CENIDET · S.E.P. S.E.1.T S.N.1.T CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO cenidet...

SEIT DGIT SEP

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

cenidet I

BALASTROS ELECTR~NICOS INTEGRADOS CON CORRECCI~N ACTIVA DEL FACTOR DE POTENCIA

T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE

M A E S T R O E N C I E N C I A S EN INGENIER~A ELECTR~NICA

P R E S E N T A

ARMANDO RUIZ DIAZ

DIRECTOR DE TESIS

DR CARLOS AGUILAR CASTILLO

CUERNAVACA MORELOS

6EP CENIDET DGIT CENTRO DE INFORMACION

DICIEMBRE 1999

9 9 - 0 6 4 4

SEP SE1T SN1T

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO cenidet

ACADEMIA DE LA MAESTR~A EN ELECTR~NICA

FORMA R11 ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

Cuemavaca Mor

Dr Juan Manuel Ricantildeo Castillo Director del cenidet Presente

Jefe del Depto de Electroacutenica Atrsquon Dr Jaime E Arau Roffel

Despueacutes de haber revisado el trabajo de tesis titulado ldquoBalastros electroacutenicos integrados con correccioacuten activa delfactor de potenciardquo elaborado por el alumno Armando Rub Dim bajo la direccioacuten del Dr Carlos Aguilar Castillo el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresioacuten

A T E N T A M E N T E + Dra Mariacutea Cotor ea Pfeifer

CCP Dr Abraham Claudio Saacutenchez Pdte de la Academia de Electroacutenica Ing Jaime Rosas Aacutelvarez Jefe del Depto de Servicios Escolares Expediente

INTERIOR INTERNADO PALMIRA SN CUERNAVACA MOR MEXICO AP 5-1 64 CP 62050 CUERNAVACA TELS (73112 231412 761318 7741 FAX (73) I2 2434 Dr Jaime Arau RoffielfJefe del Depto de Electr6nico EMAIL iarauC3cenidetedum cenide t

Centro Nacional de Investigacioacuten y Desarrollo Tecnoloacutegico

Cuernavaca Morelos

Ing Armando Ruiz Diaz Candidato al grado de Maestro en Ciencias en Ingenieriacutea Electroacutenica Presente

Despueacutes de haber sometido a revisioacuten su trabajo final de tesis titulado ldquoBALASTROS ELECTROacuteNICOS INTEGRADOS CON CORRECCIOacuteN ACTIVA DEL FACTOR DE POTENCIArdquo y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo le comunico que se le concede autorizacioacuten para que proceda a la impresioacuten de la misma como requisito para la obtencioacuten del grado

Reciba un cordial saludo

TELS (73)122314 127613 187741 FAX (73) 122434 Dr Jaime Arou Roffielllefe del Oepto de Electroacutenica EMAlL iaraucenideledumx

S E P DGIT CEMTRO NACIONAL DE INVESTlGACldN

Y DESAilROLL TECNDL6GICO SUBDlECCl8N AcADampWA

CCP expediente

INTERIOR INTERNADO PALMIRA SN CUERNAVACA MOR MEXICO AP 5-1 64 CP 62050 CUERNAVACA

cenidet

AGRADECIMIENTOS

Ai Dr Carlos Aguilar Castillo por su invaluable ayuda durante el desarrollo de esta tesis

AI CENIDET por permitirme realizar mis estudios de maestriacutea

A los revisores que contribuyeron a mejorar este trabajo

Dra Mariacutea Cotorogea Dr Eliacuteas Rodriguez Dr Mario Ponce

A todos mis compantildeeros de generacioacuten Y en especial a Carla Castro Nancy Visairo y Sinuheacute Ramiacuterez con quienes compartiacute alegriacuteas y tristezas

durante estos dos antildeos y medio

A todos rnis compantildeeros y amigos en el CENIDET A rnis amigos de computacioacuten Alejandra Nadira Gloria

AI CONACYT y a la SEP por su apoyo econoacutemico para la realizacioacuten de esta maestriacutea

Actualmente los balastros electroacutenicos empiezan a ganar una amplia aceptacioacuten en el mercado Sin embargo algo que ha limitado su expansioacuten es su alto costo inicial razoacuten por la cual se investigan nuevas estructuras sencillas que puedan ser implementadas como balastros electroacutenicos Con la introduccioacuten de las laacutemparas fluorescentes compactas los requisitos exigidos para la realizacioacuten de un balastro electroacutenico se han incrementado ya que aparte de exigirse un precio bajo ahora se exige tambieacuten un tamantildeo y peso reducidos de tal forma que el balastro pueda ser integrado con la laacutempara En esta tesis se desarrolla una nueva estructura para un balastro electroacutenico integrado que cumple con los requisitos mencionados anteriormente y que incorpora ademaacutes la correccioacuten del factor de potencia

En el capitulo 1 se realiza una breve revisioacuten del estado del arte en torno a los balastros electroacutenicos En este capitulo se presenta el proceso por medio del cual las laacutemparas fluorescentes producen luz visible y el porqueacute requieren de un balastro para conectarse a la liacutenea de alimentacioacuten asiacute como tambieacuten se mencionan las caracteriacutesticas de las laacutemparas fluorescentes compactas que las hacen atractivas para el ahorro de energiacutea eleacutectrica Finalmente se establece la norma IEC-1000-3-2 la cual regula la emisioacuten de corrientes armoacutenicas en estos dispositivos y se presenta la propuesta de investigacioacuten

En el capitulo 2 se mencionan los inversores resonantes maacutes utilizados como balastros electroacutenicos Se sentildealan las caracteriacutesticas maacutes importantes de los inversores de tal forma que se pueda seleccionar el inversor maacutes adecuado para una aplicacioacuten determinada Tambieacuten se presentan las foacutermulas maacutes importantes de los principales circuitos resonantes de manera que se pueda proceder faacutecilmente al disentildeo de cada uno de ellos Finalmente se describen los tipos de conmutaciones que tienen lugar en los inversores resonantes

En el capitulo 3 se trata el problema de la correccioacuten activa del factor de potencia en balastros electroacutenicos Para tener una idea maacutes clara de lo que involucra la correccioacuten se definen algunos conceptos importantes tales como factor de potencia distorsioacuten armoacutenica total y la relacioacuten existente entre ellos Se identifica el puente rectificador con filtro capacitivo como el problema del bajo factor de potencia en los balastros electroacutenicos y se proponen las soluciones activas para su correccioacuten Posteriormente se realiza un breve resumen de las topologiacuteas de balastros electroacutenicos basados en dos y en una sola etapa (integrados) que se han propuesto en la literatura Finalmente se propone la nueva topologiacutea para la realizacioacuten del balastro electroacutenico en una sola etapa que incorpora la capacidad de corregir el factor de potencia

En el capiacutetulo 4 se realiza el anaacutelisis y el disentildeo del balastro propuesto para una laacutempara fluorescente compacta de 26 watts Puesto que se emplea un control en frecuencia para mantener constante la corriente en la laacutempara el anaacutelisis y el disentildeo se realizan en funcioacuten de la frecuencia Una vez disentildeado el balastro se realiza un

I

anaacutelisis para determinar las perdidas en sus elementos y asiacute obtener la eficiencia teoacuterica del balastro

En el capiacutetulo 5 se presentan los resultados experimentales Se presentan formas de onda de la tensioacuten y la corriente en la laacutempara de la corriente y tensioacuten de liacutenea de los armoacutenicos de la corriente de linea etc Estos resultados se comparan con los teoacutericos del capiacutetulo 4 y se establece su similitud Tambieacuten se establece el cumplimiento de la norma IEC-1000-3-2 clase C relativa a los armoacutenicos

Finalmente en el capiacutetulo 6 se mencionan las conclusiones de este trabajo y los trabajos futuros

INDICE

1 Estado del arte 1

11 Introduccion 12 Laacutemparas fluorescentes

121 Laacutempara fluorescentes compactas

13 Balastros electronicos 14 Estado del Arte 15 As ectos de normatividad

ltl1111111111111ltlt1111

122 Ahorro de energiacutea con el uso de las LFCs

I If P 16 Propuesta de investigacion

2 Inversores resonantes 11

21 22 23

I lntroduccion Tipos de inversores Circuitos resonantes 231 Circuito resonante serie LC

233 Circuito resonante serie - paralelo LC 24 Conmutaciones en los inversores resonantes

241 Conmutaciones a corriente cero (ZCS) 242 Conmutaciones a tensioacuten cero (ZVS)

11 12 13 14 17

24 25 26

90

3 Correccioacuten activa del factor de potencia en balastros electroacutenicos 28

31 lntroduccion 20 32 Factor de potencia

I

321 Potencia reactiva I

322 6LlordLn a r d M lt 11111111111111~~~ 33 Correccioacuten del factor de potencia en b 32 34 Lazos de control de un emulador d

341 Control con multiplicador 342 Control como seguidor de te

35 Balastros electroacutenicos con wrrecc 351 Balastros electroacutenicos basados en dos etapas 352 Consideraciones de costo - volumen 353 Consideraciones para la in 354 Balastros electroacutenicos bas 30

36 Topologiacutea seleccionada como balastro electroacutenico c t

I

4 Anaacutelisis y disentildeo del balastro propuesto 45

41 Introduccion 45 42 Topologiacutea propuesta como balastro electroacutenico integrado 46 43 Anaacutelisis de la semietapa del elevador de medio puente (SEMP) 49

431 Anaacutelisis durante el ciclo de red 49 432 Anaacutelisis de la tensioacuten en el bus de CD en funcioacuten de la frecuencia 55

44 Anaacutelisis de la semietapa del inversor resonante LC 57 441 Anaacutelisis de las respuestas en funcioacuten del tiempo 57 442 Magnitud de la fundamental aplicada al circuito resonante LC 59

60 444 Anaacutelisis de la potencia suministrada a I

451 Criterios de diseno 63 452 Puntos teoacutericos de funcionamiento 453 Disentildeo de elementos reactivos 454 Filtro EM1 455 Obtencioacuten de las tensiones y corrientes en los diferentes

iiacute83 Carga del circuito remline

45 Disentildeo del balastro propuesto -

elementos del balastro 72 4551 Transistores 72 4552 Diodos en antiparalelo con los transistores 73 4553 Diodos raacutepidos D3 y D4 74 4554 Corriente en la bobina Li 74 4555 Corriente en la bobina recon 75 4556 Tensioacuten en el condensador resonante 75

461 I Peacuterdidas en los transistores 4612 Peacuterdidas en los diodos

462 Peacuterdidas en bobinas y condensadores 463 Eficiencia teoacuterica del balastro 81

46 Rendimiento teoacuterico 461 Peacuterdidas en los semicondu res

5 Resultados experimentales 82

I 51 Introduccion 82 52 lmplementacion 83

I

522 Circuito de encendido 523 Proteccioacuten contra sobretensioacuten

53 Frecuencia de conmutacioacuten experimental 54 Tensioacuten experiment 55 Corriente tensioacuten y potencia en la Iaacutempar

551 Factor de cresta de la corriente 56 Verificacioacuten de las 57 Distorsioacuten armoacutenica total 58 Factor de potencia 59 Eficiencia experim

85 87 87 89 90 92 93 94 98 99

IV

6 Conclusiones 1 O0

61 Conclusiones 100 62 Trabajos futuros 101

Referencias 103

V

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--

2 Zin zcs Conmutaciones a corriente cero zvs Conmutaciones a tensioacuten cero

Impedancia de la red formada por Lr y Cr Impedancia de entrada al circuito resonante paralelo LC

9

r Eficiencia de la SEMP Av

Desplazamiento existente entre la corriente y la tensioacuten de entrada al circuito resonante paralelo LC

Rizado de tensioacuten en el bus de CD

i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte

1 I Introduccioacuten

Actualmente los balastros electroacutenicos se utilizan cada vez maacutes debido principalmente a las ventajas que presentan sobre los electromagneacuteticos 1 menor peso y tamantildeo mayor eficiencia etc Sin embargo una de las principales desventajas que presentan es su alto costo inicial razoacuten por la cual se investigan nuevas topologiacuteas que puedan ser implementadas como balastros electrbnicos Estas topologiacuteas deben poseer una estructura sencilla buscando con ello disminuir el costo del balastro

Con la introduccioacuten de las laacutemparas fluorescentes compactas los requisitos para los balastros electroacutenicos se han incrementado ya que ademaacutes de exigirse un bajo precio ahora se exige tambieacuten un tamantildeo y peso reducidos

En este capiacutetulo se hace una revisioacuten del estado del arte en torno a los balastros electronicos y finalmente se presenta la propuesta de investigacioacuten

Capitulo I Estado del arte

12 Laacutemparas fluorescentes

Las laacutemparas fluorescentes son laacutemparas de descarga de vapor de mercurio a baja presioacuten La descarga genera radiacioacuten ultravioleta que es convertida en luz visible mediante sustancias fluorescentes que recubren la pared interior de la laacutempara [IJ

Las partes de que consta una laacutempara fluorescente son el tubo de descarga los electrodos casquillos vapor de mercurio y las sustancias fluorescentes como se muestra en la figura 1 l

Electrodo CasquiiioAy ~~

Sustancias Fluorescentes

Tubo de descarga Vapor de mercurio

Figura 11 Partes de una laacutempara fluorescente

Para iniciar la descarga se aplica inicialmente una tensioacuten lo suficieitemente grande entre los electrodos Esta tensioacuten hace que los electrodos emitan eiectrones que son acelerados por el campo eleacutectrico creado Estos electrones en su trayectoria chocan con los aacutetomos de mercurio y este proceso puede llevar a que unielectroacuten perteneciente al aacutetomo de mercurio pase a un nivel de energiacutea superior absorbiendo energiacutea sin embargo eacuteste es un estado inestable del aacutetomo y el electroacuten regresa a su oacuterbita natural liberando el exceso de energiacutea en forma de luz ultravioleta Esta energiacutea se convierte en luz visible al pasar a traves de las sustancias fluoresdentes

Si los electrones de los aacutetomos de mercurio que son bombardeados adquieren la suficiente energiacutea cineacutetica son capaces de convertirse en electrones libres que se antildeaden a la corriente creada entre los electrodos pudiendo colisionar con otros aacutetomos de mercurio y repetir el proceso anterior Este proceso en cadena de ionizacioacuten puede llevar a una corriente eleacutectrica ilimitada a traveacutes del tubo de descarga producieacutendose un corto circuito para evitar esto es necesario que las laacutemparas de descarga se conecten a la liacutenea de alimentacioacuten con una impedancia adicional generalmente inductiva que limite la corriente que pasa a traveacutes de ellas Esta impedancia adicional se conoce con el nombre de balastro

Debido a la forma en la cual se produce la luz descrita anteriormente las laacutemparas fluorescentes son maacutes eficientes que las laacutemparas incandescentes y

I

I I

2

Capitulo 1 Estado del arle

generan menos calor de manera que su uso representa un ahorro de energiacutea Con el fin de facilitar el reemplazo de las laacutemparas incandescentes se han desarrollado laacutemparas fluorescentes con un tamafio similar al de las laacutemparas incandescentes Io que permite conectarlas de igual manera a la red eleacutectrica A dichas laacutemparas fiuorescentes se les conoce con el nombre de laacutemparas fluorescentes Compactas Auacuten cuando existe un sin nuacutemero de formas y tamantildeos de laacutemparas fludrescentes en esta tesis nos enfocaremos en las denominadas compactas Como estas laacutemparas pretenden sustituir directamente a las incandescentes resulta maacutes criacutetico alcanzar la miniaturizacioacuten tanto en el tubo fluorescente como en el balastro

121 Laacutemparas fluorescentes compactas

Los avances en los recubrimientos fluorescentes y las reduccionks en los diaacutemetros de los tubos han facilitado el desarrollo de las laacutemparas fluorescentes compactas (LFCs) [2] ~

La LFC realmente es una laacutempara fluorescente convencional aunque construida en un tubo fluorescente miniaturizado que puede contener un balastro integrado [magneacutetico o electroacutenico) en una base de casquillo como se muestra en la figura 12 Manufacturada desde los inicios de 1980 las LFCs estaacuten empezando a ganar una amplia aceptacioacuten en el mercado debido a dos caracteriacutesticas principalmente

1 Las LFCs consumen un cuarto de la energiacutea de una laacutempara incandescente aproximadamente

2 Tiene una mayor vida generalmente de 10000 horas y algunas veces hasta de 20000 horas comparadas con 750 a 1000 horas de una laacutempara incahdescente es decir el promedio de vida de una LFC es cerca de 10 veces el de una laacutempara incandescente

Existen LFCs de diferentes potencias temperaturas de color y tamantildeos Las LFCs fueron desarrolladas como un reemplazo para las laacutemparas incandescentes debido a SU mayor eficiencia y duraciaacuten como un ejemplo se puede reemplazar una laacutempara incandescente de 60 watts con una LFC de 15 watts que duraraacute 10 veces maacutes y que entrega aproximadamente la misma cantidad de luz por un cuarto de la energiacutea

Las LFCs con base de casquillo estaacuten disponibles en dos tipos

a) Tipo integral En el cual el balastro estaacute construido con la laacutempara y es

b) Tipo Modular El tipo modular es similar al integral excepto en que la laacutempara y el desechado con la laacutempara cuando eacutesta falla

balastro pueden ser reemplazados separadamente

3

i Y

Capiacutetulo I Estado del arte

e Tubo fluorescente

e Base

Figura 12 Laacutempara Fluorescente Compacta

En el sector comercial las LFCs son una opcioacuten obvia pero en el mercado domestico el alto costo inicial hace que mucha gente desista de comprarlas Para contrarrestar esto se realizan enormes esfuerzos en investigacioacuten paral encontrar topologias de potencia que simplifiquen al maacuteximo el disentildeo del balastro asiacute como en reducir los costos de los componentes AI mismo tiempo se informa a la gente de las ventajas existentes en el ahorro de energiacutea y menor impacto ambiental


Para mostrar el ahorro de energiacutea a continuacioacuten se presenta una comparacioacuten entre una laacutempara incandescente y una LFC de 27 watts La siguiente informacioacuten se encuentra publicada en EREN (por sus siglas en ingleacutes Energy Efficiency and Renewable Energy Network) organismo del Departamento de Energiacutea de los Estados Unidos en [3]

En la tabla 11 se muestra la comparacioacuten de una laacutempara incandescente de 1 O0 watts que proporciona 1750 lumenes y una LFC de 27 watts que propokiona 1800 lumenes La tabla asume un tiempo de encendido de 6 horas diarias y el kosto de la energiacutea es de 10 centavos de doacutelar por kilowatt-hora I

Como se puede apreciar se obtiene un ahorro de hasta un 60 en el costo de la energia eleacutectrica cuando se utiliza una LFC Similares ahorros se obtienen al sustituir a las laacutemparas incandescentes de otras potencias por sus equivalentes fluorescentes compactas Las LFCs son maacutes efectivas y eficientes en areas donde las luces estaacuten encendidas por largos periacuteodos de tiempo ya que el ahorro sera maacutes significativo y la inversioacuten inicial hecha al comprar la laacutempara se recuperaraacute en un menor tiempo

AI mismo tiempo que se obtiene un ahorro econoacutemico tambieacuten se obtiene una ganancia ecoloacutegica ya que no se requiere producir maacutes energiacutea eleacutectrica disminuyendo con ello la cantidad de combustible generalmente contadinante del medio ambiente empleada para generar energiacutea eleacutectrica

4

Capiiiilo 1 Estado dcl arte

Tabla 11 Ahorro obtenido al sustituir una Idmpara incandescente de O0 watts con una LFC de 27 watts (costos en dblares) [3]

LF C incandescente

Potencia de la Iampara 27 watts 1 O0 waits

Costo de la laacutempara $ 1400 $050

Vida de la laacutempara 16425 diacuteas (45 antildeos) 167 diacuteas

Costo de la energiacutea anual $591 $21 90

Laacutemparas reemplazadas en 45 antildeos O 10

Costo total $4060 $10355

Ahorro en 45 antildeos $6295 $ 0

Estos ahorros econoacutemicos y ecoloacutegicos son los que justifican el intereacutes ue se tiene en simplificar al maacuteximo el disentildeo del balastro sin que por ello se pierdan las

I 9

condiciones necesaras para manejar adecuadamede a la Iaacutempara

13 Balastros electroacutenicos

Baacutesicamente un balastro electroacutenico debe proporcionarle la tensioacuten y la corriente a la laacutempara para su correcto funcionamiento Durante el encendido de la laacutempara el balastro electroacutenico debe proporcionar una tensioacuten Io suficientemente elevada para ionizar al gas Posteriormente al encendido es necesario que sea capaz de limitar la corriente en la laacutempara a su valor nominal A continuacioacuten se mencihan otras caracteristicas que deben satisfacerse para operar adecuadamente la laacutempara [I]

II

a) Tensioacuten en circuito abierto Es la tensioacuten requerida para encender la laacutempara Se recomienda que sea la minima para no desgastar demasiado losielectrodos de la laacutempara en cada encendido

b) Simetriacutea en la tensioacuten aplicada a la laacutempara La tensioacuten y corriente que se le apliquen a la laacutempara deben ser simeacutetricos es decir los semiciclos positivos y negativos han de ser de igual magnitud y duracioacuten Lo anterior es con el fin de

5

Capiiacuteulo I Estado del arte

que los dos electrodos sufran el mismo desgaste y asiacute se prolongue la vida de la laacutempara

c) Factor de cresta (FC) Se define como la relacioacuten entre el valor pico lsquoy el valor rms de la corriente en la laacutempara En balastros electroacutenicos el FC se puede definir como la relacioacuten entre el valor pico de la envolvente moduladora y el valor rms A mayor FC menor duracioacuten de la laacutempara Se recomienda que el FC maacuteximo sea de 17 en las laacutemparas de arranque raacutepido y de 185 en laacutemparas de arranque instantaacuteneo

Desde el punto de vista de la red eleacutectrica es recomendable que los balastros electroacutenicos cuenten con las siguientes caracteriacutesticas

Factor de potencia Se requiere que sea superior a 09

Distorsioacuten armoacutenica en la liacutenea Se recomienda un valor menor al 25 Actualmente se recomienda cumplir con la norma IEC -1 O00 - 3 - 2 la cual limita el valor maacuteximo de los armoacutenicos de la corriente de liacutenea en los equipos electroacutenicos Dentro de esta norma los equipos de clase ldquoCrdquo son los referentes a los baiastroc electroacutenicos

Regulacioacuten de liacutenea Se refiere a la capacidad del balastro electroacutenico para mantener la potencia constante en la laacutempara frente a variaciones de liacutenea

Los balastros electroacutenicos se construyen utilizando inversores resonantes los cuales modifican la frecuencia de la red alterna a una alta frecuencia y con ello eliminan algunos inconvenientes presentados en los balastros electromagneacuteticos parpadeos re-encendidos etc a la vez que aumentan la eficiencia luminosa de la laacutempara Los inversores resonantes maacutes utilizados como balastros electroacutenicos se estudian en el capiacutetulo 2 I

Con la introduccioacuten de normas que regulan la emisioacuten de armoacutenicos que un

I cuenten con una etapa que mejore el factor de potencia Las soluciones que existen para corregir el factor de potencia son las soluciones pasivas y las iexclactivas Las soluciones pasivas se basan en el incremento de elementos reactivos en el balastro tales como condensadores e inductores por lo general estos elementos reactivos incrementan el tamantildeo y el peso del balastro ademaacutes de que no consiguen cumplir satisfactoriamente las recientes regulaciones para la emisioacuten de corrientes armoacutenicas tales como la IEC -1000 - 3 - 2 Asiacute la solucioacuten considerada mas idoacutenea se basa en una solucioacuten activa que consiste en el empleo de un convertidor1CDICD para corregir el factor de potencia En esta tesis se consideran uacutenicamente las soluciones activas para el disentildeo del balastro

ectar a la liacutenea de alimentacioacuten es necesario que los balastros lsquoI

6

-

Esiado dcl ark Capi~ulo I

14 Estado del arte

Una de las primeras soluciones que se implementoacute en balastros electroacutenicos con bajo contenido armoacutenico se muestra en la figura 13 Esta solucioacuten consisfe de un inversor resonante que opera en alta frecuencia y de un rectificador de onda completa que no presenta condensador a su salida por lo que es posible obtener un altp factor de potencia y un bajo contenido armoacutenico sin necesidad de emplear una solucioacuten activa

3 u

Frecuencia

Figura I 3 Primera solucidn propuestapara un balastro electroacutenico de bajo contenido armoacutenico y alto factor de potencia Iiexcl

Sin embargo ya que el puente rectificador no posee un condensador a su salida la potencia instantaacutenea entregada a la laacutempara sigue la forma de onda de la tensioacuten de entrada y por lo tanto existen momentos en que no se entrega potencia a la laacutempara producieacutendose el fenoacutemeno de parpadeo Otra desventaja que presenta es el alto factor de cresta (FC) que se entrega a la laacutempara lo que acorta su vida uti1

Debido al mal manejo de la laacutempara este balastro electroacutenico no es adecuado Para eliminar los inconvenientes que presenta alto factor de cresta y parpadeo es necesario que la potencia que se entrega a la laacutempara sea constante Esto solamente se puede realizar colocando un elemento de almacenamiento de baja frecuencia es decir un condensador a la salida del puente rectificador Sinembargo este condensador es responsable del alto contenido armoacutenico de la cohente de entrada asiacute como del bajo factor de potencia por lo que es necesario agregar una solucioacuten activa es decir una etapa adicional compuesta por un convertidor CDCD el cual se coloca entre el rectificador y el condensador de filtrado de manera que mejore el factor de potencia y al cual se le conoce como convertidor de alto factor de potencia o emulador de resistencia

Esta solucioacuten se muestra en la figura 14 donde el condensador Cdcse utiliza como el elemento de almacenamiento en baja frecuencia Las principales desventajas de esta solucioacuten son que se tiene una eficiencia global maacutes baja y que la circuiteria de control es maacutes grande ambas desventajas son debidas a la configuracioacuten dedos etapas II

Eslado del me Capiacuteiiilo i

Mediante el empleo de teacutecnicas de integracioacuten es posible que las dos etapas de la figura 14 sean integradas en una sola tapa como se muestra en a figura 15 compartiendo transistores de potencia

Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor

Factor de Potencia T

Figura 14 Balastro electrdnico formado por dos etapas

En este balastro el condensador de almacenamiento se mantiene para promediar la potencia de entrada Las ventajas que presenta este balastro son alto factor de potencia control simple alta confiabilidad debido a la reduccioacuten de elementos y un tamantildeo y peso reducidos

Corrector e Inversor en

una sola etapa

Figura 15 Balasfro elecfrdnico en una sola etapa

Los convertidores empleados para corregir el factor de potencia en balastros electroacutenicos pueden operar en el modo de conduccioacuten discontinuo (MCD) en el modo de conduccioacuten continuo (MCC) o bien en la frontera entre ambos modos Sin embargo al operar en el MCD se corrige el factor de potencia de manera natural sin la necesidad de emplear un lazo de control especializado para realizar esta funcioacuten esto lleva a una simplificacioacuten en la circuiteria de control del balastro electroacutenico En el capiacutetulo 3 se menciona maacutes sobre este tema

Estado dcl ark cipilillo I

15 Aspectos de normatividad

Para limitar los armoacutenicos de corriente en el balastro se toma como referencia la norma IEC -1000 -3 - 2 [4] Esta norma establece los valores maacuteximos permisibles en los valores de los armoacutenicos de liacutenea de los equipos electroacutenicos Como ya se mencionoacute dentro de esta norma los balastros electroacutenicos quedan incluidos en la clase ldquoCrdquo

En la tabla 12 se presentan los valores de los armoacutenicos en porcentaje de la fundamental que se permiten en los equipos de iluminacioacuten

Tabla 12 Liacutemite de los armdnicos para equipo clase C

Se puede observar en esta tabla que el valor maacuteximo del tercer armoacutenico depende del factor de potencia (FP) Por ejemplo si el balastro tiene un factor de potencia de 09 entonces el valor maacuteximo del tercer armoacutenico seraacute del 27

16 Propuesta de investigacioacuten

Como se ha visto en el estado del arte la tendencia en torno a los balastros electroacutenicos para laacutemparas fluorescentes compactas es buscar estructuras sencillas que puedan cumplir satisfactoriamente con los requisitos exigidos Dentro de ellos se encuentran la correccioacuten del factor de potencia la reduccioacuten de la contaminacioacuten armoacutenica la disminucioacuten del costo volumen y peso

9

L

Capiculo I Estado del ark

Para lograr estos requerimientos se han implementado balastros electroacutenicos que constan de una soia etapa Sin embargo constantemente se buscan nuevas opciones que permitan cumplir adecuadamente con estos requisitos y que sean estructuras cada vez maacutes sencillas con el fin de disminuir auacuten maacutes el costo inicial del balastro electroacutenico

Manteniendo esta tendencia esta tesis tiene como objetivo principal el desarrollo de un balastro electroacutenico con una estructura sencilla para su aplicacioacuten en laacutemparas fluorescentes compactas alimentadas con tensioacuten monofaacutesica de 127 volts CA Este balastro debe cumplir satisfactoriamente con los requisitos mencionados desde el punto de vista de la laacutempara y de la red eleacutectrica

Ill

CAPITULO 2

lnversores Resonantes

21 Introduccioacuten

Para alimentar a las laacutemparas de descarga mediante balastros electroacutenicos se emplean inversores que operan a una alta frecuencia para maximizar su eficiencia luminosa Su estructura general se muestra en la fig 21 Estos inversores tienen como carga a un circuito resonante que fija la corriente que circula por la laacutempara Las combinaciones de los inversores con los circuitos resonantes deterfinan los tipos de inversores resonantes

V _Ti I H T

ersor de Circuito Resonante

I

Figura 2 i Inversor resonante

Existen varias configuraciones de inversores y circuitos resonantes que se emplean de acuerdo con las caracteriacutesticas que presentan En este capiacutetulo se mencionan los tipos de inversores maacutes utilizados como balastros electroacutenicos asiacute como tambieacuten se realiza un breve anaacutelisis de los principales circuitos resoriantes empleados Esto permitiraacute seleccionar adecuadamente una configuracioacuten en particular del inversor y del tanque resonante en el disentildeo de un balastro electroacutenico

11

Iiivcrsorcs rcsoIimtcs Capilulo 2

22 Tipos de inversores

Los inversores maacutes utilizados son los siguientes y se muestran en la figura 22

- Tipo push-pull - Medio puente - Asimeacutetrico - Puente completo

i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo

Figura 22 Configuraciones de los inversores

En el inversor tipo push-pull la tensioacuten maacutexima aplicada a la carga es igual a la tensioacuten de entrada en el caso de que el transformador tenga una relacioacuten unitaria Tiene como ventaja que los dos transistores que lo forman se encuentran aterrizados y ademaacutes posee un transformador que proporciona aislamiento y permite regular la tensioacuten aplicada a la carga Su desventaja es que los esfuerzos eleacutectricos que deben soportar los transistores son grandes soportan el doble de la tensioacuten de entrada

Los transistores dellinversor de medio puente tienen que soportar una tensioacuten de valor igual al de la tensioacuten de entrada y el valor maacuteximo de la tensioacuten de la onda cuadrada de salida es igual a la mitad de la tensioacuten de entrada El inversor de medio

I

Capiiulo 2 Iivcrsorcs rcsoiiiiiiics

puente tiene la desventaja de que uno de sus transistores no se encuentra aterrizado

El inversor asimetrico es parecido al medio puente en casi todas sus caracteriacutesticas La diferencia principal se encuentra en que su tensioacuten de salida es un tren de pulsos con un valor maacuteximo igual al de la tensioacuten de entrada por lo que es necesario filtrar esta componente de CD antildeadiendo un condensador en serie a la salida Cuando se realiza lo anterior la tensioacuten maxima de la onda cuadrada de salida equivale a la mitad de la de entrada

El inversor de puente completo posee cuatro interruptores a diferencia de los anteriores que uacutenicamente poseen dos y se emplea para potencias mayores Su tensioacuten maacutexima de salida equivale a la tensioacuten de entrada Como desventaja presenta que dos de sus cuatro interruptores no se encuentran aterrizados

El tipo de inversor a emplearse dependeraacute de tres factores principalmente la tensioacuten de entrada la tensioacuten de salida y la potencia de la carga Para seleccionar adecuadamente el tipo de inversor resonante es necesario entonces deierminar Io siguiente si la tensioacuten de salida va a ser menor igual o mayor que la kensioacuten de entrada los esfuerzos a los que estaraacuten sometidos los interruptores que dependen de la tensioacuten de entrada y la potencia de la laacutempara

23 Circuitos resonantes

Los circuitos resonantes principales son los siguientes

- Circuito resonante serie LC

- Circuito resonante paralelo LC Circuito resonante serie - paralelo LCC

A continuacioacuten se realizaraacute un anaacutelisis de estos circuitos resonantes empleados en balastros electroacutenicos Para realizar este anaacutelisis se considera Uacutenicamente la componente fundamental de la onda cuadrada aplicada al circuito resonante es decir se considera Uacutenicamente una setial senoidal [56] Se emplea un modelo sencillo para modelar a la laacutempara en estado estable se considera que la laacutempara se comporta como una resistencia cuando se opera en alta frecuencia Por htanto la resistencia RL que aparece en los circuitos resonantes representara a la laacutempara en su estado estable

El anaacutelisis de los circuitos resonantes se realizaraacute en funcioacuten de la frecuencia en donde w representa la frecuencia angular de operacioacuten (radls) y View) es la tensioacuten de entrada al circuito resonante en funcioacuten de la frecuencia angular de operacioacuten

13

Iiivcrsarcs rcsonantcs clpilulo 2

231 Circuito resonante serie LC

Este circuito se muestra en la figura 23

Figura 23 Circuito resonante serie LC

El factor de calidad y la frecuencia de resonancia para este circuito se definen como sigue [56]

1 w = - rn

AI realizar el anaacutelisis del circuito se encuentra que la funcioacuten de transferencia correspondiente a la ganancia de tensioacuten puede expresarse de la siguiente manera

Mientras que la magnitud de la corriente de entrada seraacute

Iiivcrsores resonantes Capiacutetulo 2

Las Siguientes formulas expresan la ganancia de tensioacuten de salida de un armoacutenico de orden n y el tanto por ciento de este armoacutenico con respecto a la fundamental

Vs (jwn) 1 (25)

En las figuras 24a y 24b se representan las caracteriacutesticas del circuito resonante serie LC en funcioacuten del factor de calidad y de la relacioacuten entre la frecuencia de conmutacioacuten y la frecuencia de resonancia (alas) Se muestran cinco graacuteficas las cuales corresponden a los factores de calidad que se sentildealan En la figura 24a se muestra la ganancia de tensioacuten donde se puede observar que siempre es menor o igual a la unidad no importando el valor del factor de calidad Por lo cual estecircuito cw puede proporcionar las sobretensiones requeridas para el encendido de una laacutempara de descarga cuando se alimenta desde baja tensioacuten

Las graacuteficas de la corriente de entrada son semejantes a las de tensioacuten son proporcionales por el factor viacuteR~ de acuerdo con la ecuacioacuten (24) En la figura 24b se muestra el tanto por ciento del tercer armoacutenico con respecto a la fundamental Como se observa el tercer armoacutenico puede llegar a representar el IO esto significa que la forma de onda aplicada a la laacutempara se encuentra altamente distorsionada y por lo tanto afecta la vida uacutetil de la laacutempara

15

w l w

Figura 24a Ganancia de tensioacuten del circuito resonante sene LC

w w

Figura 246 Porcentaje del tercer armdnico con respecto a la fundamental del circuito resonante serie LC

- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2

232 Circuito resonante paraieio LC


jwLr

Figura 25 Circuito resonante paralelo LC

Su factor de calidad y su frecuencia de resonancia quedan definidos de la forma siguiente [56]

Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)

La ganancia de tensioacuten es

La magnitud de la corriente de entrada es

(29)

(210)

17

Capitulo 2 Iiivcrsorcs rcsoi1lIIIcs

y la magnitud de la corriente sobre RL es

mientras que la magnitud de la corriente en el capacitor se define como sigue

(211)

(212)

El valor de la magnitud de la ganancia de tensioacuten para un armoacutenico de orden n es

y el tanto por ciento de un armoacutenico n respecto a la fundamental

(213)

(214)

18

Iiivcrsorcs rcsoilaiiics cipitulo 2

En la figura 26a se muestra la ganancia de tensioacuten donde se observa que para factores de calidad superiores a la unidad el circuito proporciona una ganancia de tensioacuten maacutexima aproximadamente igual al factor de calidad Esto significa que este circuito es capaz de proporcionar la sobretensioacuten requerida para el encendido de la laacutempara ya que durante este proceso la impedancia de la laacutempara es infinita haciendo que el factor de calidad tenga un valor muy alto Mientras que en la figura 26b se muestra el contenido del tercer armoacutenico el cual es menor que en el circuito resonante serie A medida que el valor del factor de calidad aumenta disminuye el contenido del tercer armoacutenico lo que significa que si elegimos un valor alto del factor de calidad en el disentildeo de este circuito obtendremos una menor distorsioacuten en la forma de onda aplicada en la laacutempara es decir disminuiraacute el factor de cresta (FC) con lo que aumentaremos la vida uacutetil de la laacutempara

W I W

Figura 26a Ganancia de tensioacuten del circuito resonante paralelo LC

19

233 Circuito resonante serie - paralelo LC

La figura del circuito resonante serie - paralelo se muestra en la figura 27

1 ~

( i m )

Figura 27 Circuito resonante serie - paralelo LC

El factor de calidad y la frecuencia de resonancia se definen de la siguiente manera [56]

0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde

La ganancia de tensioacuten para un armoacutenico de orden n es

(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2

y el tanto por ciento para este armoacutenico deorden n con respecto a la fundamental

Iiivcrsorcs rcsoiiiuiies

(221)

En las figuras 27 y 28 se muestran las caracteriacutesticas de este circuito resonante serie - paralelo Este circuito es maacutes complejo que los anteriores sin embargo puede presentar las caracteriacutesticas de los dos circuitos resonantes anteriores eligiendo adecuadamente los valores de Cs y Cp

Figura 27a Ganancia de tensioacuten del circuito resonante serie-paralelo LC para a=l

22

-

Inversores resonantes

Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J

Figura 27b Porcentaje del tercer armoacutenico con respecto a la fundamental del circuito serie-paralelo LC para a=l

resonante

Figura 28a Ganancia de tensidn del circuito resonante serie-paralelo LC para a = 05

23

I I iiwrsorcs rcsoiiiiiiks

En cuanto al contenido del tercer armoacutenico para este circuito es el menor de los tres circuitos analizados

24 Conmutaciones en los inversores resonantes

Es importante minimizar las peacuterdidas en conmutacioacuten que ocurren en los inversores resonantes por lo cual es necesario analizar los tipos de conmutaciones en los interruptores Para realizar el anaacutelisis se ha utilizado un inversor puente completo que se muestra en la figura 29Sin embargo el anaacutelisis es vaacutelido para i

-

Capitulo 2 Iiivcrsores resoiianies

cualquier tipo de inversor Dependiendodel desfase entre la corriente y la tensioacuten de entrada al circuito resonante los interruptores del inversor pueden conmutar a corriente cero (ZCS) o a tensioacuten cero (ZVS) [78]

1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4

Figura 29 lnversor resonante en puente completo

241 Conmutaciones a corriente cero (ZCS)

En la figura 210 se muestran las sentildeales de compuerta y la tensioacuten y corriente de entrada al circuito resonante donde se observa la conmutacioacuten a corriente cero Cuando la tensioacuten VA es positiva la corriente circula por los transistores S I y S4 y posteriormente invierte su sentido circulando por los diodos en antiparalelo de los mismos transistores lo que significa que los transistores salen de conduccioacuten de manera natural De esta forma la corriente que circula por los transistores en el momento del apagado es cero y puesto- que sus diodos en antiparalelo se encuentran conduciendo la tensioacuten que soportan los transistores tambieacuten es cero por lo tanto los transistores son apagados a corriente cero y a tensioacuten cero teniendo peacuterdidas nulas en el apagado Lo mismo sucede cuando VAs es negativa es decir los transistores S2 y S3 tienen peacuterdidas nulas en el apagado

Sin embargo en el momento del encendido de los transistores ocurren peacuterdidas ya que se encuentran soportando la tensioacuten de entrada al circuito resonante y deben manejar la tensioacuten y la corriente simultaacuteneamente durante la conmutacioacuten

Por otra parte cuando los transistores entran en conduccioacuten lo hacen sacando de conduccioacuten al diodo en antiparalelo del otro transistor ya que le aplican una tensioacuten inversa por ejemplo el encendido del transistor S I provoca que el diodo 02 deje de conducir Por consiguiente la corriente debe pasar instantaacuteneamente del diodo al transistor lo que no puede ocurrir debido al tiempo de recuperacioacuten inversa del diodo originando cortocircuitos

25

hcrsorcs rcsoiunies Capit11lo 2

s2 s3

Figura 210 Conmutaciones a comente cero (ZCS)

Si se-utiliza este tipo de conmutacioacuten ademaacutes de las peacuterdidas de entrada de conduccioacuten del transistor se provocan cortocircuitos que generan picos de corriente Para evitar esto es necesario utilizar diodos raacutepidos en antiparalelo con los transistores los cuales tienen un menor tiempo de recuperacioacuten Esto hace que los diodos en antiparalelo de los MOSFET no puedan ser utilizados con este tipo de conmutacioacuten

242 Conmutaciones a tensioacuten cero (ZVS)

En la figura 21 1 se muestran las sentildeales de compuerta y la tensioacuten y corriente de entrada al circuito resonante donde se observa la conmutacioacuten a tensioacuten cero En este tipo de conmutacioacuten la corriente atrasa a la tensioacuten Cuando los transistores son activados sus diodos en antiparalelo ya se encuentran conduciendo por consiguiente en el momento del encendido no manejan tensioacuten y corriente por lo tanto las peacuterdidas son nulas A causa del atraso entre la corriente y la tensioacuten los transistores salen de conduccioacuten manejando tensioacuten y corriente simultaacuteneamente originando de esta forma peacuterdidas en el apagado Puesto que existe un periacuteodo relativamentelargo de tiempo entre la salida de conduccioacuten de los diodos y la aplicacioacuten de tensioacuten inversa con el apagado de sus transistores los diodos tienen el tiempo de conduccioacuten de su transistor para recuperarse y bloquear la tensioacuten inversa asiacute que no son necesarios diodos raacutepidos Esto hace posible utilizar los diodos paraacutesitos de los MOSFETs como diodos en antiparalelo

26

I

i

lnversorcs resoniuiies ~ I D h ~ O 2

Figura 2 I 1 Conmutaciones a tensidn cero (ZVS)

Este tipo de conmutacioacuten (ZVS) por la ventaja que presenta al utilizar los diodos paraacutesitos del MOSFET es la que se emplea en la mayoriacutea de los balastros electroacutenicos

En este capiacutetulo se han presentado las configuraciones maacutes comunes de inversores resonantes empleados como balastros electroacutenicos asiacute como sus principales caracteriacutesticas Con la informacioacuten proporcionada es posible seleccionar y disentildear el inversor resonante adecuado para la alimentacioacuten de una laacutempara determinada

27

I

CAPITULO 3

Correccioacuten Activa del Factor de Potencia en Balastros Electroacutenicos

31 In trod uccioacuten

Una vez que se analizaron las caracteriacutesticas de los tipos de inversores maacutes empleados para alimentar a las laacutemparas fluorescentes en este capiacutetulo se analizan las causas que producen alta distorsioacuten armoacutenica en la corriente de entrada en un balastro electroacutenico asiacute como la necesidad de mejorar esta caracteriacutestica Para ello y dado que seraacute de gran utilidad se hace una breve revisioacuten de los conceptos de factor de potencia y distorsioacuten armoacutenica y se sentildealan las relaciones entre ellos para tener una idea clara de lo que involucra el problema a resolver

I

Tambieacuten se hace una revisioacuten de las tecnicas de control que se aplican a los convertidores enfocado a realizar la funcioacuten de mejorar el factor de potencia y mantener la regulacioacuten en la tensioacuten de salida

Se sentildeala la necesidad de emplear topologiacuteas sencillas que puedan cumplir satisfactoriamente con el manejo a la iaacutemparay con la correccioacuten del factor de potencia de manera que el tamafio volumen y costo del balastro se reduzca significativamente

Se hace una revisioacuten de algunos de los trabajosque se han publicado en torno a los balastros electroacutenicos integrados en la literatura y se presenta un breve resumen de las caracteriacutesticas que presentan

Finalmente tomando en cuenta los objetivos que se propusieron al principio de este trabajo y con base en el anaacutelisis de los circuitos realizado a lo largo de estos primeros capitulos se selecciona la topologiacutea para el balastro electroacutenico integrado

28

Capltuio 3 I

Correccioacuten activa del factor de potencia eii balaswos eleclroacuteiiicos

32 Factor de potencia

EI factor de potencia (FP) aplicado a un dispositivo eleacutectrico se puede definir como una medida de la efectividad del dispositivo para convertir la potencia aparente S el producto rms de la corriente y la tensioacuten de entrada en potencia eleacutectrica Uacutetil Oacute potencia activa f Lo anterior se puede expresar matemaacuteticamente como sigue

La foacutermula anterior para el factor de potencia describe el fjffjfito Gombjnado la botnciexcla refliexclUa due provlene del desplazamiento existente entre la corriente y la tensioacuten de entrada con el contenido armoacutenico de la corriente de entrada la cual se mide a traveacutes de la THD (ldquoTotal Harmonic Distortionrdquo)

Cuando la forma de onda de la tensioacuten de entrada tiene una muy baja distorsioacuten la potencia activa que se transfiere al dispositivo eleacutectrico Uacutenicamente corresponde al valor rms de la frecuencia fundamental de la corriente [9] Si ademaacutes la componente fundamental de la corriente esta en fase jfn la [Eniacutejioacuten ~1 ~osible ~ l p p e i I 1 I a re actor rle bolenda como sigue

Un factor de potencia alto significa que la mayor parte de la energiacutea que recibe el dispositivo eleacutectrico es aprovechada para efectuar su funcioacuten

321 Potencia reactiva

La potencia reactiva se origina cuando las formas de onda de la tensioacuten y de la corriente de entrada a un dispositivo eleacutectrico no estaacuten en fase [IO] Este desplazamiento de fase reduce la eficiencia de la corriente alterna la potencia reactiva es energiacutea desaprovechada ya que no realiza trabajo uacutetil En la figura 31 se muestra la potencia reactiva cuando la corriente atraca a la tensioacuten

29

Desplazamiento de

- Tensibn

- Corriente I Potencia reacuumlva

I I

Figura 31 La potencia reactiva feiresenfada por las aacutereas sombreadas ocurre cuando la tensidn y la corriente no estaacuten en fase

Durante la parte del ciclo en el que la corriente es positiva mientras que la tension es negativa y viceversa como se muestra en las aacutereas sombreadas la tensioacuten y la corriente trabajan el uno contra el otro dando como resultado la creacioacuten de potencia reactiva

Los problemas originados por la potencia reactiva se traducen en una corriente de mayor magnitud con lo cual se exige que los generadores de la compantildeiacutea suministradora de energiacutea esteacuten sobredimensionados para proporcionar dicha corriente Ademaacutes de que tal aumento de corriente obliga a utilizar conductores eleacutectricos en las instalaciones de mayor calibre y origina un aumento de peacuterdidas en formas de calor

322 Distorsioacuten armoacutenica

Los armoacutenicos de corriente o de tensioacuten se producen cuando las formas de onda de corriente o de tensioacuten se desviacutean de una senoidal Los armoacutenicos son corrientes o tensiones sinusoidales que son muacuteltiplos enteros de la frecuencia fundamental

Si la forma de onda de corriente contiene armoacutenicos conocidos es osible p eijrfl8ar I ulhr I de la corriente de la siguiente manera

(33)

donde ImS(n) corresponde al valor de la corriente rms del n armoacutenico

de la onda formada por el conjunto de armoacutenicos y el valor rms de la fundamental La distorsioacuten armoacutenica total (THD) se define como el cociente entre el valor rms

30

Capitillo 1 Corrcccioii icliexclvi del factor dc poieiicia CII amplistros clcctroiicos

11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)

El porcentaje de cualquier armoacutenico n con respecto a la fundamental se define como

Si se conoce el valor rms de la corriente y el valor rms de la fundamental es posible escribir la ecuacioacuten para la THD como

1 FP = (37)

Los equipos eleacutectricos que generan armoacutenicos incluyen fuentes ininterrumpibles de potencia computadoras personales balastros electroacutenicos etc En general cualquier circuito que es no lineal que use circuitos rectificadores o que este basado en convertidores conmutados generaraacute armoacutenicos Si existe una cantidad significativa de estos equipos que generan armoacutenica5 en una instalacioacuten eleacutectrica es pdsible que se presenten algunos problemas como [If]

- Sobrecarga de los transformadores - - - -

I

Corriente circulando por el neutro en un sistema de distnibucioacuten de 3 fases Picos de tensioacuten o corriente debido a resonancias en el circuito con una o mas de las frecuencias de los armoacutenicos Interferencia con el equipo eleacutectrico o de comunicaciones Distorsioacuten de la tensioacuten de entrada lo que puede afectar el funcionamiento adecuado de otros equipos conectados a la instalacioacuten

I

3 1

I Correccioacuten aciiva dcl hclor dc poieiicia e i i balastro~ e)ieciroacuteiiicos Capiacutetulo 3

I 1

33 Correccioacuten del factor depotencia en balastros electroacutenicos

Los balastros electroacutenicos como la gran mayoriacutea de los equipos electroacutenicos de potencia transforman las caracteriacutesticas eleacutectricas de la fuente de alimentacioacuten de forma que la tensioacuten ylo la frecuencia que se aplica a la carga es distinta

Una de las principales conversiones hue se realiza en balastros electroacutenicos es convertir la corriente alterna a corriente continua La forma maacutes praacutectica de realizar esta conversioacuten es utilizar un puente rectificador de diodos como se muestra en la figura 32a Sin embargo la corriente demandada a la red es no sinusoidal generando armoacutenicos como se observa en la figura 32b

El condensador que se coloca por lo deneral a 1asalidadel puente rectiicador es necesario para mantener constante la tensioacuten de salida La tensioacuten que tiende a mantener el condensador corresponde a la tensioacuten pico de la red alterna de manera que la corriente Uacutenicamente puede circular por los diodos del puente durante los pequentildeos instantes en que la tensioacuten del condensador es inferior a la tensioacuten pico y estos instantes corresponden a aquellos len los cuales el condensador repone su carga como se muestra en la figura 32b Por consiguiente el factor de potencia es bajo y la distorsioacuten armoacutenica dela corriente es alta

1

Corriente r alterna

4

Figura 32 a) Rectificador en puente con filtro por cdndensador 6) Formas de onda caracteristicas

I Cuando se utiliza un puente rectificador de diodos el factor de potencia puede

llegar a ser tan bajo como 06 mientras que la distorsioacuten armoacutenica puede llegar al 100 Por tanto es importante tener un factor de potencia alto en los balastros electroacutenicos porque aunque las laacutemparas fluorescentes son de poca potencia su uso

32

Correccioacuten activa del iaclor de poieiicia en balastros clcciroacutenicos Capitulo 3

esta muy extendido por Io que la potencia que demandan en conjunto constituye un porcentaje importante de la potencia total consumida

Para mejorar el factor de potencia y la distorsioacuten armoacutenica se emplea una etapa intermedia entre el puente rectificador y el condensador de filtrado como se muestra en la figura 33 Esta etapa se basa en una solucioacuten activa que consiste de un convertidor CDICD conocido tambieacuten como emulador de resistencia

V f P Convertidor CDCD

Figura 33 Estrucfura general de un convertidor alfernaiacutecontinua con correccioacuten activa de factor de potencia y de la distorsioacuten armoacutenica

34 Lazos d e control de un emulador de resistencia

Como se vio anteriormente la corriente de entrada de un emulador de resistencia debe ser una senoidal en fase con la tensioacuten de entrada para corregir el factor de potencia Para lograr lo anterior existen dos formas de hacerlo

Mediante un lazo de realimentacioacuten de la corriente de entrada cuya referencia sea una senoidal En algunas topologiacuteas de potencia operando en el modo de conduccioacuten discontinuo (modo durante el cual la corriente por el diodo del emulador se anula durante el tiempo de apagado del transistor) es posible conseguir que la corriente de entrada al emulador sea una senoidal sin necesidad de emplear ninguacuten lazo de realimentacioacuten de corriente

Ademaacutes de la necesidad de corregir el factor de potencia exigiendo que la corriente de entrada sea senoidal tambieacuten es necesario que un emulador de resistencia sea capaz de mantener una tensioacuten de salida constante Para lograr lo anterior se emplea un lazo de realimentacioacuten de la tensioacuten de salida

Por tanto existen dos formas de realizar fiacutesicamente el control de un emulador de resistencia

- Control con lazo de corriente y lazo de tensioacuten tambieacuten llamado control con multiplicadot

7 1

- Control con lazo de tensioacuten y modo de conduccioacuten discontinuo tambieacuten llamado control como seguidor de tensioacuten

A continuacioacuten se analizan ambos meacutetodos de control

341 Control con rnultiplicador

El esquema baacutesico de este tipo de control se muestra en la figura 34 Como se puede observar la corriente de entrada al emulador sigue a una referencia senoidal kef la cual se obtiene de la multiplicacioacuten de una senoidal rectificada por la tensioacuten de control Ve

Figura 34 Contfoi con rnultiplicador

De esta forma Ve controla la corriente rms de entrada gobernando la potencia de entrada al emulador durante cada medio ciclo La sentildeal Ve representa la desviacioacuten de la tensioacuten de salida v de su valor deseado amplificado e invertido a la salida del amplificador de error Cuando la tensioacuten de salida es baja Ve tiene un valor grande y de esta forma incrementa la referencia senoidal ref ob[ififlaflb b I

Incremento en la hbnde a elevar nuevamente la tensioacuten de salida a un potencia de efli la

valor fijo

La sentildeal Ve debe tener un nivel constante de tensioacuten para que al multiplicarse por la muestra de la sentildeal de tensioacuten rectificada proporcione una referencia senoidal si la sentildeal Ve no es constante entonces la corriente de entrada al emulador no sera una senoide rectificada y por consiguiente el factor de potencia disminuiraacute

Para conseguir que la tensioacuten Ve sea constante en cada semiciclo de la tensioacuten de red es necesario colocar un filtro pasabajos que elimine el rizado de la tensioacuten de salida puesto que en caso contrario dicho rizado apareceriacutea en la tensioacuten Ve y no

Capitulo 3 I Correccioacuten activa del factor de potencia en baiastros electroacutenicos

seria por tanto constante La presencia del filtro pasabajos en el lazo de tensioacuten ocasiona que este lazo sea lento

I

Existen 3 formas baacutesicas para realizar fiacutesicamente el lazo de corriente y estas son

- Control de corriente promediada [1213] - Control de corriente pico [I41 - Control de histbesis variable [I 51

342 Control como seguidor de tensioacuten

Con este meacutetodo de control Uacutenicamente se emplea un lazo de realimentacioacuten de la tensioacuten y la topologiacutea opera en MCD En la figura 35 se muestra el esquema baacutesico de un emulador de resistencia con control como seguidor de tensioacuten Como se observa en la figura 35 uacutenicamente se toma una muestra de la tensioacuten de salida y se compara con una tensioacuten de referencia para producir una sentildeal de error que controla el ciclo de trabajo del interruptor con el fin de mantener la tensioacuten de salida constante

Pasabajos

PWM

Figura 35 Control como seguidor de tensioacuten

Para que el convertidor corrija de manera natural el factor de potencia es necesario que la sentildeal de error se mantenga constante durante cada cemiciclo de la tensioacuten de red para lograr este objetivo se requiere de un filtro pasabajos en el lazo de tensioacuten lo que hace que este tipo de control sea lento

La ventaja principal de este control es su simplicidad ademaacutes de ser de bajo costo e implementacioacuten faacutecil

35 BalaSttOS electroacutenicos con correccioacuten activa del factor de potencia

Como se sentildealo anteriormente es necesario ~ que los balastros electroacutenicos incluyan una etapa que se encargue de corregir el factor de potencia Esta etapa es una solucioacuten activa que esta basada en el empleo de un convertidor CDlCD o emulador de resistencia mediante el cual se consiguen las condiciones deseadas Ademaacutes resulta ventajoso emplear esta etapa desde el punto de vista de disentildeo ya que la utilizacioacuten del convertidor CDlCD permite un mayor control de la tensioacuten en el bus de CD

351 Baiastros electroacutenicos basados en dos etapas

Una de las topologiacuteas que se han implementado en balastros electroacutenicos esta formada por dos etapas una de ellas se encarga de corregir el factor de potencia consistiendo de un convertidor CDICD y la otrase encarga de manejar a la laacutempara en alta frecuencia mediante un inversor resonante como se menciono en el capiacutetulo 1

Estas topologiacuteas basadas en dos etapas presentan una disminucioacuten en su eficiencia ya que la eficiencia total corresponde a la multiplicacioacuten de las eficiencias individuales correspondientes a las etapas por consiguiente la eficiencia de este balastro corresponderaacute a la multiplicacioacuten de la eficiencia del convertidor CDlCD por la eficiencia del inversor resonante

Los convertidores CDICD que se han empleado como correctores del factor de potencia corresponden a topologiacuteas elevadoras o derivadas del convertidor reductor - elevador tales como el flyback sepic etc

Para implementar fiacutesicamente este balastro se requieren tres transistores como miacutenimo uno de ellos se emplea en el convertidor CDlCD y los otros dos se emplean para formar al inversor (suponiendo un inversor de medio puente) Para controlar a los transistores del medio puente se puede utilizar un solo circuito integrado mientras que se requiere de otro integrado para controlar al transistor del convertidor CDICD Cuando se alimentan laacutemparas de poca potencia los convertidores CDlCD corrigen el factor de potencia operando en el MCD de tal forma que no se requiere de ninguacuten lazo de realimentacioacuten de corriente Si se desea mantener constante la tensioacuten de salida uacutenicamente se implementa un lazo de realimentacioacuten de esta tensioacuten

Correccioacuten activa del factor de potencia eii balahos eiecampicamp Capiacutetulo 3

~

352 Consideraciones de costo-vblurnen

Una de las desventajas principales de los balastros electroacutenicos es su alto costo inicial si a esto se le antildeade el empIeode un convertidor CDiacuteCD para correccioacuten su costo se incrementaraacute Por consiguiente es necesario minimizar al maacuteximo el nuacutemerorsquo de componentes del balastro para disminuir su precio inicial

Con el surgimiento de las laacutemparas fluorescentes compactas las cuales poseen un tamantildeo pequentildeo que se puede comparar con el de las laacutemparas incandescentes se incrementoacute la necesidad de disminuir tanto el precio como el tamantildeo del balastro y asiacute competir con las laacutemparas incandescentes Es por ello que se realizan intensos trabajos de investigacioacuten buscando la simplificacioacuten del balastro electroacutenico Una de las soluciones que se han propuesto consiste en integrar las dos etapas del balastro en una sola etapa y esto se consigue por lo general compartiendo transistores de potencia AI hacer esta integracioacuten de etapas se reduce tanto el precio como el tamantildeo del balastro Sin embargo existen ciertas reglas que se deben de satisfacer para realizar esta integracioacuten ~

I

353 Consideraciones para la integracioacuten de las etapas

La teacutecnica para integrar dos etapas fue primero propuesta por Madigan [I61 para la integracioacuten de convertidores CDKD con la finalidad de mejorar la relacioacuten existente entre el factor de potencia y el ancho de banda en el lazo de control de la tensioacuten de salida La topologiacutea inicial consta de dos convertidores CDKD conectados en cascada el primero de ellos se emplea para corregir el factor de potencia mientras que el segundo permite mejorar el ancho de banda del lazo de control La integracioacuten se realiza al compartir dispositivos semiconductores transistores ylo diodos que pueden operar en forma sincronizada en ambos convertidores En algunas ocasiones se pueden requerir diodos adicionales para lograr una adecuada integracioacuten

La topologiacutea resultante debe conservar las caracteriacutesticas fundamentales del sistema en dos etapas debe ser capaz de corregir el factor de potencia y debe mantener un elemento de almacenamiento de baja frecuencia es decir un condensador en el bus de CD

La integracioacuten de los balastros electroacutenicos se tiende a realizar compartiendo los transistores de potencia entre las dos etapas Una regla adicional y praacutectica para realizar esta integracioacuten de transistores es expuesta por TF Wu [17]

ldquo Los transistores deben compartir al menos un nodo en comuacuten y el comportamiento del convertidor integrado debe permanecer igual que en el convertidor multiefapardquo

31

Correccioacuten activa dcl factor dc potencia cii balastros electroacutenicos Capiacutetulo 7

354 Balastros electroacutenicos basados en una sola etapa

A continuacioacuten se mencionan algunas referencias de topologias basadas en dos etapas en las cuales fue factible llevar a cabo la integracioacuten de etapas y se realiza un breve resumen de ellas Posteriormente tratando de contribuir a la simplificacioacuten del balastro electroacutenico y con ello a la reduccioacuten tanto del precio como del tamantildeo del mismo se presenta la topologiacutea propuesta en esta tesis basada en una sola etapa

a) Balastro electroacutenico basado en el convertidor elevador

Una de las topologiacuteas en las cuales es posible realizar la integracioacuten de etapas esta basada en el convertidor elevador Esta topologiacutea esta formada por el convertidor elevador como corrector y un inversor de medio puente con un circuito resonante paralelo LC como se muestra en la figura 36 En el trabajo de Blanco [I81 se lleva a cabo la integracioacuten de estas dos etapas como se muestra en la figura 37 para obtener el balastro electroacutenico integrado El convertidor elevador opera en el MCD para corregir de manera natural el factor de potencia En este disentildeo se busca obtener conmutaciones oacuteptimas las cuales ocurren cuando la corriente y la tensioacuten de entrada al inversor estaacuten en fase esto es posible de lograr con un factor de calidad de un valor igual o superior a 1855 Debido a que se requiere un factor de calidad con un valor superior a la unidad la ganancia de tensioacuten en la laacutempara seraacute mayor que la magnitud de la fundamental aplicada al circuito resonante LC Lo anterior hace necesario que la tensioacuten en el bus de CD no sea demasiado alta ya que la tensioacuten nominal de las laacutemparas fluorescentes es de alrededor de 100 V De ampa forma en el disentildeo se utilizoacute una laacutempara fluorescente de 6 watts alimentada desde una tensioacuten baja de CA de 46 volts Tambieacuten se empleo un transformador para ayudar al encendido de la esta tensioacuten baja La eficiencia que se reporta obtenida con las es del 80 En este artiacuteculo no se reporta la regulacioacuten de la potencia la laacutempara contra las variaciones de la tensioacuten de linea ni tampoco se mencionan licaciones del control de la intensidad luminosa de la laacutempara (dimming) El se enfoco hacia la obtencioacuten de las conmutaciones Oacuteptimas con el fin las peacuterdidas en las conmutaciones

I

vo

Figura 36 Balastro electroacutenico en dos etapas basado en el convelfidor elevador

38

Correccioacuten activa del factor de potcampia en balastros electroacutenicos Capiacutetulo 3

Va

Figura 37 Balastro eecfroacutenico integrado utilizando el convectidor elevador

En el trabajo de TF Wu [19] s4 realizoacute tambieacuten la integracioacuten del convertidor elevador en una forma diferente La integracioacuten se muestra en la figura 38 El inversor esta formado por un medio phente asimeacutetrico El transistor inferior S2 realiza en forma sincronizada tanto la funcioacuten del elevador como la funcioacuten del inversor Los

del transistor inferior S2 En este adiacuteculo se disentildea el balastro para una laacutempara fluorescente de 110 watts alimentado con tensioacuten alterna de 11OV El objetivo de este trabajo consiste en realizar UA control de la intensidad de la laacutempara Io consiguen usando en forma combinada un control del ciclo de trabajo (PWM) y un control en frecuencia El rango del dimming variacutea desde el 30 al 100 de la carga total

diodos D3 y D5 se antildeaden para cant i olar de una forma confiable el ciclo de trabajo

l e 04

D5

Figura 38 Balastro electr6nico integrado utilizando el convertidor elevador propuesto por T F Wu

b) Balastro electroacutenico basado en el convertidor flyback

Otro de los convertidores empleados en correccioacuten es el flyback Un balastro electroacutenico formado con este convertidor y un inversor asimeacutetrico se muestra en la figura 39 Una de las ventajas que presenta un balastro electroacutenico construido con un convertidor flyback es que no es necesario una tensioacuten alta en el bus de CD para obtener un alto factor de potencia como en el caso del convertidor elevador Ademaacutes

39

Correccioacuten activa del Pactor de potencia en baiasiros electroacuteiiicos Capiacutetulo 3

de que con la relacioacuten de vueltas del transformador se tiene un grado mas de libertad en el momento de seleccionar la tensioacuten de entrada al inversor resonante En el trabajo de JM Alonso [20] se lleva a cabo la integracioacuten de etapas la forma de llevarla a cabo es utilizando el transistor inferior S2 del puente asimeacutetrico para realizar ambas funciones correccioacuten e inversioacuten como se muestra en la figura 310 Para corregir el factor de potencia de manera natural la semietapa del flyback opera en el MCD

Los diodos que se antildeaden 03 D5 y 06 impiden la interaccioacuten de las etapas de tal forma que el funcionamiento del baladro integrado sea el mismo que el de las dos etapas AI realizar la integracioacuten de etapas se pierde el aislamiento que proporcionaba el transformador

n4

En el disentildeo realizado en este trabajo se alimenta a una laacutempara fluorescente compacta de 26 watts desde una tensioacuten alterna de 125 volts Para mantener constante la tensioacuten en el bus de CD y por tanto la potencia entregada a la laacutempara frente a variaciones de la tensioacuten de liacutenea se propone un control del ciclo de trabajo

$in embargo el rango en i tual ~ o ~ i b i e Mdener conslante la tensioacuten en el bus de CD se encuentra limitado por la variacioacuten del ciclo de trabajo ya que el ciclo de trabajo debe mantenerse cercano al 50 para proporcionar una forma de onda simeacutetrica a la laacutempara La eficiencia que se reporta es del 87

Dll I

Figura 310 Balastro electrdnico infegrado utilizando el convertidor flyback

40

Concccion activa del f x io r dc potencio en balasiros clecironicos Capitulo 3

c) Balastro electroacutenico basado en el convertidor reductor-elevador

Con caracteristicas similares al balastro electroacutenico disentildeado con el convertidor flyback se ha implementado un balastro electroacutenico utilizando el convertidor reductor-elevador Por tanto tambieacuten es posible reducir o elevar tensioacuten lo que es aprovechado para disentildear balastros con una tensioacuten baja en el bus de CD obteniendo un alto factor de potencia sin necesidad de una tensioacuten alta como en el CaSO del elevador En la figura 31 1 se muestra el balastro electroacutenico formado por dos etapas el convertidor reductor-elevador y el inversor de medio puente asimetrico En el trabajo de A J Calleja [21] se realiza la integracioacuten de las dos etapas como se muestra en la figura 312 En esta figura se observa que el transistor S3 realiza en forma sincronizada tanto la funcioacuten del reductor-elevador como la del inversor resonante Por consiguiente el balastro integrado disminuye el nuacutemero de transistores de 3 a 2 reduciendo al mismo tiempo el tamantildeo y el circuito de control Nuevamente los diodos que se antildeaden 02 y D5 cumplen la funcioacuten de impedir un funcionamiento inadecuado por la interaccioacuten de las corrientes de ambas semietapas

n4

s3Y Figura 3 I1 Balastro electroacutenico en dos etapas utilizando el convertidor reductor-elevador

Para remarcar las ventajas de utilizar un convertidor reductor como emulador el I1

desde una tensioacuten de 220 volts CA La tensioacuten que se selecciona en el bus corresponde a 200 volts es decir una tensioacuten inferior a la tensioacuten de liacutenea Para regular la potencia en la laacutempara frente a variaciones de liacutenea se propone tambieacuten el control del ciclo de trabajo con la posibilidad de realizar si se desea un control de la intensidad luminosa

Hasta este momento se han analizado los diferentes tipos de balastros electroacutenicos en una sola etapa que han sido reportados en la literatura A continuacioacuten se presenta la topologiacutea seleccionada para realizar un balastro electroacutenico integrado

41

1-

Correccioacuten activa del hctor de potencia en bampkOs eamp$oacutenicos Capitulo 3 I

u- D4

Figura 312 Balasfro elecfr6nico infegrado utilizando el converfidor reductor-elevador

36 Topologiacutea seleccionada como balastro electroacutenico

El balastro electroacutenico propuesto debe reunir las siguientes condiciones

a) Sencillez en la topologiacutea de potencia de manera tal que se disminuyan al maacuteximo los componentes del balastro Con esto se busca disminuir tanto el costo como el tamantildeo del balastro

b) Sencillez enel control c) Alto factor de potencia mediante el empleo de una solucioacuten activa d) Alta eficiencia e) Potencia constante en la laacutempara frente a variaciones en la tensioacuten de liacutenea 120

V rms desde 1 O0 a 140 V rms

Para lograr estas condiciones se ha elegido una topologiacutea basada en un convertidor elevador de medio puente [22] como se muestra en la figura 313 que realiza tanto la rectificacioacuten de la tensioacuten de liacutenea como la correccioacuten del factor de potencia Esta topologiacutea es relativamente sencilla ya que tan soacutelo consta de 4 dispositivos semiconductores (dos diodos raacutepidos y dos transistores) y como consecuencia de la reduccioacuten en el nuacutemero de dispositivos serniconductores se puede esperar una mejora en la eficiencia

Puesto que se trata de una topologiacutea elevadora de medio puente es posible integrarla con cualquiera de los inversores que se analizaron en el capiacutetulo 2 tanto por lo que respecta al circuito resonante como a la configuracioacuten del inversor Esta topologiacutea puede funcionar como seguidor de tensioacuten con lo que el control se simplifica al no requerir ninguacuten lazo de realimentacioacuten de corriente

ll I1 -

Figura 313 Conveitidor elevador de medio puente

Ya que la potencia que se va a manejar es inferior a los 100 watts es posible utilizar cualquiera de las configuraciones de inversores que poseen dos transistores push- pull Oacute medio puente Sin embargo puesto que la tensioacuten que se le va aplicar al inversor es una tensioacuten elevada propia de un convertidor elevador la configuracioacuten de medio puente es la mas adecuada debido a que sus transistores estaraacuten sometidos a un menor esfuerzo en tensioacuten que la configuracioacuten push-pull

El circuito resonante elegido corresponde al LC el cual es capaz de suministrar una alta tensioacuten para el encendido adecuado de la laacutempara sin necesidad de emplear un transformador Un circuito resonante LCC tambieacuten podriacutea ser vaacutelido aunque la tensioacuten de encendido es menor ya que se reparte entre sus dos condensadores Ademaacutes un circuito resonante LC es mas sencillo

Finalmente en la figura 314 se aprecia el balastro electroacutenico formado por la integracioacuten del convertidor elevador de medio puente con el inversor resonante LC de medio puente

vo I Figura 314 Ealastro electrdnico integrado propuesto

I 43

En el siguiente capitulo se detalla el funcionamiento del balastro electroacutenico y se realiza un diseno demostrativo

44

CAPITULO 4

Anaacutelisis y disentildeo del balastro propuesto


En este capiacutetulo se realiza el anaacutelisis y el disentildeo de la topologiacutea propuesta como balastro electroacutenico Aunque el balastro esta formado por una sola etapa el anaacutelisis se realiza considerando las dos etapas por separado Primero se realiza el anaacutelisis de la etapa del convertidor elevador de medio puente y posteriormente la etapa del inversor resonante Para mantener constante la potencia en la laacutempara frente a variaciones en la tensioacuten de liacutenea se emplea un control en frecuencia por lo que en ambos anaacutelisis se establece el comportamiento de las etapas en funcioacuten de la frecuencia Se normaliza la frecuencia en ambos anaacutelisis y se procede a disentildear el balastro y obtener los puntos teoacutericos de funcionamiento

Una vez que se obtuvieron los puntos teoacutericos de funcionamiento del balastro se procede al disentildeo de los elementos reactivos restantes Disentildeados todos los elementos del balastro es necesario determinar los valores de corriente y de tensioacuten a los que estaraacuten sometidos los elementos del balastro para seleccionarlos adecuadamente y para realizar una estimacioacuten inicial de las peacuterdidas

45

1111 I I I

Aiiilisis y disentildeo del balastro propuesio Capitulo 4

42 Topologiacutea propuesta como baiasfro electroacutenico integrado

I 1 I

Las principales caracteriacutesticas de la topologiacutea que I e muestra en la figura 41 son las siguientes

a) El convertidor qu b) La bobina de eni c) La laacutempara es 2

resonante parale d) Se comparten ar e) El ciclo de trabaj f) La frecuencia de

laacutempara

En las figuras electroacutenico La tens constantes porque red (hipoacutetesis de cc

Tambieacuten es iml elementos del bala dispositivos semicc mientras que en I dispositivos semicc Como puede obse son realizadas a te

a 47 Topologiacutea seleccionada como balastro electroacutenico

I

2 y 43 se muestra6 los circuitos equivalentes del balastro n aplicada de la red y la tensioacuten en el bus de CD se consideran frecuencia de conmutacioacuten es muy alta comparada con la de la iexcl-estatismo) [23]

rtante conocer la la que la corriente circula por los ro en un ciclo de conmhacioacuten La corriente que circula por los ductores en el correcto) elevador se muestra en la figura 44 figura 45 se muestra1 como se reparte la corriente en 10s

luctores en el Inversor resonante L en un ciclo de conmutacioacuten arse se ha considerado que las conmutaciones en el inversor ioacuten cero (ZVS)

I

i

I Aiiilisis yampsentildeo del balasiro propuesto I Capi1ulo 4

Figura 42 Circuitos equivalentes de conmutacioacuten durante el medio ciclo positivo de la red

Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL

Figura 43 Circuitos equivalentes de conmutacidn durante el medio ciclo negativo de la red

I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I

Figura 45 Corriente resonante Ir indicando el periodo de conducci4n de los dispositivos semiconductores durante un ciclo de conmutacidn

48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I

I I Capitulo 4 AnAlisis y diseiacuteio del balastro propuesio

En la figura 44 la corriente en S f D2 y D3 en un ciclo de conmutacioacuten ocurre uacutenicamente a lo largo del medio ciclo positivo de la red mientras que la corriente en S2 DI y 04 ocurre durante el medio ciclo negativo I

I I

La corriente total que CirCUlapor los transistores S i y S2 y por sus diodos en antiparalelo D I y D2 corresponde a la suma de las respectivas corrientes de las figuras 44 y 45 1

Aunque esta topologiacutea se considera que consta I de una sola etapa ya que los transistores estaacuten compartidos para realizar el anaacutelisis se pueden considerar como dos etapas separadas las cuales se denominaraacuten de aqui en adelante la semietapa del elevador de medio puente (SEMP) y la semietapa del inversor resonante LC (SIR) A continuacioacuten se realizaraacute un anaacutelisis de estas dos semietapas en forma separada y posteriormente se juntaran estos dos anaacutelisis para finalmente realizar el disentildeo del baladro 1

i

43 Anaacutelisis de la semietapa del elevahor de medio puente (SEMP) I

La SEMP es la que se encarga de rectificar y corregir el factor de potencia Este circuito se comporta en forma equivalente a dos convertidores elevadores uno de ellos actuacutea durante el semiciclo positivo de la ed y el otro complementa la funcioacuten durante el semiciclo negativo de la red Para el factor de potencia de manera natural estos convertidores operan en el se realiza el anaacutelisis de esta semietapa en este modo de operacioacuten

I 431 Anaacutelisis durante el ciclo de red I

En la figuras 46 y 47 se muestran los conveitidores equivalentes vistos desde la red La SIR se ha representado como un bloque( Durante el medio ciclo positivo el convertidor elevador equivalente se forma con el transistor superior Siacute y el diodo raacutepido D3 mientras que durante el medio ciclo negativo el convertidor elevador se forma con el transistor inferior 52 y el diodo rapido 04 La SIR que maneja a la laacutempara representa la carga para estos circuitos

U I I I I

I I I Y

Figura 46 Convertidor elevador equivalente durante el medio ciclo positivo de la red

40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -

figura 47 Convenidor elevador equivalente durante el medio ciclo negativo de la red

Puesto que SEMP se comporta en forma equivalente a dos convertidores elevadores operando en condiciones similares uno en el medio ciclo positivo y el otro durante el medio ciclo negativo de la red se puede considerar que durante el ciclo de red Uacutenicamente existe un convertidor elevador De esta forma se derivan las siguientes expresiones

La tensioacuten de entrada se puede expresar como

donde )red representa la frecuencia angular de la CA y V es la tensioacuten pico de la red La corriente para cada ciclo de conmutacioacuten a lo largo de un ciclo de red es

donde D representa el ciclo de trabajo Li es el valor del inductor y Ts es el periacuteodo de conmutacioacuten La corriente maacutexima es entonces

El tiempo que le toma a la corriente en la bobina llegar a cero es

(43)

(44)

considerando que rd = (1- D)Ts y que el valor maacuteximo de vj(ampdf) = v en la ecuacioacuten I anterior

(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I

Airblisis y discilo dcl biilastro propucsto Capiiulo 4

y simplificando se obtiene el valor maacuteximo del ciclo de trabajo D para operar en el MCD

utilizando la siguiente sustitucioacuten en la ecuacioacuten anterior

V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que

La corriente promedio durante el tiempo de conduccioacuten del transistor en un ciclo de conmutacioacuten es

1 i i =--DTs

Ts 2

sustituyendo la ecuacioacuten(43) en (49)

D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)

cuando se considera la corriente promedio del gttransistor en un ciclo de conmutacioacuten a Io largo de un ciclo de red la ecuacioacuten anterior se puede expresar como

(411)

Durante el tiempo de apagado la corriente promedio en un ciclo de conmutacioacuten es

itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1

Aiiiilisis y discilo del balastro propucsio Capiacutetulo J

sustituyendo la ecuacioacuten (43) y la ecuacion (44) considerando uacutenicamente el valor pico de la tensioacuten en (412)

j v ) 2Lz vo-vp (413)

cuando se considera la corriente promedio durante el tiempo de apagado en un ciclo de conmutacioacuten a lo largo de un ciclo de red la ecuacioacuten anterior se puede expresar como

(414)

La corriente total sobre un ciclo de conmutacioacuten a lo largo de un ciclo de red es la suma de las ecuaciones (411) y (414)

I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)

La corriente de entrada se muestra en la figura 48 donde se puede observar que para valores de M pequentildeos la corriente de entrada tiene una forma de onda maacutes senoidal y conforme este valor se incrementa la corriente se distorsiona Esto significa que es posible obtener un factor de potencia con uacuten valor igual a la unidad cuando el valor de M tiende a cero o bien cuando la tensioacuten en el bus de CD es considerablemente alta

t 52

i

Capiacutetulo 4 Aniiisis y disentildeo del balastro propuesto

rad

Figura 48 Corriente de entrada para valores de M de O 1 O 3 O 5 O 7 y O 9 La flecha sellala en la direcci6n del incremento de M

La potencia de entrada se puede expresar mediante la siguiente ecuacioacuten

1

no Pin = -j( (A i ( W ~ d t ) ) d ( W ~ d t )

simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde

resolviendo esta integral se encuentra que

y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53

El factor de potencia se puede definir como

(422)

La corriente rms puede evaluarse a traveacutes de la corriente promedio y por definicioacuten es

simplificando

donde

resolviendo esta integral se encuentra

(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I

Sustituyendo en la ecuacioacuten (422) los datos necesarios y simplificando se encuentra

(427)

rr -- AiiAlisis y disentildeo del balastro propuesto Capitulo 4

En la figura 49 se grafica el factor de potencia en funcioacuten de M donde se observa que para valores de M inferiores a 08 el factor de potencia es alto mientras que para valores superiores a 08 el factor de potencia se deteriora raacutepidamente

I I 02 04 06 08 1 M

Figura 49 Valores del factor de potencia en funci6n de la ganancia inversa M

432 Anaacutelisis de la tensioacuten en el bus de CD en funcioacuten de la frecuencia

Como se menciono anteriormente para mantener la potencia constante en la laacutempara frente a variaciones en la tensioacuten de liacutenea el ciclo de trabajo se va a mantener constante mientras que se variaraacute la frecuencia de conmutacioacuten La variacioacuten de la frecuencia afecta a ambas semietapas ya que comparten los dos transistores por lo tanto a continuacioacuten se analiza el comportamiento en funcioacuten de la frecuencia de la SEMP y posteriormente se haraacute lo mismo con la SIR

Puesto que el ciclo de trabajo es constante e igual a 047 entonces el valor maacuteximo del ciclo de trabajo queda limitado a este valor Empleando la ecuacioacuten (48)

0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo

simplificando se obtiene la siguiente expresioacuten

Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia

Sustituyendo los valores de K y M de entrada en una forma equivalente

I

en la ecuacioacuten (4 19) se encuentra la potencia

Anhlisis y disentildeo del balasiro propiiesto Capitulo 4

Pin = - (430)

donde fs es la frecuencia de conmutacioacuten Con esta ecuacioacuten se grafica el comportamiento de la tensioacuten en el bus de CD en funcioacuten de la frecuencia Para ello es necesario potencia de entrada 047 En esta ecuacioacuten no es frecuencia expliacutecitamente por

valor del inductor Li y de la de D es constante e igual a

despejar la tensioacuten de salida en funcioacuten de la

de la tensioacuten Vo en funcioacuten de la frecuencia Se ha considerado unamp tensioacuten pico de 177 volts una potencia de entrada de 29 watts y tres diferenteslvalores del inductor i i

desarrolloacute un programa en matlab

En la figura 410 se

I 500 I I I

Figura 410 Comportamiento de la tensidn en el bus de CD en funcidn de la frecuencia Se han utilizado los siguientes valores Vp= 177 volts y Pin = 29 watts

56

I I

1

i I I

i I

I

i I

Cnpiiulo J Aiiilisis y disetlo del balastro propiicsto

Como se observa en la graacutefica independientemente del valor de Li la t ~ m h disminuye a medida que se aumenta la frecuencia de conmutacioacuten Para mantener la operacioacuten en el MCD la tensioacuten Vo no debe ser inferior a 189 veces la tensioacuten pico de entrada (en este caso Vomin = 335 volts) de acuerdo con la ecuacioacuten (429) Este liacutemite aparece como una linea punteada en la figura 410 Por lo tanto las intersecciones de la liacutenea punteada conlas curvas determinan el limite entre el MCD y el MCC Se observa en la figura 410 que cuando se disentildea la SEMP con una bobina maacutes pequentildea es posible aumentar la frecuencia de conmutacioacuten manteniendo la operacioacuten en el MCD sin embargo la tensioacuten se incrementa significativamente cuando la frecuencia disminuye Por ejemplo la frecuencia liacutemite para la bobina de 3 mH equivale a aproximadamente 37 Khz mientras que si se emplea una bobina maacutes pequentildea tal como la de 25 mH la frecuencia limite se encuentra a 7 Khz por encima de la anterior es decir en aproximadamente 44Khz sin embargo cuando se trabaja con una frecuencia de 37Khz con esta bobina mas pequentildea la tensioacuten equivale a 435 volts es decir la tensioacuten en el bus de CD se incrementa 1 O0 volts

44 Anaacutelisis de la semietapa del inversor resonante LC

En la figura 411 se muestra la semietapa del inversor resonante LC

Lr vo

I I I

Figura 411 Sernietapa del inversor resonante LC

441 Anaacutelisis de las respuestas en funcioacuten del tiempo

Una de las formas de asegurar que la sentildeal aplicada a la laacutempara contenga componentes senoidales es analizar al circuito resonante LC en funcioacuten del tiempo En la figura 412 se muestra el circuito resonante LC analizado en funcioacuten del tiempo

51

I I

Adlisis y disentildeo del balastro propuesto I Capiacuteiulo 4 I

I

Figura 412 Anaacutelisis del circuito redonanfe LC en funcioacuten del tiempo I

Las variables dependientes que se toman I son la corriente en la bobina lLr y la tension en el condensador resonante Vcr El sistema resultante expresado en forma matricial es el siguiente [56] I

(431)

AI resolver el sistema se encuentra que la I corriente en la bobina y la tensioacuten en el condensador resonante pueden ser expresadas como

I

(432)

donde K I y K2 son constantes que determinan I las condiciones iniciales del sistema

I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)

Se puede observar que las formas de onda de la corriente en la bobina resonante y de la tensioacuten en el condensador resonante dependen del valor de ARG Utilizando las sustituciones del capiacutetulo 2 para el circuito resonante LC ecs (27) y (28) la ec(433) se transforma en

58

Anilkis y diseao del bahstro propuesto 0 lt 3 ~ I ~ Capitulo 4

(434)

en funcioacuten del valor de la raiacutez de ARG existen tres posibles soluciones para la corriente y la tensioacuten resonantes que corresponden a los siguientes casos

- La raiacutez es igual a cero - La raiacutez tiene un valor positivo - La raiacutez tiene un valor imaginario

Si Qp = 05 la raiz tiene un valor igual a cero por lo tanto la solucioacuten existente tiene componentes exponenciales Uacutenicamente y en similitud con un circuito serie RLC la podemos llamar solucioacuten criacuteticamente amortiguada Si el valor de Q es inferior a 05 entonces la raiacutez tiene un valor positivo y tenemos una solucioacuten del tipo sobreamortiguada donde existen tambieacuten Uacutenicamente componentes exponenciales Sin embargo si el valor de Qp es superior a 05 la raiz es imaginaria y la solucioacuten seraacute del tipo subamortiguado conteniendo componentes senoidales

Uno de los objetivos del balastro esproporcionar una forma de onda lo maacutes sinusoidal posible y simeacutetrica a la laacutempara AI emplear un factor de calidad superior a 05 se ve que la corriente aplicada al circuito resonante contiene componentes senoidales por lo tanto uno de los requisitos para disentildear al circuito resonante LC es proporcionarle un factor de calidad con un valor superior a 05 ademaacutes de que tambieacuten se asegura que el anaacutelisis realizado a lo largo de esta tesis tomando en cuenta Uacutenicamente la magnitud de la componente fundamental aplicada al circuito resonante LC tenga una mayor aproximacioacuten A continuacioacuten se determina el valor de la magnitud de la fundamental aplicada al circuito resonante LC

I 442 Magnitud de la fundamental aplicada ai circuito resonante LC

Para determinar la magnitud de la fundamental es necesario realizar un anaacutelisis de Fourier En la figura 413 se muestra la sentildeal cuadrada aplicada al tanque La serie de Fourier esta dada por la ecuacioacuten siguiente

(435)

1 donde a a y 6 son los coeficientes de la serie siendo necesario determinar estos

coeficientes Puesto que la sentildeal es una onda cuadrada que representa a una funciijn impar a y a tienen un valor cero

I

I 1

Capiiulo 4 AiiAlisis y discfio dcl balasko prOpuCSl0

vo 2 -

4

Figura 413 Sentildeal cuadrada aplicada al circuito resonante LC

Una vez que se encuentra el valor de bo la serie de Fourier para esta sentildeal queda expresada de la forma siguiente

sen n o t 2vo

4

(436)

sustituyendo n = 1 se encuentra el valor de la sentildeal fundamental aplicada al circuito resonante

2vo f ( t ) =-senwt

n (437)

443 Carga del circuito resonante

La carga de este circuito resonante corresponde a la laacutempara que se pretende alimentar La carga es una laacutempara fluorescente compacta de 26 watts de Osram Las hojas de datos establecen que se le debe suministrar una corriente nominal de 300 mA rms y una tensioacuten de 80 V rms De acuerdo con estos datos la resistencia equivalente de la laacutempara equivale a RL = 267 ohms Esta resistencia seraacute utilizada en los caacutelculos siguientes para determinar el disentildeo del balastro

444 Anaacutelisis de la potencia suministrada a la SIR en funcioacuten de la frecuencia

En la SEMP se determinoacute la tensioacuten en el bus de CD con la variacioacuten de la frecuencia y con la potencia de entrada Ahora se necesita determinar la potencia entregada a la SIR en funcioacuten de la frecuencia de operacioacuten

El valor pico de la fundamental aplicado a la entrada del circuito resonante esta dado por la ecuacioacuten (437) Para determinar la corriente de entrada es necesario

I

60

Capitulo 4 Aiiilisis y disentildeo del balastro propuesto

primero determinar la impedancia de entrada al circuito resonante Considerando las ecuaciones dadas en el capiacutetulo 2 para este circuito la magnitud de la impedancia de entrada se puede expresar como

donde Z es la impedancia de la red formada por Lr y Cr

z = -lt E

(438)

(439)

Y la Q del circuito se encuentra relacionada con la Z de la siguiente forma

(440)

Tomando la tensioacuten del bus de CD que es la tensioacuten de entrada al circuito resonante como referencia se encuentra la magnitud de la corriente resonante

RL Qp =-_ Z

esta ecuacioacuten se encuentra desarrollada en el capiacutetulo 2 Partiendo de esta ecuacioacuten se encuentra el aacutengulo que existente entre la corriente y la tensioacuten [56]

(441)

como la ecuacioacuten (210) indica el desplazamiento

(442)

61

I

Capilulo 4 Aiihlisis y disefio dcl balastro propuesto

A partir de los datos anteriores la potencia de entrada del circuito resonante f L c r es

(443)

Si consideramos que r es la eficiencia de la SEMP entonces la potencia de salida de esta semietapa debe ser igual a la potencia de entrada del inversor resonante

PLC = VPin (444)

Se debe recordar que el objetivo principal consiste en entregar una potencia constante a la laacutempara frente a variaciones en la tensioacuten de liacutenea y esto se va a realizar mediante la variacioacuten de la frecuencia de conmutacioacuten Entonces en la ecuacioacuten (443) se asume que la potencia tiene un valor constante y se encuentra la tensioacuten que se requiere en el bus de CD cuando se variacutea la frecuencia de conmutacioacuten

(445)

esta ecuacioacuten se representa en la figura 414 donde la tensioacuten Vo esta en funcioacuten de la frecuencia normalizada de operacioacuten y del factor de calidad del circuito resonante La potencia de entrada a la SEMP se ha considerado de 29 watts y la eficiencia del 90 La primera curva corresponde al valor de 05 y se asemeja a una liacutenea recta a medida que se aumenta la frecuencia de operacioacuten la tensioacuten que se requiere en el bus de CD se incrementa tambieacuten Con el incremento en el valor de Q la graacutefica se asemeja a una curva la cual tiene un miacutenimo cerca de la frecuencia de resonancia La tensioacuten de CD requerida comienza a disminuir a medida que nos acercamos a resonancia y posteriormente empieza a aumentar cuando nos alejamos de resonancia

62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1

Figura 414 Tensidn requerida para mantener una potencia constante en el inversor para diferentes valores de Q desde 05 hasta 15 con incrementos de 025 La flecha sentildeala en la direccidn del

incremento de 0 Se han utilizado los siguientes valores Pin = 29 Wafs O

I I

~

45 Disentildeo del balastro propuesto

Para disentildear el balastro es necesario juntar los dos anaacutelisis anteriores de ambas semietapas normalizando la frecuencia de operacioacuten En el anaacutelisis de la SIR la frecuencia se encuentra normalizada con respecto a la frecuencia de resonancia sin embargo en la SEMP la frecuencia no se encuentra normalizada por lo que es necesario normalizarla

i

1

Antes de proceder al disentildeo del balastro es necesario establecer ciertos criterios de disentildeo estos criterios sirven para establecer los puntos maacutes adecuados de funcionamiento

451 Criterios de diserio

- - Seleccionar un factor de calidad con un valor superior a 05 Evitar sobrepasar una tensioacuten en el bus de CD de 500 V

El primer criterio proviene del anaacutelisis realizado anteriormente donde se demostroacute que la respuesta del circuito resonante conteniacutea componentes senoidales para un factor de calidad superior a 05 Si se opera con una valor inferior a 05 entonces

63

I

Capiiulo 1 AnAlisis y disciacuteiacuteo del bahslto pmpUCSI0

existiraacute una mayor deformacioacuten en la forma de onda entregada a la laacutempara 10 que ocasionaraacute que el factor de cresta empeore

Con el segundo criterio se evita utilizar dispositivos semiconductores y componentes tales como los condensadores del bus de CD que soporten una mayor tensioacuten Este criterio tambieacuten limita el valor de las peacuterdidas en los dispositivos semiconductores

452 Puntos teoacutericos de funcionamiento

Puesto que la figura 410 relaciona la tensioacuten del bus de CD con la potencia de entrada de la SEMP y la figura 414 relaciona los mismos datos aunque relacionados a la SIR estas graacuteficas pueden ser mostradas en una sola siendo posible encontrar los puntos de funcionamiento del balastro como se muestra en la fig 415 Sin embargo para hacer esto se requiere primero normalizar la frecuencia de operacioacuten de las semietapas En la fig 415 se ha normalizado la frecuencia de la SEMP con respecto a la frecuencia de resonancia del inversor f que se escoge de 464 Khz

Figura 415 Puntos de funcionamiento del balastro propuesto para diferentes valores de Li y del factor de calidad cuando V=142 volts Se han utilizado los siguientes valores f=464 Khz Pin= 29 watts

n=90

La alimentacioacuten del balastro proviene de la red alterna de 127 volts rms El balastro debe ser capaz de mantener la potencia constante en la laacutempara frente a variaciones en la tensioacuten de liacutenea Las variaciones que se establecieron son de 100

I 64

i Capitulo 4 AiGlisis y disefio del balastro prOpUCSI0

v rms para liacutenea baja y una tensioacutenmaacutexima de 140 V fms Para liacutenea alta Durante todo este rango el balastro debe operar en el MCD corrigiendo de mnera natural el factor de potencia En la fig 415 se muestran diferentes valores del inductor de entrada i i asiacute como de factores de cabdad cuando la liacutenea es baja de tal forma que se pueda seleccionar la combinacioacuten adecuada para disentildear el balastro

Como se sentildealo anteriormente la liacutenea punteada sentildeala la frontera entre el MCD y el MCC y para este caso tiene un valor de 268 volts La interseccioacuten de cada pareja de curvas proporciona un punto de funcionamiento del balastro Se puede apreciar que el balastro opera en el MCD cuando la bobina de 25 mH intercepta al factor de calidad de 04 y de acuerdo con el primer criterio mencionado anteriormente no es adecuado trabajar con factores de calidad inferiores a 05 En cuanto a la segunda bobina de 2 mH estaintercepta a un valor maacuteximo del factor de calidad con un valor un poco superior a 05 Si se escoge otra bobina maacutes pequentildea tal como 15 mH se observa que alcanza a interceptar en el MCD un valor maacuteximo del factor de calidad de 07 Estas dos uacuteltimas bobinas cumplen con la primera condicioacuten de proporcionar un factor de calidad superior a 05 entonces iquestcuaacutel de ellas es la maacutes adecuada para contestar esta pregunta hace falta verificar la segunda condicioacuten Esta segunda condicioacuten limita la tensioacuten maacutexima a un valor de 500 volts El valor maacuteximo de la tension en el bus de CD del balastro se obtiene cuando la liacutenea es alta es decir de 198 volts pico esta situacioacuten se muestra en la figura 416 con los mismos valores del inductor y del factor de calidad

1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2

Figura 416 Puntos de funcionamiento del balastro propuesto para diferentes valores de i i y de factor de calidad cuando Vp=198 volts Se han utilizado los siguientes valores f= 464 Khz Pin= 29 watts

1190

II 65

Aniiisis y diseiio del balasvo propuesto Capitulo 4

La bobina de 25 mH en liacutenea alta es capaz de interceptar hasta un valor del factor de calidad de 06 sin embargo qleda descartada porque en linea baja tan soacutelo mantiene el MCD con una Qp=04 La bobina de 2 mH intercepta a una QP mayor a 05 en liacutenea alta con una tensioacuten de salida inferior a los 500 volts mientras que las intersecciones de la bobina de 15 mH con Qps iguales o inferiores a 07 ocurren con una tensioacuten superior a los 500 volts Por lo tanto la bobina de la SEMP que se ha seleccionado tiene un valor de 2 mH y la SIR se ha seleccionado con una QP de 053

En la figura 417 se muestran los puntos de operacioacuten teoacutericos para el valor de 2 mH del inductor iacute i y para Q = 053 Se han mostrado diferentes tensiones de liacutenea en el intervalo comprendido de 100 V a 140 V rms La tensioacuten maacutes alta en el bus de CD ocurre cuando la tensioacuten de liacutenea es de 140 V rms (198 volts pico) y se puede apreciar que se encuentra por debajo de los 500 volts Tambieacuten se puede apreciar que el rango de frecuencias de operacioacuten del balastro se encuentra por debajo y por encima de la frecuencia de resonancia

1 I I I I I

para satisfacer la primera condicioacuten

-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14

w I wp Figura 417 Puntos de funcionamiento del balastro propuesto Se han ufilizado los siguientes valores

f= 464 Khz Pin = 29 watts 7 = 9056 Q = 053 Li = 2 mH

En la tabla 41 se encuentran resumidos los puntos de operacioacuten En la figura 418 se muestra el desplazamiento existente entre la corriente y la tensioacuten a la antrada del circuito resonante dado por la ecuacioacuten (442) donde se puede observar que la corriente siempre atrasa a la tensioacuten para Q = 053 Esto asegura que las conmutaciones en el inversor son realizadas a tensioacuten cero (ZVS) no importando si la frecuencia de operacioacuten se encuentra por debajo o por encima de la frecuencia de resonancia Como las conmutaciones son realizadas a ZVS se pueden emplear los diodos en antiparalelo de los transistores

G6

I

VP wlw Frecuencia

(Tensioacuten pico (frecuencia de operacioacuten de linea V) normalizada) (Khz)

Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p

Desplazamiento existente entre la corriente y la tensioacuten a la entrada del circuito resonante para QP = 053

61

I

Aniilisis y diseflo del balasuo propuesto Capiiulo 4 1 En la fig 419 se muestra el valor rms de la corriente que circula por la bobina

resonante que se obtiene con la ecuacioacuten (210) en los diferentes puntos de operacioacuten del balastro Mientras que en la figura 420 se muestra la corriente en el condensador resonante que se obtiene al aplicar la ecuacioacuten (212) Es importante conocer los valores de corriente en la bobina resonante y en el condensador resonante ya que serviraacuten para hacer una estimacioacuten de la corriente que circularaacute por los transistores y por sus diodos en antiparalelo con el fin de calcular las peacuterdidas en ellos ademaacutes de que tambieacuten permitiraacuten calcular las peacuterdidas en estos elementos

w l w p

Figura 419 Corriente nns en la bobina resonante en los puntos de operacioacuten del balastro

En la tabla 42 se resumen el desplazamiento entre la corriente y la tensioacuten a la entrada del circuito resonante y la corriente rms en la bobina resonante y en el condensador resonante en los diferentes puntos de operacioacuten del balastro

I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p

Figura 420 Corriente rms en el condensador resonante en los puntos de operacidn del balastro

Tabla 42 Resumen del desplazamiento entre la corriente y la tensioacuten a la entrada del circuito resonante y de la corriente m s en la bobina resonante y en el condensador fesonante en los puntos

de operacidn del balasfro

69

Ai~aacutelisis y disentildeo del balastro propuesto Capiacutetulo 4

I 453 Disentildeo de elementos reactivos

Una vez que se determinoacute el valor del factor de calidad y de la frecuencia de resonancia se pueden encontrar los valores de los elementos reactivos del circuito resonante LC Despejando el valor del inductor resonante Lr en la ecuacioacuten (27) y sustituyendo los datos conocidos

= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)

se encuentra que el valor de Lr es de 173 mH El valor de Cr queda determinado empleando la ecuacioacuten (28)

(447)

Soacutelo queda por determinar el valor de los condensadores C y C2 encargados de almacenar la energiacutea a baja frecuencia El valor de estos condensadores dependeraacute del rizado (Av) que se desee para la tensioacuten en el bus de CD Para calcular el valor del condensador se emplea la siguiente foacutermula [24]

Pin c - d c - 4$dKAv

(448)

donde fd es igual al frecuencia de la red alterna (60 Hz) Los condensadores C y C2 son del mismo valor y en conjunto forman el valor del condensador en el bus de CD c d c El valor de estos condensadores debe ser igual al doble del condensador calculado con la ecuacioacuten (448) ya que se encuentran en serie Para disminuir el tamantildeo del condensador se ha considerado un rizado de 10 volts en el bus de CD de manera que su valor seraacute igual a

c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)

En la practica el valor maacutes cercano es de 11 F por lo que los condensadores C y C2 tienen un valor de 22pF

70

Aiuumliacutelisis y diseAo del balastro propuesto Capitulo 4

I 454 Filtro EM1

Para asegurar el cumplimiento de las normas es necesario colocar un filtro EM1 entre la fuente de energiacutea y el balastro El filtro EM1 se encarga de atenuar los armoacutenicos de la corriente de liacutenea en la cantidad apropiada para satisfacer las normas

Existen tres principales requisitos que el filtro EM1 tiene que satisfacer [25 - 281

Debe proveer la atenuacioacuten requerida para satisfacer las normas No debe producir un desplazamiento de fase considerable entre la tensioacuten y la corriente de liacutenea Debe asegurar que se mantenga la estabilidad de todo el sistema

En esta tesis se emplea un filtro n que se muestra en la figura 421 El producto ixCx determina la atenuacioacuten proporcionada Si estos elementos son lo suficientemente grandes atenuaraacuten adecuadamente las sentildeales de interferencia a la frecuencia de conmutacioacuten y a los armoacutenicos de mayor orden del balastro Sin embargo si el inductor del filtro es muy grande puede originar que el sistema sea inestable ya que la impedancia de salida del filtro EM1 puede ser mayor que la impedancia de entrada del balastro [29] Una de las formas de disminuir la impedancia de salida del filtro EM1 es que el condensador sea maacutes grande que el inductor sin embargo si se selecciona un valor muy grande de Cx el desplazamiento entre la corriente y la tensioacuten de liacutenea se incrementaraacute Como consecuencia de lo anterior existe un compromiso entre estos requisitos

Los valores del filtro se seleccionaron de manera tal que eacuteste suministraraacute la mayor atenuacion posible sin que se originaraacuten inestabilidades y tratando de no producir un desplazamiento de fase entre la corriente y la tensioacuten de liacutenea Los valores son los siguientes

Lx = 20 mH Cx = 047uF

Figura 427 Filtro euroMI empleado

I

I Capiacuteiulo 4

AMsis Y diseno del balastro propuesto

i I

455 Obtencioacuten de las tensiones y corrientes en los diferentes elementos del balastro 1

Una vez que se encontraron los elementos del balastro es importante conocer las tensiones y corrientes que circularan por ellos io que permitiraacute

- Seleccionar adecuadamente los dispositivos semiconductores y condensadores - Disentildear adecuadamente las bobinas - Calcular las peacuterdidas lo que serviraacute para obtener el rendimiento teoacuterico y para seleccionar adecuadamente los disipadores para los semiconductores

En ambos transistores es extremadamente complicado hallar la corriente eficaz que Circula a traveacutes de ellos debido a que es la suma de las corrientes del circuito resonante y de la que proviene de la red Debido a esta complejidad de caacutelculo se llevaran a cabo aproximaciones de las corrientes que circulan por los transistores y por los diodos que estaacuten en antiparalelo con ellos

4551 Transistores

La corriente proveniente de un medio ciclo de red y la del circuito resonante circulan por los dos transistores Resulta demasiado complicado el caacutelculo de las corrientes por los transistores y sus diodos en antiparalelo debido al retraso de la corriente IL Seguacuten su desfase hay que sumar mas o menos corriente a la que viene de la red que tambieacuten es variable seguacuten el valor instantaacuteneo de la tensioacuten de red Por lo tanto para realizar la aproximacioacuten se asume que la corriente antildeadida depende de 0 y que el aacutengulo en el cual conducen los transistores es igual iacutec - 0 como se muestra en la figura 422 Tambieacuten se supondraacute que la corriente en los transistores tiene un valor equivamplente a la suma de las corrientes eficaces anteriores

1

I

I

Figura 122 Tiempo de conduccioacuten de la corriente resonante por paamp de los transistores y sus diodos en antiparalelo

Capitulo 4 A m W s Y diseAo del balastro propuesto

De acuerdo con lo anterior la corriente eficaz debida a la corriente resonante seraacute

(450)

Mientras que el valor eficaz de la corriente de la red que circula por los transistores durante medio ciclo se encuentra aplicando la definicioacuten del valor rms a la ecuacioacuten (41 1) obteniendo

D ~ T ~ V 12=

4Li (451)

entonces el valor eficaz de la corriente en los transistores seraacute

I = II -I- 12 (452)

La corriente de conmutacioacutende los transistores dependeraacute del valor maacuteximo de la corriente resonante y del valor correspondiente que fije en cada momento la corriente que viene de la red

(453)

y su valor promedio durante un periacuteodo de red que podraacute utilizarse para calcular las peacuterdidas en conmutacioacuten

4552 Diodos en antiparalelo con los transistores

En los diodos en antiparalelo con los transistores DI y O2 circula la corriente de descarga de la bobina de la SEMP y la corriente proveniente de la corriente resonante La corriente resonante promedio que circula por los diodos depende del aacutengulo B y el valor promedio de la corriente de descarga se encuentra utilizando la 1

ecuacioacuten (414) De esta forma la corriente promedio de los diodos en antiparalelo con 10s transistores estaraacute dada por la suma de estas dos corrientes

(456)

4553 Diodos raacutepidos D3 y D4

Por los diodos de entrada O3 y O4 fluye la corriente durante medio ciclo de la red Para encontrar el valor promedio hay que integrar la expresioacuten de la corriente de liacutenea durante un ciclo de red

(457)

(458)

4554 Corriente en la bobina Li

Para el disentildeo de la inductancia es necesario conocer el valor eficaz de la corriente ya que este valor permite calcular las peacuterdidas en el conductor La corriente rms en la bobina de la SEMP se obtiene mediante la ecuacioacuten (424)

I

I

Capitulo 4 Anaacutelisis y diseflo del balasiro propuesto

4555 Corriente en la bobina resonante

Esta corriente rms se encontroacute anteriormente en los puntos de funcionamiento del balastro utilizando la ecuacioacuten (21 O) y se muestra en la figura 416

4556 Tensi6n en el condensador resonante

La tensioacuten del condensador resonante es el paraacutemetro principal para su seleccioacuten La maacutexima tensioacuten la soportaraacute en el arranque de la lampara y posteriormente soporta la tensioacuten de la laacutempara en estado estable Si V es la tensioacuten de ruptura de la laacutempara la tensioacuten maacutexima en el condensador esta dada por

(459)

46 Rendimiento teoacuterico

Una vez conocidos los valores de tensiones y corrientes en los diferentes elementos del balastro es posible evaluar las peacuterdidas en los mismos y obtener el rendimiento teoacuterico

De la potencia total de entrada al balastro una parte se pierde en los dispositivos semiconductores PSEM~C y otra parte en las bobinas y condensadores PBc El rendimiento final sera

pL4MP

p- J Ps-c + pc I=

461 Peacuterdidas en los semiconductores

(460)

I Las peacuterdidas en los semiconductores estaacuten formadas por dos componentes peacuterdidas en conduccioacuten y peacuterdidas en conmutacioacuten Se consideraraacute que los transistores empleados son MOSFETs de potencia

f

Ariiiacutelisis y discilo del baliistro propuesco Ciipitulo 4

170 321 0087 -

4611 Peacuterdidas en los transistores I

Se denominaraacute PSI y PSZ a las peacuterdidas en los transistores SI y S2 respectivamente Las perdidas en conduccioacuten para ambos transistores son

177

1 pSlCOND p32COND = IS RDS

319 0086

(461)

donde Is representa la corriente rms que circula por los transistores obtenida anteriormente y Ros representa la resistencia en conduccioacuten del transistor empleado Se han empleado como interruptores los transistores MOSFET IRF840 que presentan en conduccioacuten una resistencia de 085Q En la tabla 43 se resumen las perdidas en conduccioacuten en los diferentes puntos de operacioacuten del balastro

Tabla 43 Peacuterdidas de conduccioacuten en S I y S2 para los diferentes puntos de operacioacuten del baladro

0095 ~1 0086

0085

Para evaluar las perdidas de apagado de los transistores se emplea la figura 423 donde ft indica el tiempo de retardo hasta que la corriente llega a cero Las perdidas se encuentran integrando la potencia en un periacuteodo de conmutacioacuten

1 6

I ---

Se ha con caiacuteda t t = 50 n diferentes pun1

Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd

Las peacuterdi de tensioacuten e los diodos el

Figura 423 Salida de conduccibn de los transistores

xado que los transistores MOSFETs IRF840 tienen un tiempo de Con esto es posible evaluar las peacuterdidas en conmutacioacuten para los de operacioacuten del balastro que se resumen en la tabla 44

das de conrnutacibn en los transistores SI y S2 para los diferentes puntos de operacibn de balasfro

IS en los diodos

c de conduccioacuten en los diodos suelen evaluarse considerando la caiacuteda os mismos La siguiente ecuacioacuten determina la potencia disipada en ntiparalelo con los transistores

(463) PD1COND = pDZCOND = vDIZ I D l Z m r d

1

Anhlisis y disentildeo del balastro propuesto Capitulo 4

siendo I l )~zrned lacorriente media obtenida anteriormente y V D ~ la caiacuteda de tensioacuten en los diodos

Para calcular las peacuterdidas de los diodos paraacutesitos es necesario conocer la caiacuteda de tensioacuten que presentan En la hoja de datos del MOSFET se encuentra que los diodos paraacutesitos tienen una caiacuteda de tensioacuten maacutexima de 2 volts Calculando la corriente media en los diodos y con la caiacuteda de tensioacuten que ya se tiene se calcula la potencia disipada enlos diodos paraacutesitos delos MOSFETs como se muestra en la tabla 45

Tabla 45 Peacuterdidas en os diodos paraacutesitos de los transistores

PO~COND - - P

(Tensioacuten pico M Y D ~ Z M (mA) de liacutenea V) PozcoNo(watts)

142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176

Las perdidas en los diodos 03 y 0 4 se encuentran de manera similar

D3CONO =D4COND =D34 I D 3 4 m e d (464)

Se utilizaron diodos RHR460 como los diodos raacutepidos 03 y 04 que soportan una corriente promedio de 4 amperes y tienen una caiacuteda de tensioacuten de 13 volts En la tabla 46 se muestran las peacuterdidas en conduccioacuten en los diodos raacutepidos para los diferentes puntos de operacioacuten del balastro

AiUilisis y diseiio del balastro propuesto Capliulo 4

0

Tabla 46 P6rdidas en los diodos raacutepidos D3 y D4

I -

Se puede observar que la peacuterbidas disminuyen a medida que se aumenta la tensioacuten de linea esto es loacutegico ya que para que la potencia de la laacutempara se mantenga constante es necesario due la corriente de liacutenea disminuya con el aumento en la tensioacuten de entrada haciendb disminuir las peacuterdidas como se muestra en la tabla I 462 Peacuterdidas en bobinas y condensadores

Se consideraraacuten las peacuterdidas que ocurren en la bobina del filtro EMI la bobina del corrector la bobina del inversor resonante y en el condensador resonante No se consideran los condensadores del filtro x porque no se encuentran en la trayectoria de la corriente de linea Los condensadores Cf y C2 se supone que no producen peacuterdidas Para evaluar las peacuterdidas se emplean los modelos de bobinas y condensadores que se muestran en la figura 424

- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)

Figura 424 Modelos empleados para la evaiuacidn de peacuterdidas en (a) inductores y (b) condensadores

I

1 9

~ - 1 - c

Aiiilisiexcls y diseiacuteiacuteo del balastro propuesto

Con estos modelos las peacuterdidas seraacuten

Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)

Peacuterdidas totales en bobinas y condensadores Potencia disipada en la bobina resonante Potencia disipada en la bobina del corrector Potencia disipada en la bobina del filtro EM1 Potencia disipada en el condensador resonante Corriente rms por Lr Corriente rms por i i Corriente rms por Cr Resistencia serie de Lr Resistencia serie de Li Resistencia serie de Lx Resistencia esr de Cr

La resistencia serie de la bobina del corrector y de la bobina resonante es de aproximadamente 2 ohms La bobina del filtro EM1 presenta una resistencia serie de aproximadamente 4 ohms mientras que la resistencia serie del condensador i08OKM 8amp bbiiidera de 02 ohms La corriente rms de liacutenea se encuentra dividiendo la potencia de entrada 29 watts entre el valor rms de la tension de liacutenea En la tabla 47 se muestran las peacuterdidas en estos elementos

Tabla 47 Peacuterdidas en bobinas y condensadores

80

Ai~iacutelisis y diseno del balastro propuesto

463 Eficiencia teoacuterica del balastro

Tabla 48 Eficiencia teoacuterica en los dilentes puntos de operacioacuten de baasfro I

Capitulo 4

I 198 184 054 916

81

frecuencia de conmutacioacuten

para a imenrar

CAPITULO 5

Resultados Experimentales


En este capiacutetulo se presentan los resultados obtenidos experimentalmente con el balastro construido Los resultados experimentales se comparan con los resultados teoacutericos obtenidos en el capiacutetulo 4 para mostrar la validez del anaacutelisis teoacuterico

Se presentan graacuteficas experimentales de la corriente y de la tensioacuten aplicada a la laacutempara a diferentes tensiones de liacutenea que cubren el rango de operacioacuten del balastro En estas graacuteficas se observa el comportamiento resistivo de la laacutempara cuando es operada en alta frecuencia Para verificar el tipo de conmutacioacuten en el inversor resonante se muestran diferentes graacuteficas que demuestran que las conmutaciones son realizadas a tensioacuten cero (ZVS) de manera que no se requieren diodos raacutepidos en antiparalelo con los transistores del balastro

Finalmente se comparan los valores de los armoacutenicos en la corriente de liacutenea con los establecidos en la norma IEC-1000-3-2 clase C y se establece su cumplimiento Tambieacuten se presentan las formas de onda de la corriente de liacutenea a diferentes tensiones de liacutenea

82

Resultados experiiiientales Capiacuteiulo 5

52 lmplementacidn

En la figura 51 se muestra el diagrama del balastro propuesto con el circuito de control En la tabla 51 se muestra la lista de componentes Como se puede apreciar el balastro cuenta Uacutenicamente con un solo circuito integrado el IR21 51 El IR21 51 se encarga de generar las sefiacuteales de compuertas para los MOSFETs y funciona a la vez como impulsor al mismo tiempo que se emplea tambieacuten como parte del circuito de control

Para generar una frecuencia variable se construyoacute un oscilador controlado por tensioacuten (VCO) que se encuentra formado baacutesicamente por el transistor Q2 y el integrado IR2151 [30] Los valores de R5 y C6 determinan la frecuencia inferior y superior de conmutacioacuten que es posible generar con el VCO Con los valores escogidos la frecuencia inferior corresponde a 25 Khz mientras que la frecuencia superior es de aproximadamente 100 Khz Este rango de frecuencias es suficiente para realizar el control

La tensioacuten de control se aplica al VCO a traveacutes de la resistencia R6 que se encuentra en la base de Q2

Re

Figura 5 I Diagrama de balastro propuesto con e circuito de control

83

Rcsuliados esperiiiiciiiales Capitulo 5

Lista de componentes Valor

84

Rcsultados experiiiienialcs Capitulo 5

La tension de control se genera al sensar la corriente que circula por la laacutempara El sensado se realiza de una forma indirecta debido al impedimento fiacutesico de realizarla en la laacutempara para realizarlo se requiere restar la corriente que circula por el condensador resonante de la que circula por la bobina resonante Por lo tanto se sensa la corriente de la bobina resonante y la del condensador resonante como se muestra en la figura 51 a traveacutes de un toroide La corriente en el secundario del toroide de sensado se rectifica y se obtiene una tensioacuten proporcional a la corriente sensada a traveacutes de una red RC formada por R7 y C9 que finalmente se aplica a la base de Q2 De esta forma queda realizado el control en frecuencia variable con ciclo de trabajo aproximadamente constante

521 Alimentacioacuten del circuito de control

Se emplea una resistencia R3 conectada por medio de un diodo DS5 a la red de CA para alimentar al integrado IR2151 Este integrado internamente posee un zener que limita la tensioacuten a 156 volts aproximadamente La alimentacioacuten del resto del circuito de control se toma del circuito IR2151

522 Circuito de encendido

Uno de los problemas que se presenta al implementar un balastro electroacutenico es lograr el encendido de la laacutempara Una de las formas de lograrlo es encender a la laacutempara en resonancia sin embargo existe un considerable desgaste de los electrodos en cada encendido lo que acorta la vida de la laacutempara Otra de las formas de hacerlo que es la que se prefiere es a traveacutes de un barrido de frecuencias que consiste en aplicarle a la laacutempara una frecuencia inicial alta superior a la de resonancia y posteriormente disminuir conqnuamente su valor hasta llegar a la frecuencia de resonancia provocando el encendido de la laacutempara durante este proceso Con esto se logra que circule una corriente por los electrodos anterior al encendido de la laacutempara que sirve para precalentarlos y que facilita el encendido de la laacutempara y evita el excesivo desgaste de los electrodos

Para realizar el barrido de frecuencias se emplea un divisor resistivo que le proporciona una determinada tensioacuten a lalbase de Q2 de manera que la frecuencia inicial sea alta El divisor resistivo se forma con la resistencia R4 conectada a la alimentacioacuten del integrado Vcc y con la resistencia R7 El tiempo durante el cual se aplica tensioacuten a la base de Q2 esta determinado por la saturacioacuten del transistor Q1 que depende de la red RC (R8 y C8) que se encuentra en su base Durante la saturacioacuten del transistor se produce el barrido de frecuencias que ocasiona el encendido de la laacutempara Para impedir que la base de Q2 sea aterrizada se ha colocado un diodo DS2 que queda polarizado inversamente cuando se satura 01 Una vez que la laacutempara ha encendido toma el control la red de realimentacioacuten de la corriente en la laacutempara controlando su valor al deseado

85

I

Rcsullados expcriiiieiilalcs Capitulo 5

En la figura 52 se muestra el encendido de la laacutempara donde se observa que el tiempo de encendido es de aproximadamente 02s Este tiempo se emplea para precalentar adecuadamente los electrodos de la laacutempara como se muestra en la figura 53 Estas mediciones fueron hechas con una tensioacuten de linea de 127 V CA En la figura 53 se muestra la corriente que circula por el condensador resonante en el momento del encendido y se observa que su valor maacuteximo esta alrededor de 1 A El tiempo de precalentamiento puede ser modificado con tan soacutelo variar el valor de la resistencia R8

ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv

Figura 52 Corriente en la laacutempara durante el encendido

IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv

Figura 53 Corriente de precalentamiento en los electrodos

Capitulo 5 Rcsuliados experiiiieiilalcs 8

lnF==

523 Protecci6n contra sobretensioacuten

En este balastro es necesario una proteccion contra sobretensioacuten para evitar que la tensioacuten en el bus de CD se eleve mas allaacute de los 500 volts Oacute bien por si el inversor se queda sin carga En la figura 51 no se ha incluido esta proteccioacuten por cuestiones de simplicidad La proteccioacuten implementada se muestra en la figura 54

La tensioacuten en el bus de CD se sensa a traveacutes de un arreglo resistivo de tal forma que cuando sea de aproximadamente 500 volts entre en conduccioacuten el zener y provoque que el SCR cortocircuite la alimentacioacuten del IR2151

- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD

Figura 54 Protecci6n contra sobretensi6n

53 Frecuencia de conmutacioacuten experimental

El control que se implementoacute consiste en fijar la corriente de la laacutempara a su valor nominal y de esta manera mantener la potencia constante en la laacutempara Como se mostroacute en el capiacutetulo 4 esto se consigue modificando la frecuencia de conmutacioacuten de tal forma que se variacutea al mismo tiempo tanto la tensioacuten en el bus de CD como la ganancia del circuito resonante En la tablaI52 se muestra una comparacioacuten entre la frecuencia teoacuterica y la frecuencia encontrada experimentalmente para las diferentes tensiones de liacutenea desde 100 hasta 140 volts rms

Como se puede apreciar la mayor diferencia se encuentra cuando la tensioacuten de liacutenea tiene el valor maacutes bajo (100 volts rms) la frecuencia experimental es de aproximadamente 395 Khz es decir 45 Khz por arriba de la frecuencia teoacuterica Mientras que para las tensiones superiores a 100 volts no existe una diferencia notable entre la frecuencia teoacuterica y la frecuencia encontrada experimentalmente

I1 87

Capitulo 5 Restiliados esperiiiientaies

Tabla 52 Tabla comparativa entre la frecuencia experimental y la febrica

En la figura 55 se muestra en forma graacutefica la comparacioacuten presentada en la tabla 51 donde se puede apreciar con mayor claridad lo dicho anteriormente Como consecuencia de que en liacutenea baja la frecuencia experimental es superior a la teoacuterica la corriente y la potencia en la laacutempara tendraacuten su valor maacutes bajo

m O c (u = O

L L

-

2

Frecuencia Experimental

Frecuencia Teoacuterica

Tension de linea (V rms)

Figura 55 Comparacioacuten entre a frecuencia expenmental y la tedrica

Resultados experimentales Caoitulo 5

54 Tensioacuten experimental en el bus de CD

En la tabla 53 se muestra la comparacion entre la tensioacuten teoacuterica y la tensioacuten experimental en el bus de CD para las diferentes tensiones de liacutenea Se puede observar que no existe una diferencia apreciable entre estas tensiones En la figura 56 se muestra en forma graacutefica dicha comparacioacuten

Tabla 53 Tabla comparativa entre la tensidn experimental y la teoacuterica en el bus de CD

Tensioacuten de liacutenea (V rrns)

Tensioacuten ExDerimental

Tensioacuten Teoacuterica

Figura 56 Comparacidn entre la tensioacuten experimental y la teoacuterica en el bus de CD

89

Resultados esperimentales Capilulo 5

55 Corriente tensioacuten y potencia en la laacutempara

Los resultados experimentales de la corriente tensioacuten y potencia en la laacutempara se muestran en la figura 57 La corriente que el balastro debe suministrar a la lampara es de 300 mA rms

I I I

100 105 110 115 120 125 130 135 140 Tensioacuten de linea (V ms

figura 57 Conienfe tensioacuten y potencia en la laacutempara frente a variaciones en la tensioacuten de liacutenea

Cuando la tensioacuten de liacutenea es de 100 V rms la corriente en la laacutempara tiene el valor maacutes bajo de aproximadamente 270 mA rms y a medida que la tensioacuten se incrementa la corriente tambieacuten se incrementa y se mantiene alrededor de los 290 mA rms cuando la tensioacuten de liacutenea supera los 115 V rms De esta forma se logra mantener una potencia aproximadamente constante en la laacutempara a pesar de las variaciones en la tensioacuten de liacutenea

La tensioacuten nominal de la laacutempara es de 80 V rms sin embargo en la praacutectica se encontroacute un valor cercano a los 90 volts E s interesante mencionar que este tipo de laacutempara regula su tensioacuten y la fija a un determinado valor

A partir de los datos de la corriente y la tensioacuten en la laacutempara se obtiene la potencia en la laacutempara como se muestra en la figura 57 La potencia se encuentra multiplicada por un factor de I O por lo que es necesario dividir por el mismo factor para encontrar la potencia real

Resultados experiiiientales Capiiulo 5

La corriente y la tensioacuten en la laacutempara se muestran en las figuras 58 59 y 510 para diferentes tensiones de linea (100 127 y 140 V rms) En estas figuras se observa que a medida que la tensioacuten de liacutenea aumenta la frecuencia de la corriente aplicada a la laacutempara tambieacuten aumenta como se sentildealo en la tabla 51 Las formas de onda de la tensioacuten y de la corriente en la laacutempara se encuentran en fase lo que indica el comportamiento resistivo de la laacutempara cuando es operada en alta frecuencia

I 1 1 vLnamp 100 Wdiv

i 500 mAldiv

Figura 58 Comente y tensidn en a laacutempara para V 100 V ms

91

Rcsultidos csperiiiicnlalcs Capiiulo 5

551 Factor de cresta de la corriente

~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv

Tension de liacutenea (Vrms)

Figura 51 I Factor de cresta de la 1 comente en la laacutempara

92

Resultados experimentales Capitulo 5

56 Verificacioacuten de las conmutaciones a tensioacuten cero

Para verificar las conmutaciones a tensioacuten cero (NS) en el rango de operacioacuten del balastro se muestran las sentildeales de la tensioacuten en el transistor aterrizado vs2 y la corriente de entrada al circuito resonante L en las figuras 512 51 3 y 514 para 100 127 y 140 V rms respectivamente En estas figuras se puede observar el aumento en el aacutengulo de desplazamiento entre la tensioacuten y la corriente 0 a medida que la tensioacuten de liacutenea se incrementa

v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv

Figura 512 Conmutaciones a tensidn cero para Vi = 100 V ms

vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv

Figura 513 Conmutaciones a tensidn cero para v 127 V m s

I 93

cipiiulo 5 Rcsiiliados experiii1eiila~Cs

figura 5 f 4 Conmutaciones a tensi6n cero para V = 140 V m s

57 Distorsioacuten armoacutenica I

En la figura 515 se muestra el contenido armoacutenico total de la corriente de liacutenea para diferentes tensiones de liacutenea Para evaluar el contenido armoacutenico se ha considerado hasta el armoacutenico 39 Se puedei observar que la THD es mayor cuando la tensioacuten de liacutenea es de 100 V fms y posteriormente tiende a disminuir con el aumento en la tensioacuten de entrada Sin embargo se puede decir que no existe demasiada diferencia y que la THD se mantiene alrededor de un 125

13

- 125 s o E 12

115

11

Tensioacuten de liacutenea (V rms)

Figura 515 Distorsioacuten armoacutenica total (THD) i

94

Rcsullidos esperiiiiciiiaics Capitulo 5

En realidad lo que interesa conocer es el valor de los armoacutenicos de la corriente de liacutenea para asegurarse de que la norma IEC - 1000-3-2 clase c se cumpla Aunque esta norma esta considerada para una tensioacuten de liacutenea de 220 volts CA se ha considerado que el mismo porcentaje con respecto a la fundamental es aplicable para la tensioacuten de linea de 127 volts CA En la figura 516 se muestra el valor de los armoacutenicos como un porcentaje de la fundamental cuando la tensioacuten de liacutenea es de IO0 V rms En la figura 517 se muestran las formas de onda de tensioacuten y corriente de liacutenea donde se observa que se encuentran en fase y que la corriente de linea tiene una baja distorsioacuten

En las figuras 518 y 519 se muestran el valor de los armoacutenicos de la corriente para la tensioacuten de 120 V rms y las formas de onda de la tensioacuten y corriente de linea respectivamente Se puede observar en la figura 518 que los armoacutenicos se encuentran dentro del liacutemite que establece la norma Finalmente en las figuras 520 y 521 se muestran las mismas graacuteficas anteriores pero ahora para una tensioacuten de liacutenea de 140 V rms de nueva cuenta los armoacutenicos se encuentran dentro del liacutemite y las formas de onda de tensioacuten y corriente se encuentran en fase

Orden del Armoacutenico

Figura 516 Valores de los armbnicos de la corriente de liacutenea para VI = 100 V rms

95

Rcsiiliidos csDcriiaciitilcs cipillilo 5

+ l

r Y 200 Vidiv 1 I I i i

wq

-

5 msdiv

Figura 517 Tensioacuten y corriente de liacutenea para Vi = 100 V mis

30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39


Figura 518 Valores de los armoacutenicos de a corriente de liacutenea para V = 120 V rms

96

Capitulo 5 Resultados expeninentales

i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv

Figura 519 Tensidn y coniente de llnea para Vi = 120 V n s

25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O


Figura 520 Valores de los armdnicos de la corriente de linea para V = 140 V ms

Rcsullados experimciitales Cipilulo 5

5 msldiv

Figura 521 Tensioacuten y comente de liacutenea para V = 140 V m s


El factor de potencia teoacuterico se puede obtener a partir de la ecuacioacuten (427) En la tabla 54 se sentildeala el factor de potencia teoacuterico para las diferentes tensiones de linea del balastro

Tabla 54 Factor de potencia teoacuterico del balastro propuesto

Teoacuterica en el bus

En la practica el factor de potencia fue de alrededor de 098

98

59 Eficiencia experimental

La comparacioacuten entre la eficiencia experimental y la teoacuterica (tabla 48) se muestra en la figura 522 La eficiencia experimental se obtuvo considerando la suma de la potencia en los electrodos y la potencia en la laacutempara contra la potencia de entrada del balastro

93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140

Eficiencia Experimental

Eficiencia Teoacuterica

Tensioacuten de linea (V rms)

Figura 522 Comparacidn entre la eficiencia experimental y la te6rica (tabla 48) del balastro propuesto

En la evaluacioacuten de la eficiencia experimental se omitieron las peacuterdidas en la resistencia de alimentacioacuten del circuito de control ya que estas peacuterdidas pueden ser evitadas a traveacutes de modificar la manera de alimentar al circuito integrado

La eficiencia que se obtuvo experimentalmente es relativamente menor que la teoacuterica tales variaciones pueden deberse a diversas causas tales como variacioacuten de paraacutemetros en los datos proporcionados por el fabricante (Ros VDI2 etc) consideraciones de temperatura o incluso del equipo de medicioacuten o desviaciones debida a la calibracioacuten o por el meacutetodo de caacutelculo de ellos (muestras etc)

99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones

En esta tesis se presenta una nueva estructura para la implementacioacuten de un balastro electroacutenico para laacutemparas fluorescentes que incluye la capacidad de corregir el factor de potencia y disminuir las corrientes armoacutenicas que demanda Para conseguir esto se propone una topologiacutea que realiza ambas funciones compartiendo algunos componentes semiconductores por lo que se consigue un balastro electroacutenico integrado que presenta las siguientes caracteriacutesticas

Distorsioacuten armoacutenica total y magnitud de armoacutenicos de la corriente de liacutenea por debajo de la recomendacioacuten IEC 1000-3-2 Factor de potencia cercano a la unidad Alta eficiencia Reduccioacuten de componentes y de costos

En la tesis se describe un anaacutelisis detallado de la estructura propuesta y se realiza el disentildeo de un balastro electroacutenico demostrativo para una laacutempara fluorescente compacta de 26 watts alimentada desde la liacutenea comercial de alimentacioacuten (127 volts) El disentildeo que se describe incluye la implementacioacuten del control en lazo cerrado que se encarga de mantener constante la corriente de la laacutempara y por lo tanto mantiene constante la potencia suministrada a eacutesta Para la implantacioacuten del lazo de control se ha considerado como variable la frecuencia de operacioacuten del inversor resonante El lazo de retroalimentacioacuten esta basado en un controlador proporcional y sensando la corriente de la laacutempara

Los resultados experimentales obtenidos demuestran la operacioacuten del balastro electroacutenico integrado que se propone y se tienen resultados satisfactorios en cuanto

100

Conclusiones Clpiiulo 6

a las caracteriacutesticas de entrada (corrientede linea) y de manejo a la laacutempara La distorsioacuten armoacutenica total de la corriente de linea fue de alrededor de 125 y las magnitudes de las corrientes armoacutenicas fueron siempre por debajo de la recomendacioacuten IEC-1000-3-2 Aunque cabe aclarar que esta norma es europea y esta especificada para tensiones de alimentacioacuten de 220 volts Aun con esto nos sirve como marco de referencia para establecer el comportamiento del balastro propuesto

En cuanto al manejo de la laacutempara podemos asegurar que la topologiacutea que se propone mantiene condiciones Oacuteptimas de operacioacuten ya que proporciona -un factor de cresta de 154 en el peor de los casos asiacute como simetriacutea en la forma de onda que se le suministra a la laacutempara Todo esto nos hace suponer que se logra optimizar la operacioacuten de la laacutempara y un consecuente aumento de la vida uacutetil de la misma

Por otro lado la eficiencia obtenida resulto ser superior al 89 para cualquier condicioacuten de operacioacuten del balastro por lo que se logra una utilizacioacuten adecuada de la potencia demandada de la red de alimentacioacuten Con respecto a costos de implantacioacuten auacuten cuando no se realizoacute el ejercicio de evaluar costos del desarrollo es de suponerse una mejoria con respecto a soluciones en dos etapas ya que se estaacuten reduciendo la cantidad de componentes de que consta el sistema

Durante el anaacutelisis de resultados experimentales se observoacute una desviacioacuten respecto de los teoacutericos debidos principalmente a que durante el anaacutelisis teoacuterico se considera a la laacutempara como un elemento resistivo En realidad la laacutempara tiene un modelo diferente y muy complejo pero esta consideracioacuten nos permite una reduccioacuten significativa del anaacutelisis y no se tienen desviaciones importantes Tambieacuten se observoacute una desviacioacuten en los puntos de operacioacuten del controlador esto se atribuye a que el controlador empleado (proporcional) no es el maacutes adecuado para un sistema no lineal como es el caso del balastro integrado

62 Trabajos futuros

Como trabajos futuros para realizar posibles mejoras al balastro disentildeado se pueden sentildealar los siguientes

1 Implementacioacuten de un control combinado del ciclo de trabajo y de la frecuencia de conmutacioacuten Con esto se lograriacutea un mejor control de la corriente de la laacutempara y por lo tanto de la potencia

2 Realizacioacuten de un control de intensidad luminosa (dimming) en balastros electroacutenicos integrados

101

11 - -~ Coiicliisiones Capitulo 6

trabajar con de que las condiciones de

el software sin necesidad microprocesadores o operacioacuten pueden ser de cambiar

otras alternativas de integracioacuten que se

presenta en esta tesis Una posible alternativa se muestra en figura 61 I I

I Figura 61 Alternativa de implementacidn de balasfro electr6nico propuesto

I

102

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4 Anaacutelisis y disentildeo del balastro propuesto

41 Introduccion

42 Topologiacutea propuesta como balastro electroacutenico integrado

43 Anaacutelisis de la semietapa del elevador de medio puente (SEMP)

431 Anaacutelisis durante el ciclo de red




442 Magnitud de la fundamental aplicada al circuito resonante LC


444 Anaacutelisis de la potencia suministrada a

451 Criterios de diseno

elementos del balastro

4551 Transistores




4555 Corriente en la bobina recon

4556 Tensioacuten en el condensador resonante


5 Resultados experimentales

51 Introduccion

52 lmplementacion


523 Proteccioacuten contra sobretensioacuten


54 Tensioacuten experiment

55 Corriente tensioacuten y potencia en la Iaacutempar


56 Verificacioacuten de las

57 Distorsioacuten armoacutenica total


61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

SEP SE1T SN1T

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO cenidet

ACADEMIA DE LA MAESTR~A EN ELECTR~NICA

FORMA R11 ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

Cuemavaca Mor

Dr Juan Manuel Ricantildeo Castillo Director del cenidet Presente

Jefe del Depto de Electroacutenica Atrsquon Dr Jaime E Arau Roffel

Despueacutes de haber revisado el trabajo de tesis titulado ldquoBalastros electroacutenicos integrados con correccioacuten activa delfactor de potenciardquo elaborado por el alumno Armando Rub Dim bajo la direccioacuten del Dr Carlos Aguilar Castillo el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresioacuten

A T E N T A M E N T E + Dra Mariacutea Cotor ea Pfeifer

CCP Dr Abraham Claudio Saacutenchez Pdte de la Academia de Electroacutenica Ing Jaime Rosas Aacutelvarez Jefe del Depto de Servicios Escolares Expediente

INTERIOR INTERNADO PALMIRA SN CUERNAVACA MOR MEXICO AP 5-1 64 CP 62050 CUERNAVACA TELS (73112 231412 761318 7741 FAX (73) I2 2434 Dr Jaime Arau RoffielfJefe del Depto de Electr6nico EMAIL iarauC3cenidetedum cenide t


Cuernavaca Morelos







CCP expediente


cenidet

AGRADECIMIENTOS














I




INDICE

1 Estado del arte 1




ltl1111111111111ltlt1111




21 22 23




11 12 13 14 17

24 25 26

90



I






I















I




85 87 87 89 90 92 93 94 98 99

IV

6 Conclusiones 1 O0


Referencias 103

V

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias


Cuernavaca Morelos







CCP expediente


cenidet

AGRADECIMIENTOS














I




INDICE

1 Estado del arte 1




ltl1111111111111ltlt1111




21 22 23




11 12 13 14 17

24 25 26

90



I






I















I




85 87 87 89 90 92 93 94 98 99

IV

6 Conclusiones 1 O0


Referencias 103

V

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

AGRADECIMIENTOS














I




INDICE

1 Estado del arte 1




ltl1111111111111ltlt1111




21 22 23




11 12 13 14 17

24 25 26

90



I






I















I




85 87 87 89 90 92 93 94 98 99

IV

6 Conclusiones 1 O0


Referencias 103

V

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias






I




INDICE

1 Estado del arte 1




ltl1111111111111ltlt1111




21 22 23




11 12 13 14 17

24 25 26

90



I






I















I




85 87 87 89 90 92 93 94 98 99

IV

6 Conclusiones 1 O0


Referencias 103

V

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias




INDICE

1 Estado del arte 1




ltl1111111111111ltlt1111




21 22 23




11 12 13 14 17

24 25 26

90



I






I















I




85 87 87 89 90 92 93 94 98 99

IV

6 Conclusiones 1 O0


Referencias 103

V

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

I















I




85 87 87 89 90 92 93 94 98 99

IV

6 Conclusiones 1 O0


Referencias 103

V

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

6 Conclusiones 1 O0


Referencias 103

V

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

-~ I- -

LISTA DE~SIMBOLOS

VI

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

pec Pcr Pin

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

--



9




i I

VlII

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

CAPITULO 1

Estado del Arte
















I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




v c i 200 Wdiv

IL 500 mAldiv

10 ucldiv


vs2 200 Wdiv

IL 500 mAJdiv

10 usdiv

i

-

I O usdiv


I 93





13

- 125 s o E 12

115

11



94






95


+ l


wq

-

5 msdiv


30

S 25 m O o c a - 20

L a

o 2

g 10 o a

k g 15

c a - I

O

5

O 27 29 31 33 35 37 39



96


i 5oo mAldi

I I I -

5 msidiv


25 m m - 8 20 o gt -

c $ 2 a

2

2 10 o a 5

15 O 0

E

L O

O




5 msldiv







98



93

92

g 91 c m o IC

- w 90

89

80 I 100 110 120 125 130 140







99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







I

102

Referencias











103

I1












104

~ lsquo P I


1231

1241

i 1


I



I








41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias












I

I I

2













3

i Y


e Tubo fluorescente

e Base








4



LF C incandescente









I 9




II



5












6

-


14 Estado del arte


3 u

Frecuencia







Inversor Resonante

de Alta Frecuencia

Convertidor





una sola etapa











9

L




Ill

CAPITULO 2




V _Ti I H T


I



11





i

Push-Pull

+I= O

Asimeacutetrico

-NV rU Medio Puente

o

Puente Completo




I












13






1 w = - rn





Vs (jwn) 1 (25)



15

w l w


w w


- - 1 a YiiIIIIGb

Capilulo 2



jwLr



Qp =--- I L (27) wLr

1 up =-

G (28)



(29)

(210)

17




(211)

(212)



(213)

(214)

18



W I W


19



1 ~

( i m )



0WJ (215) Qxp = ~

RL

20

1 as = Jiquestspcs

donde


(216)

(217)

(218)

(219)

(220)

- - -~-

Ciipiiulo 2



(221)



22

-


Capiacutetulo 2

12

o 1 08 1 12 14 16 18 2

CfJ f C f J


resonante


23





-



1

I I I

V 1 1

Circuito Resonante

D3

D4






25


s2 s3





26

I

i





27

I

CAPITULO 3




I





28

Capltuio 3 I









29

Desplazamiento de

- Tensibn


I I







(33)



30


11(2)tl 2 (3)+ 1rsquo(4) THD = X I O O

I (1) (34)



1 FP = (37)



I


I

3 1


I 1





1

Corriente r alterna

4




32












7 1








valor fijo





I





Pasabajos

PWM












~




I






31






I

vo


38


Va





l e 04

D5




39




n4



Dll I


40




n4





41

1-


u- D4









ll I1 -






I 43


44

CAPITULO 4





45

1111 I I I



I 1 I




laacutempara




I




I

i



Sl ON

s2 Sl ON

S2 OFF

SI ON T Yo

RL


I I 41

i

i

1

I I

I I

I i I

1

I


48

1 I i

I

t I

1

I

I

i

I I I

I

I



I I



i





U I I I I

I I I Y


40

L I i

1 - Semietapa +

Inversor

vo h 02 -







(43)

(44)


(45) (1 - D)Ts = V P D T S vo - v

i I




V M rsquo= 0

vo rsquo (47)

se encuentra que


1 i i =--DTs

Ts 2


D ~ T S IT =-

2Li vP

(49)

(410)


(411)


itd rsquo j y--

o Ts 2 rsquo (412)

5 1



j v ) 2Lz vo-vp (413)


(414)


I

simplificando

donde

D~TSVO K = 2Li

(415)

(416)

(417)


t 52

i


rad



1


simplificando

Y Pin = ~

KMV n

donde


y = -- 2 n - - + I( 2 )[E - m( - -)) M M M 2 M 2 Ji-Mz 2

(418)

(419)

(420)

(421)

53


(422)


simplificando

donde


(423)

(424)

(425)

I I

2 (426)

I


(427)



I I 02 04 06 08 1 M





0 4 7 2 1 - 2 (428) V

vo


Vo 2 189Vp (429)

55

I

potencia


I



Pin = - (430)






En la figura 410 se

I 500 I I I


56

I I

1

i I I

i I

I

i I





Lr vo

I I I




51

I I


I



(431)


I

(432)


I Y

ARG= ---__ I 4RL2Cr2 LrCr (433)


58


(434)







(435)



I

I 1


vo 2 -

4



sen n o t 2vo

4

(436)


2vo f ( t ) =-senwt

n (437)






I

60




z = -lt E

(438)

(439)


(440)


RL Qp =-_ Z


(441)


(442)

61

I



(443)


PLC = VPin (444)


(445)


62

O0 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2 I w w p

1

1



I I

~



i

1





63

I







n=90


I 64




1100 1 i

100 I 08 1 12 14 16 18 2


1190

II 65




1 I I I I I


-7 1 70

1001 06 07 08 09 1 11 12 13 14




G6

I

VP wlw Frecuencia


Figura 418

vo (Tensioacuten de

salida V)

O 02 04 06 08 1 12 14 16 18 2

w w p


61

I



w l w p



I i

O8

I

I lsquo1 I s

07 08 09 1 11 12 13 14

w w p




69




= 173mH 267 RL = L r = - QpP (053)(2nx464Khz) (446)


(447)



(448)


c - (29) = 137pF dc - 4 z x 60 x (280)(10) (449)


70


I 454 Filtro EM1






Lx = 20 mH Cx = 047uF


I

I Capiacuteiulo 4


i I





4551 Transistores


1

I

I




(450)


D ~ T ~ V 12=

4Li (451)


I = II -I- 12 (452)


(453)





(456)



(457)

(458)



I

I






(459)




pL4MP

p- J Ps-c + pc I=


(460)


f


170 321 0087 -



177


319 0086

(461)



0095 ~1 0086

0085


1 6

I ---


Tabla 44 Pf

4612 Peacuterd





IS en los diodos



1





PO~COND - - P


142 052 286 81 0162

156 05 278 83 O 166

170 048 268 84 0168

177 047 264 85 O 170

184 045 259 86 0172

198 043 249 88 O 176





0


I -



- -+ Rs L Resr C

(a) I (b)


I

1 9

~ - 1 - c



Pac = P i +Pi+

Capitulo 4

~

PL + Per (465)




80




Capitulo 4

I 198 184 054 916

81


para a imenrar

CAPITULO 5






82


52 lmplementacidn




Re


83



84








85

I



ILAMamp 500 mNdiv

Vo 200 Vdiv

1

200 msidiv


IC 500 mNdiv

V O 200 Vidiv

200 msdiv



lnF==




- r - OluF== 12 K

vcc Tensi6n en el

bus de CD





I1 87




m O c (u = O

L L

-

2













89




I I I









i 500 mAldiv


91



~ n

vLAMp 100 Vldiv

iuMp 500 mNdiv



92




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89

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99

CAPITULO 6

Conclusiones

61 Conclusiones





100






62 Trabajos futuros




101







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102

Referencias











103

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104

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1231

1241

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41 Introduccion












4551 Transistores








51 Introduccion

52 lmplementacion










61 Conclusiones

62 Trabajos futuros

Referencias

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