Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor...
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Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
2
Me gustaría dedicar este proyecto a mi familia y
especialmente a mi hermana Saiya por todo su apoyo.
Agradecer a todo el Grupo de Automática y Electrónica Industrial,
sobre todo a Josep Maria Bosque y Hugo Valderrama por toda su ayuda.
ÍNDICE GENERAL
3
ÍNDICE GENERAL
1 MEMORIA DESCRIPTIVA ................................................................................. 8
1.1 Introducción general .................................................................................... 8
1.2 Titular ........................................................................................................... 8
1.3 Objetivo del proyecto ................................................................................... 8
1.4 Fundamentos teóricos .................................................................................. 9
1.4.1 Convertidor elevador ................................................................................ 9
1.4.1.1 Convertidor boost .............................................................................. 9
1.4.1.2 Conexión en cascada ....................................................................... 11
1.4.1.3 Análisis del convertidor ................................................................... 11
1.4.2 Control del convertidor .......................................................................... 14
1.4.2.1 Superficie de deslizamiento ............................................................. 14
1.4.2.2 Condición de invariancia y control equivalente .............................. 15
1.4.2.3 Condición de transversalidad .......................................................... 16
1.4.2.4 Dinámica Ideal y Estabilidad del Punto de Equilibrio .................... 16
1.4.3 Inversor................................................................................................... 17
1.4.3.1 Funcionamiento del puente.............................................................. 17
1.4.3.2 Blanking time .................................................................................. 18
1.4.3.3 Carga inductiva ................................................................................ 18
1.4.3.4 Filtro de salida ................................................................................. 19
1.4.4 Control del inversor ................................................................................ 20
1.4.4.1 Modulación por Ancho de Pulso (PWM) ........................................ 20
1.4.4.2 Control PWM unipolar .................................................................... 21
1.4.4.3 Feedforward ..................................................................................... 23
2 MEMORIA DE CÁLCULO ................................................................................ 25
2.1 Boost cuadrático ......................................................................................... 25
2.1.1 Bobinas ................................................................................................... 25
2.1.1.1 Bobina 1........................................................................................... 26
2.1.1.2 Bobina 2........................................................................................... 26
2.1.2 Condensadores ....................................................................................... 27
2.1.2.1 Condensador 1 ................................................................................. 27
2.1.2.2 Condensador 2 ................................................................................. 28
2.1.2.3 Condensador de entrada .................................................................. 28
2.1.3 Transistores ............................................................................................ 28
2.1.3.1 MOSFET 1 ....................................................................................... 29
2.1.3.2 MOSFET 2 ...................................................................................... 30
2.1.4 Diodos .................................................................................................... 30
ÍNDICE GENERAL
4
2.1.4.1 Diodo 1 ............................................................................................ 31
2.1.4.2 Diodo 2 ............................................................................................ 31
2.1.5 Disipador ................................................................................................ 32
2.1.6 Sensado de corriente............................................................................... 32
2.1.7 Sensado de tensión ................................................................................. 33
2.1.8 Drivers .................................................................................................... 34
2.1.9 Análisis del boost cuadrático.................................................................. 35
2.1.9.1 Topología ON .................................................................................. 35
2.1.9.2 Topología OFF ................................................................................ 36
2.1.9.3 Modelo promediado......................................................................... 37
2.1.9.4 Modelo promediado en pequeña señal ............................................ 37
2.1.9.5 Transformada de Laplace ................................................................ 39
2.1.9.6 Funciones de transferencia .............................................................. 39
2.1.9.7 Estudio de la estabilidad .................................................................. 40
2.2 Control en modo deslizante para el convertidor ........................................ 41
2.2.1 Estudio del control deslizante ................................................................ 41
2.2.1.1 Elección de una superficie ............................................................... 41
2.2.1.2 Obtención del modelo bilineal......................................................... 42
2.2.1.3 Existencia de deslizamiento ............................................................ 42
2.2.1.4 Obtención del control equivalente ................................................... 43
2.2.1.5 Dinámica de deslizamiento ideal ..................................................... 43
2.2.1.6 Variables en el punto de equilibrio .................................................. 43
2.2.1.7 Linealización de las ecuaciones....................................................... 44
2.2.1.8 Transformada de Laplace ................................................................ 45
2.2.1.9 Funciones de transferencia .............................................................. 45
2.2.1.10 Estabilidad ..................................................................................... 47
2.2.1.11 Discretización del control PI ......................................................... 47
2.2.2 Programación del control mediante el dsPIC30F2020 ........................... 48
2.2.2.1 Convertidor Analógico/Digital ........................................................ 48
2.2.2.2 Comparadores analógicos ................................................................ 51
2.2.2.3 Módulo PWM .................................................................................. 51
2.3 Puente inversor completo ........................................................................... 53
2.3.1 Transistores ............................................................................................ 53
2.3.2 Drivers .................................................................................................... 53
2.3.3 Filtro de salida ........................................................................................ 54
2.4 Control del puente inversor ........................................................................ 55
2.4.1 Programación del PWM senoidal ........................................................... 55
ÍNDICE GENERAL
5
2.4.1.1 Inicialización de los valores ............................................................ 55
2.4.1.2 Lógica de funcionamiento ............................................................... 57
2.4.2 Control feedforward ............................................................................... 57
2.4.3 Protecciones ........................................................................................... 58
3 SIMULACIONES ............................................................................................... 60
3.1 Boost cuadrático en control deslizante ....................................................... 60
3.2 Boost cuadrático con puente inversor ........................................................ 62
4 RESULTADOS EXPERIMENTALES ............................................................... 66
4.1 Boost cuadrático sin inversor ..................................................................... 66
4.1.1 Variaciones de carga .............................................................................. 66
4.1.2 Variaciones de línea ............................................................................... 68
4.1.3 Señales de entrada y salida ..................................................................... 69
4.1.3.1 Transitorio inicial ............................................................................ 70
4.1.3.2 Rizados ............................................................................................ 71
4.1.4 Tensiones en condensadores y corrientes de bobinas ............................ 72
4.1.4.1 Transitorio inicial ............................................................................ 72
4.1.4.2 Rizados ............................................................................................ 72
4.2 Boost cuadrático con puente inversor ........................................................ 73
4.2.1 Señales de salida..................................................................................... 73
4.2.1.1 Transitorio inicial ............................................................................ 73
4.2.1.2 Rizados ............................................................................................ 74
4.2.2 Pruebas de carga ..................................................................................... 76
4.2.2.1 Arranque sin carga ........................................................................... 76
4.2.2.2 Desconexión de la carga .................................................................. 77
4.3 Curvas de rendimiento ............................................................................... 78
4.3.1 Curvas de rendimiento regulando la entrada .......................................... 78
4.3.2 Curvas de rendimiento regulando la salida ............................................ 80
5 CONCLUSIONES ............................................................................................... 83
6 PLANOS .............................................................................................................. 84
7 PRESUPUESTO ................................................................................................ 106
7.1 Mediciones ............................................................................................... 106
7.2 Precios unitarios ....................................................................................... 117
7.3 Presupuesto .............................................................................................. 119
7.4 Resumen presupuesto............................................................................... 130
8 PLIEGO DE CONDICIONES........................................................................... 132
8.1 Condiciones administrativas .................................................................... 132
8.1.1 Condiciones generales .......................................................................... 132
ÍNDICE GENERAL
6
8.1.2 Normas, permisos y certificaciones ..................................................... 132
8.1.3 Descripción general del montaje .......................................................... 132
8.2 Condiciones económicas .......................................................................... 133
8.2.1 Precios .................................................................................................. 133
8.2.2 Responsabilidades ................................................................................ 133
8.3 Condiciones facultativas .......................................................................... 133
8.3.1 Personal ................................................................................................ 133
8.3.2 Reconocimientos y ensayos previos ..................................................... 134
8.3.3 Materiales ............................................................................................. 134
8.3.3.1 - Conductores eléctricos ................................................................ 134
8.3.3.2 – Resistencias ................................................................................ 134
8.3.3.3 – Condensadores ............................................................................ 135
8.3.3.4 – Inductores ................................................................................... 135
8.3.3.5 – Circuitos integrados y semiconductores ..................................... 136
8.3.3.6 – Zócalos ....................................................................................... 136
8.3.3.7 – Placas de circuito impreso .......................................................... 136
8.3.3.8 – Interconexión de las placas de circuito impreso ......................... 136
8.3.4 Condiciones de ejecución ..................................................................... 136
8.3.4.1 - Encargo y compra del material ................................................... 136
8.3.4.2 - Construcción de inductores ......................................................... 137
8.3.4.3 – Fabricación de placas de circuito impreso.................................. 137
8.3.4.4 – Soldadura de componentes ......................................................... 137
8.3.4.5 – Ensayos, verificaciones y medidas ............................................. 137
8.3.5 Reglamento electrónico de baja tensión ............................................... 137
ANEXO I: Código implementado en el dsPIC ........................................................ 139
REFERENCIAS ....................................................................................................... 148
MEMORIA DESCRIPTIVA
7
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
1. MEMORIA DESCRIPTIVA
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
MEMORIA DESCRIPTIVA
8
1 MEMORIA DESCRIPTIVA
1.1 Introducción general
La dificultad de almacenar energía eléctrica en alterna hace que cualquier dispositivo
que utilice dicha energía y se quiera hacer portátil, necesite de un circuito adaptador que
transforme la corriente continua que produce una batería a una de alterna apta para el
dispositivo.
Un claro ejemplo consiste en utilizar la toma de corriente de un automóvil como
fuente de alimentación para cualquier dispositivo doméstico, como puede ser un horno de
inducción de una autocaravana.
La generación de corriente continua en los paneles fotovoltaicos y la necesidad de
convertirla en alterna para su conexión a la red y comercialización, hacen que dichos
convertidores también sean imprescindibles en el ámbito de las energías renovables.
Otro ámbito de aplicación son en los Sistemas de Alimentación Ininterrumpida (SAI)
de corriente alterna; dispositivos que, en un apagón, suministran energía eléctrica
almacenada en una batería por un tiempo limitado a maquinaria conectada a la red
eléctrica.
También existe un importante estudio de convertidores para coches eléctricos que
típicamente tienen una fuente de almacenamiento de continua y un motor eléctrico y
necesitan tanto un convertidor bidireccional como un inversor de frecuencia ajustable.
Finalmente, hay que remarcar que las líneas de investigación actuales se dirigen
hacia la electrónica digital para realizar el control de los convertidores
1.2 Titular
El titular del proyecto es el Departament d’Enginyeria Elèctrica, Electrònica i
Automàtica (DEEEA) situado en la Avenida Països Catalans nº 26 de la ciudad de
Tarragona. Los directores del proyecto son el Dr. Hugo Valderrama Blavi y Josep M.
Bosque.
1.3 Objetivo del proyecto
El objetivo de este proyecto es el diseño, análisis y construcción de un prototipo de
convertidor capaz de transformar 12 Vdc a 220 Vac a 50 Hz, que se realizará mediante una
primera etapa compuesta por un convertidor DC-DC elevador que pasará de 12 Vdc a 350
Vdc y una segunda etapa inversora para transformarlo a 220 Vac.
La potencia nominal del convertidor será de 100 W y su frecuencia de
funcionamiento, de 20 kHz, suficientemente baja para tener pocas pérdidas en la
conmutación de los transistores y suficientemente alta para no ser audible
El control de los convertidores se realizará mediante un dsPIC, utilizando los
diferentes módulos de que dispone para realizar un control en modo deslizante con un lazo
Proporcional Integral (PI) para el convertidor DC-DC y la generación de las señales para el
puente inversor, así como un control feedforward para mejorar la señal final de salida.
En la Figura 1.1 se puede ver el esquema general tratado en el proyecto.
MEMORIA DESCRIPTIVA
9
Figura 1.1. Esquema general del sistema.
1.4 Fundamentos teóricos
1.4.1 Convertidor elevador
1.4.1.1 Convertidor boost
Un convertidor boost es un tipo de convertidor DC-DC que presenta una tensión
continua de salida mayor que la tensión de la fuente de entrada pero su corriente de salida
es menor que la de entrada. Este tipo de fuente conmutada contiene por lo menos dos
interruptores semiconductores, un elemento almacenador de energía y un filtro de salida.
El orden del convertidor viene determinado por el número de elementos almacenadores de
energía que lo conforman.
Figura 1.2. Estructura básica de un convertidor boost.
Este tipo de convertidor es un sistema no lineal o de estructura variable, ya que la
estructura varía dependiendo de los dos estados del interruptor:
Sensando de corriente
Sensando de tensión
FiltroPasobajo
Controlmediante
dsPIC
Convertidor Elevador
Puente Inversor RL
Duty
Vi
Duty
Vo
IL1
MEMORIA DESCRIPTIVA
10
1) Cuando el transistor está cerrado, el diodo está polarizado inversamente y las
etapas de entrada y salida se aíslan. En este estado, el inductor va almacenando energía de
la entrada mientras que el condensador la cede a la carga.
Figura 1.3. Topología del boost con el interruptor cerrado.
2) Cuando el transistor está abierto, el diodo esta polarizado en directa y la etapa de
salida se conecta a la de entrada. El inductor cede energía al condensador y a la carga.
Figura 1.4. Topología del boost con el interruptor abierto.
Existen dos modos de funcionamiento: Modo de Conducción Continua (MCC) donde
la corriente del inductor nunca se hace cero y Modo de Conducción Discontinua (MCD),
donde la corriente sí se llega a anular.
La relación de entrada salida para los dos modos de conducción es la siguiente [1]:
MCC
(1.1)
MDC
[ √
]
(1.2)
Como se puede apreciar, la expresión del voltaje de salida en el modo discontinuo
depende de más factores y es más compleja que el continuo y por lo tanto, en este proyecto
se trabajará solamente en MCC.
MEMORIA DESCRIPTIVA
11
1.4.1.2 Conexión en cascada
Dada la alta ganancia que se requiere para elevar 12 V a 350 V y por lo tanto, el
elevado ciclo de trabajo al que debe trabajar el convertidor, se ha optado por utilizar la
topología de dos convertidores boost en cascada, conectando la salida del primer boost con
la entrada el segundo.
Figura 1.5. Conexión de dos boost en cascada.
Al usar varias etapas, la ganancia total del convertidor se reparte equitativamente
entre las diferentes etapas, siendo la ganancia de éstas la raíz cuadrada, en este caso, de la
total.
(1.3)
√
(1.4)
Así mismo, el ciclo de trabajo también se ve reducido:
(
)
(1.5)
√
(1.6)
1.4.1.3 Análisis del convertidor
Dada la complejidad del circuito, se utilizará la representación en espacio de estado
para el análisis del boost cuadrático. Con esta representación se puede conocer y controlar
la dinámica interna de un sistema y su respuesta.
Las ventajas del espacio de estado son varias: permite el análisis de sistemas
variantes e invariantes en el tiempo, lineales y no lineales, con múltiples entradas o salidas,
con condiciones iniciales no nulas, etc.
MEMORIA DESCRIPTIVA
12
Para aplicar este método es necesario elegir las variables de estado, que deben ser
capaces de determinar la dinámica del sistema para todo el tiempo. Generalmente un
sistema visto en espacio de estado tiene la siguiente representación [16]:
( ) ( ) (1.7)
Para realizar la representación en el espacio de estado se debe obtener la razón de
cambio respecto al tiempo de cada variable de estado seleccionada.
1.4.1.3.1 Sistemas lineales invariantes
En sistemas lineales invariantes en el tiempo, la ecuación (1.7) se transforma de la
siguiente manera:
( ) ( ) ( ) (1.8)
( ) ( ) ( ) (1.9)
Donde el vector x representa las variables de estado y el vector u representa el control.
1.4.1.3.2 Sistemas de estructura variable
Los sistemas de estructura variable, como los convertidores conmutados
elevadores, se identifican por una topología variante en el tiempo, donde la acción del
control es discontinua y la planta no lineal.
Para facilitar el estudio del sistema y dado que no influye en las características de la
señal requerida en este proyecto, el boost cuadrático constará solamente de dos topologías
diferentes: ambos transistores estarán abiertos o cerrados al mismo tiempo.
Éstos se pueden definir del modo siguiente [15]:
(1.10)
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
)(
2
1
21
22221
11211
2
1
21
22221
11211
2
1
2
1
21
22221
11211
2
1
21
22221
11211
2
1
tu
tu
tu
ddd
ddd
ddd
tx
tx
tx
ccc
ccc
ccc
ty
ty
ty
tu
tu
tu
bbb
bbb
bbb
tx
tx
tx
aaa
aaa
aaa
tx
tx
tx
mpmpp
m
m
npnpp
n
n
p
mnmnn
m
m
nnnnn
n
n
n
MEMORIA DESCRIPTIVA
13
1.4.1.3.3 Modelo bilineal
El modelo bilineal es un modelo detallado en tiempo que permite analizar los
efectos transitorios así como la robustez ante variaciones de parámetros.
Para obtener el modelo bilineal se desarrolla (1.10) de la siguiente forma:
( ) ( ) ( ) (1.11)
( ) ( ) (1.12)
[( ) ( )] (1.13)
( ) ( ) (1.14)
Siendo:
(1.15)
1.4.1.3.4 Modelo promediado
El modelo promediado es una importante herramienta en el análisis de convertidores
en electrónica de potencia, éste representa un circuito aproximado que permite analizar el
comportamiento promedio local de las variables en régimen permanente y transitorio.
El modelo promediado del convertidor se obtiene sumando el producto de las
matrices de constantes del sistema en estado ON y OFF por su ciclo de trabajo:
( ) ( ) ( ) (1.16)
( ) ( ) (1.17)
Siendo:
( ) (1.18)
( ) (1.19)
( ) (1.20)
1.4.1.3.5 Linealización y transformada de Laplace
Para analizar el sistema en el dominio frecuencial o determinar su estabilidad, se
debe realizar la transformada de Laplace de los modelos anteriores, previamente
linealizados.
El proceso de linealización es una expansión de la serie de Taylor alrededor de un
punto de operación o equilibrio, mediante el cual un sistema es aproximado a uno de
primer orden. Por lo tanto, un modelo linealizado, conocido como modelo en pequeña
señal, describe el comportamiento de un sistema ante pequeñas perturbaciones alrededor de
un punto de operación [4].
MEMORIA DESCRIPTIVA
14
1.4.2 Control del convertidor
El control utilizado para el convertidor elevador será en modo deslizante (sliding
mode control) como un tipo especial de sistema de estructura variable, en el cual la
dinámica del sistema es atraída hacia una superficie en el espacio de estado conocida como
superficie de deslizamiento S(x). Esta superficie es cualquier función del estado x que
reduce a cero el error de regulación o seguimiento en régimen permanente [15]. En este
caso, las superficies corresponden a los cambios de estructura del convertidor.
La gran ventaja de este tipo de control es que cuando la dinámica del sistema en
lazo cerrado se desliza sobre esta superficie, permanece insensible a variaciones en los
parámetros de la planta y a las perturbaciones externas.
Se puede considerar la superficie de la forma siguiente:
( ) (1.21)
Donde xi es una de las variables de estado del sistema y k una constante real, tal que
en régimen permanente, xi llegue a ser k.
La elección de S(x) es realizada por el diseñador, con el objetivo que el estado
cumpla las especificaciones deseadas.
Mientras que el control en modo deslizamiento se realizará analógicamente para
una mayor facilidad de implementación, el lazo de control PI se hará digital ya que permite
una fácil modificación y cambio del control, ausencia de ruido en su realización, así como
la posibilidad de implementar diferentes protecciones.
1.4.2.1 Superficie de deslizamiento
En un sistema de control, la propiedad que se busca es la existencia de modos
deslizantes en las superficies de discontinuidad de la estructura. Si la trayectoria del
sistema alcanza las proximidades a la superficie de deslizamiento en la que existe un modo
deslizante, el movimiento ya no se alejará de la región excepto en sus fronteras.
Figura 1.6. Espacio de estados [15].
Puede verse que cuando la dinámica del sistema se encuentra por encima de la
superficie de deslizamiento (S(x) > 0), ésta se encuentra descrita por ( ) y cuando la dinámica se encuentra por debajo de la región de deslizamiento (S(x) < 0), está descrita por
( ), de allí que el sistema sea de estructura variable.
MEMORIA DESCRIPTIVA
15
Cuando un sistema se encuentra en modo deslizante, puede tener cualquier
comportamiento dinámico, ya sea tender hacia un punto de equilibrio asintóticamente
estable dentro de la superficie o seguir una trayectoria que lo lleve a abandonar la región de
deslizamiento.
Para que exista un modo deslizante en una superficie de discontinuidad entre dos
estructuras, las trayectorias a ambos lados de la superficie deben dirigirse hacia la región
de deslizamiento. Un convertidor de estructura básica se controla mediante un modo
deslizamiento de acuerdo con la ley de control de la ecuación (1.21).
( )
( )
( )
(1.22)
Si las trayectorias del sistema se encuentran por encima de la región de deslizamiento,
el control conmuta a ( ) con lo cual la dinámica cambia a ( ) que
debe llevar las trayectorias hacia S(x).
Si las trayectorias pasan por debajo de la región de deslizamiento, el sistema de control
conmuta al valor ( ) con lo que la dinámica cambia a ( )
Para que un sistema se deslice sobre la superficie implica una frecuencia de
conmutación infinita de la ley de control, cosa que es físicamente irrealizable. En la
práctica, las trayectorias se alejan de S(x) = 0 hasta un umbral de conmutación debido que
la frecuencia de conmutación es finita, convirtiéndose en un control con histéresis [15].
Esto hace que la ley de control se vea modificada de la siguiente forma:
( ) ( )
( )
(1.23)
La frecuencia de conmutación no permanece constante sino que varía al hacerlo la
superficie. Los umbrales de conmutación de S(x) se escogerán para que la frecuencia de
conmutación de los interruptores esté entorno a los 20 kHz.
1.4.2.2 Condición de invariancia y control equivalente
( ) (1.24)
⟨ ( )⟩ (1.25)
MEMORIA DESCRIPTIVA
16
Idealmente, las trayectorias de estado se mueven por la superficie deslizante sin
ninguna proporción de cambio en los valores coordinados de superficie (1.24).
La condición (1.25) define el control equivalente ( ) como una ley de control de
realimentación suave que idealmente restringe las trayectorias de estado hacia S(x), es un
valor continuo que representa el valor medio del control discontinuo. Si se cumplen las
condiciones (1.24) y (1.25), la dinámica del sistema permanece sobre la superficie de
deslizamiento y no se escapa de ella.
Si utilizamos la representación bilineal del convertidor (1.14) descrita
anteriormente, una de las formas de obtener el control equivalente puede ser la siguiente:
⟨ ( ) ( ) ⟩ (1.26)
Aislando ueq:
⟨ ( )⟩
⟨ ( )⟩
(1.27)
1.4.2.3 Condición de transversalidad
Para que exista el control equivalente debe cumplirse que:
⟨ ( )⟩ (1.28)
Lo que significa que no puede ser tangente a la superficie de conmutación
y por lo tanto debe ser transverso a ella, esto se conoce como condición de transversalidad.
Es necesario también, que el control equivalente esté acotado entre 0 y 1 y que la
superficie contenga un punto de equilibrio. Entonces, con el signo de la función de
conmutación adecuada, se puede crear una región de deslizamiento alrededor de dicho
punto.
1.4.2.4 Dinámica Ideal y Estabilidad del Punto de Equilibrio
Para calcular la dinámica ideal, hace falta aislar la variable de estado a controlar
teniendo en cuenta (1.28) y evaluarlo en (1.29). Con todo esto se obtiene el vector de
estado bajo condiciones de dinámica ideal.
( ) (1.29)
( ) (1.30)
Dado que la variable del sistema que se está controlando presenta una dinámica
ideal nula, el orden del sistema n, pasa a ser de n-1.
Para calcular el punto de equilibrio solo es necesario igualar a cero los términos del
vector de dinámica ideal y aislar las variables de estado. Aunque exista un punto de
equilibrio, el sistema puede no ser asintóticamente estable alrededor de este punto.
MEMORIA DESCRIPTIVA
17
Para determinar su estabilidad, uno de los métodos utilizados puede ser la
linealización del sistema original con el control equivalente mediante Taylor alrededor del
punto de equilibrio y verificar la estabilidad local.
1.4.3 Inversor
Los inversores son convertidores de energía que transforman la corriente continua en
corriente alterna, regulando la tensión, la frecuencia o bien ambas. De este modo los
inversores transfieren potencia desde una fuente de continua a una carga de alterna.
El inversor utilizado será monofásico ya que la señal requerida es de una sola fase,
las configuraciones típicas de estos inversores son en medio puente y en puente completo.
En este caso se requiere del puente completo ya que la tensión de pico de la señal de salida
(311 V) será mayor que la mitad de la de entrada (175 V) y que la configuración en medio
puente no puede sobrepasar. El puente completo está formado por cuatro interruptores de
potencia totalmente controlados, típicamente transistores MOSFETs o IGBTs.
Figura 1.7. Estructura básica de un puente inversor completo [13].
1.4.3.1 Funcionamiento del puente
El funcionamiento de éstos consiste en aplicar a la salida una tensión formada por la
sucesión de ondas rectangulares de amplitud igual a la tensión de alimentación de la
entrada y duración variable. Así pues, la tensión de salida puede ser dependiendo del estado de los interruptores. La siguiente figura muestra algunas de las
posibles configuraciones de éstos.
MEMORIA DESCRIPTIVA
18
Figura 1.8. Circuitos equivalentes del inversor: (a) ; (b) ;
(c)(d) [13].
Hay que tener en cuenta que los interruptores de las mismas ramas no deben estar
cerrados al mismo tiempo pues sino se produce un cortocircuito en la fuente de continua.
1.4.3.2 Blanking time
Los interruptores reales no se abren y se cierran instantáneamente, por tanto hay que
prestar atención a los tiempos de conmutación al diseñar el control de éstos. El
solapamiento de los tiempos de conducción de los interruptores resultaría en un circuito
denominado fallo de solapamiento en la fuente de tensión continua. El tiempo permitido
para la conmutación se denomina tiempo muerto o blanking time.
1.4.3.3 Carga inductiva
Cuando una carga es puramente resistiva, la forma de onda de la corriente y la
tensión son iguales pero en una carga inductiva se requieren ciertas consideraciones a la
hora de diseñar los interruptores del inversor, ya que las corrientes de los interruptores se
hacen negativas como puede verse en la Figura 1.9.
Figura 1.9. Formas de onda del inversor con carga inductiva.
MEMORIA DESCRIPTIVA
19
Si la carga tiene una cierta componente inductiva, es necesario añadir diodos en anti
paralelo con los transistores de potencia para permitir la circulación de corriente de la
carga cuando se abren todos los transistores. Si no se añaden diodos, se crean grandes
sobretensiones debido al corte instantáneo de la corriente por la inductancia de la carga.
Figura 1.10. Puente inversor con interruptores bidireccionales.
En el caso de utilizar MOSFETs estos ya tienen por defecto un diodo parasito y no es
necesario añadir otro.
1.4.3.4 Filtro de salida
Es necesario el diseño de un filtro para eliminar las componentes armónicas no
deseadas, intercalando una impedancia de valor elevado de cara a las frecuencias que
deseamos eliminar. En la elección y cálculo del mismo se han de tener en cuenta aspectos
como carga a alimentar, frecuencias que se desean eliminar, tipo de control que se realiza
del inversor, etc.
En algunos casos, puede emplearse la propia carga como filtro; es el caso por
ejemplo en el que la carga sea un motor.
De todas las configuraciones de filtros, las más habituales para los inversores son las
configuraciones en L, cuyo esquema general se muestra en la Figura 1.11.
Figura 1.11. Topología común de filtros para inversores PWM.
La expresión genérica de los filtros de segundo orden es la siguiente [17]:
( )
(1.31)
MEMORIA DESCRIPTIVA
20
Donde es la frecuencia natural y de corte del sistema, a partir de la cual empieza a
atenuarse la magnitud y es el factor de amortiguación que indica el nivel de sobre pico en la frecuencia de corte.
El filtro utilizado en este puente será un filtro LCR que consiste en una inductancia
serie, un condensador paralelo y la resistencia de carga. Es un filtro de diseño sencillo
aunque tiene el inconveniente que atenúa también la frecuencia fundamental: en la bobina
serie se pierde tensión de la componente fundamental y por el condensador paralelo circula
corriente correspondiente a dicha componente.
La expresión del filtro LCR es la siguiente:
( )
(1.32)
1.4.4 Control del inversor
El control del inversor consiste en utilizar la Modulación por Ancho de Pulso o
Pulse-Width Modulation (PWM) para las señales de los transistores y un control
preventivo para las posibles variaciones de la tensión de entrada.
1.4.4.1 Modulación por Ancho de Pulso (PWM)
La idea básica de la modulación por ancho de pulso es comparar una tensión de
referencia de baja frecuencia proporcional a la de la tensión de salida deseada, senoidal en
este caso, con una señal triangular simétrica de alta frecuencia que determina la velocidad
de conmutación. La frecuencia de la onda triangular, llamada portadora, debe ser al menos
20 veces superior a la máxima frecuencia de la onda de referencia para que se obtenga una
reproducción aceptable de la forma de onda sobre una carga, después de ser filtrada. El
resultado de dicha comparación será una señal rectangular a la misma frecuencia que la
triangular que nos generará el ciclo de trabajo y la lógica para abrir y cerrar los
semiconductores de potencia [13].
La figura muestra la modulación de una onda senoidal, produciendo en la salida una
tensión con dos niveles, cuya frecuencia es la de la onda triangular.
Figura 1.12. Generación de una señal PWM bipolar [13].
Para la implementación digital del PWM, se guardará en un vector los ciclos de
trabajo resultantes de la comparación para generar la onda rectangular de control
directamente.
MEMORIA DESCRIPTIVA
21
1.4.4.2 Control PWM unipolar
Para los inversores monofásicos en puente completo podemos distinguir dos
esquemas básicos de control por PWM: bipolar y unipolar. Por estos términos se entenderá
como varía la tensión aplicada al conjunto rectificador-carga.
En el caso bipolar, la tensión oscilará entre el valor máximo de la tensión de entrada y
el mismo valor negativo (+Vcc, -Vcc).
Figura 1.13. Señales de salida del control bipolar.
En el caso unipolar, para cada ciclo de conmutación, la tensión variará entre el valor
+Vcc y 0 o bien entre –Vcc y 0, dependiendo de en qué semiciclo de la onda
moduladora nos encontremos.
Figura 1.14. Señales de salida del control unipolar.
MEMORIA DESCRIPTIVA
22
La ventaja principal de la configuración unipolar es la reducción de los armónicos en
la señal se salida y menos pérdidas de conmutación. Como inconveniente, puede aparecer
distorsión de cruce y además esta configuración requiere de dos señales distintas de
control, pero como estará realizado mediante un dsPIC, el aumento de señales no dificulta
su diseño.
La estrategia utilizada en la conmutación del puente será alternar la conmutación de
cada par de transistores en cada semiciclo de 50 Hz, trabajando solamente un par de
transistores a la vez.
Figura 1.15. Transistores S1 (OFF), S4 (ON) sin conmutar y S2, S3 conmutando
durante un semiciclo negativo.
Figura 1.16. Transistores S2 (ON), S3 (OFF) sin conmutar y S1, S4 conmutando
durante el semiciclo positivo.
RL
LC
Boost Cuadrático
S1 S3
S2S4
RL
LC
Boost Cuadrático
S1 S3
S2S4
MEMORIA DESCRIPTIVA
23
1.4.4.3 Feedforward
El control feedforward o consiste en detectar las perturbaciones en la entrada de la
planta y aplicar una corrección en la señal, antes que la salida se vea afectada,
anticipándose al error de señal.
Si la tensión de salida del boost o entrada del inversor es mayor a la de consigna, se
disminuye el ciclo de trabajo de los transistores activos del puente para que a la salida se
mantenga el mismo valor útil, en cambio, si la tensión del boost disminuye, el ciclo de
trabajo debe aumentar en la misma proporción.
Este control es sencillo y de fácil implementación, no obstante, como limitación tiene
que no cambia las características de estabilidad de la planta. Si la planta es estable en lazo
abierto, cuando se aplique control, permanecerá estable, si por el contrario la planta es
inestable, la aplicación de control feedforward puro no podrá, normalmente, estabilizar la
planta si fuese necesario.
Esto se debe a que, el esquema de control feedforward no utiliza información de la
variable controlada, no existe retroalimentación hacia el controlador del valor de dicha
variable a diferencia del feedback.
Figura 1.17. Diagramas de los controladores feedforward y feedback.
Puesto que el puente inversor es un circuito estable en lazo abierto, dicha limitación
no afecta a esta aplicación.
MEMORIA DE CÁLCULO
24
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
2. MEMORIA DE CÁLCULO
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
MEMORIA DE CÁLCULO
25
2 MEMORIA DE CÁLCULO
2.1 Boost cuadrático
2.1.1 Bobinas
El tamaño de las bobinas se calculará conforme el rizado de la corriente de cada
etapa del boost cuadrático. Las exigencias de rizado de corriente en ambas bobinas son de
un máximo de 50% de su valor medio.
El ciclo de trabajo según (1.6) para ambos transistores es:
√
( )
(2.1)
La fórmula utilizada para su cálculo es la de un boost convencional ya que cada etapa
se puede analizar por separado [8]:
(2.2)
Figura 2.1. Esquema de un convertidor boost cuadrático.
MEMORIA DE CÁLCULO
26
2.1.1.1 Bobina 1
La tensión de entrada del primer boost es el de la fuente:
(2.3)
La corriente de la primera bobina es la corriente de la entrada, el rizado pico-pico
será la mitad que ésta:
(2.4)
(2.5)
El valor mínimo de la bobina, para una frecuencia de conmutación de 20 kHz es el
siguiente:
(2.6)
El valor final escogido para la primera bobina es de .
2.1.1.2 Bobina 2
La tensión de entrada del segundo boost es la tensión de la fuente por la ganancia del
primer boost:
√
(2.7)
La corriente de la segunda bobina se puede obtener dividiendo la potencia entre
tensión de entrada del segundo boost:
(2.8)
(2.9)
Según los cálculos anteriores, el valor mínimo de la bobina es el siguiente:
(2.10)
El valor final escogido para la segunda bobina es de .
MEMORIA DE CÁLCULO
27
2.1.2 Condensadores
Las exigencias de rizado de tensión para el primer condensador serán de un máximo
del 10% mientras que para el segundo será solamente del 1% de su valor medio. La
fórmula utilizada para su cálculo es la de un boost convencional, pudiéndose analizar cada
etapa por separado [8]:
(2.11)
2.1.2.1 Condensador 1
La tensión de salida del primer boost es la tensión de la fuente por su ganancia:
√
(2.12)
(2.13)
La corriente de salida del primer boost se puede obtener dividiendo la potencia entre
la tensión de salida:
(2.14)
Sustituyendo valores, el valor mínimo del condensador será el siguiente:
(2.15)
El valor final elegido ha sido de realizado mediante dos condensadores
electrolíticos de . En un principio se iban a utilizar condensadores cerámicos de
menor capacidad pero debido a un error por parte de la empresa suministradora, se ha
tenido que utilizar solamente electrolíticos.
MEMORIA DE CÁLCULO
28
2.1.2.2 Condensador 2
La tensión de salida exigida del segundo boost es de:
(2.16)
(2.17)
La corriente de salida será:
(2.18)
El tamaño mínimo del segundo condensador ha de ser:
(2.19)
Para asegurar un rizado mínimo en la salida, evitando perturbar al inversor y
minimizar las perturbaciones realizadas por éste, el valor del condensador escogido ha sido
de , realizado mediante la asociación en paralelo de dos electrolíticos y
, uno cerámico de y uno de película de polipropileno de 4.7 . Ese valor 37 uF es casi 10 mayor de lo previsto pero incluso con esta capacidad, se tiene un rizado de 3
Vpp, ver Figura 4.9. Esto se debe al alto valor de la resistencia serie de los condensadores
comerciales, y además la fórmula (2.19) es válida solo para condensadores ideales sin
resistencia parásita.
2.1.2.3 Condensador de entrada
Se ha colocado un condensador electrolítico de 1000 μF en conjunto con uno
cerámico de 10 μF en la entrada del convertidor para minimizar las posibles perturbaciones
que pueda ocasionar el convertidor a la fuente de alimentación.
2.1.3 Transistores
Los interruptores usados serán transistores MOSFET de potencia de canal N.
La selección de los MOSFET se ha basado en los siguientes requisitos:
- Una tensión drenador-surtidor (VDS) capaz de bloquear la tensión de salida
requerida y sus sobrepicos en régimen transitorio.
- Capaz de soportar la corriente requerida en el drenador (ID).
- Una resistencia interna (RDS) pequeña para tener pocas perdidas en conducción.
- Tiempos de cambio de estado rápidos para tener pocas pérdidas de conmutación.
MEMORIA DE CÁLCULO
29
2.1.3.1 MOSFET 1
El MOSFET seleccionado es el IRFP4110PBF, con los siguientes parámetros:
VDS 100 V
ID (25ºC) 120 A
RDS(ON) 4.5 mΩ
VGS 20 V
TRise 67 ns
TFall 88 ns
Tdelay_ON 25 ns
Tdelay_OFF 78 ns
Ciss 9620 pF
Coss 670 pF
Tabla 1. Parámetros del primer MOSFET.
Las pérdidas de conducción de los transistores y de conmutación de interruptores
con carga inductiva se pueden calcular mediante las siguientes fórmulas [8]:
( ) (2.20)
( )
(2.21)
Para este MOSFET, las pérdidas son las siguientes:
(2.22)
(2.23)
Las pérdidas totales en el MOSFET son:
(2.24)
MEMORIA DE CÁLCULO
30
2.1.3.2 MOSFET 2
El MOSFET seleccionado es el IPW60R041C6, con los siguientes parámetros:
VDS 650 V
ID (25ºC) 77.5 A
RDS(ON) 41 mΩ
VGS 20 V
TRise 10 ns
TFall 7 ns
Tdelay_ON 23 ns
Tdelay_OFF 130 ns
Ciss 6530 pF
Coss 360 pF
Tabla 2. Parámetros del segundo MOSFET.
Las pérdidas del segundo MOSFET en el punto de trabajo requerido son:
(2.25)
(2.26)
Las pérdidas totales en el MOSFET son:
(2.27)
2.1.4 Diodos
En la elección de los diodos se ha tenido en cuenta los siguientes parámetros:
- Capaz de bloquear la tensión del convertidor y sus sobrepicos transitorios.
- Capaz de soportar la corriente de trabajo del convertidor.
- Una tensión umbral (VF) pequeña para un menor calentamiento del
componente y menores pérdidas en conducción.
- Rapidez de conmutación para trabajar en altas frecuencias, para tener pocas
pérdidas de conmutación.
MEMORIA DE CÁLCULO
31
2.1.4.1 Diodo 1
Se ha escogido el MBR30H100CTG capaz de conducir corrientes de hasta 30 A,
bloquear tensiones de 100 V y con una caída de tensión en conducción máxima de 930
mV. Este diodo es de tipo Schottky, que a diferencia de los bipolares, no tiene tiempo de
recuperación, haciendo que su tiempo de respuesta sea muy rápida, alrededor de 100 ps o
10 ns en diodos de alta potencia.
La calcular las pérdidas en conducción de los diodos se utiliza (2.28) mientras que
para las de conmutación sigue siendo (2.21) ya que es el mismo tipo de carga.
( ) (2.28)
Las pérdidas del primer diodo son:
( )
(2.29)
(2.30)
Siendo las pérdidas totales:
(2.31)
2.1.4.2 Diodo 2
Se ha escogido el 8ETX06FPPBF, capaz de conducir hasta 8 A, bloquear 600 V y
una tensión umbral máxima de 3 V. Este diodo está catalogado como ultrarrápido y por lo
tanto tiene un tiempo de recuperación bastante bajo, de 16 ns, a pesar de no ser Schottky.
Las pérdidas del segundo diodo son las siguientes:
( ) (2.32)
(2.33)
Sumando ambas pérdidas:
(2.34)
MEMORIA DE CÁLCULO
32
2.1.5 Disipador
Aun sin llegar a la temperatura máxima soportable por los interruptores, la
temperatura alcanzada podría afectar al funcionamiento de los elementos cercanos, por lo
tanto se ha decidido colocar un disipador grande para toda la placa del boost con una
resistencia térmica de 1 ºC/W para asegurar una baja temperatura. El disipador utilizado
venia prefijado desde el principio. Dado que se utilizará un único disipador para los cuatro
interruptores, se ha de colocar entre éstos un aislante eléctrico y conductor térmico, su
resistencia térmica es de 0.28 ºC/W.
MOSFET 1 MOSFET 2 Diodo 1 Diodo 2
Tmax (ºC) 175 150 175 175
Rjunction-case (ºC/W) 0.402 0.26 2 4.3
Rjunction-ambient (ºC/W) 40 62 60 70
Pperdida (W) 1.648 1.052 1.487 0.943
Tabla 3. Características de los diferentes interruptores.
Teniendo en cuenta una temperatura ambiente de 25 ºC y sumando las potencias
calculadas anteriormente, la temperatura alcanzada en el disipador es de:
(2.35)
Una vez comprobada que la temperatura del disipador presenta un valor muy
aceptable, se procede a verificar que las temperaturas de las uniones de los diferentes
interruptores no superen las máximas indicadas en la hoja de características.
( ) (2.36)
Aplicando (2.36) las temperaturas de las uniones en los dispositivos son:
( ) (2.37)
( ) (2.38)
( ) (2.39)
( ) (2.40)
2.1.6 Sensado de corriente
Para el sensado de corriente se usará el sensor LEM LA25 de efecto Hall ya que aísla
el circuito de potencia con el de control y da en la salida una señal de corriente
proporcional y reducida a la de la entrada. Mediante una resistencia obtendremos una
tensión proporcional a la corriente de salida. La resistencia de medida (RM) recomendada
por el fabricante es de 100-320 Ω.
MEMORIA DE CÁLCULO
33
Este sensor es capaz de medir corrientes de ±35 A, se tiene que alimentar
simétricamente a ±15 V y posee un ancho de banda de 150 kHz, suficiente para nuestra
aplicación.
En la siguiente tabla se puede ver el número de vueltas que se pueden dar al
bobinado primario y las características del sensor según éstas:
Tabla 4. Características según las vueltas del bobinado [12].
Puesto que la corriente media a sensar es de 8.333 A, la configuracion usada será de
2 vueltas en el primario para tener una resolucion adecuada sin que se llegue a perder
ningun valor en caso de aumento de corriente. Aunque la corriente nominal de trabajo con
3 vueltas se acerca mas a la del boost, se ha considerado que la corriente máxima es
demasiado justa.
La resistencia RM usada sera de 100 Ω para tener una tensión a escala 1:4 de la
corriente.
IL1 entrada
sensor
IL1 salida
sensor
“IL1” entrada
comparadores
Nominal 12 A 24 mA 2.4 V
Máxima 18 A 36 mA 3.6 V
Tabla 5. Conversion de magnitudes de la corriente sensada.
2.1.7 Sensado de tensión
En el sensado de tensión se usará un divisor de tensión con una ganancia 1/100. Para
ello se utilizarán resistencias de montaje superficial de 430 kΩ, 560 kΩ y 10 kΩ capaces
de soportar una potencia máxima de 0.25 W.
MEMORIA DE CÁLCULO
34
Figura 2.2. Esquema del divisor de tensión de la etapa de sensado.
La potencia nominal de trabajo que soportarán las resistencias es la siguiente:
(2.41)
2.1.8 Drivers
Los Drivers utilizados en ambos transistores son el MCP1407A con una
alimentación de 4.5 V a 18 V según la tensión requerida en la salida.
El montaje circuital del driver es el siguiente:
Figura 2.3. Montaje circuital de drivers de MOSFETS.
460 kΩ
10 kΩ
Boost Cuadrático
+
350 V
-+
3.5 V-
530 kΩ
MEMORIA DE CÁLCULO
35
Características del montaje:
- Se alimentará el driver a +15 V para tener una tensión de disparo del MOSFET de
dicho valor.
- Se colocarán condensadores de desacoplo para filtrar las posibles perturbaciones y
mantener la alimentación del driver a +15 V frente a la caída de tensión del
conductor.
- En la puerta del MOSFET se añadirá un diodo Zener (D3) de 16 V que lo
protegerá de sobretensiones y una resistencia (R5) de 10 kΩ para ayudar a
descargar la puerta del transistor en OFF.
- Se colocará entre la salida del driver y la puerta del transistor una resistencia (R4)
de 3.3 Ω para el primer MOSFET, y una de 2.2 Ω para el segundo. De esta forma
se establecerá la misma constante de tiempo de activación adecuada para ambos.
2.1.9 Análisis del boost cuadrático
2.1.9.1 Topología ON
En este estado, el inductor L1 va almacenando energía de la entrada, L2 se alimenta
de la energía cedida por C1; y C2 la cede a la carga de salida.
Figura 2.4. Convertidor con los MOSFETs cerrados.
Si se analiza el circuito se obtiene que:
(2.42)
(2.43)
(2.44)
(2.45)
L1 L2
C1 C2 RLVin
MEMORIA DE CÁLCULO
36
Representándolo de forma matricial según (1.10):
[ ]
[
]
[
]
[
]
(2.46)
(2.47)
[ ] [
]
(2.48)
(2.49)
2.1.9.2 Topología OFF
El inductor L1 cede energía la C1 y L2 mientras que L2 la cede en C2 y a la carga.
Figura 2.5. Convertidor con los MOSFETs abiertos.
Si se analiza el circuito se obtiene que:
(2.50)
(2.51)
(2.52)
(2.53)
L1 L2
C1 C2 RLVin
MEMORIA DE CÁLCULO
37
Representándolo de forma matricial según (10):
[ ]
[
]
[
]
[
]
(2.54)
(2.55)
[ ] [
]
(2.56)
(2.57)
2.1.9.3 Modelo promediado
A partir de los modelos en ON y OFF se puede escribir el modelo promediado:
[ ( ))] [ ( )] (2.58)
[ ( )] (2.59)
2.1.9.4 Modelo promediado en pequeña señal
Para el análisis del punto de trabajo, se sustituyen las variables por sus modelos en
pequeña señal:
(2.60)
(2.61)
(2.62)
(2.63)
( )
(2.64)
Dado que derivada de una constante es nula ( ):
(2.65)
MEMORIA DE CÁLCULO
38
De este modo, el modelo promediado en pequeña señal queda de la siguiente forma:
[ ( ) ( )] ( )
[ ( ) ( )] ( )
(2.66)
[ ( ) ( )] ( ) (2.67)
Desarrollándolos se obtiene:
(2.68)
(2.69)
Los elementos con dos términos de perturbación o con dos términos en el punto de
trabajo se pueden considerar nulos, quedando (2.65) y (2.66) de la forma siguiente:
[ ( )] [ ] [ ] [ ( )]
(2.70)
[ ( )] [ ] (2.71)
Teniendo en cuenta:
[ ( )] (2.72)
[ ( )] (2.73)
[ ( )] (2.74)
Se obtiene el modelo promediado en pequeña señal:
[ ] [ ] (2.75)
[ ] (2.76)
MEMORIA DE CÁLCULO
39
2.1.9.5 Transformada de Laplace
Para la obtención de las funciones de transferencia del convertidor se procede a
realizar la transformada de Laplace de 2.72 y 2.73.
( ) [ ] [[ ] ( ) [ ] ( ) ( )] (2.77)
( ) [ ] [[ ] ( ) [ ] ( ) ( )]
[ ] ( )
(2.78)
2.1.9.6 Funciones de transferencia
Función de transferencia salida/ciclo de trabajo, sin variaciones en la entrada ( )
y teniendo en cuenta que Bon=Boff , Con=Coff y condiciones iniciales nulas:
( )
( ) [ ] [ ]
(2.79)
Tras realizar multiplicar las matrices, se puede poner la función del siguiente modo:
( )
( )
( )
(2.80)
Función de transferencia salida/entrada, sin variaciones en el ciclo de trabajo ( ( ) ) y teniendo en cuenta que y y condiciones iniciales nulas:
( )
( ) [ ]
(2.82)
Donde:
( )
( )
( )
( )
( )
( )
( )
(2.81)
MEMORIA DE CÁLCULO
40
2.1.9.7 Estudio de la estabilidad
Para estudiar la estabilidad del sistema, se aplicará el criterio de Routh sobre el
denominador de la planta:
( )
( )
( )
( )
( )
( )
( )
(2.85)
Analizando la primera columna, se observa que la planta es estable siempre que los
valores de los componentes y la carga sean mayores que cero y que el convertidor trabaje
como elevador.
MEMORIA DE CÁLCULO
41
2.2 Control en modo deslizante para el convertidor
2.2.1 Estudio del control deslizante
Para el estudio del control en modo deslizante, se seguirán los siguientes pasos:
1. Elección de una superficie de deslizamiento.
2. Comprobación de la existencia de un modo de deslizamiento en torno a la
superficie de conmutación mediante la condición de transversalidad.
3. Obtención del control equivalente.
4. Obtención de la dinámica de deslizamiento ideal del sistema entorno a la
superficie de conmutación, a partir de las condiciones de invarianza.
6. Obtención del punto de equilibrio de la dinámica de deslizamiento ideal.
7. Comprobación de la estabilidad de la dinámica linealizándola en torno al punto de
equilibrio.
2.2.1.1 Elección de una superficie
Si bien la superficie de deslizamiento real utilizada en el sistema es:
( ) ( ( ) ∫( )) (2.86)
Debido a que el valor de k es generado mediante la diferencia entre la tensión de
salida y la de referencia, como se puede apreciar en la siguiente figura.
Figura 2.8. Esquema de control del boost cuadrático.
En el estudio de la estabilidad del control sobre el sistema, normalmente se considera
k como constante ya que la dinámica del lazo de tensión es muy lenta respecto al de
corriente. Esto es, la tensión de referencia Vref es fija y la variación de Vout es relativamente
baja frente a la de IL1 y el error que se comete considerando k constante es mínimo.
En este análisis, se ha decidido obtener la función de transferencia que relaciona la
salida con la k y por lo tanto no se la ha considerado constante.
MEMORIA DE CÁLCULO
42
2.2.1.2 Obtención del modelo bilineal
Mediante los modelos ON y OFF del convertidor, se obtiene el modelo bilineal del
convertidor:
( ) ( ) (2.87)
(2.88)
(2.89)
(2.90)
(2.91)
2.2.1.3 Existencia de deslizamiento
Para comprobar que el sistema tiende a la superficie de deslizamiento es necesario
comprobar la condición de transversalidad:
⟨ ( )⟩
(2.92)
Siendo el gradiente del convertidor:
[
] [ ]
(2.93)
Se obtiene:
⟨ ( )⟩ [ ]
[
]
(2.94)
La condición de transversalidad se cumple siempre que . Dado que esta condición se cumple.
MEMORIA DE CÁLCULO
43
2.2.1.4 Obtención del control equivalente
Una vez cumplida la condición de transversalidad, se ha optado por obtener el
control equivalente a partir de (2.82):
( ) (2.95)
( )
(2.96)
(2.97)
(2.98)
2.2.1.5 Dinámica de deslizamiento ideal
Sustituyendo la expresión de la variable de estado por el valor adoptado bajo
condiciones de dinámica ideal y la variable de control por el control equivalente se obtiene
la dinámica de deslizamiento ideal. Dado que ésta se determina mediante la ley de control,
este sistema de orden cuatro pasará a ser de orden tres:
( )
(2.99)
( )
(2.100)
( )
(2.101)
2.2.1.6 Variables en el punto de equilibrio
Para calcular las variables en el punto de equilibrio, sin tener en cuenta el rizado, se
ha considerado que las variables de estado y la superficie de deslizamiento tienen valores
constantes, siendo sus derivadas nulas:
(2.102)
( )
(2.103)
( )
(2.104)
( )
(2.105)
MEMORIA DE CÁLCULO
44
Sustituyendo valores, las variables en el punto de equilibrio son:
(2.106)
√ (2.107)
(2.108)
√ (2.109)
2.2.1.7 Linealización de las ecuaciones
Sustituyendo ueq en las ecuaciones de estado:
(2.110)
(2.111)
(2.112)
Se realiza una aproximación lineal formada por las derivadas parciales de las
funciones anteriores:
(2.113)
(2.114)
(2.115)
Siendo:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
MEMORIA DE CÁLCULO
45
|
|
|
|
|
|
(2.116)
2.2.1.8 Transformada de Laplace
Se realiza la transformada de Laplace del sistema de ecuaciones linealizado:
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (2.117)
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (2.118)
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (2.119)
Desarrollando el sistema de ecuaciones anterior, se obtiene la función (2.120):
( ) [ ( ) ]
( ) [ ( ) ( )]
( ) [ ( ) ( )]
(2.120)
Donde:
( ) ( )
(2.121)
2.2.1.9 Funciones de transferencia
Sustituyendo los valores numéricamente, se obtiene, mediante Matlab, las siguientes
funciones de transferencia:
Función de transferencia salida/k
( )
( )
(2.122)
MEMORIA DE CÁLCULO
46
Figura 2.9. Diagrama de Bode salida/k.
Función de transferencia salida/entrada
( )
( )
(2.123)
Figura 2.10. Diagrama de Bode salida/entrada.
Las funciones de transferencia se han obtenido mediante la sustitución de valores
en el Matlab, éstos son realmente de un orden menor del que se muestran (2.122) y (2.123)
ya que en cada función hay una superposición de un polo y un cero.
MEMORIA DE CÁLCULO
47
No obstante, la representación de los diagramas está realizada correctamente y se
puede apreciar unos amplios márgenes de fase de 75º y 79º que aseguran una estabilización
con pocas oscilaciones.
Siendo la mitad de la frecuencia de conmutación aproximadamente de 10 kHz
(63000 rad/s), las representaciones anteriores son válidas para todas las frecuencias
mostradas.
2.2.1.10 Estabilidad
Aplicando el criterio de Routh al denominador de la planta, se puede comprobar que
todos los elementos de la primera columna son positivos, indicando que no hay polos en el
semiplano derecho y que, por lo tanto, el sistema de control con la ley de control y el punto
de trabajo escogido es estable.
(1.124)
2.2.1.11 Discretización del control PI
Como se ha explicado anteriormente, la corriente de la primera bobina (IL1) se
deslizará siguiendo la referencia de corriente, la cual se creará mediante un lazo PI a partir
del error de tensión de salida, esto es la diferencia entre la tensión de salida del boost
cuadrático y la de consigna.
Para realizar un control PI digital, se necesita poner la expresión del controlador
como ecuación de diferencias en el dominio temporal.
Siendo el control PI en dominio s de la siguiente forma:
(2.125)
Se utilizará la aproximacion de Tustin (2.126) para pasarlo al dominio z:
(2.126)
( ) (
)
(2.127)
Se desarrolla el controlador hasta obtener la expresion como ecuacion de diferencias:
( )
( )
(2.128)
( ) ( ) ( ) ( ) (2.129)
MEMORIA DE CÁLCULO
48
( ) ( ) ( ) ( ) (2.130)
( ) ( )
( ) ( )
(2.131)
( ) ( ) ( ) ( ) (2.132)
Transformada z inversa:
( ) ( ) ( ) ( ) (2.133)
( ) ( ) ( ) ( ) (2.134)
Se deduce de (2.134) que los parametros minimos que se deben conocer para realizar
el control PI de una forma correcta son los errores de tensión de salida actual y anterior, y
el valor de la referencia de corriente en el ciclo anterior.
2.2.2 Programación del control mediante el dsPIC30F2020
Se ha escogido el microcontrolador dsPIC30F2020 de la marca Microchip por
disponer de varios módulos PWM avanzados capaces de generar los diferentes ciclos de
trabajo para el convertidor y el inversor, al menos dos comparadores analógicos para
implementar el control deslizante continuo y un convertidor analógico digital (CAD) capaz
de realizar conversiones a una elevada frecuencia.
En la figura siguiente se puede ver el encapsulado escogido y las diferentes
configuraciones de sus pines.
Figura 2.11. Diagrama de pines del dsPIC30F2020 [10].
A continuación se detallan los diferentes módulos utilizados, así como su
programación y lógica de funcionamiento.
2.2.2.1 Convertidor Analógico/Digital
El convertidor A/D muestreará la tension de salida del boost cada 50 μs, previo paso
por un divisor de tension que adapta y reduce la tension en un factor 100.
Para optimizar los recursos, el tiempo de disparo no está controlado por un contador
interno sino por el PMW 2, utilizado para el puente inversor.
MEMORIA DE CÁLCULO
49
Se trabajará con fraccionales ya que la diferencia de magnitudes entre los valores
sensados y las constantes de control requieren el uso de números decimales, y las
operaciones en coma flotante gastan mucho tiempo de ejecución.
Los números fraccionales en el dsPIC30f2020 son cifras de 10 bits, 1 bit de signo y 9
de magnitud que comprenden valores entre 1 y -1.
Tal como se ve en la figura siguiente, el dato de la conversión está situado en las
primeras 10 cifras más significativas del registro ADCBUF0.
Figura 2.12. Presentación de los datos del ADC según el modo de trabajo [10].
La operación ejercida para la obtención de un número fraccionario se describe de la
siguiente forma:
(2.135)
A continuación se ha puesto un ejemplo de la obtención de números fraccionarios
realizados con cuatro bits.
Signo /2 /4 /8 Fraccionario
0 0 0 0 0
0 0 0 1 0,125
0 0 1 0 0,25
0 0 1 1 0,375
0 1 0 0 0,5
0 1 0 1 0,625
0 1 1 0 0,75
0 1 1 1 0,875
1 0 0 0 -1
1 0 0 1 -0,875
1 0 1 0 -0,75
1 0 1 1 -0,625
1 1 0 0 -0,5
1 1 0 1 -0,375
1 1 1 0 -0,25
1 1 1 1 -0,125
Tabla 6. Números fraccionarios de 3 bits de magnitud y 1 de signo.
MEMORIA DE CÁLCULO
50
Al finalizar una conversión, el CAD genera una interrupción que llama a una rutina
de servicio a la interrupción (RSI), donde se implementa el control PI.
Para realizar la suma de productos del control en fraccionario se hará uso de la
función VectorDotProduct() predefinida en la librería dsp.h [11].
Pasados dos punteros de vector y un valor entero n, dicha función va realizando el
sumatorio del producto de los elementos de los vectores desde uno hasta n.
∑ ( ) ( )
(2.136)
Se ha puesto una limitación del valor máximo que puede alcanzar la corriente de
referencia, haciendo que el valor computado de Iref no pueda superar al valor establecido
de Imax.
Si la Iref toma valores por debajo del ancho de histéresis, este último también se
reduce para que la superficie permanezca centrada en Iref: el límite inferior de la superficie
adquiere un valor mínimo positivo y el límite superior se adecua para que sea equidistante.
Si la Iref baja de un valor mínimo, se apaga el convertidor para evitar un mal
funcionamiento.
La imagen siguiente ilustra los diferentes comportamientos de la superficie de
deslizamiento.
Figura 2.13. Comportamiento de la superficie de deslizamiento en regiones límites.
MEMORIA DE CÁLCULO
51
2.2.2.2 Comparadores analógicos
Para implementar el sliding se hará uso de los comparadores analógicos integrados
en el dsPIC30f2020.
Figura 2.14. Esquema de un módulo comparador del dsPIC [10].
Los comparadores utilizados serán el CMP1 y CMP2 que se configurarán de modo
que sus bornes positivos se conecten al mismo pin de entrada del micro controlador, el pin
utilizado es el 4.
Sus bornes negativos tomarán referencias internas con valores comprendidos entre 0
y 2.5 V dependiendo del valor que se coloque en los registros CMPDACx de 10 bits.
El CMP1 controlará el límite superior de corriente, el CMP2 controlará el límite
inferior y tendrá su salida negada.
Al ponerse a nivel alto la salida del comparador 1, activará el modo Current Limit
del PWM1 y al ponerse a nivel alto la salida del comparador 2, activará el modo Fault,
estos modos realizarán el deslizamiento de la superficie.
2.2.2.3 Módulo PWM
El módulo escogido para realizar el control del boost será el PWM1, que no
funcionará como tal sino que se configurará para que actúe como un biestable SR tal que al
entrar en el modo Current Limit, sus pines de salida se verán forzadas a estar a nivel alto y
se resetearan al entrar en modo Fault.
Tal como se puede ver en las figuras, los comparadores seleccionados mediante los
registros CLSRC y FLTSRC forzarán a los pones de salida del PWM1 a los valores de
CLDAT y FLTDAT, dichos registros contienen ‘1’ y ‘0’ respectivamente.
MEMORIA DE CÁLCULO
52
Figura 2.15. Esquema de un módulo generador de PWM en modo Current Limit
[10].
Figura 2.16. Esquema de un módulo generador de PWM en modo Fault [10].
Para evitar que el generador de PWM resetee los valores de los pines en cada ciclo y
trabaje síncronamente, se ha configurado su periodo y para que sea mucho mayor de 50 μs.
MEMORIA DE CÁLCULO
53
2.3 Puente inversor completo
2.3.1 Transistores
Los cuatro interruptores utilizados en el puente inversor son transistores MOSFET
STW45NM50.
En la tabla siguiente se pueden ver sus parámetros principales:
VDS 550 V
ID (25ºC) 45 A
RDS(ON) 100 mΩ
VGS 30 V
TRise 107.5 ns
TFall 87.7 ns
Tdelay_ON 26.5 ns
Tdelay_OFF 21.6 ns
Ciss 3700 pF
Coss 610 pF
Tmax 150 ºC
Rj-c 0.3 ºC/W
Rj-a 30 ºC/W
Tabla 7. Parámetros principales del STW45NM50.
Dada la baja intensidad de corriente que circula por los interruptores y el escaso
calentamiento que sufren, la placa el puente inversor está ausente de disipador.
2.3.2 Drivers
La placa dispone de dos drivers IR21834, controlando cada una el MOSFET de lado
alto y bajo de cada rama.
Estos drivers permiten, mediante una resistencia, el ajuste del tiempo muerto entre la
conexión y desconexión de los transistores para evitar el cortocircuito de la fuente de
entrada.
El tiempo muerto puede ir desde los 400 ns con una resistencia de 0 Ω hasta los 5 μs
en caso de tener una de 200 kΩ. Para estos transistores, un tiempo muerto de 400 ns es
suficiente para no producir cortocircuito.
MEMORIA DE CÁLCULO
54
2.3.3 Filtro de salida
El filtro de salida será un filtro de paso bajo de segundo orden formado por la
resistencia de carga, un condensador en paralelo y una bobina en serie a estos dos
componentes.
Figura 2.17. Esquema del filtro de salida del puente.
El criterio utilizado en la elección del valor de los componentes es una atenuación
del rizado a 20 kHz del 95% sin tener ningún cambio de ganancia ni fase a los 50 Hz, con
los cual la frecuencia de corte se sitúa sobre los 4 kHz.
Teniendo en cuenta que la resistencia de carga debe der de 484 Ω para tener un
convertidor de potencia nominal de 100W, los valores de los componentes serán los
siguientes:
(2.137)
(2.138)
Dada la baja intensidad de corriente que circula en la salida, el tamaño de la
inductancia obtenida es perfectamente realizable. Dicha inductancia se realizará mediante
dos bobinas de 6 mH.
Con los valores escogidos y mediante (1.31), se obtiene la función de transferencia
siguiente:
( )
(2.139)
Donde realizando (1.30) se pueden obtener los siguientes parámetros de interés:
(2.140)
(2.141)
Se ha realizado un barrido frecuencial del filtro mediante el software de simulación
PSpice, obteniendo las siguientes gráficas:
Puente inversor RL
L
C
MEMORIA DE CÁLCULO
55
Figura 2.18. Gráfica de magnitud del filtro.
Figura 2.19. Gráfica de la fase del filtro.
Se puede observar que se ha obtenido la atenuación requerida con una frecuencia de
corte lo suficientemente alta para no haya ninguna modificación de fase ni magnitud
significantes sobre los 50 Hz.
Como elemento de protección, la salida del filtro también consta de un varistor de
250 VAC.
2.4 Control del puente inversor
2.4.1 Programación del PWM senoidal
Para generar un PWM de frecuencia fija a 20 kHz y un ciclo de trabajo variable de
forma senoidal se ha hecho uso del módulo PWM del DSP. Los generadores usados para el
puente han sido el PWM 2 y PWM 3, solamente se han utilizado las salidas a nivel bajo de
dichos canales, correspondientes a los pines 22 y 24.
2.4.1.1 Inicialización de los valores
En la generación de un ciclo de trabajo senoidal se ha decidido crear una tabla con
los valores del ciclo ya calculados para que el microcontrolador no realice el cómputo en
cada periodo y solamente tenga que actualizar el valor del ciclo al de la tabla.
MEMORIA DE CÁLCULO
56
Dado que la frecuencia de trabajo es de 20 kHz y la de la señal senoidal ha de ser de
50 Hz, el número de valores de una tabla completa se ha establecido en 400 elementos:
Para optimizar la memoria, dada la simetría de una señal senoidal y que cada
semiciclo es generado por una rama diferente de transistores, solamente se ha creado una
tabla con una cuarta parte de los valores de un periodo completo, esto son 100 elementos
ordenados incrementalmente que van desde 0º hasta 90º.
Figura 2.20. Valores absolutos de amplitud y fase que adquiere la senoidal en cada
semiciclo.
La fórmula utilizada para cada valor de la tabla es la siguiente:
( ) (
) (2.142)
T: valor del registro del módulo PWM para obtener un periodo de 50 μs.
DCmax: es el ciclo de trabajo máximo que al que se someterán los interruptores, se
obtiene de la división entre la amplitud de la senoidal y la tensión de salida del boost:
√
(2.143)
i: incremento de grados del ciclo de trabajo. Dado que tenemos 90º a repartir entre
100 posiciones de memoria, se hará un incremento uniforme de 0.9º.
π/180: conversión de grados a radianes necesario para poder trabajar en el
microcontrolador.
MEMORIA DE CÁLCULO
57
2.4.1.2 Lógica de funcionamiento
A cada 50 μs el PWM 2 genera una interrupción que cambia PDC2 y PDC3, estos
son los registros de ciclo de trabajo del PWM 2 y PWM 3 respectivamente, y los actualiza
a uno de los valores de la tabla.
Puesto que las ramas de transistores funcionan alternamente, mientras un registro
adquiere valores de la tabla, primero en orden ascendente y luego descendente, el otro
registro permanece con un ciclo de trabajo nulo.
2.4.2 Control feedforward
Mediante el mismo registro ADCBUF0 del conversor A/D utilizado en el boost se
obtiene el valor para trabajar con el feedforward.
Aunque una multiplicación y una división son operaciones que alargan mucho una
RSI, la frecuencia de trabajo del convertidor es lo suficientemente baja como para que no
se vea afectado.
Así pues, para tener un cociente con una resolución adecuada trabajando con
números enteros, se utilizará el valor obtenido del ADCBUF0 en modo fractional (ver
Figura 2.12) sin ningún desplazamiento de bits como entero.
Esto da un valor máximo de 65472:
Si se desplazara el valor del registro un máximo de 6 bits a la derecha para disminuir
la magnitud del número sin perder resolución, el cociente resultante de la tensión de
referencia entre la tensión medida sería un valor pequeño con presencia de decimales que
se perderían al escribirlo en el registro PDCx, si esta cantidad perdida es lo suficientemente
significante, ocasionará el malfuncionamiento del control.
Por otra parte, no se ha multiplicado la tensión de referencia por la tabla de ciclos de
trabajo en la inicialización ya que la variable entera conde se guarda el valor se
desbordaría. Por lo tanto se debe realizar el producto de la tensión de referencia y la
división por la tensión de salida del boost cuadrático en la misma operación.
La fórmula utilizada para el control de los ciclos de trabajo del inversor es la
siguiente:
( ) ( )
(2.145)
MEMORIA DE CÁLCULO
58
2.4.3 Protecciones
Se ha implementado una protección de sobretensión en la salida del boost de tal
forma que al alcanzar un valor máximo permitido, los transistores dejan de conmutar hasta
bajar su nivel, también se activa un LED indicativo para el usuario.
Se ha implementado una protección vía software que mantiene en reposo el puente
inversor hasta que la tensión de salida del boost alcanza el valor de consigna deseado.
Dicha protección mejora el transitorio del boost ya que al estar los interruptores del
puente abiertos, éste no lo perturba mientras alcanza la tensión de referencia y además, al
funcionar sin carga, la tensión se eleva con mayor rapidez, disminuyendo así el tiempo de
transitorio.
SIMULACIONES
59
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
3. SIMULACIONES
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
SIMULACIONES
60
3 SIMULACIONES
Se han realizado las simulaciones pertinentes para comprobar el correcto
funcionamiento de los convertidores, así como sus controles y las exigencias de rizado de
las señales.
3.1 Boost cuadrático en control deslizante
En este apartado se ha procedido a realizar la simulación del convertidor con la
totalidad del control, utilizando una carga resistiva de 1225 Ω para obtener una potencia de
100 W.
Figura 3.1. Esquema de simulación del boost cuadrático mediante control en modo
deslizante.
Figura 3.2. Transitorio de las tensiones Vc1 y Vc2.
SIMULACIONES
61
Figura 3.3. Comportamiento de las corrientes y la superficie de deslizamiento.
Se puede observar que el control no empieza a implementarse hasta que el umbral
inferior de conmutación es mayor que cero. Una vez se alcanza la superficie, se ve
claramente como IL1 se desliza siguiendo la referencia de corriente, haciendo que la tensión
de salida del convertidor aumente hasta alcanzar la de consigna, reduciendo así el error de
tensión.
Figura 3.4. Rizados de tensión.
De la Figura 3.4 se obtiene que ΔVc1 = 3.5 V cumpliéndose la exigencia de rizado
del 10% y ΔVc2 = 0.29 V con los que también se cumple el requisito del 1% de la tensión
media para componentes ideales sin presencia de ESR.
SIMULACIONES
62
Figura 3.5. Rizados de corriente.
Del mismo modo, los rizados de corriente en las bobinas (50%) concuerdan con el
tamaño de los inductores calculados teóricamente: ΔIL1 = 3.81A , ΔIL2 = 0.61 A.
3.2 Boost cuadrático con puente inversor
Figura 3.6. Esquema de simulación del inversor mediante control PWM unipolar y
feedforward.
SIMULACIONES
63
Figura 3.7. Formas de onda de las tensiones y corrientes de salida.
Ya que el puente inversor supone una carga variable para el convertidor y la
constante proporcional de control utilizada anteriormente provocan una subida más lenta
del boost y un mayor rizado en la salida, se ha decidido incrementarlo.
Aun sin tener sobrepico en la tensión de salida del convertidor, la referencia de
corriente llega a aumentarse y disminuirse tanto en el transitorio inicial que activas las
limitaciones superiores e inferiores.
Se ve como la presencia del feedforward mantiene bien definida la senoidal de salida
del inversor aun con las variaciones en la salida del boost.
Figura 3.8. Rizado de tensión de salida máximo.
Se aprecia, en la tensión de salida filtrada, un rizado de alta frecuencia máximo de 11
V, que supone solamente un 5% de la útil.
SIMULACIONES
64
Figura 3.9. Rizados de corriente de salida sin y con filtro.
Los rizados máximos de la corriente de salida sin y con filtro son 0.34 A (73%) y 41
mA (9%) respectivamente.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
65
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
4. RESULTADOS EXPERIMENTALES
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
RESULTADOS EXPERIMENTALES
66
4 RESULTADOS EXPERIMENTALES
Primeramente se ha comprobado el correcto funcionamiento de la placa del boost
cuadrático haciéndola funcionar en lazo abierto mediante una conmutación producida por
una onda rectangular de ciclo de trabajo y frecuencia fijos.
También se ha comprobado el funcionamiento de la placa del puente inversor
mediante una fuente de tensión continua en la entrada y una señal de conmutación con un
ciclo de trabajo senoidal generado por el dsPIC.
Una vez comprobadas que las placas son capaces de trabajar bajo las condiciones
nominales requeridas, se ha dispuesto a realizar, primero, las pruebas con la placa del boost
cuadrático en lazo cerrado sin el puente inversor, y después la conexión completa del
convertidor con el inversor y el filtro.
A continuación se muestran las pruebas realizadas del boost cuadrático en lazo
cerrado sin y con el puente inversor.
4.1 Boost cuadrático sin inversor
4.1.1 Variaciones de carga
Para obtener variaciones en la salida, se ha hecho uso de una carga activa que
impone una corriente en la salida de 280 mA a nivel bajo y 330 mA a nivel alto
conmutando a 0.625 Hz.
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.1. Formas de onda con variaciones en la carga para k1=0.01 y k2=-0.009.
Se puede apreciar cómo el control del convertidor funciona correctamente frente a
las perturbaciones de salida impuestas, volviendo la tensión de salida a la de referencia
después de un régimen transitorio de aproximadamente 270 ms.
Se ha aumentado el valor de las constantes del controlador para obtener una
corrección más abrupta del error y así tener unos sobrepicos y subpicos de tensión
menores, no obstante, se ha comprobado que dicha reducción es prácticamente
RESULTADOS EXPERIMENTALES
67
inapreciable para valores que doblan y cuadriplican las constantes utilizadas inicialmente.
Esto es debido a la gran capacidad colocada en la salida que provoca una dinámica del
sistema muy lenta.
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.2. Formas de onda con variaciones en la carga para k1=0.02 y k2=-0.018.
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.3. Formas de onda con variaciones en la carga para k1=0.04 y k2=-0.036.
En las Figuras 4.1, 4.2 y 4.3 se pueden apreciar unos sobrepicos y subpicos de la
tensión de salida parecidos que rondan el 8%. Si bien la tensión de salida apenas se ve
afectada, sí que se ve un aumento de la inestabilidad de la corriente de la bobina a medida
que se aumentan las constantes.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
68
4.1.2 Variaciones de línea
Para realizar las variaciones de línea, se ha usado un test de regulación de línea con
dos fuentes de alimentación, a 10 V y 14 V. Se ha escogido una frecuencia de conmutación
parecida a la utilizada en las variaciones de carga para su comparación.
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.4. Formas de onda con variaciones en la línea para k1=0.01 y k2=-0.009.
Se puede apreciar que la regulación de la tensión de salida se realiza correctamente
para variaciones de salida, teniendo un sobrepico de tensión del 12%, un subpico del 10%
y un tiempo de establecimiento de unos 200 ms en ambos casos.
Al igual que en el apartado anterior, se ha usado primeramente las constantes
nominales y luego se ha ido aumentando su valor para observar las respuesta del
convertidor a éstas.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
69
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.5. Formas de onda con variaciones en la línea para k1=0.04 y k2=-0.036.
Para unas constantes aumentadas por cuatro, se puede apreciar la existencia de
sobrepicos, subpicos y una reducción del tiempo de establecimiento de la corriente de
entrada, que se traduce en una ligera reducción de la misma en la tensión de salida.
4.1.3 Señales de entrada y salida
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.6. Formas de onda de entrada y salida en régimen permanente.
Se puede ver que el control ejercido sobre el convertidor mantiene la salida al nivel
deseado con un cierto rizado entorno al punto de trabajo.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
70
4.1.3.1 Transitorio inicial
Se muestran las imágenes del sistema en el régimen transitorio inicial y su
comportamiento en función de las constantes del PI.
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.7. Formas de onda de entrada y salida en régimen transitorio, k1=0.01 y
k2=-0.009.
Se aprecia una subida “conservadora”, sin sobrepicos y lenta, de unos 400 ms. Como
se ha mencionado con anterioridad, esto es debido a la lentitud de la dinámica de la tensión
de salida y, también al elevado valor que ha de adquirir respecto a los 12 V de la entrada.
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.8. Formas de onda de entrada y salida en régimen transitorio, k1=0.04 y
k2=-0.036.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
71
Como en las variaciones de línea, al cuadriplicar las constantes de control, aparece
un sobrepico en la corriente de entrada, que reduce el tiempo de establecimiento de la
tensión de salida a 300 ms.
4.1.3.2 Rizados
Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost
Figura 4.9. Formas de onda de los rizados de entrada y salida, acoplo AC.
El rizado pico-pico de la tensión de salida es de 3 V, eso es un 0.86% del valor
medio de la tensión de salida, con lo cual, las exigencias del rizado se han cumplido
bastante bien. También se puede distinguir un salto de tensión considerable en la
conmutación producida por la resistencia serie equivalente (ESR) de los condensadores.
El rizado pico-pico de la corriente de entrada es de 14 mA, eso supone tan solo un
0.15% de la corriente media.
Si bien es mínimo, también se puede ver un cierto rizado en la tensión de entrada así
como unos picos de conmutación relativamente bajos pero que aumentan o disminuyen
según la figura, debido al pinzamiento de la sonda en el momento de la medición.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
72
4.1.4 Tensiones en condensadores y corrientes de bobinas
4.1.4.1 Transitorio inicial
Ch1: Vc1 Ch2: Vc2 Ch3: IL1 Ch4: IL2
Figura 4.10. Tensiones en condensadores y corriente en bobinas en régimen
transitorio, k1=0.01 y k2=-0.009.
Las diferencias curvas de tensión y corriente del convertidor evolucionan, como era
de esperar, de la misma forma que la Figura 4.7.
4.1.4.2 Rizados
Ch1: Vc1 Ch2: Vc2 Ch3: IL1 Ch4: IL2
Figura 4.11. Rizados de tensión en condensadores (acoplo AC) y corriente en
bobinas.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
73
El rizado de tensión del primer condensador es de 5 V, eso supone un 7.7% del valor
medio.
El rizado de tensión del segundo condensador se ha visto anteriormente y es de 3 V
(0.86%).
El rizado de corriente de la primera bobina es de 2.8 A, un 30% del valor medio.
EL rizado de corriente de la segunda bobina es de 0.6 A, un 39% del valor medio.
Se puede afirmar que todos los rizados cumplen con las exigencias impuestas en el
diseño.
4.2 Boost cuadrático con puente inversor
A continuación de muestran los resultados más significativos del montaje final del
ondulador.
4.2.1 Señales de salida
4.2.1.1 Transitorio inicial
Ch2: Vo boost Ch3: Io inversor Ch4: Vo filtro
Figura 4.12. Transitorio inicial del sistema.
Se puede apreciar como la condición de encendido del puente inversor implementada
en el dsPIC funciona correctamente y éste empieza a funcionar cuando la tensión de salida
del boost alcanza los 350 V.
Al arrancar el boost en vacío, el tiempo necesario para alcanzar la tensión de
referencia ha bajado de 400 ms a 30 ms.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
74
4.2.1.2 Rizados
Ch2: Vo boost Ch3: Vo inversor Ch4: Io inversor
Figura 4.13. Formas de onda de salida.
Figura 4.14. Forma de onda de la tensión de salida filtrada.
En las Figuras 4.13 y 4.14 se observan como el puente inversor añade un rizado de
100 Hz a la salida del boost, siendo éste el elemento que absorbe la gran mayoría de
armónicos del ondulador e impide su inyección a la fuente.
Puede verse también el control PWM del puente realizado a tres niveles y que la
presencia de un filtro pasabajo en la salida del inversor es imprescindible en la obtención
de una señal senoidal.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
75
Ch2: Vo boost Ch3: Vo inversor Ch4: Io inversor
Figura 4.15. Forma de onda de salida del boost y el inversor.
Se comprueba que la señal de tension obtenida es bastante senoidal, sin ninguna
distorison de cruce importante y un rizado de alta frecuencia de 25 Vpp (11%).
RESULTADOS EXPERIMENTALES
76
4.2.2 Pruebas de carga
Finalmente se han realizado las pruebas pertinentes para comprobar el correcto
funcionamiento de la protección a la sobretensión implementada.
Si bien en los resultados mostrados a continuación, el límite permitido de la tensión
de salida del boost cuadrático es de 400 V, primeramente se rebajó a 300 V para
comprobar la correcta limitación de la tensión sin poner en peligro las placas.
4.2.2.1 Arranque sin carga
Ch2: Vo boost Ch3: Io filtro Ch4: Vo filtro
Figura 4.16. Saturación de la tensión de salida del boost sin carga.
La limitación implementada funciona correctamente y ambos convertidores siguen
trabajando, concretamente se ve cómo la acción del control feedforward sigue regulando la
salida.
Si bien se ha arrancado sin ninguna resistencia de carga, hay que tener en cuenta la
resistencia interna del osciloscopio, motivo por el cual aparece una pequeña corriente de
salida y que se aprecia también en la prueba siguiente.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
77
4.2.2.2 Desconexión de la carga
Ch2: Vo boost Ch3: Io filtro Ch4: Vo filtro
Figura 4.17. Desconexión de la carga durante el funcionamiento del convertidor.
Figura 4.18. Detalle de la desconexión.
En esta prueba se ha realizado la desconexión de la carga durante el funcionamiento
del ondulador, observando como vuelve a saltar la protección de sobretensión y la ausencia
de corrientes altas que puedan dañar el equipo.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
78
4.3 Curvas de rendimiento
A partir de las mediciones sobre la entrada del convertidor, salida del convertidor
(tensión intermedia) y salida del inversor con el filtro para diferentes potencias y tensiones
de funcionamiento, se han obtenido las siguientes curvas de rendimiento.
4.3.1 Curvas de rendimiento regulando la entrada
En estas pruebas se ha realizado un barrido de potencia para tensiones de la fuente de
11 V, 13 V y 15 V manteniendo la tensión de salida del boost cuadrático a 350 V y la
tensión de salida del inversor a 220 Vac.
Figura 4.19. Rendimiento del convertidor para diferentes potencias y tensiones de
entrada del convertidor.
Se puede observar que las curvas tienen forma de campana, donde a 50 W de
potencia se da el mayor rendimiento del convertidor.
Como era de esperarse, la curva de mayor rendimiento es la de mayor tensión de
entrada (15 V) puesto que el ciclo de trabajo es menor.
70%
75%
80%
85%
90%
95%
0 20 40 60 80 100 120
η
Potencia (W)
Curvas de rendimiento del boost cuadrático regulando la entrada
11 V
13 V
15 V
RESULTADOS EXPERIMENTALES
79
Figura 4.20. Rendimiento del inversor para diferentes potencias y tensiones de
entrada del convertidor.
La regulación de la tensión de entrada no afecta, en un principio, al rendimiento del
inversor, ya que la tensión intermedia se mantiene a 350 V. Como se puede ver en la
Figura 4.20, las curvas poseen un rendimiento muy parecido para casi todas las potencias y
no hay ninguna que aventaje a las demás.
Se puede observar que a mayor potencia de funcionamiento del puente, mayor es el
rendimiento, esto se debe a que una reducción de la potencia mediante el aumento de la
carga, supone una reducción de la corriente de salida, que llega a bajar de los 100 mA en
25 W, provocando un funcionamiento inadecuado de los MOSFETs, así como también un
tiempo muerto inadecuado.
Figura 4.21. Rendimientos del sistema para diferentes potencias y tensiones de
entrada del convertidor.
92%
93%
94%
95%
96%
97%
98%
0 20 40 60 80 100 120
η
Potencia (W)
Curvas de rendimiento del inversor regulando la entrada
11 V
13 V
15 V
72%
74%
76%
78%
80%
82%
84%
86%
88%
0 20 40 60 80 100 120
η
Potencia (W)
Curvas de rendimiento total regulando la entrada
11 V
13 V
15 V
RESULTADOS EXPERIMENTALES
80
Dado que en el convertidor es donde se da una mayor variación del rendimiento, las
curvas del rendimiento total se aproximan a las de la Figura 4.19.
4.3.2 Curvas de rendimiento regulando la salida
Figura 4.21. Rendimiento del convertidor para diferentes potencias y tensiones de
salida del convertidor.
Se tienen unas curvas rendimiento asintóticas con un máximo en los 75 W.
Si bien cabía esperar que la curva de mayor rendimiento se diese para la menor
tensión intermedia (340 V), ya que el ciclo del trabajo del convertidor es menor, se ha visto
que al tener en la salida el puente inversor mediante control feedforward, esta curva no
sobresale tanto sino que incluso se produce una considerable bajada del rendimiento a
bajas potencias.
Figura 4.22. Rendimiento del inversor para diferentes potencias y tensiones de salida
del convertidor.
Al igual que en la Figura 4.20, a menor potencia se tiene menor corriente de salida; y
a mayor tensión intermedia, menor corriente de entrada en el inversor. Lo cual hace que el
84%
85%
86%
87%
88%
89%
90%
91%
0 20 40 60 80 100 120
η
Potencia (W)
Curvas rendimiento boost cuadrático regulando salida
340 V
350 V
375 V
88%
90%
92%
94%
96%
98%
100%
0 20 40 60 80 100 120
η
Potencia (W)
Curvas de rendimiento del inversor regulando la salida
340 V
350 V
375 V
RESULTADOS EXPERIMENTALES
81
mayor rendimiento se dé en el caso de mayor corriente en el inversor, esto es, menor
tensión intermedia y mayor potencia.
Figura 4.23. Rendimiento del sistema para distintas tensiones de salida del inversor
a diferentes potencias.
Como en la figura anterior, la curva de mayor rendimiento es la de menor tensión de
salida (340 V) debido al menor ciclo de trabajo del convertidor.
Ya que el rendimiento total es el producto del rendimiento del boost cuadrático y el
puente inversor, se aprecia un rendimiento bastante estable entre los 100 W y 60 W y al
bajar de ese valor, se produce un descenso abrupto del rendimiento.
76%
78%
80%
82%
84%
86%
88%
0 20 40 60 80 100 120
η
Potencia (W)
Curvas de rendimiento total regulando la salida
340 V
350 V
375 V
CONCLUSIONES
82
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
5. CONCLUSIONES
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
CONCLUSIONES
83
5 CONCLUSIONES
Como se decía al comienzo de esta memoria, se ha realizado el diseño y la
construcción de un prototipo de ondulador basado en una primera etapa formada por un
convertidor elevador y una segunda etapa compuesta por un puente inversor monofásico.
El control del convertidor se ha realizado en modo deslizante y consta de un lazo de
corriente y uno de tensión. Para el puente inversor se ha realizado un control de tensión
preventivo en su entrada.
Hay que enfatizar que ambos controles se han implementado mediante un dsPIC que
consta de las características adecuadas para el proyecto.
El grueso del control reside en el control en modo deslizante y por ello la mayor
parte del análisis está en su estudio.
La cálculo de los componentes del convertidor se ha realizado conforme a los
requisitos de rizados de corriente en las bobinas y rizados de tensión en los condensadores.
Una vez dimensionados los diferentes componentes, se ha realizado el estudio sobre
las diferentes características, como la estabilidad del convertidor en ausencia de control.
Luego se ha realizado el estudio del convertidor con control, obteniendo un control
equivalente y verificando estabilidad de la planta en lazo cerrado.
Mediante el PSIM, se han simulado ambos convertidores con sus respectivos
sistemas de control, verificando su correcto funcionamiento y el cumplimiento de los
requisitos de diseño.
Habiendo comprobado la estabilidad del convertidor, se ha procedido a la elección y
diseño físico de los diferentes componentes.
A continuación se ha procedido a la construcción de las diferentes placas, así como
de las inductancias, y a la programación de los controles en el dsPIC.
Una vez realizado el prototipo, de han hecho una serie de pruebas comprobando el
funcionamiento de las placas, los controles y las protecciones implementadas
Las pruebas importantes realizadas son la verificación del funcionamiento en lazo
abierto y cerrado, las variaciones de carga y de línea, el funcionamiento en vacío,
desconexión total de la carga y pruebas de rendimiento.
Como conclusión, se puede afirmar que el control en modo deslizante es muy
robusto frente a perturbaciones externas pero es gracias a la implementación digital que se
pueden añadir importantes protecciones y variedad de condiciones que mediante circuitería
analógica serian difíciles de realizar.
A nivel personal, puedo decir que ha sido un proyecto completo donde se ha tocado
una amplia variedad de campos de la electrónica como el estudio de los convertidores
conmutados DC-DC y DC-AC, implementación continua y discreta de los diferentes
sistemas de control: PI en modo deslizante, PWM y feedforward; programación en
lenguaje C de un dsPIC o el diseño y optimización de placas PCB.
PLANOS
84
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
6 PLANOS
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
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X13Vdrain1X13Vdrain1
1
IL2
CONNECTOR2
IL2
CONNECTOR2
.1
.2
IL1CONNECTOR2IL1CONNECTOR2
.1
.2
X3
FASTON2
X3
FASTON2
1122
+C1410uF
+C1410uF Cd8
100nFCd8100nF
X14VC1X14VC1
1
U3 MCP1407AU3 MCP1407A
VDD11
IN2
NC3
GND14
VDD2 8
OUT2 7
OUT1 6
GND2 5
R2560kR2560k
X8
conSensorI
X8
conSensorI
.1
.2
X15VGNDX15VGND
1
L1
120uH
L1
120uH
1 2
Cd510uFCd510uF
R510kR510k
Q1
IRFP4110PBF
Q1
IRFP4110PBF
R43.3R43.3
Cd2100nFCd2100nF
X2
FASTON2
X2
FASTON2
1 1
2 2
D1
DIODE_TO220_3PIN
D1
DIODE_TO220_3PIN
X1
FASTON2
X1
FASTON2
1 1
2 2
X19Vgate1X19Vgate1
1
X6
conDriver2
X6
conDriver2
. 1
. 2
. 3
R310kR310k
+ C1510uF
+ C1510uF
R8430kR8430k
C21330nFC21330nF
X20Vgate2X20Vgate2
1
Cd3100nFCd3100nF
C2210uFC2210uF
X5
conDriver1
X5
conDriver1
. 1
. 2
. 3
R63.3R63.3
+ C21000uF
+ C21000uF
X9
con
X9
con.1
.2
Cd6100nFCd6100nF
U2 MCP1407AU2 MCP1407A
VDD11
IN2
NC3
GND14
VDD2 8
OUT2 7
OUT1 6
GND2 5
X4
FASTON2
X4
FASTON2
1122
R710kR710k
Cd410uFCd410uF
Q2
IPW60R041C6
Q2
IPW60R041C6
Cd710uFCd710uF
X16Vdrain2X16Vdrain2
1
X7
conSensorV
X7
conSensorV
.1
.2
D3DIODE ZENERD3DIODE ZENER
12
D4DIODE ZENERD4DIODE ZENER
12
X18TX18T
1
X17VC2X17VC2
1L2
4mH
L2
4mH
1 2
->
U1LEM LA25
->
U1LEM LA25
IN11
IN22
IN33
IN44
IN55 OUT1 6OUT2 7OUT3 8OUT4 9OUT5 10
M11
+12
-13
C110uF
C110uF
D2
DIODE
D2
DIODE
3 1
Cd110uFCd110uF
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16V
D5
16VR4100kR4100k
D416V
D416V
D3
16V
D3
16V R10100kR10100k
R60R0R60R0
R9100kR9100k
M2STW45NM50M2STW45NM50
R3100kR3100k
X3
BRGCTRL1
X3
BRGCTRL1
. 1
. 2
R1
10R
R1
10R
R50R0R50R0
C2100nC2100n
R7
10R
R7
10R C5100n
C5100n
M4STW45NM50M4STW45NM50
R8
10R
R8
10R
C104,7 uF 400V MKPC104,7 uF 400V MKP
R2
10R
R2
10R
C922 uC922 u X6
OUTX6OUT
.1
.2
X1X1
. 1
. 2
M1STW45NM50
M1STW45NM50 U2
IR21834
U2
IR21834
HIN1
LIN2
VSS3
DT4
COM5
LO6
VCC7 NC1 8
NC2 9
NC3 10
VS 11
HO 12
VB 13
NC4 14
D2
BYV26C
D2
BYV26CC7100nC7100n
M3STW45NM50
M3STW45NM50
C610u 50VC610u 50V
C110u 50V
C110u 50V C3
1uC31u
C41u
C41u
X2X2
.1
.2
D816VD816V
X5
IN
X5
IN
. 1
. 2
X4
BRGCTRL1
X4
BRGCTRL1
.1
.2
D1BYV26C
D1BYV26C
D716VD716V
D616VD616V
U1
IR21834
U1
IR21834
HIN 1
LIN 2
VSS 3
DT 4
COM 5
LO 6
VCC 7NC18
NC29
NC310
VS11
HO12
VB13
NC414
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B B
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!MCLR
PGD
PGC
RE6
RE7
RA9
RD0
PGD
PGC
PWM4
PWM5
PWM3
PWM2
PWM1
PWM0
RA9
RD0RF6
RE6
RE7
AN3
AN2
AN1
AN0
!MCLR
AN4
AN5
RF6
AN4
AN5
AN3
AN2
AN1
AN0
PWM1
PWM2
PWM3
PWM4
PWM5
PWM0
5VDC
0
5VDC
0
0
0
0
5VDC
0
00
0
0
5VDC
5VDC
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
+15V
-15V
+15V
-15V
5VDC
0
+15V
-15V
0
0
0
0
5VDC
0
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IL1
Vout
R2
1k5
R2
1k5
R21
100
R21
100
R6
470R
R6
470RC410u50V
C410u50V
X15
AN3
X15
AN3
. 1
. 2
C14
100nF
C14
100nF
C131nF
C131nF
R11470RR11470R
D7ZENER5V1D7ZENER5V1
31
X4
PWRSPLY15
X4
PWRSPLY15
. 1
. 2
. 3
D12
LED_0
D12
LED_0
12
R15
1k5
R15
1k5
R8470RR8470R
X17
AN4
X17
AN4
. 1
. 2
D9
LED_0
D9
LED_0
12
C51nF
C51nF
R4
1k5
R4
1k5 R5
10k
R5
10k
R18
100
R18
100
C1122pFC1122pF
C210u50V
C210u50V
C1222pFC1222pF
D16
LED_0
D16
LED_0
12
R16
10k
R16
10k
X16
PWM2H
X16
PWM2H
.1
.2
R23
100
R23
100
D8ZENER5V1D8ZENER5V1
31
D10ZENER5V1D10ZENER5V1
31
R13
100
R13
100
X2X2
. 1
. 2
D11ZENER5V1D11ZENER5V1
31
R14100R14100
R22
100
R22
100
R19
1k5
R19
1k5
D13ZENER5V1D13ZENER5V1
31
D3ZENER5V1D3ZENER5V1
31
R20
10k
R20
10k
R10
100
R10
100
X20
AN5
X20
AN5
. 1
. 2
U1
dsPIC30F2020
U1
dsPIC30F2020MCLR1
AN0/CMP1A/CN2/RB02
AN1/CMP1B/CN3/RB13
AN2/CMP1C/CMP2A/CN4/RB24
AN3/CMP1D/CMP2B/CN5/RB35
AN4/CMP2C/CMP3A/CN6/RB46
AN5/CMP2D/CMP3B/CN7/RB57
VSS18
AN6/CMP3C/CMP4A/OSC1/CLK1/RB69
AN7/CMP3D/CMP4B/OSC2/CLK0/RB710
PG11/EMUD1/PWM4H/T2CK/U1ATX/CN1/RE711
PGC1/EMUC1/EXTREF/PWM4L/T1CK/U1ARX/CN0/RE612
VDD113
PGD2/EMUD2/SCK1/SFLT3/OC2/INT2/RF614
AVDD 28
AVSS 27
PWM1L/RE0 26
PWM1H/RE1 25
PWM2L/RE2 24
PWM2H/RE3 23
PWM3L/RE4 22
PWM3H/RE5 21
VDD2 20
VSS2 19
PGC/EMUC/SDI1/SDA/U1RX/RF7 18
PGD/EMUD/SDO1/SCL/U1TX/RF8 17
SFLT2/INT0/OCFLTA/RA9 16
PGC2/EMUC2/0C1/SFLT1/IC1/INT1/RD0 15
X10X10
. 1
. 2
X8X8
. 1
. 2
X19
PWM3H
X19
PWM3H
.1
.2
SW1SW1
1
4
2
3
D14ZENER5V1D14ZENER5V1
31
C81nF
C81nF
X13
PWM1H
X13
PWM1H
.1
.2
SW2SW2
1
4
2
3D4ZENER5V1D4ZENER5V1
31
C101nF
C101nF
C7
100nF
C7
100nF
X9
PWM1L
X9
PWM1L
.1
.2D6
LED_0
D6
LED_0
12
X14
PWM2L
X14
PWM2L
.1
.2
Y110MHzY110MHz
X7X7
. 1
. 2
D1ZENER5V1D1ZENER5V1
31
R25
10k
R25
10k
R9
1k5
R9
1k5
X11X11
. 1
. 2
. 3
X3X3
.1
.2
X12
AN2
X12
AN2
. 1
. 2
X6X6
.1
.2
.3
D15ZENER5V1D15ZENER5V1
31
X1X1
. 1
. 2
C9
100nF
C9
100nF
R3
10k
R3
10k
R17
100
R17
100
C310u50V
C310u50V
R12
10k
R12
10k
D2
LED
D2
LED
R24
1k5
R24
1k5
X5
PWRSPLY5
X5
PWRSPLY5
. 1
. 2
X18
PWM3L
X18
PWM3L
.1
.2
R1
100
R1
100
D5ZENER5V1D5ZENER5V1
31
R7
100
R7
100
5
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PRESUPUESTO
105
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
7. PRESUPUESTO
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
PRESUPUESTO
106
7 PRESUPUESTO
7.1 Mediciones
CAPÍTULO C_01 PLACA BOOST CUADRÁTICO
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto
Parciales Cantidad Precio Importe
2085213 u CONDENSADOR, 330 nF, 500V
C1812V334KCRAC TU - CONDENSADOR, 330 nF, 500V, X7R, 1812
1
1,00
1,00
1673499 u CONDENSADOR, 10UF, 450V
EEUEE2W100U - CAPACITOR, 10UF, 450V, 10X20MM
3
3,00
3,00
749-7290 u CONDENSADOR, 1000uF, 50V
Capacitor, Al, 105deg, 1000uF, 50V, 16X25MM
1
1,00
1,00
1759453 u CONDENSADOR, 10uF, 25V
MCCA000570 - CAP, CERAMIC, 10UF, 25V, Y5V, 1206
5
5,00
5,00
1867948 u CONDENSADOR, 100nF, 25V
CAP MLCC, 0.1UF, 25V, X7R, 10%, 0402
4
4,00
4,00
8657262 u DIODO, 8A, 600V VS-8ETX06FPPBF - DIODO, HIPERRÁPIDO, 8A, 600V
1
1,00
1,00
1431060 u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V
MBR30H100CTG - DIODE, SCHOTTKY, 30A, 100V, TO-220
1
1,00
1,00
1612394 u DIODO ZENER 16V, 3W
VISHAY SEMICONDUCTOR DIODE, ZENER, 16V, 3 W
2
2,00
2,00
753-3059 u MOSFET, N, 650V, 77,5A
IPW60R041C6 MOSFET canal N 650V 77,5A CoolMOS C6
1
1,00
1,00
PRESUPUESTO
107
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto
Parciales Cantidad Precio Importe
1684526 u MOSFET, N, 200V, 130A
IRFP4668PBF MOSFET N-ch HEXFET 200V 130A TO247AC
1
1,00
1,00
403-840 u MOSFET DRIVER
6A Single MOSFET Driver,MCP1407-E/P
2
2,00
2,00
702-5217 u ZOCALO, 8w, SMT
8w DIL socket open frame SMT
2
2,00
2,00
286-311 u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A
Transductor de corriente efecto Hall, 25A, LA 25-NP
1
1,00
1,00
0077083A7 u NUCLEO TOROIDAL 77083-A7
Nucleo toroidal 0077083-A7, Kool Mu, OD=40,8mm
1
1,00
1,00
0077439A7 u NUCLEO TOROIDAL
Nucleo toriodal 0077439-A7, Kool Mu, OD=47,6mm
1
1,00
1,00
223-2874 u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 3R3, 0.25W
2
2,00
2,00
223-2394 u RESISTENCIA, 10k, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W
3
3,00
3,00
223-2625 u RESISTENCIA, 560k, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 560k, 0.25W
1
1,00
1,00
223-2489 u RESISTENCIA, 430k, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 430k, 0.25W
1
1,00
1,00
PRESUPUESTO
108
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto
Parciales Cantidad Precio Importe
3376908 u DISIPADOR DE CALOR
Disipador de calor 10x12x3,7CM, aluminio, 100ºC/W
1
1,00
1,00
4215590 u CONECTOR FASTON PCB
Conector Faston PCB 6,3x0,8mm, ØTaladro C.I. 1,3mm
4
4,00
4,00
9731148 u CONECTOR KK 2 MACHO
Conector KK 2 vias macho para PCB
3
3,00
3,00
143126 u CONECTOR KK 2 HEMBRA
Conector KK 2 vias hembra para PCB
3
3,00
3,00
9731150 u CONECTOR KK 3 MACHO
Conector KK 3 vias macho para PCB
2
2,00
2,00
143130 u CONECTOR KK 3 HEMBRA
Conector KK 3 vias hembra para PCB
2
2,00
2,00
2112492 u TESTPOINT
TEST POINT, PCB, paquete de 100 unidades
1
1,00
1,00
PRESUPUESTO
109
CAPÍTULO C_02 PLACA INVERSOR REDUCTOR
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto Parciales Cantidad Precio Importe
1023245 u MOSFET DRIVER H/L SIDE
IR21834PBF - DRIVER, MOSFET, HIGH/LOW SIDE
2
2,00
2,00
1673502 u CONDENSADOR, 22UF, 450V
EEUEE2W220S - CAPACITOR, 22UF, 450V, 16X20MM
1
1,00
1,00
1469369 u DIODO, 1A, 600V
BYV26C-TAP - DIODE, ULTRAFAST, 1A, 600V
2
2,00
2,00
1291995 u MOSFET, N, 550V, 45A
STW45NM50 - MOSFET, N CH, 550V, 45A, TO-247
4
4,00
4,00
1651598 u DIODO ZENER 16V, 1.3W
DIODE, ZENER, VZ 16V
6
6,00
6,00
3728453 u RESISTENCIA, 10R, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 10R, 0.5W
4
4,00
4,00
3728478 u RESISTENCIA, 100k, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 100k, 0.5W
4
4,00
4,00
223-1981 u RESISTENCIA, 0R, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 0R, 0.25W
2
2,00
2,00
224-4325 u CONDENSADOR, 10uF, 50V
Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial
2
2,00
2,00
PRESUPUESTO
110
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto
Parciales Cantidad Precio Importe
1759312 u CONDENSADOR, 100nF, 63V
Condensador de poliester, 100 nF, 63 V
4
4,00
4,00
9752382 u CONDENSADOR, 1uF, 63V
Condensador de poliester, 1 uF, 63 V
2
2,00
2,00
1413877 u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V
MKP1840547404M - CAP, FILM, 4.7UF, 5%, 400V
1
1,00
1,00
9731150 u CONECTOR KK 4 MACHO
Conector KK 4 vias macho para PCB
4
4,00
4,00
143128 u CONECTOR KK 4 HEMBRA
Conector KK 4 vias hembra para PCB
4
4,00
4,00
PRESUPUESTO
111
CAPÍTULO C_03 PLACA DE FILTRO
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto Parciales Cantidad Precio Importe
1004276 u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA
EPCOS - B72207S0251K101 - VARISTOR, 19.0J, 250 V CA
1
1,00
1,00
1200782 u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V
EPCOS - B32652A6104J - CONDENSADOR, 0,1μF, 630V
1
1,00
1,00
12320 u PLACA DE TOPOS
Placa de topos, paso 5,08
1
1,00
1,00
0077324A7 u NUCLEO TOROIDAL 77324-A7 0077324A7
Nucleo toroidal 00324-A7, Kool Mu, OD=35,8mm
1
1,00
1,00
PRESUPUESTO
112
CAPÍTULO C_04 PLACA DE CONTROL
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto Parciales Cantidad Precio Importe
1297281 u DSPIC30F2020
DSPIC30F2020-30I/SP - DSP FLASH 16 BITS 12K, 512B RAM, DIP28
1
1,00
1,00
801-796 u ZOCALO DIL
Zócalo DIL, pin torneado 28 vias, 7,62 mm
1
1,00
1,00
171-1234 u LED
LED de color rojo
5
5,00
5,00
545-3049 u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W
Diodo Zener en montaje superficial, 5,1 V, 0,5 W
11
11,00
11,00
102-327 u PULSADOR
Interruptor pulsador SPST
2
2,00
2,00
9712828 u CRISTAL, 7.372800MHZ
LF A194A - CRISTAL, 7.372800MHZ
1
1,00
1,00
483-8461 u CONECTOR KK 2 MACHO
Conector KK 2 vias macho para PCB
16
16,00
16,00
453-123 u CONECTOR KK 2 HEMBRA
Conector KK 2 vias hembra para PCB
16
16,00
16,00
483-8477 u CONECTOR KK 3 MACHO
Conector KK 3 vias macho para PCB
3
3,00
3,00
PRESUPUESTO
113
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto
Parciales Cantidad Precio Importe
467-605 u CONECTOR KK 3 HEMBRA
Conector KK 3 vias hembra para PCB
3
3,00
3,00
483-8483 u CONECTOR KK 4 MACHO
Conector KK 4 vias macho para PCB
1
1,00
1,00
296-4956 u CONECTOR KK 4 HEMBRA
Conector KK 4 vias hembra para PCB
1
1,00
1,00
331-6421 u CONECTOR RJ11 HEMBRA
Conector RJ11 hembra, 6/6
1
1,00
1,00
223-2287 u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 1k5, 0.25W
2
2,00
2,00
223-2120 u RESISTENCIA, 100R, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 100R, 0.25W
2
2,00
2,00
223-2394 u RESISTENCIA, 10k, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W
2
2,00
2,00
3728443 u RESISTENCIA, 100R, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 100R, 0.5W
6
6,00
6,00
3728447 u RESISTENCIA, 470R, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 470R, 0.5W
3
3,00
3,00
3728449 u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 1k5, 0.5W
7
7,00
7,00
PRESUPUESTO
114
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto
Parciales Cantidad Precio Importe
3728470 u RESISTENCIA, 10k, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 10k, 0.5W
7
7,00
7,00
1200744 u CONDENSADOR 0,1 uF
Condensador de poliéster, 0,1 uF, 100 V
3
3,00
3,00
224-4279 u CONDENSADOR 1 nF
Condensador BF 1 nF, radial, 100 V
5
5,00
5,00
224-4467 u CONDENSADOR 22 pF
Condensador cerámico, 22 pF, radial, 100 V
2
2,00
2,00
224-4325 u CONDENSADOR, 10uF, 50V
Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial
2
2,00
2,00
224-4311 u CONDENSADOR, 100nF, 50V
Condensador electrolitico, 100nF, 50V, radial
3
3,00
3,00
PRESUPUESTO
115
CAPÍTULO C_05 OTROS COMPONENTES
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto Parciales Cantidad Precio Importe
560-293 u TUERCA M3
Tuercas para placas y componentes
250
250,00
250,00
560-776 u TORNILLO M3
Tornillos para placas y componentes
250
250,00
250,00
221-128 u SEPARADOR M3
Separadores para placas
50
50,00
50,00
PRESUPUESTO
116
CAPÍTULO C_06 MANO DE OBRA
Código Descripción Uds Largo Ancho Alto Parciales Cantidad Precio Importe
A025126 h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo III
150
150,00
150,00
A025327 h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo II
20
20,00
20,00
PRESUPUESTO
117
7.2 Precios unitarios
Código Ud. Descripción Precio
2085213 u CONDENSADOR, 330 nF, 500V 0,66 €
1673499 u CONDENSADOR, 10UF, 450V 0,54 €
749-7290 u CONDENSADOR, 1000uF, 50V 1,51 €
1759453 u CONDENSADOR, 10uF, 25V 0,12 €
1867948 u CONDENSADOR, 100nF, 25V 0,32 €
8657262 u DIODO, 8A, 600V 1,56 €
1431060 u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V 1,02 €
1612394 u DIODO ZENER 16V, 3W 0,16 €
753-3059 u MOSFET, N, 650V, 77,5A 10,87 €
1684526 u MOSFET, N, 200V, 130A 7,71 €
403-840 u MOSFET DRIVER 1,07 €
702-5217 u ZOCALO, 8w, SMT 1,09 €
286-311 u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A 17,40 €
0077083A7 u NUCLEO TOROIDAL 77083-A7 6,77 €
0077439A7 u NUCLEO TOROIDALl 77439-A7 7,20 €
223-2874 u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W 0,04 €
223-2394 u RESISTENCIA, 10k, 0.25W 0,04 €
223-2625 u RESISTENCIA, 560k, 0.25W 0,04 €
223-2489 u RESISTENCIA, 430k, 0.25W 0,04 €
3376908 u DISIPADOR DE CALOR 12,58 €
4215590 u CONECTOR FASTON PCB 0,19 €
9731148 u CONECTOR KK 2 MACHO 0,38 €
143126 u CONECTOR KK 2 HEMBRA 0,25 €
9731150 u CONECTOR KK 3 MACHO 0,48 €
143130 u CONECTOR KK 3 HEMBRA 0,28 €
2112492 u TESTPOINT 13,01 €
1023245 u MOSFET DRIVER H/L SIDE 3,13 €
1673502 u CONDENSADOR, 22UF, 450V 0,97 €
1469369 u DIODO, 1A, 600V 0,21 €
1291995 u MOSFET, N, 550V, 45A 15,27 €
1651598 u DIODO ZENER 16V, 1.3W 0,06 €
3728453 u RESISTENCIA, 10R, 0.5W 0,02 €
3728478 u RESISTENCIA, 100k, 0.5W 0,02 €
223-1981 u RESISTENCIA, 0R, 0.25W 0,04 €
224-4325 u CONDENSADOR, 10uF, 50V 0,19 €
1759312 u CONDENSADOR, 100nF, 63V 0,35 €
9752382 u CONDENSADOR, 1uF, 63V 0,39 €
1413877 u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V 6,70 €
9731150 u CONECTOR KK 4 MACHO 0,48 €
143128 u CONECTOR KK 4 HEMBRA 0,32 €
0077324A7 u NUCLEO TOROIDAL 77324-A7 6,35 €
483-8461 u CONECTOR KK 2 MACHO 0,48 €
801-796 u ZOCALO DIL 0,66 €
171-1234 u LED 0,22 €
PRESUPUESTO
118
Código Ud. Descripción Precio
545-3049 u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W 0,17 €
102-327 u PULSADOR 1,60 €
9712828 u CRISTAL, 7.372800MHZ 0,88 €
453-123 u CONECTOR KK 2 HEMBRA 0,15 €
483-8477 u CONECTOR KK 3 MACHO 0,83 €
467-605 u CONECTOR KK 3 HEMBRA 0,30 €
483-8483 u CONECTOR KK 4 MACHO 0,46 €
296-4956 u CONECTOR KK 4 HEMBRA 0,35 €
331-6421 u CONECTOR RJ11 HEMBRA 0,61 €
223-2287 u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W 0,04 €
223-2120 u RESISTENCIA, 100R, 0.25W 0,04 €
3728443 u RESISTENCIA, 100R, 0.5W 0,02 €
3728447 u RESISTENCIA, 470R, 0.5W 0,02 €
3728449 u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W 0,02 €
3728470 u RESISTENCIA, 10k, 0.5W 0,02 €
1200744 u CONDENSADOR 0,1 uF 0,32 €
224-4279 u CONDENSADOR 1 nF 0,32 €
224-4467 u CONDENSADOR 22 pF 0,31 €
224-4325 u CONDENSADOR, 10uF, 50V 0,19 €
224-4311 u CONDENSADOR, 100nF, 50V 0,15 €
560-293 u TUERCA M3 0,02 €
560-776 u TORNILLO M3 0,01 €
221-128 u SEPARADOR M3 0,19 €
A025126 h Técnico de Investigación grupo III 12,50 €
A025327 h Técnico de Investigación grupo II 17,50 €
1004276 u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA 0,28 €
1200782 u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V 0,31 €
12320 u PLACA DE TOPOS 3,56 €
1297281 u DSPIC30F2020 6,78 €
PRESUPUESTO
119
7.3 Presupuesto
CAPÍTULO C_01 PLACA BOOST CUADRÁTICO
Código Descripción Cantidad Precio Importe
2085213 u CONDENSADOR, 330 nF, 500V
C1812V334KCRAC TU - CONDENSADOR, 330 nF, 500V, X7R, 1812
1,00 0,66 € 0,66 €
1673499 u CONDENSADOR, 10UF, 450V
EEUEE2W100U - CAPACITOR, 10UF, 450V, 10X20MM
3,00 0,54 € 1,62 €
749-7290 u CONDENSADOR, 1000uF, 50V
Capacitor, Al, 105deg, 1000uF, 50V, 16X25MM
1,00 1,51 € 1,51 €
1759453 u CONDENSADOR, 10uF, 25V
MCCA000570 - CAP, CERAMIC, 10UF, 25V, Y5V, 1206
5,00 0,12 € 0,60 €
1867948 u CONDENSADOR, 100nF, 25V
CAP MLCC, 0.1UF, 25V, X7R, 10%, 0402
4,00 0,32 € 1,28 €
8657262 u DIODO, 8A, 600V
VS-8ETX06FPPBF - DIODO, HIPERRÁPIDO, 8A, 600V
1,00 1,56 € 1,56 €
1431060 u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V
MBR30H100CTG - DIODE, SCHOTTKY, 30A, 100V, TO-220
1,00 1,02 € 1,02 €
1612394 u DIODO ZENER 16V, 3W
VISHAY SEMICONDUCTOR DIODE, ZENER, 16V, 3 W
2,00 0,16 € 0,32 €
753-3059 u MOSFET, N, 650V, 77,5A
IPW60R041C6 MOSFET canal N 650V 77,5A CoolMOS C6
1,00 10,87 € 10,87 €
1684526 u MOSFET, N, 200V, 130A
IRFP4668PBF MOSFET N-ch HEXFET 200V 130A TO247AC
1,00 7,71 € 7,71 €
PRESUPUESTO
120
Código Descripción
Cantidad Precio Importe
403-840 u MOSFET DRIVER
6A Single MOSFET Driver,MCP1407-E/P
2,00 1,07 € 2,14 €
702-5217 u ZOCALO, 8w, SMT
8w DIL socket open frame SMT
2,00 1,09 € 2,18 €
286-311 u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A
Transductor de corriente efecto Hall, 25A, LA 25-NP
1,00 17,40 € 17,40 €
0077083A7 u NUCLEO TOROIDAL 77083-A7
Nucleo toroidal 0077083-A7, Kool Mu, OD=40,8mm
1,00 6,77 € 6,77 €
0077439A7 u NUCLEO TOROIDALl 77439-A7
Nucleo toriodal 0077439-A7, Kool Mu, OD=47,6mm
1,00 7,20 € 7,20 €
223-2874 u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 3R3, 0.25W
2,00 0,04 € 0,08 €
223-2394 u RESISTENCIA, 10k, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W
3,00 0,04 € 0,12 €
223-2625 u RESISTENCIA, 560k, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 560k, 0.25W
1,00 0,04 € 0,04 €
223-2489 u RESISTENCIA, 430k, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 430k, 0.25W
1,00 0,04 € 0,04 €
3376908 u DISIPADOR DE CALOR
Disipador de calor 10x12x3,7CM, aluminio, 100ºC/W
1,00 12,58 € 12,58 €
PRESUPUESTO
121
Código Descripción
Cantidad Precio Importe
4215590 u CONECTOR FASTON PCB
Conector Faston PCB 6,3x0,8mm, ØTaladro C.I. 1,3mm
4,00 0,19 € 0,76 €
9731148 u CONECTOR KK 2 MACHO
Conector KK 2 vias macho para PCB
3,00 0,38 € 1,14 €
143126 u CONECTOR KK 2 HEMBRA
Conector KK 2 vias hembra para PCB
3,00 0,25 € 0,75 €
9731150 u CONECTOR KK 3 MACHO
Conector KK 3 vias macho para PCB
2,00 0,42 € 0,84 €
143130 u CONECTOR KK 3 HEMBRA
Conector KK 3 vias hembra para PCB
2,00 0,28 € 0,56 €
2112492 u TESTPOINT
TEST POINT, PCB, paquete de 100 unidades
1,00 13,01 € 13,01 €
TOTAL CAPITULO C_01 PLACA BOOST CUADRATICO
92,76 €
PRESUPUESTO
122
CAPÍTULO C_02 PLACA PUENTE INVERSOR
Código Descripción
Cantidad Precio Importe
1023245 u MOSFET DRIVER H/L SIDE
IR21834PBF - DRIVER, MOSFET, HIGH/LOW SIDE
2,00 3,13 € 6,26 €
1673502 u CONDENSADOR, 22UF, 450V
EEUEE2W220S - CAPACITOR, 22UF, 450V, 16X20MM
1,00 0,97 € 0,97 €
1469369 u DIODO, 1A, 600V
BYV26C-TAP - DIODE, ULTRAFAST, 1A, 600V
2,00 0,21 € 0,42 €
1291995 u MOSFET, N, 550V, 45A
STW45NM50 - MOSFET, N CH, 550V, 45A, TO-247
4,00 15,27 € 61,08 €
1651598 u DIODO ZENER 16V, 1.3W
DIODE, ZENER, VZ 16V
6,00 0,06 € 0,35 €
3728453 u RESISTENCIA, 10R, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 10R, 0.5W
4,00 0,02 € 0,08 €
3728478 u RESISTENCIA, 100k, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 100k, 0.5W
4,00 0,02 € 0,08 €
223-1981 u RESISTENCIA, 0R, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 0R, 0.25W
2,00 0,04 € 0,08 €
224-4325 u CONDENSADOR, 10uF, 50V
Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial
2,00 0,19 € 0,38 €
PRESUPUESTO
123
Código Descripción
Cantidad Precio Importe
1759312 u CONDENSADOR, 100nF, 63V
Condensador de poliester, 100 nF, 63 V
4,00 0,35 € 1,40 €
9752382 u CONDENSADOR, 1uF, 63V
Condensador de poliester, 1 uF, 63 V
2,00 0,39 € 0,78 €
1413877 u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V
MKP1840547404M - CAP, FILM, 4.7UF, 5%, 400V
1,00 6,70 € 6,70 €
9731150 u CONECTOR KK 4 MACHO
Conector KK 4 vias macho para PCB
4,00 0,48 € 1,92 €
143128 u CONECTOR KK 4 HEMBRA
Conector KK 4 vias hembra para PCB
4,00 0,32 € 1,28 €
TOTAL CAPITULO C_02 PLACA PUENTE INVERSOR
81,78 €
PRESUPUESTO
124
CAPÍTULO C_03 PLACA DE FILTRO
Código Descripción Cantidad Precio Importe
1004276 u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA
EPCOS - B72207S0251K101 - VARISTOR, 19.0J, 250 V CA
1,00 0,28 € 0,28 €
1200782 u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V
EPCOS - B32652A6104J - CONDENSADOR, 0,1μF, 630V
1,00 0,31 € 0,31 €
12320 u PLACA DE TOPOS
Placa de topos, paso 5,08
1,00 3,56 € 3,56 €
0077324A7 u NUCLEO TOROIDAL 77324-A7
Nucleo toroidal 00324-A7, Kool Mu, OD=35,8mm
1,00 6,35 € 6,35 €
TOTAL CAPITULO C_03 PLACA DE FILTRO
10,50 €
PRESUPUESTO
125
CAPÍTULO C_04 PLACA DE CONTROL
Código Descripción Cantidad Precio Importe
1297281 u DSPIC30F2020
DSPIC30F2020-30I/SP - DSP FLASH 16 BITS 12K, 512B RAM, DIP28
1,00 6,78 € 6,78 €
801-796 u ZOCALO DIL
Zócalo DIL, pin torneado 28 vias, 7,62 mm
1,00 0,66 € 0,66 €
171-1234 u LED
LED de color rojo
5,00 0,22 € 1,10 €
545-3049 u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W
Diodo Zener en montaje superficial, 5,1 V, 0,5 W
11,00 0,17 € 1,85 €
102-327 u PULSADOR
Interruptor pulsador SPST
2,00 1,60 € 3,20 €
9712828 u CRISTAL, 7.372800MHZ
LF A194A - CRISTAL, 7.372800MHZ
1,00 0,88 € 0,88 €
483-8461 u CONECTOR KK 2 MACHO
Conector KK 2 vias macho para PCB
16,00 0,48 € 7,68 €
453-123 u CONECTOR KK 2 HEMBRA
Conector KK 2 vias hembra para PCB
16,00 0,15 € 2,37 €
483-8477 u CONECTOR KK 3 MACHO
Conector KK 3 vias macho para PCB
3,00 0,83 € 2,49 €
467-605 u CONECTOR KK 3 HEMBRA
Conector KK 3 vias hembra para PCB
3,00 0,30 € 0,90 €
PRESUPUESTO
126
Código Descripción
Cantidad Precio Importe
483-8483 u CONECTOR KK 4 MACHO
Conector KK 4 vias macho para PCB
1,00 0,46 € 0,46 €
296-4956 u CONECTOR KK 4 HEMBRA
Conector KK 4 vias hembra para PCB
1,00 0,35 € 0,35 €
331-6421 u CONECTOR RJ11 HEMBRA
Conector RJ11 hembra, 6/6
1,00 0,61 € 0,61 €
223-2287 u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 1k5, 0.25W
2,00 0,04 € 0,08 €
223-2120 u RESISTENCIA, 100R, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 100R, 0.25W
2,00 0,04 € 0,08 €
223-2394 u RESISTENCIA, 10k, 0.25W
Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W
2,00 0,04 € 0,08 €
3728443 u RESISTENCIA, 100R, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 100R, 0.5W
6,00 0,02 € 0,12 €
3728447 u RESISTENCIA, 470R, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 470R, 0.5W
3,00 0,02 € 0,06 €
3728449 u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 1k5, 0.5W
7,00 0,02 € 0,14 €
3728470 u RESISTENCIA, 10k, 0.5W
Resistencia de pelicula de carbon, 10k, 0.5W
7,00 0,02 € 0,14 €
PRESUPUESTO
127
Código Descripción
Cantidad Precio Importe
1200744 u CONDENSADOR 0,1 uF
Condensador de poliéster, 0,1 uF, 100 V
3,00 0,32 € 0,95 €
224-4279 u CONDENSADOR 1 nF
Condensador BF 1 nF, radial, 100 V
5,00 0,32 € 1,58 €
224-4467 u CONDENSADOR 22 pF
Condensador cerámico, 22 pF, radial, 100 V
2,00 0,31 € 0,63 €
224-4325 u CONDENSADOR, 10uF, 50V
Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial
2,00 0,19 € 0,38 €
224-4311 u CONDENSADOR, 100nF, 50V
Condensador electrolitico, 100nF, 50V, radial
3,00 0,15 € 0,45 €
TOTAL CAPITULO C_04 PLACA DE CONTROL
33,99 €
PRESUPUESTO
128
CAPÍTULO C_05 OTROS COMPONENTES
Código Descripción Cantidad Precio Importe
560-293 u TUERCA M3
Tuercas para placas y componentes
250,00 0,02 € 4,00 €
560-776 u TORNILLO M3
Tornillos para placas y componentes
250,00 0,01 € 2,75 €
221-128 u SEPARADOR M3
Separadores para placas
50,00 0,19 € 9,30 €
TOTAL CAPITULO C_05 OTROS COMPONENTES
16,05 €
PRESUPUESTO
129
CAPÍTULO C_06 MANO DE OBRA
Código Descripción Cantidad Precio Importe
A025126 h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo III
150,00 12,50 € 1.875,00 €
A025327 h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo II
20,00 17,50 € 350,00 €
TOTAL CAPITULO C_06 MANO DE OBRA
2.225,00 €
PRESUPUESTO
130
7.4 Resumen presupuesto
Capítulo Resumen Importe
C_01
PLACA BOOST
CUADRÁTICO
92,76 €
C_02
PLACA PUENTE
INVERSOR
81,78 €
C_03 PLACA DE FILTRO
10,50 €
C_04 PLACA DE CONTROL
33,99 €
C_05 OTROS COMPONENTES
16,05 €
C_06 MANO DE OBRA
2.225,00 €
TOTAL EJECUCIÓN MATERIAL
2.460,08 €
13,00 % Gastos Generales 319,81
6,00 % Beneficio Industrial 147,60
SUMA TOTAL EJECUCIÓN DE
MATERIAL, G.G. i B.I.
2.927,50 €
21,00 % I.V.A.
614,77 €
TOTAL PRESUPUESTO CONTRATA
3.542,27 €
TOTAL PRESUPUESTO GENERAL
3.542,27€
PLIEGO DE CONDICIONES
131
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
8. PLIEGO DE CONDICIONES
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
PLIEGO DE CONDICIONES
132
8 PLIEGO DE CONDICIONES
8.1 Condiciones administrativas
8.1.1 Condiciones generales
El presente pliego de condiciones tiene como objetivo definir a futuros
investigadores que continúen el estudio de convertidores conmutados y puentes inversores
con las leyes de control implementadas en este proyecto, ya sea trabajando sobre prototipos
construidos u otros que se deriven.
Los convertidores fabricados son circuitos que están en fase de desarrollo. Estos
convertidores se han elaborado para confirmar de forma experimental los estudios teóricos
y las simulaciones por ordenador, pero no están preparados para trabajar a un nivel
industrial. No obstante, se prevé que circuitos derivados tengan una aplicación industrial,
adaptando los circuitos a otros aspectos como protecciones, interferencias, etc.
El convertidor está compuesto por una placa donde se ha montado el boost
cuadrático y otra con el puente inversor, dichas placas de conectan a partir de terminales de
conexión preestablecidas entre ellas y con una tercera placa donde se realiza el control
digital.
En caso de modificaciones o mal uso de software o hardware diseñado, el técnico
realizador de proyecto no se hace cargo de daños personales y materiales, así como el mal
funcionamiento y averías, tanto en el convertidor como en las fuentes conectadas a éste.
8.1.2 Normas, permisos y certificaciones
Todas las unidades de obra se ejecutan cumpliendo las prescripciones indicadas en
los Reglamentos de Seguridad y Normas Técnicas de obligado cumplimiento para este tipo
de instalación.
Todos los aparatos e instrumentos usados tendrán que estar homologados. Además,
los instrumentos de medida tendrán que tener a disposición sus correspondientes
certificados de calibración.
8.1.3 Descripción general del montaje
En la elaboración física del prototipo se han definido una serie de pasos a seguir con
riguroso orden, donde no se puede empezar uno hasta haber finalizado el otro.
1- Pedido y compra del material y componentes.
2- Construcción de los inductores.
3- Fabricaciones de las placas de circuito impreso.
4- Taladrado de agujeros de sujeción de disipadores
5- Colocación y soldadura de los componentes sobre las placas.
6- Colocación de separadores y disipadores.
7- Verificación y ajuste de las placas por separado.
8- Interconexión de los módulos.
9- Verificación y ajustes de los módulos interconectados.
10- Mantenimiento de los equipos.
PLIEGO DE CONDICIONES
133
8.2 Condiciones económicas
8.2.1 Precios
El importe calculado en el presupuesto del presente proyecto puede sufrir variaciones
debidas a cambios de precios de los componentes utilizados. Estos precios unitarios se
entienden que comprenden la ejecución total de un prototipo, incluyendo todos los trabajos
complementarios y materiales, así como la parte proporcional de imposición fiscal, las
cargas laborales y otros gastos que se deriven.
El presupuesto no incluye los gastos de tipo energético ocasionados por el proceso de
instalación ni por el uso del prototipo.
8.2.2 Responsabilidades
El coste que pueda provocar el incumplimiento de las especificaciones expuestas en
el presente capítulo en la manipulación de los circuitos construidos recae sobre el
instalador o usuario.
El instalador o usuario es el único responsable de todas las acciones en contra de lo
acordado que él o las personas que estén bajo su cargo cometan durante la ejecución de las
operaciones relacionadas con las mismas. También es responsable de los accidentes o
daños que, por errores, inexperiencia o aplicación de métodos adecuados se produzcan a
terceros.
El instalador o usuario es el único responsable del incumplimiento de las
disposiciones vigentes en material laboral respecto a su personal y por lo tanto, los
accidentes que puedan suceder y de los derechos que puedan derivarse de ellos.
En el caso de que se implemente la totalidad o una parte del contenido del proyecto
para la elaboración de circuitos para uso industrial, la persona responsable de la ejecución
(contratista) tendrá la obligación de hacerse cardo de todos los gastos originados por el
trabajo mal ejecutado sin que sirva de excusa que el Técnico Director haya examinado y
aprobado las pruebas.
8.3 Condiciones facultativas
8.3.1 Personal
Todas las acciones que se desarrollen serán ejecutadas por el personal cualificado
con los conocimientos de electrónica de potencia. También será necesaria experiencia en
software de simulación de circuitos electrónicos, diseño de placas de circuito impreso,
programación de dsPIC y el uso de aparatos e instrumentos de medida como osciloscopios
y multímetros.
El personal se someterá a las normas y reglas previstas por la comunidad autónoma,
país u organismos internacionales sobre estas tareas. El técnico realizador de proyecto, así
como el personal investigador, no se hacen responsables de los desperfectos provocados
por su incumplimiento.
El contratista tendrá en la obra el número y clase de operarios que hagan falta para el
volumen y naturaleza de los trabajos que se realicen, en los cuales serán de reconocida
aptitud y experiencia en el oficio. El contratista estará obligado a separar de la obra aquel
personal que a juicio del Director Técnico no cumpla con sus obligaciones o realice el
trabajo defectuosamente, ya sea por falta de conocimientos o bien por obrar
inadecuadamente.
PLIEGO DE CONDICIONES
134
8.3.2 Reconocimientos y ensayos previos
Cuando el Director Técnico lo considere oportuno, podrá encargar el análisis, ensayo
o comprobación de los materiales, elementos o instalaciones, ya sea en la fábrica de origen,
laboratorios oficiales o en la misma obra, según lo que crea más conveniente, aunque este
no esté indicado en este pliego.
En el caso de discrepancia, los ensayos o pruebas se efectuarán en el laboratorio que
el Director Técnico de obra designe.
Los gastos ocasionados por estas pruebas y comprobaciones irán a cuenta del
contratista.
Antes de la alimentación del prototipo será necesario unos reconocimientos previos
de las placas de circuito impreso, que incluirán: verificación de conexiones y
comprobación del buen estado de todos los componentes. Una vez alimentado se
comprobará el funcionamiento de todos los elementos y se sustituirán los elementos
defectuosos, en caso de existir.
8.3.3 Materiales
Todos los materiales cumplirán las especificaciones y tendrán las características
indicadas en el proyecto. Además tendrán que cumplir la calidad indicada y especialmente
los elementos de precisión. Así mismo, en el caso de que no se encuentre en el mercado
alguno de los productos, ya sea porque se han agotado o porque ya no se fabrica, el
operario encargado del montaje tendrá que estar capacitado para sustituirlo por uno similar.
Cualquier otra especificación o característica de los materiales que figure solo en uno
de los documentos del proyecto, aunque no aparezcan en el resto, será igualmente
obligatoria.
8.3.3.1 - Conductores eléctricos
Los conductores de señal serán de cables de cobre de 0.5 mm2 de sección ya que
estos no trabajaran con potencias elevadas. Para evitar pérdidas en los cables, se
recomienda disminuir todo lo posible su longitud e incluso utilizar conductores con una
sección ligeramente superior.
8.3.3.2 – Resistencias
Una resistencia no es exacta y es necesario establecer los extremos máximos y
mínimos entre los cuales estará comprendido su valor. La tolerancia marca el intervalo de
valores admisible y se expresa normalmente en tanto por ciento del valor exacto. Para
obtener los extremos se tiene que multiplicar el valor nominal de la resistencia por su
tolerancia, después sumar o restar este resultado al valor nominal para saber el máximo y
mínimo que puede obtener.
En el proyecto se usan dos tipos de resistencias, de potencia y de uso general. Las de
potencia son las que tienen dimensiones mayores, recubrimiento metálico que facilita la
disipación del calor y son las únicas que pueden soportar potencias del orden de centenas
de vatios. Las de uso general engloban el resto de resistencias que pueden soportar como
máximo una potencia de 0.25 W, tienen aplicaciones y encapsulados diversos.
Las tolerancias estándar de las resistencias de uso general son 5%, 10% y 20%.
Según el valor óhmico y la tolerancia, se establecen de forma estándar una serie de valores
PLIEGO DE CONDICIONES
135
de forma que con ella se pueda tener toda una gama de resistencia, estos valores son los
que se muestran en la tabla siguiente. El conjunto total de valores de toda la gama se
obtiene multiplicando por 10, 102, 10
3, 10
4, 10
5, 10
6.
Tolerancia Valores estandarizados
5% 1.0/1.2/1.3/1.5/1.6/1.8/2.0/2.2/2.4/2.7/3.0/3.6/4.3/4.7/5.1/5.2/5.6/6.8/7.5/8.2/9.8
10% 1.0/1.2/1.5/1.8/2.2/3.3/3.9/4.7/5.6/6.8/8.2
20% 1.0/1.5/2.2/3.3/4.7/6.8
Para evitar la utilización de un número elevado de ceros en la designación del valor
de una resistencia, se utilizan múltiples del ohmio. Los más usados comercialmente son:
kiloOhmio (kΩ): 1 kΩ = 103 Ω
megaOhmio (MΩ): 1 MΩ = 106 Ω
8.3.3.3 – Condensadores
La capacidad de los condensadores tiene la unidad de Faradios, pero como la unidad
es excesivamente grande, se utilizan, en la práctica, otras unidades fraccionarias de la
anterior. Las más utilizadas comercialmente son:
microFaradio (uF): 1 uF = 10-6
F
nanoFaradio (nF): 1 nF = 10-9
F
picoFaradio (pF): 1 pF = 10-12
F
Al igual que las resistencias, los condensadores también tienen una tolerancia que
acostumbra a ser del 5, 10 o 20%. Aunque en los electrolíticos puede llegar a ser del 50%.
En este proyecto se han utilizado:
- Condensadores electrolíticos de alta capacidad para los filtros de potencia.
- Condensadores de poliéster y cerámicos en montaje superficial para el desacoplo en
las alimentaciones.
8.3.3.4 – Inductores
Los inductores son componentes pasivos formados por un núcleo magnético y un
hilo de cobre esmaltado a su alrededor formando espiras, las cuales generan un flujo
magnético que mayoritariamente circula por el núcleo. La magnitud física relacionada es la
inductancia, la cual se expresa en henrios (H), aunque en la práctica se utilizan unidades
fraccionarias de la anterior. Los más usados comercialmente son:
miliHenrio (mH): 1 mH = 10-3
H
microHenrio (uH): 1 uH = 10-6
H
PLIEGO DE CONDICIONES
136
Los inductores son los componentes con menos exactitud, pues en este proyecto
están fabricados por el instalador. Así mismo, existen aparatos de medida de inductancias
que permiten obtener buenas aproximaciones.
8.3.3.5 – Circuitos integrados y semiconductores
Los circuitos integrados se tienen que alimentar adecuadamente teniendo en cuenta
las hojas de características de los mismos o datasheet. Tanto los circuitos integrados como
los semiconductores nunca se tendrían que exponer a valores de tensión y/o corriente
superiores a los indicados en el datasheet.
Otro aspecto a tener en cuenta serán los daños que se pueden producir en estos
elementos por causa de la electricidad estática. Para reducir la posibilidad de este efecto
será necesaria la utilización de guantes de látex. De esta forma se evita cualquier descarga
no deseada a los circuitos integrados, ya que estos son los más sensibles a este tipo de
descargas.
8.3.3.6 – Zócalos
Se trata de soportes de contacto mecanizado de gran cantidad de perfil bajo, formado
por contactos internos o pads de estaño sobre una base de bronce-fosforo. Los zócalos
están amoldados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio.
El uso de zócalos para la inserción de circuitos integrados reduce el tiempo de
sustitución para otro circuito integrado y además evita el calentamiento de los pads de los
integrados en el proceso de soldadura, que podría producir un deterioro o la destrucción del
dispositivo.
8.3.3.7 – Placas de circuito impreso
Las placas de circuito impreso que se necesiten construir se harán a partir de una
lámina de cobre fresada. Las placas se fabricarán de doble cara.
8.3.3.8 – Interconexión de las placas de circuito impreso
Todas las placas dispondrán de sus conexiones pertinentes para unir las diferentes
placas de control y potencia con la alimentación, la salida del inversor con la carga y la
interconexión entre dichas placas.
Las conexiones de potencia se realizarán mediante conectores Faston PCB y las de
control mediante conectores Molex KK de 2, 3 y 4 cabezales según convenga.
8.3.4 Condiciones de ejecución
En este apartado se describirán los procesos a realizar en la fabricación de un
prototipo.
8.3.4.1 - Encargo y compra del material
La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios tendrá que
realizarse con suficiente antelación de forma que estén disponibles en el momento de
iniciar el montaje de las placas de circuito impreso.
PLIEGO DE CONDICIONES
137
8.3.4.2 - Construcción de inductores
Para la construcción de los inductores se utilizará hilo de cobre esmaltado de 0.28
mm2 de sección, siendo necesario el cálculo del número de hilos necesarios para conseguir
la sección deseada en cada inductor. Estos hilos de trenzarán y se enrollarán alrededor de
un núcleo toriodal pluvimetalúrgico hasta alcanzar la inductancia requerida.
Mediante un soldador con punta plana y un baño de estaño, se fundirá el esmalte
aislante de los extremos del hilo de cobre para su correcta conexión con la placa.
8.3.4.3 – Fabricación de placas de circuito impreso
Para realizar las placas de circuito impreso se ha utilizado una máquina de control
numérico que va fresando las capas de cobre de la placa, delimitando las pistas y
realizando los agujeros pertinentes conforme el Layout cargado.
8.3.4.4 – Soldadura de componentes
La soldadura se ha realizado mediante la fusión de estaño, ya que es la más sencilla,
rápida, segura y ofrece la menor resistencia de contacto.
El proceso de soldadura consiste en unir dos conductores (hilos o terminales de los
componentes) de forma que mediante el añadido de un tercer material conductor fundido
se cree un compuesto intermetálico entre los tres conductores que al enfriarse se obtenga
una unión rígida permanente.
Tanto los materiales a soldar como las herramientas de soldadura tienen que cumplir
unos requisitos de limpieza, ya que la presencia de óxidos o cualquier otro tipo de suciedad
impedirían que la soldadura sea de la cualidad necesaria para mantenerse sin ningún tipo
de degradación en el tiempo.
8.3.4.5 – Ensayos, verificaciones y medidas
Antes de alimentar los módulos se verificará la continuidad de todas las conexiones
internas. A la hora de alimentarlas, se comprobará que todas las tensiones sean las
adecuadas para cada módulo.
Se recomienda que se verifiquen las formas de onda obtenidas en los diferentes
puntos del circuito mediante un osciloscopio de alta sensibilidad.
El posible funcionamiento inadecuado del equipo puede ser debido a diversas causas
que pueden resumirse en los puntos siguientes:
Conexiones defectuosas.
Componentes defectuosos.
8.3.5 Reglamento electrónico de baja tensión
Todos los aspectos técnicos de la instalación que directa o indirectamente estén
incluidos en el Reglamento Electrónico de Baja Tensión (REBT), tendrán que cumplir lo
que disponen las respectivas normas. Las instrucciones más importantes en la realización
del presente proyecto son las siguientes:
M.I.B.T. 029 Instalaciones a pequeñas señales.
M.I.B.T. 030 instalaciones a tensiones especiales.
ANEXO I
138
Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor
boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado
mediante un dsPIC30F2020
ANEXO I
TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial
AUTOR: Saiou Wu Fu
DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi
CODIRECTOR: Josep M. Bosque
FECHA: Septiembre / 2013
ANEXO I
139
ANEXO I: Código implementado en el dsPIC
#include <p30f2020.h>
#include <math.h>
#include <dsp.h>
#include <stdio.h>
#include <libq.h>
/* Configuracion DSP*/
_FOSCSEL(FRC_PLL)
_FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_HI_RANGE & OSC2_CLKO)
_FPOR(PWRT_128)
_FGS(CODE_PROT_OFF)
_FBS(BSS_NO_FLASH)
unsigned int indice=0, semiciclo=0, directo=1, duty[100],
Vout=45400, Iref=0, sobretension=0, estable=0;
int num=2;
fractional veck[2]=0,0;
fractional vecerror[2]=0,0;
fractional *puntk;
fractional *punterror;
fractional iref=0, Vref=0, Imax=0, Vmax=0, limite=0, Vo=0, Vmin=0;
extern fractional VectorDotProduct(int num, fractional* veck,
fractional* vecerror);
void __attribute__((interrupt, no_auto_psv)) _PWM2Interrupt()
void __attribute__((interrupt, no_auto_psv))_ADCInterrupt ()
void ini_duty();
void ini_pi();
void ini_led();
void ini_irq();
void ini_comp();
void ini_cad();
void ini_pwm();
ANEXO I
140
/* ------------------------ RUTINA PRINCIPAL ------------------- */
int main()
void ini_duty();
void ini_pi();
void ini_led();
void ini_irq();
void ini_comp();
void ini_cad();
void ini_pwm();
PTCONbits.PTEN = 1 ; //modulo PWM habilitado
ADCONbits.ADON = 1; //modulo CAD habilitado
while(1)
/*----------------- INICIALIZACION DUTY SENOIDAL -----------------*/
void ini_duty()
float i=0;
for(indice=0;indice<=100;indice++)
i+=0.9;
duty[indice]=42331*sin(i*0.017453); //T*DCmax*sin(i*pi/180)
//T=47620 (20kHz)
indice=0;
/*-------------------- INICIALIZACION PI -------------------------*/
void ini_pi()
puntk=&veck[0];
punterror=&vecerror[0];
veck[0]=Q15(0.04);
veck[1]=Q15(-0.036);
Imax=Q15(0.9);
Vref=Q15(0.695); //350 V
Vmax=Q15(0.78); //400 V
ANEXO I
141
/* ------------------- CONFIGURACION LED ------------------------ */
void ini_led()
LATAbits.LATA9 = 0; /* empezar con LED apagado*/
TRISA = 0; /* RA9 es salida digital */
/* ------------- CONFIGURACION INTERRUPCIONES ------------------- */
void ini_irq()
IFS1bits.PWM2IF = 0; /* limpiar flag interrupcion PWM2 */
IPC5bits.PWM2IP = 4; /* prioridad interrupcion PWM2 */
IEC1bits.PWM2IE = 1; /* permitir interrupcion PWM2 */
IFS0bits.ADIF = 0; /* limpiar flag interrupcion ADC */
IPC2bits.ADIP = 4; /* prioridad interrupcion ADC */
IEC0bits.ADIE = 1; /* permitir interrupcion ADC */
/* ------------ CONFIGURACION COMPARADOR ANALOGICO -------------- */
void ini_comp()
//comparador 1 ---> limite superior de corriente
CMPCON1bits.CMPON = 1 ; //comparador habilitado
CMPCON1bits.INSEL = 2 ; //pin entrada C
CMPCON1bits.EXTREF = 0 ; //referencia DAC de fuente interna
CMPCON1bits.CMPPOL = 0 ; //salida no invertida
CMPCON1bits.RANGE = 1 ; //rango alto Max DAC=AVdd/2 (2.5V)
CMPDAC1 = 10 ; //valor inicial bajo (CMPDACx/1024*2.5V)
// comparador 2 ---> limite inferior de corriente
CMPCON2bits.CMPON = 1 ; //comparador habilitado
CMPCON2bits.INSEL = 0 ; //pin entrada A
CMPCON2bits.EXTREF = 0 ; //referencia DAC de fuente interna
CMPCON2bits.CMPPOL = 1 ; //salida invertida
CMPCON2bits.RANGE = 1 ; //rango alto Max DAC=AVdd/2 (2.5V)
CMPDAC2 = 1000 ; //valor inicial alto (CMPDACx/1024*2.5V)
ANEXO I
142
/* ----------- CONFIGURACION CONVERTIDOR A/D -------------------- */
void ini_cad()
ADCONbits.ADON = 0; //inhabilita CAD para su configuracion
ADCONbits.FORM = 1; //salida en fraccional
ADCONbits.EIE = 1; //genera int en la 1º conversion
ADCONbits.ORDER = 0; //empieza conversion en canal par
ADCONbits.SEQSAMP = 1; //los canales se muestrean conjuntamente
ADCONbits.ADCS = 5; //frecuencia conversion Fadc/14
ADPCFG = 0xFFFC; //AN0,AN1 entradas analogicas
ADSTAT = 0; //limpiar ADSTAT
ADCPC0bits.IRQEN0 = 1 ; //habilita int al finalizar conv. en AN0,AN1
ADCPC0bits.TRGSRC0 = 5 ; //se activa conversion por trigger del PWM2
/* --------------- CONFIGURACION PWM ---------------------------- */
void ini_pwm()
PTCONbits.PTEN = 0 ; //modulo inhabilitado para configuracion
PTCONbits.EIPU = 1 ; //permite cambiar periodo en cualquier momento
PTPER = 47620; //Periodo = PTPER*1.05ns (@30MIPS)
/* -------------------- PWM 1 ----------------------------- */
PWMCON1bits.ITB = 1 ; //PHASE1 porporciona el periodo del PWM1
PWMCON1bits.MDCS = 0 ; //PDC1 proporciona ciclo de trabajo
PWMCON1bits.DTC = 2 ; //sin tiempo muerto
PWMCON1bits.XPRES = 1 ; //Current Limit resetea base de tiempo
//independiente
PWMCON1bits.IUE = 1 ; //se cambia el valor de PDC1 inmediatamente
IOCON1bits.PENH = 1 ; //pin PWM1H controlado por modulo PWM1
IOCON1bits.PENL = 1 ; //pin PWM1L “ ”
IOCON1bits.POLH = 0 ; //PWM1H se activa a nivel alto
IOCON1bits.POLL = 0 ; //PWM1L
IOCON1bits.PMOD = 1 ; //pines H,L en modo independiente
IOCON1bits.FLTDAT = 0 ; //<1:0> provee salidas para PWM1H,PWM1L en
//modo Fault
IOCON1bits.CLDAT = 2 ; //<1:0> provee salidas para PWM1H,PWM1L en
//modo CL
ANEXO I
143
FCLCON1bits.CLSRC = 1 ; //comparador 2 controla CL de PWM1
FCLCON1bits.CLPOL = 0; //el comparador activa CL a nivel alto
FCLCON1bits.FLTSRC = 0 ; //comparador 1 controla Fault de PWM1
FCLCON1bits.FLTPOL = 0 ; //el comparador activa Fault a nivel alto
FCLCON1bits.FLTMOD = 1 ; //el comparador fuerza pines H,L a FLTDAT
//ciclicamente
PHASE1 = 0xFFFF ; //mayor periodo independiente posible
PDC1 = 0xF000 ; //ciclo de trabajo grande
/* -------------------- PWM2 ----------------------------- */
PWMCON2bits.TRGIEN = 1 ; //habilita int por trigger
PWMCON2bits.ITB = 0 ; //PTPER porporciona el periodo del PWM2
PWMCON2bits.MDCS = 0 ; //PDC2 proporciona ciclo de trabajo
PWMCON2bits.DTC = 2 ; //sin tiempo muerto
PWMCON2bits.IUE = 1 ; //se cambia el valor de PDC2 inmediatamente
IOCON2bits.PENH = 1 ; //pin PWM2H controlado por modulo PWM2
IOCON2bits.PENL = 1 ; //pin PWM2L “”
IOCON2bits.POLH = 0 ; //PWM2H se activa a nivel alto
IOCON2bits.POLL = 0 ; //PWM2L “ ”
IOCON2bits.PMOD = 1 ; //pines H,L en modo independiente
FCLCON2bits.CLMODE = 0 ; //CL inhabilitado en PWM2
FCLCON2bits.FLTMOD = 3 ; //Fault inhabilitado en PWM2
TRGCON2bits.TRGDIV = 0 ; //int del PWM2 generado cada 1 trigger
//trigger generado 32ns al principio del periodo de PWM
TRIG2 = 0x0008; //tiempo de disparo = TRIG2*1.05ns (valor minimo)
PDC2 = 0; //trabajo inicial nulo
PHASE2 = 0; //sin desfase
ANEXO I
144
/* -------------------- PWM3 ----------------------------- */
PWMCON3bits.TRGIEN = 1 ; //habilita int por trigger
PWMCON3bits.ITB = 0 ; //PTPER porporciona el periodo del PWM3
PWMCON3bits.MDCS = 0 ; //PDC3 proporciona ciclo de trabajo
PWMCON3bits.DTC = 2 ; //sin tiempo muerto
PWMCON3bits.IUE = 1 ; //se cambia el valor de PDC3 inmediatamente
IOCON3bits.PENH = 1 ; //pin PWM3H controlado por modulo PWM3
IOCON3bits.PENL = 1 ; //pin PWM3L “”
IOCON3bits.POLH = 0 ; //PWM3H se activa a nivel alto
IOCON3bits.POLL = 0 ; //PWM3L “”
IOCON3bits.PMOD = 1 ; //pines H,L en modo independiente
FCLCON3bits.CLMODE = 0 ; //CL inhabilitado en PWM3
FCLCON3bits.FLTMOD = 3 ; //Fault inhabilitado en PWM3
TRGCON3bits.TRGDIV = 0 ; //int del PWM generado cada 1 trigger
//trigger generado 32ns al principio del periodo de PWM
TRIG3 = 0x0008; //tiempo de disparo = TRIG3*1.05ns
PDC3 = 0; //trabajo inicial nulo
PHASE3 = 0; //sin desfase
/* ------------------------ ADC ISR ----------------------------- */
void __attribute__((interrupt, no_auto_psv))_ADCInterrupt ()
IFS0bits.ADIF = 0; // limpiar flag de interrupcion ADC
ADSTATbits.P0RDY = 0; // limpiar ADSTAT bits
Vo=ADCBUF0>>1; //1--0 fraccional sin signo
Vout=ADCBUF0; //65471--0 entero para feed forward
if(Vo>=Vref)
estable=1;
if(Vo>=Vmax)
CMPDAC1 = 10 ;
CMPDAC2 = 1000 ;
ANEXO I
145
sobretension = 1;
LATAbits.LATA9 = 1; //encender LED RA9
else
sobretension = 0;
LATAbits.LATA9 = 0; //apagar LED RA9
vecerror[0] = Vref - Vo;
iref = iref + VectorDotProduct(num, puntk, punterror);
if(iref>Imax) //limitacion superior para iref
iref=Imax; // y limite inferior?
Iref=iref>>5; // 1--0 fractional pasa a 1023--0 entero
if (!sobretension)
if(Iref>920) //valor maximo de Iref = 2.25 A
Iref=920;
CMPDAC1=Iref+90; //(51/1023)*2.5 V
CMPDAC2=Iref-90;
else if((Iref>90)&&(Iref<920))
CMPDAC1=Iref+90;
CMPDAC2=Iref-90;
else if((Iref<90)&&(Iref>10)) //reduccion de limites para
//Iref baja
CMPDAC1=Iref+Iref-10;
CMPDAC2=10;
else if(Iref<10) //valor minimo de Iref = 24 mA
Iref=10;
CMPDAC1=10;
ANEXO I
146
CMPDAC2=1000;
vecerror[1]=vecerror[0];
/* ------------------------ PWM2 ISR ---------------------------- */
void __attribute__((interrupt, no_auto_psv)) _PWM2Interrupt()
if(estable) //inversor parado hasta alcanzar la tension nominal
if(semiciclo) //1º seimiciclo: PWM2->ON; PMW3->OFF
if(directo)
indice++;
else
indice--;
PDC2=duty[indice]*45400/Vout; //feed forward
PDC3=0;
if(indice==99) //se ha alcanzado 1/4 de ciclo
directo=0;
else if(indice==0) //se ha alcanzado 1/2 de ciclo
directo=1; //configuracion de variables para
semiciclo=0; //empezar 2º semiciclo
else //2º seimiciclo: PWM2->OFF; PWM3->ON
if(directo)
indice++;
else
indice--;
PDC2=0;
PDC3=duty[indice]*45400/Vout;
if(indice==99) //se ha alcanzado 3/4 de ciclo
directo=0;
else if(indice==0) //ciclo completado
ANEXO I
147
directo=1; //reseteo de variables a valores
semiciclo=1; //iniciales
IFS1bits.PWM2IF = 0; /*limpiar flag de interrupcion PWM2*/
REFERENCIAS
148
REFERENCIAS
[1] R. W. Erickson and D. Maksinovic, “Fundamentals of power electronics”,
Kluwer Academic, 2000.
[2] Muhamad H. Rashid, “Electrónica de potencia: Circuitos, dispositivos y
aplicaciones”, Prentice Hall Hispanoamericana, 1995.
[3] L. Martinez-Salamero, A. Cid-Pastor, A. El Aroundi, R. Giral, J. Calvente,
and G. Ruiz-Magaz, “Sliding-Mode Control of DC-DC Switching
Converters”, in Preprints of the 18th IFAC World Congress, Milano (Italy)
August 28-September 2, 2011, pp. 1910-1016.
[4] J. Manuel Garcia Ibarra, “Modelado de un convertidor cuadrático elevador
considerando el efecto del ERS de los capacitores”, IPICYT, junio 2008.
[5] D. Biel Solé, “Control en modo deslizante aplicado a la generación de señal
en convertidores conmutados DC/DC”, UPC, mayo 1999.
[6] L. Aiello, “Hardware and control strategies for Boost based inverters: fast
cuadratic Boost case”, URV, 2010-11.
[7] T. Verge Villarroya, “Disseny i Realització d’un Convertidor Buck
Quadràtic amb Control en Mode Lliscant”, URV, junio 2008.
[8] X. Maixé, “Apuntes de Electrónica de Potencia”, URV, 2011-12.
[9] H. Valderrama, “Apuntes de Regulación Automática”, URV, 2011-12.
[10] Microchip Tecnology Inc., “dsPIC30F1010/202X Data Sheet”, 2006.
[11] Microchip Tecnology Inc.,”dsPIC30F/33F Programer’s Manual”, 2008.
[12] LEM, “Current Transducter LA 25-NP Data Sheet”, 2009.
[13] http://www2.mag-inc.com/calculators/Inductor-Design-Calculator
[14] http://tec.upc.es/el/TEMA-5%20EP%20(v1).pdf
[15] ftp://ftp.unicauca.edu.co/Facultades/FIET/DEIC/Materias
[16] http://verona.fi-p.unam.mx/~lfridman/clases/control/Clase16.ppt
[17] R. Giral, “Apuntes de Teoría de Circuitos II”, URV, 2010-2011.