direcciones de transmisión se encuentran
en diferentes cables la diafanla cercana viene a ser
despreciable y para la lejana desde el punto de vista
práctica se usan los pares separadamente y se van lle-
nando el cable gradualmente?los pares vecinos se usan
para blindaje y 1a capa exterior en 1os cab1es con-
céntricos no se utiliza? de esta manera se logra uti-
lizar aproximadamente un 507. de la capacidad del
cable-
Debido a que al aumentar la frecuencia de la se-
ñal transmitida la linea presenta mayor atenuación,
se hace necesario introducir repetidores en cada
cierto tramo, desde el punto de vista práctico se?
usa una separación entre repetidores ds :i a 3 Km de
acuerdo al calibre y al tipo de cable; ver cuadra 2.5
O 1 O2. 1 ENLACES PDR CABLE COAXIAL
Las ti pos de cab1e coax i al def i ni dos por el
CC1TT para sistemas digitales se encuentran en el
cuadro 2.6, mediante los cuales se puede transmitir
hasta velocidades binarlas de 8» 345 140 y 565 r!b/s,,
es decir hasta el Quinto orden jerárauico del sis-
-69 -
C A B L E
Pares simétricos -
Micro coaxial
Coaxia l 0.7/2.9
Coaxial 1.2/4,4
Coaxial 2.6/9.5
VELOCIDAD
BINARIA (Mb/S)
2
8
34
I4O
I4O
565
ESPACIO ENTRE
REPETIDORES Km
1-3
4
2
2
4.65
1.55
UTILIZACIÓN
RED LOCAL
LARGA DISTANCIA
REDES DISTANTES
CUADRO 2.5 Espacio entre repetidores para el cable de paresy el coaxial
VELOCIDAD
M e d i a
A l t a
Muy A l ta
ANCHO DE BAN-
DA POSIBLE (MHZ)
8.5
35
100
TOO
VELOCIDAD
BINARIA (Mb/S)
8
34
140
565
TIPO DE CABLE
COAXIAL (mm)
0.7/2.9
1.2/4.40. 7/2.9
0. 7/2. 91.2 /4.42.6/9.5
1.2 /4.42.6/9.5
C U A D R O 2.6 Cables coaxiales para sistemas d ig i ta les
tema MDT.
Las cables más uti 1 i zados san5 a) 1os del tipo
1.2/4.4 (mm> . o sea 1.2 mm de diámetro interior y 4.4
de di ámetro exterior., para si stemas ds í 40 Píb/s con
una distancia entre repetidores de 2 Km? también se
ha intentado para sistemas de 565 Hb/s.
b) £1 tipa 2.6/9-5 mm se ha utilizada can el sistema
de 140 Mta/s con una distancia entre repetidores de
4-65 Km y con el de 565 Mb/s can una distancia entre
repetidores de 1.55 ÍOn.
En el cuadro 2.. 5 se pueden ver las distancias
entre repetidores para los diferentes tipos de cable
c oax i a 1 y mu 1 i t i p ar „
La desventaja de la transmisión por cable
metálica es que se deben utilizar repetidores en
tramos cortas de transmisión, lo que hace que el
costo del sistema se encarezca, por esta razón y con
el avance tecnológico de las telecomunicaciones las
nuevas tecnologías están desplazándola* Entre las
nuevas tecnologías tenemos la fibra óptica y las sis-
temas de microonda que dependiendo de los casos eco-
nómicamente oueden ser más convenientes.
ENLACE POR FIBRA ÓPTICA.
"7 1 ._/ 1
El modelo general de un sistema de transmisión
por fibras ópticas se muestra en la fia- 2,,!,, en la
que la señal eléctrica se transforma en una serial de
1 us en el equipo terral nal de 11 nea en el lado de
transmisión- luego se transmite por fibra óptica y al
llegar a su destina se transforma nuevamente en señal
eléctrica en el recentar.
2.2.1 COMPONENTES DEL SISTEMA DE TRANSMISIÓN POR FIBRA ÓP-TICA.
2-2.1.1 MED 10 DE TRANSP11SIOIM OPTICA „
Al referirse al medio de transmisión óptica se
hablaré de la fibra óptica y como es necesaria unir
tramos de fibra, se verán también los elementos que
permiten realizar esta unión como son los empalmes y
1 o«3 conectares.
a) FIBRA ÓPTICA.
La fibra óptica esta formada por una región cen-
tral llamada alma o nüclecj. que es un cilindro de
cuarzo Si02 por donde s-e propaga la luz. este núcleo
esta envuelta par una materia de revestimiento de vi-
drio o plástico llamado mantos a las 2 capas anterio-
res le en vue 1 ve un a tere er a que es un a es t r u.c t ur a
nrotectoran ver "fin.. .'S...̂-
Siendo ni el Índice de refracción del núcleo v
n2 el del manta., en donde nl>n£,, de acuerdo a ni las
fibras pueden ser de índice escalonado y de gradual,,
En las cíe tipo ESCALONADO el índice de refrac-
ci6n en el núcleo es constante y cambia bruscamente
del núcleo al manto.., lo que ocasiona que los rayos
incidentes dentro de un cierto ángulo se reflejen en
el limite del núcleo y del manta, ver fia* 2.2 a).. En
las de tipo GRADUAL el índice va disminuyendo gra-
dualmente desde el centro del núcleo, ver fig«2«2 b)»
Las andas se reflejan en el límite núcleo—manto-
pero una parte lo hacen en el manto y otras son ab~
sorvidas por la atmósfera y par la capa protectora» a
estas ultimas se las llama ondas espaciales y a las
que se reflejan en el manto ondas del manta.ver fia.
'¿U 3-
Las fibras de perfil gradual pueden conducir va-
rios modos de luz o multimodo y las de escalonado de-
pendiendo del radío pueden conducir un solo modo o
monomodo v también multimodo.,
b> EMPALMES, CONECTORES Y ACOPLADORES.
Las empalmes y conectares san puntas donde se
unen tramos de cable de fibra, en el empalme la unión
es definitiva y en el conectar puede ser directa o a
tr av es de 1ent en.
- 73-
-SEMAL
f LECTR1CA
EQUIPO
TERMINALDE LINEA
(> - - - - >
^ Receptorintermedio
EQUIPO
DE ES TAC
¡NTERMED
l
* f
SEÑALELÉCTRICA
*" Fibra óptico
Fig. 2.1 Configuración general de un sistema de fibras ópticas .
L
raj índice escalonado
b) índice gradual
índice de refroccío'n c) Unimodo
Fig. 2.2 Principales tipos de fibras ópticas
I ni
2n23
t ni
2n23
I = núcleo2 = manto3 = recubrrmiento
Ofrdo espocial
del núcleo
Fig. 2.3 Tipos de ondas en las fibras ópticas
Los acopladores son puntos en donde se puede ra-
tnificar la fibra y san de las siguientes tiposs uni-
direccionales de 4 puertas,. bidireccionales de 6
puertas y en estrella? la atenuación que producen se
auede ver en el cuadro 2.7,
FUENTES ÓPTICAS.
Los tipos de fuentes ópticas que se utilizan son
las diodos luminiscentes LED y las diadas láser LD.
ambas formados por elementos semiconductores» presen-
tan las ventajas de poder modular directamente la se-
ñal eléctrica a altas velocidades y con una baja pa-
tencia de exitación.,
El LD es el mas recomendable para aplicaciones
con anchos de banda grandes y para largos alcances,
en cambia el LED se utiliza para distancias cartas y
medias, con anchas de banda angostos y patencia de
ss 1 .ida baj a«
Las tipos de LED utilizadas son las de emisión
de superficie y las de emisión de borde,, en las pri-
meras la luz se emite en un angula arande.. Las de e—
fflisian de barde o ELED en cambia tienen una geometría
parecida a las del LD y paseen ventajas sobre? las de
emisión de superficie como sans bajo ruido con altas
patencias de salida, eficacia de acoplamiento; velo-
cidadas de modulación cercanas a las del LD.
El LD es un diado semiconductor formada par ~ia
aleación da elementas camas fía, Al.. P« As? ln. con un
componente selectiva de longitud de anda llamado re-
sonador óptico de Faley Perot. lo que le haca que la
emisión de luz sea coherente en fase y en frecuencia.
El resonador optica consiste en 2 espejos semi-
transparentes y enfrentados entre si, pueden originar
una anda estacionaria por reflexión iterada- como se
muestra en la fia. 2.4.
Existen S tipos de LO» sí de franja aislada de
óxido v el lases" svanzado., £1 secundo se acerca foss™
tan te al modela ideal que consiste en producir un fu-
ñico filamento láser muy estrecha de menos de 3 um.
r̂ ca 1=1.3 0rcjD3Cja entre los espejos.,
En la fio. 5i»S ss muestran las cs.r-3.ctsr í sti ccis
de respuesta de patencia de luz en f uncí án de la co-
rriente de exitación tanto para el LED coma para el
LD para 2 temperaturas. El LD en corrientes mas pe-
queñas que la umbral se comparta cama LEU emitiendo
luz incoherente, en cambia en corrientes superiores a
1 a umbral 1 a 1 uz es coherente y crece en forma rapi--
da. lo que hace que la patencia lumínica can respecto
a la corriente sea superior a la del LED.
-76-
A C O P L A D O R
UNIDIRECCIONALES
4 P U E R T A S
BIDIRECCIONAL
6 PUERTAS
ACOPLADOR
ESTRELLA
F O R M A
1 Z^^
=— -<^f^
--i— _J—— -~^=— -<
-*-- ¡— -J -— *
'\X<X3
^g
— -̂ =-t̂J)
ATENUACIÓN ídB)
CONECCION
O.5
O. 5
0.5
0.7- 1.2
ACOPLA -MIENTO
Y deíocopÍQ.mtento
0.7
Y desacoplamiento
0. 7
Y desacopla.
miento
O.7
Y desocopJa_miento
0.7
PARA LOS SIMÉTRICOS
2.8 6.T
2x 12
2x32 2.5
TECNO-
LOGÍA
POCO
COMPLICADO
SIMPLE
POCO
COMPLICADO
SIMPLE
POCO
COMPLICADO
MAS
COMPLICADO
CUADRO 2 .7 A c o p l a d o r e s
RADIACIÓN © RADIACIÓN
Fig. 2.4 Principio del resonador óptico del diodo láser
15
1O
S 5
O Corrt*nt« d« exitocíon tmA)5O ICO \O 2OO 25O
—:—- corriente umbrolFig. 2.5 Características de los LÉD y de los LÁSER
Las longitudes da onda de trabajo de los LD son
a 0,85 UÍR. y can manares perdidas a .1., 3 y :U55 um.
esto se puede ver en el cuadro 2.8. al igual que el
resumen ds las características de las LEO v £L!ZDn
2.2.1.3 RECEPTORES ÓPTICOS.
Los receptares ópticos producidos han sido inco-
herentes; es decir que el detectar únicamente con-
vierte la patencia lumínica en corriente eléctrica,
la ciencia se encuentra investigando sabré receptares
coherentes en los que el detector se use como mezcla-
dor con un oscilador local que trabaje a frecuencias
ópticas.
Las clases de receptores dependen da los 2 tipas
de detectares que san5 el fotadiada de avalancha
íAvalanche Photodiode APD) y el diodo PIN C Positivo
Intrínseco Negativo). El receptor esta formado por un
detector seguido de un circuito de polarización in-
corporado como se indica en la fig. 2.ó.
Las fatodiadas PIN pueden ser de silicio para u-
na longitud de onda de 800 a 900nm. o de una aleación
de InGaAs para una longitud de onda de 1300 a iSOGnnu
son muy rápidos., lineales y ds una alta eficiencia
de conversión»
Los fotadiodos de avalancha tienen una sensibi-
lidad a las señales de banda ancha 10 veces superior
a los diodos PIN. pera tiene la desventaja de que
producen ruido, Los de Si trabajan con una longitud
de anda de 800 a 900 nm.sn cambia las de Ge de 1300 a
Í500 nm. ver cuadro 2M9;
Para conclair con la descripción de los compo-
nentes dal sistefua de transmisión par fibra óptica
del modelo general expresado en la fio»2*l, en la fig
2.7 se muestra el diagrama de bloques ríe un equipa
terminal de 1inea del lado de transmisión, sn donde
la señal eléctrica se transforma en señal óptica;
en la fia. 2.8 en cambia se indica el diagrama del
1ado de rscepc i on» La codi f i cae i ón ut i 1 i zada es el
HDB3 para los sistemas de 34 Mb/s y el Cftl para los
olgi Í¿L£i flb/s.. estos códi o os ¡susden ser aener a dos nor
el equipo muítiplex precedente.
£1 diagrama de bloques de un repetidor interme-
dio se indica en la fig. 2.9. La ecuali'zaci ón indica-
da en este gráfico es necesaria en sistemas de alta
calidad. El ecualizador es un filtra que responde 1.1-
nealmente a la frecuencia, aceptando la respuesta de
frecuencia de la combinación del transmisor» de la
fibra óptica y del receptor y la transforma en la
resa uest a de f recuenci a re auer ida.
o o o MODULACIÓN Y DEMODULACIÓN DIGITAL.
- 79-
FUEWTEÓPTICA
L E O
E L E D
LÁSER
LONGITUDDE ONDA
1 * m)
í 3OO
900
850I3OO85O
I3OO1550
MATERIAL
Ga AsIn Ga Ai P
6a Al AsIn Ga As PGa Al AsIn Ga A» PJn Go As P
ANCHURA
DÉLA RAYA
MODULADATIPICAU*)
4O1 IO
4O6O
38
IO
POTENCIA TIPI
CA EN RBRA
DE INDICIO GRAru - A , 6O/I25 u»DUAL („.*•)
O.5 - O.8O.l - 0. 5
1 -1.30.5 -1.5¡ - 3O.l - ZO. 1 - Z
PREGUEN -CÍA DE MO-
DULACIÓNMÁXIMA MHZ
50- Í505O - 150
1 OO2OO5 0 05OO5OO
CUADRO 2.8 Características de las fuentes ópticas
PILTRO
DEMODULADOR
Fig. 2.6 R e c e p t o r ó p t i c o
DETECTORÓPTICO
A P D
PIN/RN-FET
MATERIAL
Si
Ge
SiJn Ga As
GAMA DE LON
GITUDES DE
ONDA DEL
SISTEMA tnm)
8OO- 9OO
I3OO - I55O
8OO— 9OO
I3OO- I55O
EFICACIA
CUÁNTICA
APROXIMADA
IV.)
8O
TO
9O- 95
4O -TO
POTENCIA MÍNIMA
RECIBIDA o I4O Mb/S
PARA Pe=IO~9 (dBm)
-50
— 4O
- 45
-44
CUADRO 2,9 Características de los detectores ópticos
- 80-
ÍNTERFAZ — - CODIFICADO*
CIRCUITO D£
OCJTACION
DE FUENTE
FUENTEÓPTICA
A L>»fUEHTC
Fig. 2.7 Diagrama del equipo terminal-de línea, lado transmisión
INTERFAZ DECODIFICAD GENERADORCIRCUITODERECEPCIÓN
i
Fig. 2.8 Diagrama del equipo terminal-de linea, lado recepción
Fig. 2.9 Diagrama del repet idor infermedio
La modalaci ón recomendada para transmisi ó.n en
fibras ópticas es la binaria de la luz en los das va-
loree extremos luz o no luz. alcanzando con este mé-
todo velocidades de I Gta/s en el laboratorio y en e—
quipos comerciales da 2 Fib/s hasta 140 rvíb/s«
£1 tipa de modulación más importante y de mayor
aplicación práctica es la directa;, en el que la luz
generada por la fuente óptica se modula por la simple
variación ciü?. la corriente del diodo ssciún Indica la
fíg. 2.10.
En la demodulación las receptores ópticas con-
vierten la serial de luz recibida en una serial eléc-
trica, existen 2 formas de demodulación: el método
directa en el que la serial óptica se transforma di-
rectamente en corriente eléctrica como se indica en
la fia. 2.11 a) y el indirecto cuya demodulación se
realiza par superposición de una portadora local era-
íTi^itics sobre una ss-n'al recibid;?... como si se tratara
de la recepción heteradina* ver fleu 2«lí b)*
CRITERIOS PRINCIPALES PARA DIMENSIGMAR UN ENLACE DEFIBRA ÓPTICA.
Un si steíT\ de transíuisi ón ón t i c a o use! e ser d i Q i —
tal o analógico y responde al modelo general indicado
en la f í a. "2. 12.
p~s
ACOPLAMIENTOTRASMI _SOR- FtaÓPTICA
ATENÚA.CIONFl BRAÓPTICA
DISPER_SIONFIBRAÓPTICA
ACOPLA.MIENTOFiBRA-
TOR
"^v°!y*v¡
Ruido del emisor ORuido del receptor
Fíg. 2.12 Modelo del sistema de trasmisión o'ptica
£1 dimensionamineto depende de 2 factores prin-
cipales: de la di stancia máxima entre erni sor y recep-
tor y del espectro de frecuencias ütil para el sis-
tema .
5.1 DISTANCIA MÁXIMA ENTRE RECEPTOR Y EMISOR.,
La distancia máxima entre emisor y receptar Lmax
se relaciona con ios siguientes parámetros;
a) POTENCIA DEL EMISOR Pe.
Este data es proporcionado por los fabricantes.
sus valores típicos san:; - 30 dBm para el LEO y •*• 10
para el LO.
b) POTENCIA RECIBIDA POR EL. FOTODIQDO Pr.
La patencia mínima recibida Prmin* que el foto-
diada necesite para una recepción confiable expresada
en el BER san proporcionados por los fabricantes, sus
val ores var í an ds ••• 33 dSfñ £\ &Í5
Para el caso del APD la Pr se calcula asís
.Fac.. S / Sr.,Fsr (dBm)
En dondes 8/Nr es la relación sefíal a ruido en el re-ceptor
e es la carga del electrón ™ 1 ,,6x iO^'Coul,Pac es el factor de amplificación de co-
rriente del APD.X - 0.3S es el ancho de banda de la señal„
Sr es la sensibilidad del receptor., de 0.1a 0.7.
Fer es el factor ds exitac.ion dsl receptor:0.01 Fer 0.3.
£n la tabla 2,2 se indican los valores típicas
de la patencia de transmisión y de la de recepción
para una velocidad binaria Vb~ 6.Mb/s.
c) POTENCIA ÓPTICA DE LA FIBRA.
La patencia botica da la fibra a una distancia L
cualauiera se calcula asís
-CL) = Pt. 10 <dB> f 7 '? >
En donde ce es el coeficiente ds atenuación.Pt es la potencia de transmisión (
d) ATENUACIÓN TOTAL At .
La atenuación At se determina oor
At » o¿.L + ATF + AFR + ACE -t- ARES CdB) Í2.3)
En dondss ATF- atenuación de acoplamiento emisor—fi-bra <dB) .
AFR— atenuación de acoplamiento fitara-re-ceptor CdB) .
ACE~ atenuación de conectores y empalmesCdB) .
oc*L ~ atenuación tís la fibra.ARES + atenuaci ón de reserva del sistema es
aproximadamente iaual a 6 CdB).
La constante de atenuación de la fibra se obtiene de
de la fórmula S.i3i
e) ATENUACIÓN MÁXIMA PERMISIBLE
La atenuación máxima oermisible Amax. se obtiene;
Atnax.^ Pt - Prmin. CciB) (2.4)
f) DISTANCIA MÁXIMA.
La distancia máxima Lmax . se obtiene:
Lraax. = At - ATP - AFR - AGE - ARES (2.3).
Los 11 íf: i tes de la di s tañe i s se muestra en 1 a fin
2. 13.
C- cqpirpTpn HP FP^Pi FNP T A.1.» i.. *J i i— <_í , , , vj r̂ i., i i •, i— \-t tfi w_t i i_í j. r^t i
a) FRECUENCIA LIMITE PARA EL EMISOR Y RECEPTOR
La frecuencia limite esta ciada oor
Xiío. >S.Vb. (2.6)
£n donde Vb es la velocidad binaria
b) ESPECTRO DEL SISTEMA.
£1 esnectra del sistema debe cumolir can:
B< BF (2.7)
En donde BF es el ancha de banda de la fibra,
c) FACTOR DE MÉRITO.
El f a c t or de mér i t o de 1 a f i br a Fm esta cí a da
Dar?
Fm - £íF - L (2-8)
ENLACE POR RADIO DIGITAL.
2. 3.:1 ESQUEMA DE UN RADIO ENLACE DIGITAL.
En la fio. 2.14 se indica el diagrama general de
un sistema da radio enlace digital;, que partiendo de
una señal analógica a través de A/D la convierte en
una serial con una a roas secuencias de bits de una ve-
locidad especifica. El conversar A/D en este caso es-
ta representando al muestren,, cuantificacion. codi-
ficación y a 1 a mu 11 i p X ex ación de la se ña 1 digital
en el arden jerárquico deseado*
En la modulación una señal multiplexada se modu-
la ya sea en amplietud. en fase o en frecuencia tras-
ladando el espectro de frecuencias de banda base a
la banda de la portadora seleccionada, de esta manera
la serial se adapta al medio de transmisión,, pero pre-
viamente es amplificada.
En el extremo receptor la serial recibida tiene
un trato inverso al que tuvo en la transmisión., se
demodula para recuperar la información digital y lúe-
ao en D/A es convertida nuevamente en señal de voz.
- 87-
DETECTOR
PR mín (dBm)
PIN -55
A P 0 -65
P t (dBm) E M I S O R
L E DSTANDAR
- 15
-30
4O
25
50
35
ALTA RADo10
55
45
65
55
CON LENTE5
-7
6O
48
70
58
L ASER
108
65
63
75
73
TABLA 2.2 Valores tfpicos de potencia de transmisión y recep.cion Vb= 6 Mb/S y BER= IO"9
Km
IOO -
I O - -
Pitra mo nomo do
Limites de dispersión
\Lirmte* dev dispersión
-*•IO JO IO bit/S
Fig. 2.13 Límites dé distancia de la fibra
r< A U C.M. U/A
Fig. 2.14 Diagrama de un radio enlace digital
Para la utilización del media ríe transmisión la
gama cié frecuencias mas utilizadas para transmitir
las señales digitales esta en el rango de las micro—
on d as«
Cada uno de las pasas que da la serial durante el
procesa de transmisión digital mediante radio se des-
cribió en el capitula 1.
2.3.2 PROCESO DEL OlSEñO DE UN RADIO ENLACE .
Las partes importantes de que consta un dise'fío
de un radia enlace digital por micraandas san:; la
selección del sitio y la evaluación de la calidad del
sistema.
La selección del sitio en donde se instalará el
sistema de radio comprende?
-El di seno del trayecto de propagad ón que comprender,
el estudio del relieve.estudio de la onda reflejada?
determinación de la frecuencia de trabajo., altura de
antenas, es posible que se requieran de algunos tra-
mos ? en este casa se debe di señar cada tramo*
-Determinación del sistema de antenas y torres-
-Estudio de la utilización de la diversidad de espacia
-Estudia de la interferencia can las demás sistemas de
te! ecamun i cae i one-s.
89
La evaluacion de la calidad del sistema compren-
de lo siguientes
-Estudia de la tasa de códigos errados B£R7 este es-
tudio debe estar de acuerdo al informe 378-3 del
CC IR.
-Estudio de -la proporción de interrupción instantánea.
-•Estudio de la proporción de Interrupción debido a
1luvias.
La forma de evaluación de la calidad del siste-
ma difiere de acuerdo al tipo de modulación de la
sanal.
Una vez sel ecci onado el si ti o v oluteni dos 1 os
objetivas de calidad del sistema es importante deter—
íiiinar el eouipo de radio a* utilizarse oara el enlace-.
En la fin 2.15 se indica un diagrama de flujo
del proceso rie disena de un enlace de radio microan—
da Dará el sistema 4—P6K
C1 ¿L COMPARACIÓN ENTRE LOS TIPOS DE ENLACES DIGITALES.
2.4.1 COMPARACIÓN ENTRE LOS ENLACES POR CABLE METÁLICO. PORFIBRA ÓPTICA Y POR RADIO.
a) ENLACE POR CABLE METÁLICO.
- 9O-
Scltcción del «¡ t ío
Diseño del t r o y t c f od« p.r o p o g o c i o n
Estudio de lo o'n dareflejada
Diseño de div e rsi d ad
C a l c u l o d» ruidos y.niveles de propagación
Cálculo del t iempo de
interrupción
u¡d ostiempo correctos
NO
Rec emendar equipode radio C a m b Ío de Sitio
Se conf i a. u raS I S T E M A
Rg. 2.15 Proceso deí diseño de un radio enlace digital
Los primeros medios de transmisión de las seña-
les digitales fueron los cables metálicos., transmi-
tiéndose una capacidad superior de canales que en el
caso analógico;; lográndose de esta manera que el cos-
to canal/Km no se encarezca.
A través de los cables se transmiten sistemas
del primer orden Jerárquico en al caso de los cables
de pares y hasta del quinto orden en el coaxial, cama
se indica en si cuadro 2.5« £n el cable de pares al
aumentar 1a banda de transmisión. 1a atenuación y
diafonía empiezan a ser notorios, sin embargo como
esta linea no tiene un ancho de banda limitado rígido
se ha lograda transmitir hasta una velocidad binaria
de 8 Mb/s-
£1 incremento del costo de los cables y la uti-
lización de repetidores a distancias cartas (ver
cuadro 2.5). han hecho que este medio ds transmisión
se encarezca, ademas la aparición ds la fibra óptica
y la utilización de radio enlaces con el avance de la
tecnología., han empezado a desplazarlo»•
b) ENLACE POR FIBRA ÓPTICA.
Anteriormente la atenuación en la fibra óptica
era el principal obstáculo para la transmisión óptica,
hay gracias a i a investigación se ha logrado reducir
de aproximadamente 1000 dB/Km a 0.2
fc:n .1. a tr ansmi si ón de señal es par f i hr a ápti ca
san importantes la atenuación y la dispersión. la
primera disminuye la amplietud de la señal, en caíti—
bio la dispersión limita el ancho de banda utiliza™
ble,
L.as nr i nc i nal ss vsnta 1 as nú»e o1? roes .1 s *f i hr a ÓD—
tica para redes interurbanas sons
- La distancia entre repetidores es grande en
comparación con la de los cables metálicos para
una capacidad si (ni lar. esto producá una disminu-
ción del equipo intermedi o y consecuentemente 1 a
la reducción del costo del sistema- se han ins™'
talado sistemas con una separación entre repeti-
dores de alrededor de 30 Km.
"~ El ancHo de banda es nrande» lo que hacs QUE? la
capacidad de transmisión, también lo sea.
- El costo de la fibra óptica es potencialmente
reducido.
~ Como 1 st o ai si aiT¡i ento el se tí'" i co.
- Insensibilidad a la interferencia.
™ Dia"foní& desoreciab 1 e„
- El di affletro del cafcíle es pequeño permi t i endo que
ocupe poca área de los ductos de canal ización.
c) ENLACE POR RADIO.
En los sistemas de radio a diferencia de los de
cable met&lica y par fibra óptica el ancho de banda
es rígido y normalmente es especificada y bien defi-
nido para que no exista interferencia entre canales.
El radio enlace por lo general es más convenien-
te que los otros sistemas cuando las condiciones
topográficas del trayecto dificulta la utilización de
cable,
Al igual que en el cable coaxial y sn el de fi-
bra óptica, se pueden transmitir hasta el Sto- orden
jerárquico, dentro de los casos típicos de utiliza-
ción tenemos,",
- Para redes locales con sistemas de 2 y 8 Pib/s,
aplicados en zonas de media y débil densidad
telefónica. asi cama para reoi ones de reí i sve
desigual. La longitud limitada del salto es de
al rededor de 30 Km y el salto máxima varía de
25 a 60 Km. de acuerda al equipo utilizado.
- Para red es r eg i ana 1 es c on s i s t ernas de 34 Hb /s...
alcanzan a una distancia total de 2000 Km. con
alcunos renetidoresB
2.4.2 COMPARACIÓN DE COSTOS ENTRE LOS ENLACES POR CABLECOAXIAL. FIBRA ÓPTICA Y RADIO-
Hedíante los gráficos siguientes BS comparan los
costos de los medies de transmisión por fibra óptica,
cable coaxial y radio microanda para sistemas da 34 y
i40 r"ib/sn
En la figura 2,,'16 se realiza una comparación re-
ferencia! del casto Vs la distancia del enlace para
un sistema de 34 Hb/s« En la fia. 2.17 en cambio se
real i za para si stemas de 140 Mb/s.
Observando los Gráficos se deduce ous osnsral™
mente el radio enlace es más conveniente? desde el
punto de vista económica para distancias grandes-pero
esto pu.ede vari ar para casos espec i fi cos« Las curvas
tienen saltos bruscos debido a que en esa distancia
se utiliza repetidor., lo que hace que el costo se
incremente en ese punto.
£1 enlace oor cable coaxial resulta ser el mas
caro debido a la mayor cantidad de repetidores que
debe utilizar para compensar su atenuación.
JUSTIFICACIÓN DEL RADIO ENLACE COMO SOPORTE DEL ENLACEDE FIBRA ÓPTICA
2.5.1 POSIBLES FALLAS EN LA RED DE FIBRA ÓPTICA.
En vista de que los dos mayores problemas que
puede presentar un cable de fibra ópti ca son 1 a falta
-95-
IOO
^ Dísfoncia(Km)
Fig. 2.16 Comparación de costos de los sistemas de enlace ÍR*M<»"
\oo ZOO 30ODistancia
(Km)
Fig 2.17 Comparaao'n de costos de los sistemas de enlace
- 96 ~
de estafo!1 i dad sn 1 as carácterí sticas de transmi sidn
y la rotura ante esfuerzas mecánicos- su fabricación
se realiza con miras a resolver estos inconvenientes.
Para la estabilidad en las características de
transmisión el cable es diseñado de tal manera que
las propiedades de la fibra no se deterioren durante
el proceso de fabricación y en la instalación, brin-
dando estabilidad ante cambios de temperatura y ha-
cienda que dentro del cable la fibra este libre de to-
da presión Irregular para evitar deterioras par miera-
curvaturas que producen pérdidas en la transmisión, A
la fibra se le recubre con la finalidad de preservar
la resistencia intrínseca y proteger contra la hume-
dad y abrasión química y mecánica.
Para la protección contra la rotura la fibra
tiene recubrimiento generalmente plástico y en cier-
tos cables existe en su interior miembros de tensión
que soportan los esfuerzos mecánicas., desde luego la
tensión que puede soportar el cabls es limitada»
Durante la instalación se debe tener tarjas 1 as
precauciones necesarias en el manipuleo de los cables
de fibra óptica, ya que son mucho más suceptibles a
daños que cualquier otro tipo de cable,
Lin empalme implica una cierta reducción de la
resistencia mecánica del cableff ' podiendo dar lunar a
—. *-}'? —
roturas ooster i ores al ex i st i r es;f uer s os 1 oca! i z sdos
sabré micrafisuras existentes.
Con el transcurso del tiempo la potencia de sa-
lida del elementa fataemisor se reduce gradualmente,
su tiempo de vida útil finaliza cuando se produzca
alguna degradación o cuando ya no genere la patencia
necesaria.El tiempo de vida ütil del LEU es de más de
un millón- de horas., o sea más de 100 anos y el del LD
de osas de 100 mil harás, es decir de más de 10 a ríos«
2.5.2 JUSTIFICACIÓN DEL RADIO ENLACE COMO SOPORTE A LA REDDE FIBRA ÓPTICA-
De lo manifestado en el numeral anterior la ma-
yor posibilidad de falla de una red de fibra óptica
radica en la rotura del cable. En el enlace Quito
Centro-flonjas las fallas mas probables podrían ser:
Rotura del cable debida a las razones expuestas en
el númera 1 2.5- "i..
La ruptura del cable también depende de la canali-
zación que -utilice, en este tramo la canalización
puede fallar debido a aspectos de orden topográfico
del trayecto y a la falta de mantenimiento constante.
La red de fibra óptica compartirá un tramo de cana-
lizaci6n con la red de cable metal ico, el cable me-
t alico hs teni do fal1as debi do a la humedad 7 a 1 a
C A P I T U L O III
DISEÑO DEL RAOID ENLACE DIBITAL.
En este capítulo se realiza el diseño del radio
enlace digital entre Quito Centro y Monjas.útil izando
un repetidor pasivo intermedia en San Juan» El diseño
se lo hace con bastante detalle para una capacidad
que se ha determinado tomando en cuanta la proyección
futura de la central prevista.
3.1 SITUACIÓN ACTUAL DE LA CENTRAL TELEFÓNICA MONJAS.
El Instituto Ecuatoriano de Telecomunicaciones
IETEL ante la demanda telefónica en el sector San
José de Monjas ha proyectada instalar una central te-
lefónica para servir a las urbanizaciones Alma 1 aja-
na, San Jasé ríe Hanjas y a las aledañas*
El sitio en el que se ha proyectado instalar la
central es en el lote de terreno de IETEL existente
en la urbanización Alma Lojana, en la fia. 3.1 se
indica la ubicación del lote»
El enlace con Quito se ha proyectado realizar a
través de fibra óptica que unirá a esta central con
la de Quito Centro, utilizando la canalización tele-
fónica existente y construyendo la fáltente, para que
todo el enlace sea subterráneo. En la fig* 3«2 se
indica el esquema del proyecto de canalización.
- too-
URBANIZACIÓN ALMA LOJANA
ESC. i:7,50O
Fíg. 3.1 UBICACIÓN DEL LOTE DE TERRENO DE IETEL
EN LA URB. ALMA LOJANA
CENTRAL TELEFÓNICAQUITO CENTRO
• n oí cazar
S I M B O L O G I A
L~3 Central Telefónica
x•____ Canalización existente de X longitud ím )
Canoliracio'n proyectada d« Y lonq. í m)Urb. MONJAS
^ CENTRAL TELEFÓNICAMONJAS
Urb. ALMA LOJANA
Fig. 3.2 Diagrama del proyecto de canalización para el enlacede Quito Centro-Monjas, mediante fibra óptica (ESC 1:25000)( IETEL-WI)
102
La capacidad proyectada del enlace es del 4to«
orden jerárquico, o sea 1920 canales a una velocidad
binaria de 140 Mb/s.
En el cuadro 3.:l se resume los datos de la
situación existente y proyectada-
SITUACIÓN PREVISTA DE LA CENTRAL TELEFÓNICA MONJASDENTRO DEL PLAN DE DESSARROLLO REGIONAL DE TELEFONÍA1985-1988.
Para el período 1985-8Q letel ha planificado la
instalación de la central telefónica digital de 5000
líneas iniciales de acuerda al cuadro 3.2«
Se necesita conocer el número de circuitos nece-
sarias para lo cual útil izamos los datos del cuadro
de trafico Nro» 3B3 y la tabla del anexo 2.
Se considera: la pérdida 8~.5 XAccesibilidad K= N. accesibilidad com-pleta por ser una central digitalN" número de circuitos»
Reemplazando las datos de tráfico en la tabla
obtenemos el número de circuitos para cada central9
los mismas que se encuentran en el cuadro 3.3 y los
totales sons
Circuitos entrantes ™ 457 -17 = 440Circuitos salientes - 461 -- 17 =-444Circuitos para el tráfico interno ~ 17
De las resultadas obtenidos, para la central de
5000 lineas sería adecuado un múltiple;-: de 480 cana-
- 103-
N O M B R E
CENTRAL MONJAS
CENTRAL QUfTO CENTRO
ESTACIÓN SAN JUAN
PROYECTO QUITO CEN-
TRO- MONJAS Conolirocion
QUITO CENTRO- SAN
JUAN
SAN JUAN-ALMA LOJANA
U B I C A C I Ó N
DIRECCIÓN
Cotí e C y J urbanización
ALMA LOJANA
Coil« Benalcarar y Meji'a
Calle Martínez y Guatemala
-
LONGITUD{• ' ")OCCD
78 28 49
78 30 37
78 30 44
LATITUD(* ' ") SUR
0 13 54
0 12 53
O 12 26
ALTURA( m }
29OO
28-4O
Z9S5
DISTAN.CÍA
(m )
695O
8£0
446O
CUADRO 3.1 Da tos ex is ten tes y p royec tados
1985
C C A
o
INCREM
o
1986
CCA
o
INCREM
o
1987
C C A
5OOO
INCREM
5OOO
1988
CCA
5000
INCREM
o
CCA Capacidad de la ccnírol en ese añoINCREM Incremento de E meas
CUADRO 3.2 Capacidad de líneas de la central telefóm.ca MONJAS («••.«»
-104-
CENTRAL
MONJAS
CUÁJALO
PINTADO
VILLA FLORA 1
VILLA FLORA 2
CUTO CENTRO 1
QUTO CENTRO 2
QUITO CENTRO 3
QUITO CENTRO 4
MARI SCALSUCRE 1MARISCAL -SUCRE 2
MARISCALSUCRE 3
MARISCALSUCRE 4
MARISCALSUCRE 5
1ÑAQUITO 1
IÑAQUITO 2
IÑAQUITO 3
LA LUZ
ANDALUCÍA
QUITO NORTE
COTOCOLLAO
CÁRCEL EN
TRANS. DIG.QUITO
G V S
TO TAL
TRAFICO EH-TRANTEtRu^sa
9
10
1 O
12
6
18
'6
8
14
!O
1 O
IO
5
15
i o.
IO
2O
9
8
4
7
7
29
O
TRAFICO SA-LIENTEtKUWCS
9
8
3
8
4
18
18
7
1 i
13
M
!4
r
21
8
8
te
8
6
4
7
6
23
5
CIRCUITOSENTRANTES
17
19
19
21
13
29
26
16
24
19
19
19
11
• 25
19
19
3 1
17
1 6
10
. 15
15
42
0
461
CIRCUITOSSAUENTES
17-
16
16
16
IO
29
29
Í5
2O
23
24
24
15
32
16
16
26
16
1 3
1 O
15
13
35
1 1
457
CUADRO 3.3 Trafico y circuitos estimados para la central MONJASen 1989
les a 34 Mb/ss pero como la capacidad final ' de la
central es de 30000 lineas, entonces es más conve-
niente un múltiolex de 1920 canales a 140 Mb/s*
ESTUDIO DEL RELIEVE Y DETERMINACIÓN DE LA RUTA DEENLACE,
DETERMINACIÓN DE LA RUTA.
La primera ruta a anlizarse es el enlace directo
entre Quito Centro y Monjas, can la ayuda de las
cartas topográficas y la comprobación en el sitio se
ha determinada que na existe línea de vista, par lo
que esta ruta no se utiliza.
Como consecuenci a del anal i si s anteri or deduci-
mas que la forma de enlazar estas das centrales es
utilizando una estación intermedia, para lo que esco-
gemos a San Juan cuya ubicación y elevación se indica
en el cuadra 3.1; se pudiera elegir atrás estaciones
intermedias como por ejemplo Cruz Loma, pero la dis-
tancia del enlace se incrementaría, además en San
Juan letal tiene una estación y para este enlace se
pudiera utilizar parte de la infraestructura existen-
te. Para saber si la estación escogida es adecuada
realizamos el estudio del relieve.
3.3.2 ESTUDIO DEL RELIEVE.
106
a) PERFILES.
Mediante el uso de las cartas topográficas de-
terminamos las alturas en las diferentes tramas. Den-
tro de la ciudad en las cartas topográficas na existe
curvas de nivel, para la determinación de las alturas
en este tramo se ha utilizado un altímetro marca
Xnammen, presición 10 m» De esta manera obtenemos el
perfil del enlace graficado en el anexa 1
b) ALTURA DE LAS TURRES.
En Quita Centro y en San Juan existen ya torres
que se pueden utilizar para este enlace,en Quito Cen-
tro las alturas aproximadas del edificio es de 10 m
y de la torre de 20 m y en San Juan la torre tiene 20
m«
La altura de la torre de Monjas se puede asumir
ríe 20 m para mantener igualdad con las otras y porque
satisface los requerimientos del margen de separación
del trayecto cama se veré más adelante-
;) CALCULO DE LA PRIMERA ZONA DE FRESNEL.
En vista de que el trayecto es menor que 10 Km,
se ha despreciado la influencia de la curvatura de la
tierra»
107
El radio de la primera zona de Fresnal se calcula
en base a la siauiente fórmulas
RF1= 17.3 i/dl,d2/f „ d Cm) .
Las frecuencias más comunes para un sistema de
140 tfb/s son de 4 a 13 GHz, el cálculo se va a
realisar can 4 y 8 GHz. Las radias determinados se
indican en las cuadros 3.4 para el trayecto San
Juan-Monjas y en el -3.5 para Quito Centro-San Juan?
estos valores también se encuentran graficados en el
anexo 1 para la frecuencia de B GHz.
d) MARGEN DE SEPARACIÓN DEL TRAYECTO-
El margen de separación hs se calcula para los ca-
sas más críticos,, en el tramo San Juan-Monjas para una
distancia dl= 1-98 (Km), hc= 2900 (m) y utilizando la
fórmula 1.24
hs- h.1. - <dl/d> <hi-h2> - 0.0588 dl.d2 - he (m)hs= 72.53 (m).
Para el tramo Quito Centro-San Juan a una dis-
tancia di» 0.65 (Km) y hc= 2960 (mi
hs= 20.S7 (m)
Los valores de las alturas y distancias se pue-
den ver e?n el anexo 1 ,
- 108-
DISTANCIA DESDÉ SAN
JUAN HASTA EL PUNTO
DE CALCULO d 1 ( K m )
0,0
0.5
I.O
1.5
2. 0
2.5
3.0
3.5
4. 0
4.46
RADIO DE LA PRIMERA
ZONA DE FRESNEL
R FlímJ A 4 (GHi)
0.0
5.76
7.62
8.63
9.O9
9.0"7
8.57
7.5!
5.56
0.0
RADIO DE LA PRIMERA
Z O N A DE FR ESNEL
RFI(m) A 8 (GHzí
O. O
4.08
5.38
6.10
6.42
6.4!
6.06
5.3!
3.93
O.O
Cuadro 3.4 Rad io de la Ira. zona de Fresnel t ramoSan Juan-Monjas
DISTANCIA DESDE QUI-
TO CENTRO HASTA EL
PUNTO DE CALCULO di (Km)
0.0
0.2
0.4
0.6
0.85
RADIO DE LA PRIMERA
ZONA DE FRESNEL
RFI (m) A 4 (G Hz)
0.0
338
3.9 8
3.63
O.O
RADIO DE LA PRIMER/
ZONA DE FRESNEL
RFI (m) A 8 (G Hz)
0.0
2.39
2.91
2-57
O.O
Cuadro 3.5 Radio de la Ira, zona de Fresnel tramoQui to Cent ro —San Juan
109 -
La diferencia entre el margen de separación del
trayecto y el radio de la primera zona de Fresnel hsF
ess
Para San Juan-Monjas hsF™ 72.S3-6.42 - 66-11 Cm)Para Quito Centra-Manjas hsF= 20-87-2-39 - 18,48 (m>
¡.4 CÁLCULOS DE RUIDOS EN EL ENLACE Y NIVELES DEPROPAGACIÓN
3-4.1 ESTUDIO DE LA ONDA REFLEJADA
En el tramo Quito Centro-San Juan de acuerdo al
perfil del terreno ( ver anexo 1. ) el punto más
probable de reflexión es, el ubicado a 0-65 (Km) de
distancia desde Quito Centro. En el tramo San Juan-
Monjas en cambio existe la presencia de una montaría y
cama en la cima de esta las cálculos no determinan la
ubicación del punto de reflexión, entonces se asume
que no existe onda reflejada.
En el tramo Quita Centro-San Juan para el cálcu-
lo de las angulas de elevación de la onda directa oci
y ce 2 u t i 1 i 2 amas 1 as f ór mu 1 axs 1. 29 y para e 1 d e la
anda reflejada pl y p2 las fórmulas 1.30 íver fig.3.3)
y se obtienen las siguientes resultadas:
c*:l « 170.59 ímrad)<2 = -170.59 Cmrad)
-110 -
htm) 4
3OOO
395O
29OO
285O
QUITO CENTRO5OO SAN d (m)
JUAN
Fig. 3.3 Onda reflejada en el tramo Quito Centro-Sn. Juan
111
« 138.46 (mrad)- - 27 5 - O O (mrad)
Los ángulos entre la onda directa y la onda re-
flejada 81 y 92 se obtienen mediante la fórmula i.,3i:
91 = 32.13 (mrad) = 1.84 (grados)82 « 104.41 (mrad) « 5«98 (grados)
En la curva de directividad de la antena expre-
sada en la fig« i„35 se obtiene la atenuación par di-
rectividad D6l y 062 para las ángulos 61 y 62.
CdB)(dB)
La atenuación efectiva por reflexión Aer se ob-
tiene utilizando la fórmula 1.32:
Aer== 2 + 22 + 14 CdB) - 38 (dB)
Si Aer es menor que 10 dB es necesario utilizar
diversidad de espacia para los sistemas 4-PSK que
trabajan a frecuencias inferiores a 10 GHz, como en
este trayecto esto no sucede, entonces no se requiere
de diversidad»
PERDIDA BE^PRQPAGACION POR ESPACIO LIBRE.
La pérdida de propagación por espacio libre es-
ta dada por la fórmula 1.36:
Ao= 20 loa d + 20 loa f + 92.4
112
Para el tramo Quito Centro-San Juan Aoi~ 109,05 ídB)„Para el tramo San Juan-Monjas Ao2 - 123.45 CdB).
OTROS VALORES.
Las pérdidas en el circuito de ramificación y en el
filtro de derivación asumimos:
Art- 0.7 + 2 ~ 2»? CdB) para el lado de transmisión»Arr- 2.7 CdB) para el lado da recepción.
-Pérdidas en el sistema de alimentación, para una
guia de onda flexible a una frecuencia de 8-2 G'Hz la
atenuación por c/100 <m) está en el orden de 9 (dS)
por lo tanto Aat + Aar ~ 9 CdB).
-Total de pérdidas AT- 246.90 CdB)«
-Potencia de transmisión asumida Pt~ 25 ídSm)«
~E1 nivel de recepción de entrada Pr ess
Pr - Ga -i- Pt - AT CdBm)
En donde Ga es la oananci 3 tota1 ds las antenas *
Para el enlace completo elegimos 4 antenas de 3
pies de diámetro., 2 antenas para el repetidor pasiva
en San Juan, una antena para Monjas y otra para Quito
Centro., La ganancia G de cada antena es:
G - 20 loa 3 + 20 loa S + 7,5 + 3Ga« 4 x 38.10 - 152.4 ÍdB3
38.10 CdB)
113
Por lo tanto Pr« 152-4+25-246-9 = -69-5 (dBm)
3.4.4 INTERRUPCIÓN INSTANTÁNEA.
-Para el cálculo del margen de desvanecimiento FM con-
sideramos el tramo de propagación ordinaria y calcu;
lamas por la fórmula 1.41
FM« 10 log CPR/Pia) CdB)i 1 -1.5
i™ttT'—• / -4-j— j-i^— \
d= S..S1 (Km) es la distancia total del enlace que se
considera por tratarse de antenas pasivas en San Juan,
-q(3- 2« ix 1 U obtenido de la tabla 1 • 3
PR= 1.6645x1 0" 6.
"'1.3227x10"
1.00 CdB) .
-La proporción de Interrupción instantánea Pi se cal-
cula con la fórmula 1,43»
Pi= PR/FMr.
FMr» 10f f/'°
FMp« 73.2 -f- Pr
FMr= 2.34
3,70 ídB)
PR- 9.039x10 para el tramo San Juan-Manjas.2.730xlO~ípara el tramo Quito Centro-San Juan
Pi™ 3-855x10* para el trama San Juan-Monjas.1. I64x 10"'par a el tramo Quito Centro-San Juan
1:14
Para la evaluación del circuito total comproba-
mos si la inecuación 1,45 se cumples
rt H
]>PiJ< $^2.5x10 dj.
^>~Pi j - 3.855x10" + 1.164x10 ™ 3.867xlO"q
"2.5xlO"*dj= 1.327xlO"¿
De los cálculos obtenidos se deduce que la ine-
cuación se cumple-
RELACIÓN SEKAL A RUIDO TÉRMICO.
La relación señal a ruido térmico se calcula con
1 a f ór muí a 1 „ 3'9 s
B/N« -Mru -i- Pr - FM CdB) .
Nru= 10 loa ÍCTBF (dBrn)
K== 1.38xlO""joule/'K 5 T« 20 'C - 293 °K
S~ 139.264x10f/1ca 4 - 69„632x10' íHz)„"~2
F= 5 ídB) .
Nru- 10 loa 1.38x10"+ 10 log 293 +10 log 09,632x10'+ 5 CdBw) = -90,5 (dBm) -
V se obtienes
S/lNN 20.00(dB)
De 13 fi gura 1.38 1 a reíaci ón señal a rui do para
un BER de 10" para un sistema 4-PSK es de 13.8 (dB) ¡
- 115 -
samando 5 <dB) de degradación fundamental se tiene
18.8 (db>» y el obtenido es 20.00; las requisitos de
calidad de un sistema radioeléctrico digital de a--
cuerdo al informe 379-3 del CCIR para la proporción- 7
de errares más baja el BER es aproximadamente 10 y.1 -í
para la más elevada es de 10 a 10 9 este sistema de
acuerdo a los resultados cumple para la proporción de
errares más baja,, Si la potencia de recepción dis-
minuiria desde --69,5 a -70.7 ( 90.5 - 18«S - 1 «
70.7, ver fig- 1.37) el BER seria de 10" y todavía el
sistema cumplirla con el requisito de calidad del
CCIR, esta vez en el rango de la proporción de erro-
res más elevada-
ESTUDIO DE CAMPÜ DE PROPAGACIÓN.
El estudia del campo de propagación se real izó
con un equipo de radio de microonda partáti19
mediante pruebas en los dos tramos del enlace, como
estación transmisora se tamo a San Juan y coma recep-
taras a Monjas y a Quito Centro,
í.l CARACTERÍSTICAS DEL EQUIPO DE RADIO.
Las principales características del equipo de
radio utilizado sons
Modelos 10FW-11M PORTABLE TV TRANSMISSIQN EQUIPMEIMTMarca : FUJITSU LIMITED,
i 16
Frecuencia de transmisión: de 10.S a 10.7 (GHz)Estabilidad de la frecuencia de transmisión: ±5x10'
Patencia de transmisión: 500 (mWatt) ±50% (27 d8m)
Modulación: FM
Impadancia de entrada de audio: 600 ±67. a IKHz.Impedancia de entrada de videos 75 ±10Z
Finura de ruido: menor que 12 (dB).Tipo de recepción: Heterodina
Impedancia de salida de video: 75 ±107. deshal.Impedancia de salida de audio: 600 ±207. Balan,,
Fuente de poder: 110 V AC ±107., 1 #. SOHz/óQHz ±.57.Potencia de consumo; menor que SO VA-Temperatura ambientes -10 C a +45 C.
Resistencia de aislamiento: mayor que 20 M-H-n
Diámetro de la antena: 640 (rom)
MEDICIONES REALIZADAS.
Las mediciones fueron realizadas considerando a
San Juan como estación transmisora y a Quito Centro y
a Monjas como receptaras.
Para la medición en el tramo San Juan-Monjas la
antena transmisora montada en un trípode de 1.30 (m)
de altura se coloca sobre una terraza., quedando la
antena a -upa altura de 9.5 Cm) sabré el nivel del
suelo; la receptora se colocó a 1.30 (m)3 los angulas
a que debían colocarse las antenas se indican en la
fig. 3.4» El valor medida el día 29 de septiembre de
1936 fue:
- 117-
QUITOCENTRO
MONJAS
Q) AZtMUTH
QUITO .CENTRO
SANJUAN MONJAS
b) ÁNGULOS DE ELEVACIÓN
Rg. 3.4 Ángulos de colocación de las antenas
__ 1 1 Q —A. .1 o
Valor AGC= 69 CuA) .
En donde AGC- control automático de ganancia.
Para el trama San Juan-Quito Centro la altura de
la estación transmisora fue la misma que para el
trayecto anterior y la de la receptora de 1.30 Cm)
sobre una terraza de 10 (m),el valor medida el día 30
de septiembre de 1986 fue:
Valor ABO 55 (uA) -
3.5.3 RESULTADOS DE LAS PRUEBAS.
En el tramo San Juan-Monjas el valor AGC obte-
nido corresponde a aproximadamente -30 (dBm), de a-
cuerdo al gráfico de intensidad de campa del equipo
utilizada (fig. 3.5 ).
El valar que se esperaba et̂ des
Ao= 92.4 -!- 20 loo4, 46 + 20 Iogl0.6 =125.89 ídB) .
G « 20 log(64/30.5)+20 loa 10,, 0*7,, 5+3 = 37*44 -ÍdB) „
Pt= 500 CmW) = 27 CdBffl).
Pr« 2(37-44) -fr 27 - 125-S9 - -24-01 ídBm) n
En donde: Ao= atenuación del espacia libre-B = ganancia de la antenaPt- Potencia de transmisiónPr= Patencia de recepción (sin considerar
la atenuación de los cables)»
Asumiendo 6 ídB) de la atenuación de los cables
"119 *-
A.6.C. CHARACTERIST ICS
~ !OO-
o
5 eof<tluo:
CEÜJ
t-Ul
6O
20
H 1 ( -1 1-
-7O -6O -5O -4O -30 -2OI M P U T F I E L D I N T E N S I T Y ( d b m )
Fig. 3.5 Valores de intensidad de campo para el equipode radio IOFW-I IM <«• * .<»*
120
y de las pérdidas del circuito de ramificación, la
patencia esperada es aproximadamente igual al valar
recibido; por la que este trayecto es factible de
realizarse.
En el tramo San -Juan-Quito Centro el valor AGC
es de -70 (dBm) de acuerdo a la fig. 3,5, realizando
el mismo procesa de cálculo que para el tramo ante-
rior la patencia esperada es de :
Pr- 2(37«44) + 27 - 111.49 -9. ai (dBm)
De las resultados y comprobando en el sitio se
deduce que existe una obstrucción cerca de la esta-
ción San Juan para las al turéis de las antenas con las
que se realizaran las pruebas. Si se colocan las
antenas a una altura de 25 (m) en San Juan y a una de
20 (m) en Quita Centra la trayectoria es despejada y
el enlace es factible ds realizarse.,
6 DETERMINACIÓN DEL SISTEMA DE RADIO RECOMENDADO.
.6.1 TRANSMISOR Y RECEPTOR.
Las cálculos realizados han sido para un trans-
misor que tenga .una patencia de transmisión de
25 CdBm), con una capacidad de tráfico de 1920 ca-
nales de 140 Nb/s, el tipo de modulación elegida es
el 4-f-'3!< con detección coherente por ser bastante
simple y de buena tolerancia a la distorcion.
El receptor debe ser compatible al transmisor
utilizado, con una potencia de recepción de -69,5
CdBm)a -71,7 CdBm) sin desvanecimiento y con un nivel
hutnbral de -90«5 ídE^m) con una figura ds ruido de 5
CdB)j el tipo de demodulación es el coherente»
La frecuencia central de transmisi on es ds 8
(GHz) con una disposición de radio canales de acuerdo
al informe 1.934 del CCIR.
El intsrface al equipo de conmutación debe re-
girse a la recomendación 6«703 del CCITT,
PARÁMETROS COMPLEMENTARIOS.
El equipo de fuerza puede estar formado por un
rectificador de 110/220 V AC, 50/60 Hz, 1 KVA, 24/48 V
DC y por un juego de baterías de 48 V DC5 1 KVA9 600
A hora.
Rango de temperaturas de -5 C a +45 C«
Impedancia de entrada y salida 75 .
Para asegurar la conflabilidad y la operación
automática del sistema es necesario que el equipa
tenga un subsistema de control y supervicion? el mis
mo que disponga de una etapa de control de conmuta-
ción y de canal de servicio y supervicion. Además
que disponga de un sistema en Stand By.
Las características del sistema de radio reco-
mendado se resumen en el cuadro 3,6.
-123-
P A R A M ETRO
Potencio de trosmíston
Frecuencia de trasmisión
Tolerancia
Modulación
V S W R de salida
Capacidad de trasmisión
Receptor
Demodulación
Potencia de recepción
Potencia umbral
Relación Señal a ruido paraun BER de IO"6
Figura de rurdo
Ancho de banda
V S W R de en t rada
Equipo de fuerza : rectif icador
Juego de baterfos
Impedancía de entrada y salida
Rango de temperatura
Interface ai equipo de conmutación
CARACTERÍSTICAS
25 (dB m)
8 ( G Hz )
± 1 .IO*5
4- PSK
menos de 1.13 (Pico )
I92O canales; 139. 264 Mb/S
Heredodina
Detección coherente
-69.5 fdBm)
-9O.5 (dB m )
13.8 ( dB )
5 • ( dB )
69.632 ( MHz )
menos de 1.13 (Pico)
I10/220VAC, 5CV60HZ.IKVA .24/48VDC
48 VDC.IKVA.60O A hora
75 _n_
de -5 a +45 ( • C )
Rec. a 703 de/ CCITT
CUADRO 3.6 Caracten'sticas del equipo recomendado
Lunar Q.u.i ta Centro-San Juan
SanJ u an-fión j as
Longitud del Trayecto CK.mí
Pérdida por espacio libre (dB)
O „ 05
109-05
4,46
123«45
Altura de las torres (m)
Altura de la antena (m)
Diámetro de las antenas (pies)
20
2870, 3015 30155 2920
Pérdidas en filtras y circuitos der ami f i cae i un í c!6)
Frecuencia de operación íBHz)
5-4
8
Ganancia de cada antena (dB)
Ganancia del sistema ídB)
38.10
177,4
Pérdida en las líneas CdS)
Pérdidas totales del sistema (dB)
9
24¿>n90
Patencia de transmisión í d E f m )
Nivel de recepción C d B m )
iMivel umbral de recepción < d B m )
-69 »b
-90 0 5
S/N para un BER de 10 (dB)
Capacidad de transmisión (canales)
13.8
.1920
Cuadra -3» 7 Resumen del enlace Quito Centra-Monjas
C A P I T U L O i y
4.1
CONCLUSIONES, COMENTARIOS Y COMPARACIÓN ECONÓMICA DELSISTEMA DE RADIO DIGITAL FRENTE A LA FIBRA ÓPTICA.
COMPARACIÓN GENERAL DE COSTOS DEL SISTEMA DE RADIOFRENTE AL DE FIBRA ÓPTICA DIGITALES.
En este numeral se realiza una comparación cié
las costos de las sistemas digitales enlazados por
radio microanda y por fibra óptica,, la comparación se
realiza a nivel referencia! del casto de los equipas
como también de la instalación y mantenimiento^
4.1-1 COMPARACIÓN REFERENCIAL DE COSTOS.
En la fio., 2» i& se compara el costo de un si ste-~
ma de 34 Mb/s transmitida por cable y par radia, de
esta finura se deduce en forma general que en
distancias grandes es menos costoso el sistema de
radio y en cambio en distancias cortas es el de fibra
óptica* Sin embargo para casas específicos este re-
saltado puede variar.
En 1 a f i u * ¿i» i? tsfnbi en se realiza una campara™
ex ón del costo de los sistemas de enlace, esta vez a
140 Mb/s,de esta figura se puede deducir lo misma que
en la fig- 2»16 que el sistema de radio es más
conveniente económicamente para enlaces largas*
El costo de la i nstalaci ón de un sistema de f i-
126
bra óptica es muy superior al del de radio como se
puede ver en la fia. 4.1 en el año 0.
La fibra óptica comunmente se instala en forma
aérea? subterránea o mixta, en forma aérea sujetándo-
le mediante posteria y en subterránea mediante cana-
1 i z aci ón :¡ en el manten i mi ento va a i nf 1 ui r bastante
la seguridad que se de a la fibra para protegerle
de la rotura en cualquiera de los 3 casas de instala-
ción mencionados. El costo del mantenimiento del sis-
tema de fibra óptica para casos en que se le de la
debida protección a la fibra resulta ser menor que
para el caso del sistema de radio, esto se puede ver
en la fia. 4.1
Las gráficos mencionados en este numeral son to-
mados de la GTE y corresponden a anos anteriores.
4.1.2 COMPARACIÓN DE COSTOS DE LOS SISTEMAS QUE PUDIERANINSTALARSE PARA EL ENLACE QUITO CEIMTRO-MONJftS.
La comparación de costos se realiza consideran-
do al sistema no como un solo cuerpo sino que esta
formado por algunos elementos y se indican los costos
de los principales:
a) PARA EL SISTEMA DE FIBRA ÓPTICA,
Muí ti pl ex digital a .1.40 Mb/s más el equipo terminalde línea $ 250.000
- 127-
oO
—7 — W
T (a n o sj
SISTEMA DE FIBRA ÓPTICA
o«oOO
6 ' . ' 3 ' fe ' 7 t(oños)
b) S ISTEMA DE R A D I O M I C R O O N D A
Fig. 4.1 Costo r e fe renc ia l de instalación y manten imien tode los sistemas de Fibra Óptica y Radio digitales(ftcf. 10)
Cable de fibra óotica de 6 hilos, 7 (Km) £ 49,000
Empalmes de la fibra en el trayecto canalizado, con-siderando las bobinas de fibra de una longitud de 1(Km) se tienen 6 empalmes % 9.000.
Empalmes de la fibra en el local de la central20.000
Rectificador 110/220 V AC9 30 A y 48 V DC, * 2.900
Banco de baterías 1 KW. ISO A h- 48 V DC * 2.400
Bastidor y material de aislamiento y protección parael equipo de fuerza. £ 500.
Total 3 trecientos treinta y tres mil ochocientos dó-lares U.S CU.B * 333.800.00)
b) PARA EL SISTEMA DE RADIO MICROGNDA.
Muítiplex digital 140 Mb/s mas el equipo terminal de1ínea * 200-000
Equipo de radio 1+1 con sistema de supervición y ca-nales de servicio $ 220-000
Antenas parabólicas O 1 ím) ., B (GHz) 7 cantidad 4 $40.000
Torre 20 ím) autosoportacJa $ 3-000
Bu i a de onda elíptica f 1 ex i ble, 300 (p i es) de 1 ana itud $ 4.500
Rectificador 110/220 V AC? 30 A y 48 V ÜCB 4 2-900
Banco de baterías 1 KW9 150 A h, 48 V de- 4 2., 400
1:29
Bastidor, material de protección y elementos de ais-lamiento para el equipo de fuerza $ 500.
Bomba de presurizaci orí $ 2. 300
Total: cuatrocientos setenta y cinco mil seiscientosdólares U.S ÍLLS * 475 H 600)
Los castos san aproximados y actualizados a oc-
tubre/ 1986, son tomados de la firma L M ERICSSON y
VIMACO LTDA.
De los resultados tís costos obtenidas se ve que
existe una diferencia de U.S $ 141.800. si al sistema
de fibra óptica le incrementaramas el costo de la
canalización y a ambos el de la instalación, como la
instalación del sistema de fibra es más caro, la
diferencia de costas de las das sistemas no seria
mayor.
4.2 CONCLUSIONES Y COMENTARIOS.
La transmisión por cable metálica debido a su gran a~
tenuación tiene la desventaja de utilizar repetidores
en distancias cortas, lo que hace que el casto del
sistema se encarezca,, razón por lo que este medio de
transmisión esta siendo desplazado par la fibra ópti-
ca y radio microonda.
Comparando los castos en forma general de un enlace
.130
por fibra óptica y de una por radio, este último es
mas conveniente económicamente para trayectos largos,
sin embarga esta puede variar para casos especí-
ficos.
En un enlace por fibra óptica la posibilidad de falla
de la red radica principalmente en la rotura del ca-
ble, partiendo de esta posibilidad se hace necesario
tener una alternativa de transmisión que le sirva
coma soporte, esta es la razón de la realización del
presente diseño.
En el diseno del radio enlace digital/ del estudio
del relieve se ve que la ruta escogida cumple con los
requerimientos del margen de separación del tra-
yecto, de la evaluación de la calidad del sistema
se deduce que este cumple can las requisitas de
calidad fijados por el CCIR en el informe 378-3 y
desde el punto de vista económico los resultados ob-
tenidas indican que la diferencia de costas entre un
sistema enlazada par fibra óptica y uno por radio no
es mayar;por estas razones la elaboración del presen-
te disería esta justificado desde el punto de vista
técnico y económica.
NOMENCLATURA.
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Cambio de altitud respecto a la linea dereferencia horizontal» (m)
Distancias hasta el punto del cálculo (Km)
Radio de la Ira. zona de Fresnal <<n)
Frecuencia (GHz)
Distancia del trayecto (Km)
Margen de separación (mí
Altura de la antenas transmisora y recepto-ra sobre el nivel del mar.
Altura de la cumbre sobre el nivel del mar
Diferencia entre el margen de separación yla Ira. zona de Fresnal (m)
Altura del nunto de reflexión ím)
Altura de las antenas sobre el nivel delpunto de reflexión
Radio de la tierra - 6-570
Coeficiente del radio ficticio de la tierra
Distancias del punto de reflexión (Km)
Angulas de elevación de la onda directa Cmrad)
Ángulos de elevación de la onda reflejada (mracl)
Ángulos entre onda directa y reflejada ímrad)
Magnitudes de atenuación ÍdB)
Atenuac i ón por r ef1 ex ión í dB)
Ganancia total del sistema (dB)
Atenuación total del sistema ídB)
Pt Potencia de salida del transmisor ' ÍdBm)
Ao Atenuación por espacio libre ídB)
Aal.Aa2 Atenuación por espacia libre tramo i ?2 ÍdB)
Brl.Br2 Ganancia de las antenas del repetidor pasi-vo tramo 1 s 2 ÍdB)
Ar Pérdida en el alimentador del repetidor pa-sivo ÍdB)
& Ganancia de la antena ÍdB)
D Diámetro de la antena (pies)
Pr Nivel o potencia ds recepción ídBm)
Fh Margen de desvanecimiento <dB)
Nrm Nivel de recepci on minimo ídBm)
8/N Relación señal a ruido ÍdB)
Mru Nivel de recepción umbral ÍdBm)
_ -13K' Constante de baltzman = 1.33x10 (J.u/«/"K)
T Temperatura absoluta í K.)
F Figura de ruido ÍdB)
B Ancho de banda del sistema íHz)
v'h Velocidad binaria íb/s)
Pia Probabilidad de interrupción admisible
Pi Proporción de interrupción instantánea
FMr Valor real del margen de desvanecimiento ÍdB)
FHp Margen de protección contra desvanecimientos ÍdB)
Pe Patencia del emisor ÍdBm)
Prmin Potencia de recepción mínima ÍdBm)
3/Nr Relación serial a ruido en el receptor ÍdB)
Fac Factor de amplificación de corriente del APD
Br Sensibilidad del receptor
Per hactor de exitación del receptor
PíL) Patencia óptica a una distancia L CdBm)
At Atenuación total del sistema de fibra óptica ídB)
BP Ancha de banda de la fibra (Hz)
Fm Factor de mérito de la fibra
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