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UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios Profesionales
Coordinación de Ingeniería Electrónica
DISEÑO, MONTAJE Y PROGRAMACIÓN
DE UN REGISTRADOR ELECTRÓNICO
DE PARÁMETROS FÍSICOS.
Por:
Manuelvis Vanessa Rodal Castro.
Sartenejas, Marzo del 2008
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UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios Profesionales
Coordinación de Ingeniería Electrónica
DISEÑO, MONTAJE Y PROGRAMACIÓN
DE UN REGISTRADOR ELECTRÓNICO
DE PARÁMETROS FÍSICOS.
Por:
Manuelvis Vanessa Rodal Castro.
Realizado con la asesoría de:
Profesor Juan Manuel Bogado.
Ingeniero Pedro Bortot.
INFORME FINAL DE CURSOS EN COORPERACION TECNICA Y
DESARROLLO SOCIAL
Presentado ante la Ilustre Universidad Simón Bolívar
como requisito parcial para optar al título de Ingeniero Electrónico.
Sartenejas, Marzo del 2008
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UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios Profesionales
Coordinación de Ingeniería Electrónica
DISEÑO, MONTAJE Y PROGRAMACIÓN DE UN REGISTRADOR
ELECTRÓNICO DE PARÁMETROS FÍSICOS.
INFORME FINAL DE CURSOS EN COORPERACION TECNICA Y
DESARROLLO SOCIAL presentado por:
Manuelvis Vanessa Rodal Castro
RESUMEN
La aplicación realizada se basa en el registro digital de señales analógicas
de presión y temperatura adquiridas a partir de un circuito de acondicionamiento.
Estas señales serán procesadas por un microcontrolador para obtener un valor
digital entendible con unidades apropiadas de temperatura y presión para su
posterior almacenamiento en una memoria flash no volátil.
Los datos registrados con su respectiva fecha de adquisición, podrán ser
enviados a través de comunicación inalámbrica por reemplazo de cables hacia un
módulo coordinador cuando éste así lo requiera.
Sartenejas, Marzo del 2008
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INDICE
INDICE .................................................................................................................................................................. V
ÍNDICE DE FIGURAS ...................................................................................................................................... VII
ÍNDICE DE TABLAS .......................................................................................................................................... IX
ABREVIATURAS ................................................................................................................................................ XI
PALABRAS EN INGLÉS ................................................................................................................................. XIII
UNIDADES ......................................................................................................................................................... XV
1 INTRODUCCIÓN ........................................................................................................................................ 1
1.1 DEFINICIÓN DEL PROBLEMA ................................................................................................................... 2 1.2 JUSTIFICACIÓN ....................................................................................................................................... 2 1.3 OBJETIVO GENERAL ............................................................................................................................... 2 1.4 OBJETIVOS ESPECÍFICOS ......................................................................................................................... 3 1.5 ALCANCE Y LIMITACIONES .................................................................................................................... 3
2 MARCO TEÓRICO ..................................................................................................................................... 4
2.1 POZOS CON USO DE LEVANTAMIENTO ARTIFICIAL POR GAS .................................................................. 4 2.1.1 Definición ......................................................................................................................................... 4 1.1.2 Constitución ...................................................................................................................................... 4 2.1.2 Variables a medir en el sistema ........................................................................................................ 5
2.2 SISTEMA SCADA .................................................................................................................................. 6 2.2.1 Definición ......................................................................................................................................... 6 2.2.2 Componentes del sistema SCADA .................................................................................................... 7 2.2.3 Funciones básicas............................................................................................................................. 7
2.3 SISTEMA DE ADQUISICIÓN ..................................................................................................................... 7 2.3.1 Sensores ............................................................................................................................................ 8
2.4 SISTEMA DE ACONDICIONAMIENTO ...................................................................................................... 26 2.4.1 Amplificador Instrumental (AI) ...................................................................................................... 26 2.4.2 Circuitos tipo puente ...................................................................................................................... 31 2.4.3 Transmisor ...................................................................................................................................... 35
2.5 SISTEMA DE REGISTRO Y ALMACENAMIENTO ....................................................................................... 36 2.5.1 ADC ................................................................................................................................................ 37 2.5.2 Compilador ..................................................................................................................................... 39 2.5.3 RTC DS1302 ................................................................................................................................... 40
2.6 COMUNICACIÓN ................................................................................................................................... 40 2.6.1 Comunicación serial ....................................................................................................................... 40 2.6.2 Comunicación inalámbrica ............................................................................................................ 45
2.7 ALIMENTACIÓN .................................................................................................................................... 52 2.7.1 Fuentes de alimentación compuesta por Pilas y Baterías .............................................................. 53 2.7.2 Fuentes de alimentación reguladas ................................................................................................ 53
2.8 CIRCUITO IMPRESO .............................................................................................................................. 56 2.8.1 Resistencia de los Conductores ...................................................................................................... 57 2.8.2 Retorno de señales de corriente ..................................................................................................... 58 2.8.3 Planos de tierra .............................................................................................................................. 60 2.8.4 Separar Tierras Analógicas de las Digitales .................................................................................. 60 2.8.5 Efecto Skin ...................................................................................................................................... 61 2.8.6 Capacitancias parásitas ................................................................................................................. 62
3 DISEÑO DEL SISTEMA ........................................................................................................................... 63
3.1 DIAGRAMA DE BLOQUES DEL SISTEMA ................................................................................................ 63
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3.2 DESCRIPCIÓN Y CÁLCULOS DE LAS ETAPAS DE LA APLICACIÓN ............................................................ 64 3.2.1 Etapa de Adquisición de las señales de entrada ............................................................................. 64 3.2.2 Etapa de Acondicionamiento de la Señal ....................................................................................... 67 3.2.3 Etapa de Registro y Almacenamiento ............................................................................................. 75 3.2.4 Etapa de Comunicación .................................................................................................................. 84 3.2.5 Etapa de Alimentación .................................................................................................................... 87
3.3 LÓGICA DE PROGRAMACIÓN ................................................................................................................ 90
4 DISEÑO DEL PCB ..................................................................................................................................... 91
4.1 CRITERIOS DE DISEÑO .......................................................................................................................... 91 4.2 DISEÑO DEL PCB ................................................................................................................................. 98
5 RESULTADOS Y ANÁLISIS .................................................................................................................. 102
6 CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES ...................................................................................... 104
7 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS .................................................................................................... 106
8 ANEXOS .................................................................................................................................................... 107
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 1 El levantamiento por gas consiste en inyectar gas dentro del pozo en el espacio
entre el casing y el tubing. ........................................................................................................... 5
Figura 2 Cabezal de pozo produciendo a través de levantamiento artificial por gas. ................ 6
Figura 3 Principios básicos de las Termocuplas. ....................................................................... 10
Figura 4 Característica Voltaje de salida vs. Temperatura de termopares tipo J, K y S. ......... 12
Figura 5 Curva del coeficiente Seebeck de termocuplas tipo J, K y S vs. Temperatura. ......... 12
Figura 6 Tipos de conexión posible para las RTD en un circuito tipo puente. ........................ 17
Figura 7 Características de resistencia de un termistor NTC con 10K Ω ................................ 19
Figura 8 Curvas características de una termocupla, un RTD y de un termistor. ...................... 20
Figura 9 Transductor piezoeléctrico. ........................................................................................ 25
Figura 10 Esquema general de un amplificador instrumental. ................................................. 27
Figura 11 Configuración usando dos AO. ................................................................................ 28
Figura 12 Configuración del AI tres-AO. ................................................................................. 29
Figura 13 Puente de Wheatstone básico. .................................................................................. 31
Figura 14 La sensibilidad y la linealidad del OV del puente alimentado por voltaje difiere para
cada configuración dependiendo del número de elementos activos. ......................................... 32
Figura 15 La sensibilidad y la linealidad del OV del puente alimentado por corriente, es la
misma para todas configuraciones excepto la que posee un solo elemento activo. .................. 34
Figura 16 Esquemático simplificado del XTR101. .................................................................. 36
Figura 17 Bits Significativos contra bits Binarios .................................................................... 38
Figura 18 Ejemplos de span que requieren corrección. ............................................................ 39
Figura 19 Asignación de pines en el conector DB-9. ............................................................... 44
Figura 20 Capas del estándar Zigbee. ....................................................................................... 47
Figura 21 Maestro-Esclavo: Ciclo Consulta-Respuesta. .......................................................... 51
Figura 22 Método para hallar la resistencia de una hoja de cobre. .......................................... 57
Figura 23 Circulación de la corriente idealmente. .................................................................... 58
Figura 24 Condición ideal entre las tierras: “Conductividad Infinita”. .................................... 59
Figura 25 Modelo más realista de un sistema de tierra. ........................................................... 59
Figura 26 Diagrama básico que describe un condensador de plato paralelo. ........................... 62
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Figura 27 RTD de platino de la serie KN con TC=0.00385. .................................................... 65
Figura 28 Sensor de presión de la serie 13 mm de Honeywell, modelo 13C 3000P (A,S)
(1,4,5,6) (K,L). .......................................................................................................................... 66
Figura 29 Configuración de pines del transmisor de corriente XTR101. ................................. 68
Figura 30 Transductor para una RTD. ....................................................................................... 69
Figura 31 Gráfica de la relación Voltaje de salida del XTR101 vs. Temperatura. .................. 72
Figura 32 Diagrama circuital del acondicionamiento del sensor de temperatura. .................... 72
Figura 33 Transductor para una galga extensométrica. ............................................................ 73
Figura 34 Diagrama circuital del acondicionamiento del sensor de temperatura. .................... 75
Figura 35 Configuración de pines del ATMEGA128L. ........................................................... 76
Figura 36 Módulo de memoria utilizado basado en una tarjeta SD. ........................................ 83
Figura 37 Izquierda: Localización de los conectores. Derecha: Módulo Zigbee. .................... 85
Figura 38 Cable para la conexión vía RS232 del módulo Zigbee. ........................................... 86
Figura 39 Esquema de la comunicación entre los módulos zigbee. ......................................... 87
Figura 40 Batería sellada de plomo-ácido regulada por válvula. ............................................. 88
Figura 41 Diagrama circuital de la tarjeta de conversión de voltaje DC-DC utilizada. ........... 89
Figura 42 Auto-resonancia típica de un condensador de 0.01uF. ............................................ 97
Figura 43 Diagrama circuital completo del módulo de acondicionamiento. ............................ 99
Figura 44 Dimensiones de las vías del PCB. .......................................................................... 100
Figura 45 Dimensiones de las pistas redondeadas del PCB. .................................................. 100
Figura 46 PCB completo del módulo de acondicionamiento. ................................................ 101
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ÍNDICE DE TABLAS
Tabla 1 Características de RTD’s fabricadas con Platino, Níquel y Cobre ............................... 15
Tabla 2 Comparación entre RTD, el Termistor y la Termocupla. ............................................. 21
Tabla 3 Señales del sistema SPI. ............................................................................................... 41
Tabla 4 Definiciones de la terminología del bus I2C. ................................................................ 44
Tabla 5 Formato de cada byte en modo RTU. ........................................................................... 52
Tabla 6 Configuración de los pines del puerto B utilizados para el módulo SPI. ..................... 76
Tabla 7 Configuración de los pines del puerto D utilizados para comunicación serial............. 77
Tabla 8 Configuración de los pines del puerto B utilizados para el módulo SPI. ..................... 77
Tabla 9 Configuración del ADC según los datos requeridos. ................................................... 77
Tabla 10 Configuración del registro de selección del multiplexor del módulo del ADC. ........ 79
Tabla 11 Configuración del registro de Control y Estatus del módulo del ADC. ..................... 79
Tabla 12 Configuración del registro Timer/Counter1 Control Register B del módulo timer. .. 80
Tabla 13 Configuración del registro Timer/Counter1 alto del módulo timer. ........................... 81
Tabla 14 Configuración del registro Timer/Counter1 bajo del módulo timer. .......................... 81
Tabla 15 Configuración del registro Timer/Counter1 Control Interrup Mask del módulo timer.
................................................................................................................................................... 81
Tabla 16 Configuración del registro SPCR (Control de registros del SPI) .............................. 82
Tabla 17 Configuración del byte de comando. .......................................................................... 83
Tabla 18 Configuración de los pines del uALFAT para comunicación SPI. ............................ 84
Tabla 19 Configuración y funciones de los pines de RS232 del Módulo Zigbee. .................... 85
Tabla 20 Configuración y funciones de los pines de alimentación del Módulo Zigbee. .......... 86
Tabla 21 Dimensiones y características eléctricas de la batería utilizada. ................................ 88
Tabla 22 Condensadores más comunes con las máximas frecuencias donde son útiles. .......... 97
Tabla 23 Pruebas de temperatura realizadas a los módulos de acondicionamiento y registro.
................................................................................................................................................. 102
Tabla 24 Pruebas de presión realizadas a los módulos de acondicionamiento y registro. ...... 103
Tabla 25 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PIA). .......................... 108
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Tabla 26 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PA). ........................... 109
Tabla 27 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PC). ........................... 110
Tabla 28 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PB). ........................... 111
Tabla 29 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PD). ........................... 111
Tabla 30 Relación Voltaje de salida del XTR101 vs. Temperatura a partir de la relación
Resistencia vs. Temperatura del estándar PD (IEC-751) con TC=3.85e-3. ............................ 118
ABREVIATURAS
BDM Del inglés Background Debug Mode.
BJT Del inglés Bipolar Junction Transistor, que significa transistor bipolar
de juntura.
CA Corriente alterna.
CC Corriente contínua.
CPU Del inglés Central Processor Unit, que significa unidad central de
procesamiento.
CJC Del inglés Cold-Juntion Compensation, que significa compensación de
la juntura fría.
DB-9 Conector RS232 de 9 pines.
DIP Del inglés Dual In-line Package. Nombre empleado para el empaque de
circuitos integrados cuya separación entre pines es de 0.254 mm.
DSP Del inglés Digital Signal Processor, que significa Procesador Digital de
señales.
EEPROM Del inglés Electrically-Erasable Programmable Read-Only Memory,
que significa memoria de sólo lectura, programable y borrable
eléctricamente.
f.e.m Fuerza Electromotriz.
I2C Del inglés Inter-Integrated Circuit.
IC Del inglés Integrated Circuit, que significa circuito integrado.
ISO Del inglés Internacional Organization for Standarization, que significa
Organización Internacional para la Estandarización.
LAG Levantamiento Artificial por Gas.
LAN Del inglés Local Área Network, lo cual significa red de área local.
NTC Del inglés Negative Temperatura Cofficient, que significa coeficiente de
temperatura negativo.
PSR Del inglés Power Supply Rejection, lo cual significa rechazo de la fuente
de poder.
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Pt100 RTD fabricada con platino que muestra una resistencia de 100 Ω a 0º C.
PTC Del inglés Possitive Temperature Coefficient, que significa coeficiente
positivo de temperatura.
RAM Del inglés Random Access Memory, que memoria de acceso aleatorio.
RF Del inglés Radio-Frequency, que significa Radio Frecuencia.
RTD Del inglés Resistance Temperatura Detector, que significa detector de
temperatura a través de resistencia.
SCI Del inglés Serial Communication Interface, que significa interfaz serial
de comunicación.
SI Sistema Internacional de Unidades.
TC Del inglés Temperature Coefficient, lo cual significa coeficiente de
tempearatura.
USB Del inglés Universal Serial Bus, que significa Bus Serial Universal.
UART Transmisor-Receptor Asíncrono Universal.
WAN Del inglés Wide Área Network, lo cual significa red de área amplia.
WPAN Del inglés Wireless Personal Area Network, lo cual significa redes
inalámbricas de área personal.
PALABRAS EN INGLÉS
Ad hoc. Red que se crea espontáneamente, no requiere una infraestructura fija y está limitada
en el espacio y en el tiempo.
Debugging. Procedimiento que se realiza cuando se hace una corrida en “frío” de un programa
para un microcontrolador con el fin de detectar errores en el código desarrollado.
Driver. Nombre que se le da a dispositivos manejadores o controladores de otros sistemas.
Generalmente manejan la corriente o las señales que dirigen a ese otro sistema.
Dropout Voltage. Nombre que se le da a la diferencia de tensión mínima necesaria entra la
entrada de un regulador lineal y su salida regulada para garantizar el correcto funcionamiento
del dispositivo.
Flash. Tipo de memoria no volátil que puede seguir almacenando la información a pesar de no
tener fuente de alimentación.
Full-duplex. Tipo de transmisión donde el canal es empleado bidireccionalmente, se puede
escribir y leer en o del canal simultáneamente.
Half-duplex. Tipo de transmisión donde las transmisiones se realizan en ambos sentidos pero
alternativamente, un solo sentido a la vez.
Handshaking. Protocolo de saludo completo empleado en comunicaciones por bus.
Headroom. Capacidad de un amplificador para sobrepasar su potencia en cortos intervalos
para reproducir picos sin distorsionar. A menudo depende de la fuente de la alimentación
usada.
High. Término empleado para decir que una señal se encuentra en un nivel lógico alto.
Host. Se llama así al procesador que funciona como cerebro o controlador principal de un bus
o sistema.
Low. Palabra empleada para indicar que una señal lógica está en nivel bajo.
Simplex. Tipo de transmisión de datos que se produce en un solo sentido, sólo existe un
emisor y un receptor y no pueden cambiar sus funciones.
Span. Es la diferencia algebraica entre los valores superior e inferior del campo de medida del
instrumento.
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Switch. Dispositivo conmutador.
Transceiver. Dispositivo transmisor/receptor.
UNIDADES
A Amperio
mA mili Amperio
B Byte
KB Kilo Bytes
bps bits por segundo
Kbps Kilo bits por segundo
Mbps Mega bits por segundo
gr gramo
Hz Hertz
MHz Mega Hertz
GHz Giga Hertz
m metro
cm centímetro
mm milímetro
pF pico Faradio
V Voltio
W Vatio
mW mili Vatio
Ω ohmio
KΩΩΩΩ Kilo ohmio
° grado
K Kelvin
Pa Pascal
º C Grados Centígrados
1 INTRODUCCIÓN
El objetivo principal de este proyecto es satisfacer la necesidad de la empresa
INTEVEP de automatizar el sistema adquisición y registro de valores de temperatura y presión
provenientes de la producción en pozos petroleros. Para esto se ha diseñado y montado un
prototipo funcional que mide mediante un módulo de adquisición las señales requeridas, y
posteriormente se procede a su registro digital y almacenamiento en una memoria flash no
volátil.
El sistema posee la prestación de comunicación a través de radio frecuencia, con lo
cual ya no habrá necesidad de una constante atención en sitio para buscar información y el
equipo de optimización de producción podrá estar en constante comunicación con la estación
remota y encargarse de forma más eficiente si alguna eventualidad ocurre.
Debido a la ubicación remota donde se encontrará el dispositivo, es importante tener un
sistema de alimentación confiable que permita la correcta operación del sistema la mayor
cantidad de tiempo posible, se requiere que el sistema de alimentación dure aproximadamente
dos años. Por esta razón, es vital un buen diseño de las cargas a las cuales estará sometida la
batería que alimente la aplicación, ya que es preciso que ellas demanden la menor cantidad de
energía posible.
En el presente trabajo de grado se expondrán los criterios de diseño y cálculos
realizados para la fabricación del prototipo. Además, se explicará de forma detallada cada uno
de los bloques que constituyen el sistema, así como los resultados, análisis y recomendaciones
de las pruebas realizadas.
2
1.1 Definición del problema
1.2 Justificación
Tradicionalmente en la industria petrolera nacional, para conocer las presiones de
inyección y producción en pozos que utilizan Levantamiento Artificial por Gas (LAG) como
método de producción, se usan sensores de presión neumáticos, los cuales captan la señal de
presión por medio de un dispositivo mecánico, y se registra mediante plumillas con tinta, en
un disco de papel que gira una vuelta por día o una por semana.
Este sistema de adquisición de datos actual lleva consigo asociado las siguientes
desventajas:
-Carencia de energía eléctrica en los pozos.
-Uso de sensores neumáticos de baja precisión y pérdida de calibración.
-Inexistencia de un sistema de comunicación con los pozos de LAG.
-Requiere de constante atención en sitio para buscar información y mantenimiento de
discos.
-Operación y toma de decisiones a ciegas por parte del equipo de optimización de
producción.
Para solventar estas desventajas, Intevep ha solicitado a la empresa Seebeck,
reemplazar estos registradores mecánicos por registradores electrónicos de presión y
temperatura más compactos y de fabricación nacional.
1.3 Objetivo general
El objetivo general del proyecto consiste en lograr el diseño e implementación de un
registrador electrónico de los parámetros físicos: presión y temperatura y su comunicación con
una estación remota.
3
1.4 Objetivos específicos
- Diseño de la arquitectura del sistema registrador de parámetros físicos.
- Diseño e implementación de la electrónica de adaptación de las señales provenientes de
los sensores.
- Integración de la electrónica de adaptación con el módulo principal.
- Implementación de los algoritmos de adquisición y registro de datos.
- Diseño e implementación de la comunicación con el sistema SCADA.
- Diseño del PCB del modulo de adaptación y acondicionamiento de las señales.
1.5 Alcance y Limitaciones
Alcance:
- Elaboración de un prototipo funcional del registrador electrónico.
- Diseño, fabricación y montaje de la electrónica de adaptación y acondicionamiento de
las señales provenientes de los sensores.
- Integración de los distintos módulos que componen el registrador electrónico.
- Documentación del registrador electrónico.
Limitaciones:
El proyecto se vio limitado en cuanto a la disponibilidad de dispositivos en el territorio
Nacional, por lo tanto se realizó la procura y compra de dispositivos se realizó en el
extranjero, tardando cierto tiempo en llegar al país y luego en las aduanas.
2 MARCO TEÓRICO
2.1 Pozos con uso de Levantamiento Artificial por Gas
Una vez realizada la perforación, el pozo está en condiciones de producir. En este
momento puede ocurrir que el pozo sea puesto en funcionamiento por “surgencia natural”
(produce sin necesidad de ayuda), lo cual, no ocurre en la mayoría de las perforaciones. Por lo
tanto, para proseguir con la extracción de los fluidos de un yacimiento –petróleo, gas, agua-
se procede a la utilización de métodos artificiales de bombeo.
2.1.1 Definición El Levantamiento Artificial por Gas (LAG) es un método artificial de bombeo. Este
opera mediante la inyección continua de gas a alta presión en la columna de los fluidos de
producción, con el objeto de disminuir la densidad del fluido producido y reducir el peso de la
columna hidrostática sobre la formación, obteniéndose así, un diferencial de presión entre el
yacimiento y el pozo el cual permite que éste fluya adecuadamente.
2.1.2 Constitución
Una instalación de LAG consta básicamente de: la sarta de producción y el equipo
asociado, (constituyen arreglos de tubulares y equipos de fondo cuyo objetivo primordial es
conducir los fluidos desde la boca de las perforaciones hasta la superficie) la línea de flujo, el
separador, los equipos de medición y control, la planta compresora o fuente de gas de
levantamiento de alta presión y las líneas de distribución del gas.
El equipo de producción consiste en una o varias piezas tubulares denominadas
mandriles, las cuales se insertan o enroscan a una válvula de levantamiento, a través de la cual
pasa el gas destinado a levantar el fluido de producción.
El equipo de subsuelo representa la base para el funcionamiento del LAG, y está
constituido principalmente por las válvulas de LAG y los mandriles. Las válvulas de LAG
tienen como función permitir la inyección a alta presión del gas que se encuentra en el espacio
anular.
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Este tipo de Método de Levantamiento Artificial permite manejar grandes volúmenes
de producción, incluyendo la producción de agua y sedimentos. Además cuenta con la
flexibilidad de distribuir gas a varios pozos con una sola planta de compresión, y de recuperar
las válvulas con guaya fina o tubería.
Figura 1 El levantamiento por gas consiste en inyectar gas dentro del pozo en el espacio entre el casing y el tubing.
2.1.2 Variables a medir en el sistema En un sistema que utilice este método de producción, es necesario como instrumento
de control poder medir las siguientes variables:
- Presión de cabezal de tubería (THP): la cual permite ver el patrón de producción,
observando la presión en el separador. Con ésta se puede determinar si hay obstrucción en
la línea de flujo.
- Presión de inyección en casing (CHP): la cual determina el comportamiento de la válvula
de gas-lift (ver Figura 2 ).
- Presión de línea de producción (PLP): la cual se emplea para pozos de flujos natural y evita
que colapse la formación. En choques, permite saber si el flujo es crítico o sub-crítico.
- Temperatura de pozo: la cual permite evaluar si hubo escape de gas en la línea.
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Figura 2 Cabezal de pozo produciendo a través de levantamiento artificial por gas.
2.2 Sistema SCADA
SCADA viene de las siglas Supervisory Control and Data Acquisition, lo cual significa
en español, Control supervisor y adquisición de datos.
2.2.1 Definición Se refiere a un sistema central que monitorea y controla a gran distancia (kilómetros /
millas) un sistema de cualquier tipo. La mayor parte del control es realizada automáticamente
por una Unidad Terminal Remota (UTR ó RTU en inglés) o por un Controlador Lógico
Programable (PLC). Las funciones de control del servidor están casi siempre restringidas a
reajustes básicos del sitio o capacidades de nivel de supervisión. Por ejemplo un PLC puede
controlar el flujo de agua fría a través de un proceso, pero un sistema SCADA puede
permitirle a un operador cambiar el punto de consigna (set point) de control para el flujo, y
permitir grabar y mostrar cualquier condición de alarma, como por ejemplo la pérdida de flujo
o una alta temperatura. La realimentación del lazo de control es cerrado, a través de la UTR o
del PLC. La función del sistema SCADA en este caso, es monitorear el desempeño general de
dicho lazo.
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2.2.2 Componentes del sistema SCADA 1. Múltiples Unidades de Terminal Remota (también conocida como UTR o RTU,
Estaciones Externas) y controladores.
2. Estación Maestra y Computador con HMI.
3. Infraestructura de Comunicación.
2.2.3 Funciones básicas 1. Recabar, almacenar y mostrar información, en forma continua y confiable,
correspondiente a la señalización de campo: estados de dispositivos, mediciones,
alarmas, etc.
2. Ejecutar acciones de control iniciadas por el operador, tales como: abrir o cerrar
válvulas, arrancar o parar bombas, etc.
3. Alertar al operador de cambios detectados en la planta, tanto aquellos que no se
consideren normales (alarmas) como cambios que se produzcan en la operación diaria
de la planta (eventos). Estos cambios son almacenados en el sistema para su posterior
análisis.
4. Aplicaciones en general, basadas en la información obtenida por el sistema, tales
como: reportes, gráficos de tendencia, historia de variables, cálculos, predicciones,
detección de fugas, etc.
2.3 Sistema de Adquisición
Un Sistema de Adquisición de Datos (SAD) no es mas que una etapa modular
compuesta por equipos electrónicos, cuya función es el control o simplemente el registro de
una o varias variables de un proceso cualquiera. En general constan de los siguientes
elementos básicos:
1. Los sensores que convierten un fenómeno físico en una magnitud eléctrica.
2. Un bloque acondicionador que realiza el acondicionamiento para aislar, filtrar,
convertir y/o amplificar la señal.
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3. Un sistema de procesamiento que realiza operaciones con los datos (información
digital) con objeto de transformarlos en información útil.
2.3.1 Sensores
Un sensor es un dispositivo que recibe una señal o estímulo y responde con una señal
eléctrica, mientras que un transductor es un convertidor de un tipo de energía en otro. En la
práctica, sin embargo, es común que los términos sean usados de modo intercambiable.
Los sensores y sus circuitos asociados son usados para medir varias propiedades físicas
como temperatura, fuerza, presión, fluido, posición, intensidad, entre otros. Estas propiedades
actúan como el estímulo para el sensor, y la salida de éste es posteriormente acondicionada y
procesada para proporcionar la medición correspondiente de la propiedad física.
2.3.1.1 Temperatura
2.3.1.1.1 Definición
La temperatura es una medida del calor o energía térmica de las partículas en un
sistema. En el Sistema Internacional de Unidades (SI), la unidad de temperatura es el Kelvin.
Sin embargo, está muy generalizado el uso de otras escalas de temperatura, concretamente la
escala Celsius (o Centígrada), y, en los países anglosajones, es frecuente el uso de la escala
Fahrenheit.
2.3.1.1.2 Tipos de instrumentos Los instrumentos de temperatura basan su funcionamiento en diversos fenómenos que
ocurren debido a variaciones de dicho parámetro físico, entre ellos están:
a) Variaciones en volumen o en estado de los cuerpos (sólidos, líquidos o gases);
b) Variación de resistencia de un conductor (sondas de resistencia);
c) Variación de resistencia de un semiconductor (termistores);
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d) f.e.m. creada en la unión de dos metales distintos (termopares);
e) Intensidad de la radiación total emitida por el cuerpo (pirómetros de radiación);
f) Otros fenómenos como velocidad del sonido en un gas, frecuencia de resonancia de
un cristal, entre otros.
Los tres tipos de instrumentos (sensores de contacto) utilizados con más frecuencia
para aplicaciones industriales son los termopares (o termocuplas), los termistores y los
termómetros de resistencia, también llamados RTD.
2.3.1.1.2.1 Termopares o termocuplas
Definición
La termocupla es una de las formas más comunes para medir temperatura. Esta se basa
en el efecto descubierto por Seebeck en 1821.
Dicho efecto consiste en la circulación de una corriente en un circuito formado por dos
metales diferentes, cuyas uniones (unión de medida o caliente y unión de referencia o fría) se
mantienen a distinta temperatura. Esta circulación de corriente obedece a dos efectos
termoeléctricos combinados, el efecto Peltier, que provoca la liberación o absorción de calor
cuando una corriente circula a través de la unión de dos metales distintos, y el efecto
Thomson, que consiste en la liberación o absorción de calor cuando una corriente circula a
través de un metal homogéneo en el que existe un gradiente de temperatura.
Principio básico de funcionamiento
Con el propósito de ilustrar el principio básico de funcionamiento de la termocupla se
explica a continuación los formatos mostrados en la Figura 3.
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Figura 3 Principios básicos de las Termocuplas.
Al unir dos metales distintos, A y B, a cualquier temperatura por encima del cero
absoluto, habrá una diferencia de potencial entre ellos, es decir, su "f.e.m. termoeléctrica" o "
potencial de contacto", V1. Este voltaje es proporcional a la temperatura de la unión de
medida, T1, como se puede notar en la Figura 3 A.
Al unir dos alambres de metal, uno A con otro B en dos sitios, se formarán dos uniones
de medida, T1 y T2 (Figura 3 B). Si las dos uniones están en temperaturas diferentes, habrá
una f.e.m. en el circuito, y una corriente I fluirá, la cual estará determinada por la f.e.m, V1 -
V2, y la resistencia total R en el circuito.
Al abrir el circuito como en la Figura 3 C, el voltaje a través de la ruptura será igual a
la f.e.m termoeléctrica del circuito; y al medir este voltaje, se podrá calcular la diferencia de
temperaturas entre las dos uniones. Se debe recordar que un termopar siempre mide la
diferencia de temperaturas entre dos uniones, no la temperatura absoluta en una unión. Sólo
podemos medir la temperatura en la unión de medida si sabemos la temperatura de la otra. De
aquí se deriva el origen de los términos de unión de "referencia" o "fría".
Sin embargo, cabe destacar, no es tan fácil medir sólo el voltaje generado por un
termopar. Cualquier alambre atado a un termopar es también un termopar por sí mismo, y si
no se toman ciertas precauciones, una serie de errores pueden ser introducidos. Por ejemplo, al
atar un voltímetro al circuito de la Figura 3 C, como se muestra en Figura 3D; los alambres del
voltímetro formarán uniones de termopar adicionales donde ellos son atados (T3, T4). Si
ambas uniones adicionales están a la misma temperatura (no importa exactamente a que
11
temperatura), entonces según "la Ley de Metales Intermedios" ellos no aportarán ninguna
contribución a la f.e.m. total del sistema. En cambio, si ellos están a temperaturas diferentes se
introducirán errores.
Características
Las termocuplas son por lo general bastante pequeñas, relativamente baratas, y en
comparación con todos los sensores de temperatura de contacto, son los que poseen el rango
más amplio de operación.
Estas son especialmente útiles para realizar mediciones en temperaturas
extremadamente altas (por encima de los +2300º C), y en ambientes hostiles. Los metales
comúnmente utilizados para la creación de termocuplas son: hierro, platino, tungsteno, cobre,
alumel (formado de níquel y aluminio), chromel (formado de níquel y cromo) y constantan
(formado de cobre y níquel).
Tipos de Termocuplas
La Figura 4 muestra la característica Temperatura vs. Voltaje para tres termopares
comúnmente usados, los tipo J, K y S, con la unión fría referenciada a una temperatura fija de
0º C. Como se observa en la Figura 4, de éstos, los termopares tipo J son los más sensibles,
produciendo el voltaje de salida más alto para un cambio de temperatura dado, pero sobre una
envergadura de temperatura relativamente estrecha. Por otra parte, los termopares tipo S son
los menos sensibles, pero pueden funcionar sobre un rango de temperatura mucho más amplio.
12
Figura 4 Característica Voltaje de salida vs. Temperatura de termopares tipo J, K y S.
La Figura 5 muestra como el coeficiente Seebeck de la termocupla varía con respecto
a la temperatura en la unión del sensor. El coeficiente Seebeck es el cambio del voltaje de
salida con respecto al cambio de la temperatura en la unión del sensor (es decir, la primera
derivada de la salida con respecto a la temperatura).
Figura 5 Curva del coeficiente Seebeck de termocuplas tipo J, K y S vs. Temperatura.
Un termopar lineal ideal tendría un coeficiente Seebeck constante frente a variaciones
de temperatura, pero en la práctica todos los termopares son no lineales en algún grado. Por lo
tanto, al seleccionar una termocupla para una medición en un rango particular de temperatura,
se debería elegir una cuyo coeficiente Seebeck varíe lo menos posible sobre el rango de
13
temperatura deseado. Por ejemplo, un termopar tipo J tiene un coeficiente Seebeck nominal de
55 µ V / ° C, que varía en menos de 1 µ V / ° C entre 200° C y 500° C, haciéndolo un “sensor
ideal” para mediciones en dicho rango de temperatura (ver Figura 5).
2.3.1.1.2.2 RTD (Resistance Temperature Detector)
Definición
La RTD ó Detectores de Temperatura mediante resistencia (Resistance Temperature
Detector), es un sensor que basa su funcionamiento en la variación de resistencia debida a
cambios de temperatura en el medio donde ésta se encuentre. El elemento consiste usualmente
en un arrollamiento de hilo muy fino del conductor adecuado, bobinado entre capas de
material aislante y protegido con un revestimiento de vidrio o de cerámica.
El material del conductor se caracteriza por el llamado “coeficiente de temperatura de
resistencia”, que expresa a una temperatura específica la variación de la resistencia del
conductor en ohmnios, por cada grado que cambia su temperatura.
Dado que las RTD varían con la temperatura, es necesario conocer la ley que persigue
dicha variación, para adaptar posteriormente los circuitos de medición a la sonda que se use.
Esta ley no es perfectamente lineal y quedará expresada de la siguiente manera:
Ecuación 1
[ ]32 )100(1 ttCBtAtRR ot −+++∗= , válido de -200 a 0º C
O bien
Ecuación 2
( )21 BtAtRR ot ++∗= , válido de 0 a 850º C
No obstante, y a fines prácticos, se suele reducir a la expresión siguiente dado que el
error que se tiene al no tener en cuenta a la constante B, es pequeño:
14
Ecuación 3
( )AtRR ot += 1
Siendo:
Ro= la resistencia en ohmnios a 0º C
Rt= resistencia en ohmnios a Tº C.
Α= coeficiente de temperatura de la resistencia
Materiales de Fabricación
Los materiales que forman el conductor de la resistencia deben poseer las siguientes
características:
1. Alto coeficiente de temperatura de la resistencia, ya que de este modo el
instrumento de medida será muy sensible.
2. Alta resistividad, ya que cuanto mayor sea la resistencia a una temperatura dada,
mayor será la variación por grado (mayor sensibilidad).
3. Relación lineal resistencia-temperatura.
4. Rigidez y ductilidad, lo que permite realizar efectivamente los procesos de
fabricación de arrollamiento del conductor a las bobinas de la sonda, a fin de
obtener tamaños pequeños (rapidez de respuesta).
5. Estabilidad de las características durante la vida útil del material.
Las RTD’s pueden ser fabricadas a bajo costo con materiales tales como: cobre y
níquel, sin embargo, nos veremos sometidos a restricciones en el rango de temperatura, debido
a la no linealidad que estás presentarán, además de problemas de oxidación en los cables en el
caso del cobre.
El platino es el material más adecuado desde el punto de vista de precisión y
estabilidad, debido a su alto coeficiente de temperatura de la resistencia, pero presenta el
inconveniente de su costo. En general, la sonda de resistencia de platino utilizada en la
industria, tiene una resistencia de 100 ohmnios a 0º C y son llamadas PRTs o Pt100 para
distinguirlas.
15
El níquel es más barato que el platino y posee una resistencia más elevada con una
mayor variación por grado, sin embargo, tiene como desventaja la falta de linealidad en su
relación resistencia-temperatura y las variaciones que experimenta su coeficiente de
resistencia según los lotes fabricados.
El cobre tiene una variación de resistencia uniforme, es estable y barato, pero tiene el
inconveniente de su baja resistividad. En la Tabla 2 se muestran las características de RTD’s
fabricadas con Platino, Níquel y Cobre.
Metal
Resistividad µΩ /cm
Coeficiente de temperatura Ω / Ω , ºC
Intervalo útil de
temperatura Costo
Relativo R a 0º C en
Ohms Precisión en º C
Platino 9,83 0,00385 -200 a 950 Alto 25,100,130 0,01
Níquel 6,38 0,0063 a 0,0066 -150 a 300 Medio 100 0,5
Cobre 1,56 0,00425 -200 a 120 Bajo 10 0,1
Tabla 1 Características de RTD’s fabricadas con Platino, Níquel y Cobre
Estándares
Se han definido varios estándares para las PRT’s, entre ellos están:
• La curva de referencia ITS-90, el cual posee un coeficiente de temperatura de la
resistencia de α = 0.00393 con una resistencia de 100 Ohm a 0.01º C.
• El Estándar IPTS-68 (1-100), el cual posee un coeficiente de temperatura de la
resistencia de α = 0.00392 con una resistencia de 100 Ohm a 0º C.
• El Estándar (11-100), el cual posee un coeficiente de temperatura de la
resistencia de α = 0.00391 con una resistencia de 100 Ohm a 0º C.
• La especificación Canadiense, el cual posee un coeficiente de temperatura de la
resistencia de α = 0.00389 con una resistencia de 100 Ohm a 0º C.
• De la German Industrial Standards Organization (DIN) tenemos el estándar
DIN IEC 751 reference platinum precision resistance thermometer, el cual
posee un coeficiente de temperatura de la resistencia de α = 0.00385 con una
resistencia de 100 Ohm a 0º C.
16
Dependiendo del estándar con el que son construidas las Pt100, se obtienen diversas
tablas y coeficientes para las ecuaciones 2 y 3 anteriormente expuestas. A partir de Tabla 10
hasta la Tabla 29 ubicada en la sección de anexos, se muestran los valores de resistencia de las
sondas Pt 100 para cada valor de temperatura incluido en el rango de 0 – 350º C.
Métodos de conexión para evitar errores
Los cables usados para conectar la RTD a la lectura de salida, pueden contribuir a
sumar errores en la medición, especialmente cuando están involucradas largas longitudes de
cables como sucede con frecuencia en mediciones remotas de temperatura. Existen diseños de
conexión, llamados de 3-hilos y 4-hilos para ayudar a minimizar o limitar tales errores cuando
es necesario.
Montaje de dos hilos
En el montaje de dos hilos (ver Figura 6 A), la sonda de resistencia se conecta a uno
de los brazos del puente y se varia R3 hasta que se anule la desviación del galvanómetro. En
este instante se cumple la ecuación:
Ecuación 4
x
R
R
R 2
3
1 =
De aquí se obtiene:
Ecuación 5
1
23 R
RRx ×= , como valor de la sonda de resistencia.
Es el montaje más sencillo, pero presenta el inconveniente de que la longitud de los
hilos a y b de conexión desde la sonda al puente, varían cuando cambia la temperatura, y esta
relación afecta por lo tanto la indicación. Aunque estos hilos sean de baja resistencia (gran
diámetro) y ésta sea conocida, las longitudes que puede haber en campo entre la sonda y el
panel donde esté el instrumento receptor, añade una cierta resistencia al brazo de la sonda. En
efecto, la ecuación anterior pasa a:
17
Ecuación 6
)(2
3
1
bakx
R
R
R
+×+=
donde:
x= valor de la resistencia desconocida.
k= coeficiente de resistencia por unidad de longitud
a y b= longitudes de los hilos de conexión de la sonda al puente.
El montaje de dos hilos, por lo general se emplea con resistencias moderadas del hilo
de conexión y cuando la lectura no necesita ser demasiado exacta.
Figura 6 Tipos de conexión posible para las RTD en un circuito tipo puente. Montaje de tres hilos
En el montaje de tres hilos (ver Figura 6 B) la sonda está conectada mediante tres hilos
al puente y es en la práctica el más utilizado. Al ser conectada la sonda de este modo, la
medida no es afectada por la longitud de los conductores ni por la temperatura, ya que esta
influye a la vez en los dos brazos adyacentes del puente. La única condición necesaria es que
la resistencia de los hilos a y b sea exactamente la misma. La ecuación correspondiente es:
Ecuación 7
Kbx
R
KaR
R
+=
+
2
3
1
18
Y como Ka=Kb, haciendo R2/R1=1, R3 puede ajustarse a un valor igual a x para que
el galvanómetro no indique tensión.
Montaje de cuatro hilos
El montaje de cuatro hilos (ver Figura 6 C) se utiliza para obtener la mayor precisión
posible en la medida. Se basa en efectuar dos mediciones de la resistencia de la sonda,
combinando las conexiones de modo tal, que la sonda pase de un brazo del puente al
adyacente. De este modo, se compensan las resistencias desiguales de los hilos de conexión, y
el valor de la resistencia equivale al promedio de los valores determinados en las dos
mediciones.
Frecuentemente el error en los brazos puede ser minimizado al colocar la RTD lo más
cerca posible de un transmisor. Los transmisores convierten la resistencia medida en una
corriente analógica que puede ser enviada a través de largas distancias mediante un cable o por
radio frecuencia RF hacia un módulo de adquisición o sistema de control.
2.3.1.1.2.3 Termistores
Definición
Los termistores son resistores sensibles a la temperatura de bajo costo, fabricados de
materiales semiconductores, con un coeficiente de temperatura positivo o negativo. Aunque
los dispositivos con coeficiente de temperatura positivo existen, los termistores más comunes
son los que poseen coeficiente de temperatura negativo, también llamados termistor NTC
(negative temperature coefficient). Son fabricados frecuentemente con óxidos de níquel,
manganeso, hierro, cobalto, cobre, magnesio, titanio y otros materiales.
La Figura 7 muestra la característica de Temperatura vs. Resistencia de un termistor
NTC comúnmente usado. Como se aprecia en ella, el termistor varía su resistencia eléctrica en
función de la temperatura, pero dicha variación no es lineal, sino exponencial. Cuando la
variación de resistencia es inversa a la de temperatura, se dice que el termistor es del tipo NTC
19
(negative temperature coefficient), mientras que si esta variación es directa, entonces es del
tipo PTC (positive temperature coefficient).
Figura 7 Características de resistencia de un termistor NTC con 10K Ω
Aunque el termistor sea el sensor menos lineal de los dos sensores de temperaturas
hablados, es el más sensible. La alta sensibilidad del termistor (típicamente - 44,000 ppm /° C
a 25° C) le permite detectar variaciones de temperatura en intervalos de minutos no fácilmente
observables con una RTD o un termopar.
Características
Los termistores son sensores de temperaturas baratos y muy sensibles. Sin embargo, el
coeficiente de temperatura de un termistor puede variar desde -44,000 ppm /° C a 25° C hasta
-29,000 ppm /° C a 100° C. Su no linealidad no sólo es la mayor fuente de error en mediciones
de temperaturas, sino que también esto limita aplicaciones útiles a muy estrechos rangos de
temperatura sin linealización.
Comparado con los termopares y las RTDs, los termistores son frágiles y requieren de
procedimientos de montaje cuidadosos para impedir que se dañen. Aunque el tiempo de
respuesta de un termistor sea corto debido a su pequeño tamaño, su pequeña masa termal lo
hace muy sensible a errores debido al auto calentamiento.
20
La relación entre la resistencia del termistor y la temperatura viene dada por la
expresión:
Ecuación 8
)11
(oTT
B
ot eRR−
∗=
En donde:
Rt = Resistencia en ohmnios a la temperatura T.
Ro = Resistencia en ohmnios a la temperatura de referencia To.
B = Constante dentro de un intervalo moderado de temperaturas.
To = Temperatura ambiente expresada en grados Kelvin, es decir, To = 25ºC + 273º = 298ºK.
2.3.1.1.3 Comparación de los instrumentos descritos Las termocuplas, los termistores NTC y las RTD’s son dispositivos apropiados para
medir temperatura en estaciones remotas. En la Figura 8 se muestra las curvas características
de la termocupla, la RTD y del termistor.
Figura 8 Curvas características de una termocupla, un RTD y de un termistor.
En la Tabla 2 se muestran las características, ventajas y desventajas de los tres
instrumentos descritos con anterioridad:
21
Criterio RTD Termistor Termocupla
Rango de temperatura
Amplio. Desde -200º a 850º C
De corto a Medio. Desde -73º a 260º C
Bastante amplio. Desde -184º a
2300º C
Estabilidad Buena Pobre De pobre a media
Precisión Alta,
+/- 0,01º C Media,
+/- 0,005º C Media,
(0,4º a 0,8º C)
Repetibilidad Excelente,
0,03º C De media a Buena,
(0,03º - 0,11º C) De pobre a media,
+/- 0,11º C
Sensibilidad (salida) Media Muy alta Baja
Linealidad Buena Pobre Media
Tamaño/Empaque De mediano a pequeño De pequeño a mediano De pequeño a Grande
Desventajas
- Mas caro que el termopar o la termocupla.
- Frágil -Necesita excitación.
- No lineal.
- Posee alta deriva sin Envejecer.
- Necesita excitación.
- - Menor linealidad que las RTD's.
- -Necesita compensación de la unión fría.
- - Bajo voltaje de salida.
Ventajas
- Señal de salida mayor que la del
termopar. -Mejor estabilidad.
- Medidas de precisión.
Sensibilidad y rápida respuesta.
- Bajo costo.
- Señal de salida mayor que la del termopar y que la del RTD.
- Pequeño tamaño. - Excelente sensibilidad y rápida
respuesta.
- Alta resistencia a corrosión de humedad.
- Pequeño Tamaño. - Respuesta rápida.
Tabla 2 Comparación entre RTD, el Termistor y la Termocupla. 2.3.1.2 Presión
2.3.1.2.1 Definición
La presión puede definirse como una fuerza por unidad de área aplicada a una
superficie en dirección perpendicular hacia esa superficie. En general, la presión se mide
directamente por su equilibrio con respecto a otra fuerza conocida, que puede ser la de una
columna liquida, un resorte, un diafragma cargado con un resorte o cualquier otro elemento
que pueda sufrir una deformación cualitativa cuando se le aplica la presión.
La presión puede expresarse en unidades tales como pascal, bar, atmósferas,
kilogramos por centímetro cuadrado y psi (libras por pulgada cuadrada).
22
Los instrumentos de presión se clasifican en cuatro grupos: mecánicos, neumáticos,
electromecánicos y electrónicos. Los instrumentos de presión del tipo eléctrico comúnmente
usados son: las galgas extensométricas de resistencia y los transductores piezoeléctricos.
2.3.1.2.1.1 Galgas extensométricas
Definición
Se basan en la variación (deformación) de longitud y de diámetro, y por lo tanto de
resistencia de un conductor o un semiconductor, que tiene lugar cuando un hilo de resistencia
se encuentra sometido a una tensión mecánica por la acción de una presión.
La unidad de medida de la deformación se expresa mediante ε (épsilon). Esta es
adimensional, y expresa la relación existente entre el incremento de longitud experimentado
por el objeto y la longitud inicial.
Ecuación 9
l
l∆=ε
Principio de Funcionamiento
La galga extensométrica es básicamente una resistencia eléctrica, donde el parámetro
variable y sujeto a medición es la resistencia de dicha galga. La variación de resistencia
depende de la deformación que sufre la galga, partiendo de la hipótesis inicial de que el sensor
experimenta las mismas deformaciones que la superficie sobre la cual está pegado.
La resistencia de la galga es la resistencia del hilo, que viene dada por la siguiente
ecuación:
Ecuación 10
S
lR *ρ=
En base a la Ecuación 10
Ecuación 11
S
lR
∆=∆ *ρ
Otro principio de funcionamiento de las galgas se basa en la deformación de elementos
semiconductores. Esta deformación provoca una variación, tanto en la longitud como en la
23
sección, pero de una forma más pronunciada en la resistividad ( ρ ) del semiconductor. De esta
forma:
Ecuación 12
S
lR
∆
∆∆=∆ *ρ
Este tipo de sensor semiconductor posee un factor de galga más elevado que el
constituido por hilo metálico.
Las galgas de semiconductor poseen una sensibilidad muy superior a las de hilo,
debido a que se unen dos fenómenos, el de variación de resistencia por la deformación y el
efecto piezoeléctrico (variación de la resistividad debido a la deformación del semiconductor),
sin embargo este fenómeno tiene una gran dependencia de la temperatura y obliga a
compensar los resultados térmicamente, lo cual dificulta la calibración.
Materiales
Cuando seleccionamos una galga extensométrica, no solo se debe considerar las
características de tensión del sensor, sino también su estabilidad y la sensibilidad a la
temperatura. Desafortunadamente los materiales para galga más deseables son muy sensibles a
las variaciones de temperaturas y tienden a cambiar su resistencia con el tiempo.
Cada material del cable de la galga extensométrica tiene sus propias características:
factor de galga, resistencia, coeficiente de temperatura, coeficiente térmico de resistividad y
estabilidad. Entre los materiales típicos se incluyen Constantan (aleación cobre-níquel),
Nichrome V (aleación níquel-cromo), aleaciones de platino (usualmente tung-steno), Isolastic
(aleación níquel-hierro), o cables con aleaciones del tipo Karma (aleaciones níquel-cromo),
hojas metálicas o materiales semiconductores. La aleación mas popular usada para galgas
extensométricas es la aleación cobre-níquel y la níquel-cromo.
Ventajas y Desventajas
Las galgas extensométricas tienen una respuesta frecuencial excelente y pueden
utilizarse en mediciones estáticas y dinámicas. Presentan una compensación de temperatura
relativamente fácil y generalmente no son influidas por campos magnéticos. Las galgas de hilo
24
metálico poseen las siguientes desventajas: señal de salida débil, pequeño movimiento de la
galga, alta sensibilidad a vibraciones y estabilidad dudosa a lo largo del tiempo de
funcionamiento.
Mientras mas altas sean la unidad de resistencia y la sensibilidad de los sensores
semiconductores, definitivamente son más ventajosas. Estos tienen factores de galga y una
sensibilidad de 50 y 100 veces respectivamente más de la de los cables metálicos u hojas
metálicas para galgas extensométricas.
La gran sensibilidad de las galgas semiconductoras a las variaciones de temperatura y
la tendencia a deriva son desventajas en comparación de los sensores de hoja metálica.
Además, posee la desventaja de no presentar linealidad en la relación resistencia-presión.
En resumen, la galga ideal para tensión debe ser pequeña en tamaño y masa, de bajo
costo, fácil de colocar y de alta sensibilidad a la tensión pero insensible a las variaciones de la
temperatura ambiental.
2.3.1.2.1.2 Transductores piezoeléctricos
Efecto Piezoeléctrico
En 1880, Jacques y Pierre Curie descubrieron que al aplicar presión a un cristal de
cuarzo se establecían cargas eléctricas en este. Ellos llamaron a este fenómeno “el efecto
piezoeléctrico”.
Mas tarde, ellos verificaron que un campo eléctrico aplicado al cristal proporcionaba
una deformación al mismo. Por tanto, los materiales piezoeléctricos pueden ser utilizados para
convertir energía eléctrica en energía mecánica y viceversa.
Un actuador piezoeléctrico es un dispositivo que produce movimiento
(desplazamiento) aprovechando el fenómeno físico de la piezoelectricidad. En la Figura 9, se
muestra una representación de transductor piezoeléctrico.
25
Figura 9 Transductor piezoeléctrico.
Principio de Funcionamiento
Algunos elementos cristalinos como el cuarzo, la turmalina u otros materiales
sintéticos, poseen la propiedad de adquirir una polarización en la dirección de los
denominados ejes eléctricos cuando se les somete a un esfuerzo, y se deforman según la
dirección de los llamados ejes mecánicos. El fenómeno se debe al desplazamiento que sufre el
centro de gravedad de las cargas, generando un dipolo eléctrico. Esta propiedad se aprovecha
para construir sensores de deformación o de medida indirecta de esfuerzos, utilizando ya sea la
carga eléctrica que se produce o la frecuencia de oscilación.
Dos materiales típicos en los transductores piezoeléctricos son el cuarzo y el titanato de
bario, capaces de soportar temperaturas del orden de 150° C en servicio continuo y de 230° C
en servicio intermitente.
Ventajas y Desventajas
Los transductores piezoeléctricos son elementos ligeros, de pequeño tamaño y de
construcción robusta. Su señal de respuesta a una variación de presión es lineal y son
adecuados para medidas dinámicas, al ser capaces de respuestas frecuenciales de hasta un
millón de ciclos por segundo. Tienen la desventaja de ser sensibles a los cambios en la
temperatura, de experimentar deriva en el cero y precisar ajuste de impedancias en caso de
fuerte choque. Además, su señal de salida es relativamente débil por lo que se necesitan
amplificadores y acondicionadores de señal.
26
Entre las principales ventajas de un actuador piezoeléctrico tenemos:
- Puede producir cambios de posición extremadamente finos, por debajo del rango
del nanómetro. Los pequeños cambios en el voltaje son convertidos en suaves
movimientos.
- Puede generar una fuerza de varios miles de Newton.
- Ofrecen el más rápido tiempo de respuesta disponible (microsegundos).
- No producen campos magnéticos ni son afectados por estos. Son especialmente
apropiados para aplicaciones donde los campos magnéticos no pueden tolerarse.
- El efecto piezoeléctrico convierte directamente energía eléctrica en movimiento
absorbiendo energía solo durante éste. Durante el tiempo de reposo, aun
sosteniendo cargas pesadas, no se consume potencia.
- Son elementos que no necesitan ningún lubricante y no muestran desgaste ni
abrasión. Esto los hace compatibles con espacios limpios e idealmente apropiados
para aplicaciones de Ultra Alto Vacío.
- Se basa en campos eléctricos y funciona hasta casi 0 grados kelvin.
2.4 Sistema de acondicionamiento
Las salidas a escala completa de la mayoría de los sensores son voltajes, corrientes, o
cambios de resistencia relativamente pequeños, y por lo tanto sus salidas deben ser
apropiadamente condicionadas antes de ser procesadas. Debido a esto, se ha desarrollado una
etapa llamada circuito de acondicionamiento de la señal.
2.4.1 Amplificador Instrumental (AI)
Los amplificadores de instrumentación incrementan voltajes diferenciales pequeños en
presencia de voltajes grandes de común-modo, mientras que ofrecen una alta impedancia de
entrada. Esta característica los ha hecho atractivos a una variedad de usos, tales como
interfaces para puentes de galgas extensométricas en aplicaciones de medición de presión y
temperatura, termopares que midan temperatura, entre otros.
27
2.4.1.1 Definición
Un AI es un bloque de ganancia de precisión a lazo cerrado. Éste posee un par de
terminales de entrada diferenciales y una salida simple que trabaja con respecto a una
referencia o terminal común, como se muestra en la Figura 10. Las impedancias de entrada
son equilibradas y poseen un valor altor, típicamente Ω≥ 910 . A diferencia de un AO, un AI
usa una red de realimentación de resistencias internas, más una resistencia (por lo general),
que fija el rango de ganancia, RG. Adicionalmente, en contraste a un AO, la red de
realimentación de resistencias internas y RG son aislados de los terminales de entrada de la
señal.
Figura 10 Esquema general de un amplificador instrumental.
2.4.1.2 Configuraciones de los amplificadores instrumentales
El circuito de un amplificador diferencial simple descrito anteriormente es
completamente útil (sobre todo a frecuencias altas), pero carece del comportamiento requerido
por la mayoría de las aplicaciones industriales de precisión. Por esta razón se han desarrollado
varias configuraciones de AI con las características adecuadas.
Con dos Amplificadores Operacionales
El circuito mostrado en la Figura 11 es conocido como el AI de dos-AO (amplificador
instrumental con dos amplificadores operacionales).
28
Figura 11 Configuración usando dos AO.
La ganancia del AI puede ser fijada fácilmente con una resistencia externa, RG. Sin
RG, la ganancia es simplemente 1 + R2/R1. En la práctica, la relación R2/R1 es elegida para
establecer la ganancia mínima deseada para el amplificador instrumental.
La impedancia de entrada del AI de 2-AO es intrínsecamente alta, permitiendo que la
impedancia de la fuente pueda ser alta. El rechazo de modo común dc es limitado por la
correspondencia entre las relaciones R1/R2 y '2/'1 RR , si hay una falta de armonía en
cualquiera de las cuatro resistencias, el rechazo de modo común dc queda limitado a [1]:
Ecuación 13
−≤
ENCIACORRESPONDNO
GAINCMR
%100*
log*20
Una de las principales desventajas de esta configuración de AI 2-AO, es que debe
haber un compromiso entre el rango del voltaje de entrada en modo común y la ganancia. El
amplificador A1 debe incrementar la señal en V1 por 1 + R1/R2. Si R1>> R2 (un ejemplo de
baja ganancia, ver Figura 11), A1 se saturará si la señal de modo común V1 es demasiado
alta, sin dejarle headroom a A1 para que pueda amplificar la señal diferencial querida. Para
ganancias altas (R1 <<R2), hay proporcionalmente más headroom en el nodo "A",
permitiendo voltajes de entrada de modo común más grandes [2].
29
El rechazo de modo común ac de esta configuración es generalmente pobre porque el
camino de señal de V1 a VOUT tiene el cambio de fase adicional de A1. Además, los dos
amplificadores funcionan en lazos de ganancias cerrados diferentes lo cual implica que
trabajan a diferentes anchos de banda. El uso de un pequeño condensador "C" como mostrado
en la Figura 11 puede mejorar en algo el CMR ac.
Con tres Amplificadores Operacionales
Una segunda arquitectura popular de amplificadores de instrumentación está basada en
tres AO, y es la mostrada en la Figura 12. Este circuito es típicamente conocido como el AI
tres-AO.
Figura 12 Configuración del AI tres-AO.
La arquitectura de esta configuración está basada en dos etapas, la primera etapa tiene
una entrada y salida diferencial; mientras que la segunda etapa posee una entrada diferencial y
salida unipolar puesta al nivel de tensión de referencia que se desee.
La Resistencia RG, fija la ganancia total de este amplificador. En esta configuración, el
CMR depende de la correspondencia entre las relaciones R3/R2 y R3'/R2'. Además, las
señales de modo común son sólo amplificadas por un factor de 1, sin tener en cuenta la
ganancia.
A consecuencia de la alta relación entre la ganancia de modo común y la diferencial
entre A1-A2, el CMR de este AI teóricamente aumenta en proporción a la ganancia. Debido a
la simetría de esta configuración, los errores de modo común a la entrada de los
amplificadores, tienden a ser anulados por la etapa de salida del diferencial. Estos rasgos
30
explican la popularidad de esta configuración de AI 3-AO, la cual es capaz de ofrecer un muy
alto desempeño.
Simplificando el análisis del circuito se podría decir, que un AI es la conexión de un
Amplificador aislado que comprende dos operacionales AO1 y AO2 con sus dos resistencias
fijas (R1 y R1’) y una variable RG, unido al amplificador básico, AO3 con sus cuatro
resistencias iguales que permiten obtener una ganancia unitaria. La resistencia RG de usa
únicamente para establecer la ganancia del sistema según la ecuación:
Ecuación 14
)12( VVGVo −= ;
Donde G es la ganancia diferencial, y V2 y V1 son, respectivamente los voltajes de
entrada positivo y negativo con respecto al terminal de tierra. El término de ganancia (G)
expresado en función de sus resistencias es:
Ecuación 15
[ ] [ ]'2/'3*/)'11(1 RRRGRRG ++=
La tensión de salida Vo se puede expresar como:
Ecuación 16
+=
C
D
CDDo
G
GV
VGV *
En la actualidad hay muchos circuitos integrados y versiones modulares de la
configuración clásica de tres-AO y de la dos-AO disponibles en un solo capsulado (ver [3] y
[4]). Se ha popularizado el uso de estas configuraciones en IC, debido a la excelente
correspondencia entre los tres AOs y entre la relación de sus resistencias internas, las cuales
proporcionan una exactitud en la ganancia del AI a mucho menor costo que lo alcanzado con
el uso de AO de precisión y lazos de resistencias discretos.
31
2.4.2 Circuitos tipo puente
Un método simple para medir resistencia es forzar una corriente constante por el sensor
resistivo, y medir la salida de voltaje. Este procedimiento requiere, tanto de una fuente de
corriente exacta, como de un sistema exacto para la medición del voltaje. Cualquier cambio
producto de la fuente de corriente será interpretado como un cambio de resistencia. Además, la
potencia disipada por el sensor resistivo debe ser pequeña y de acuerdo con las
recomendaciones del fabricante, de modo que el auto calentamiento no produzca errores.
Como consiguiente, la corriente manejada por la fuente debe ser pequeña.
El circuito ilustrado en la Figura 13 es el conocido puente de Wheatstone básico
(realmente desarrollado por S. H. Christie en 1833). Consiste de cuatro resistencias conectadas
para formar un cuadrilátero, en una de sus diagonales se ubicará una fuente de voltaje BV o,
alternativamente, una fuente de corriente, y en la otra diagonal estará un detector de voltaje
(Ver Figura 13). El detector mide la diferencia entre las salidas de los dos divisores de voltaje
conectados a la fuente de excitación, BV . La forma general del voltaje de salida del puente OV
es dada en la Figura 13.
Figura 13 Puente de Wheatstone básico.
La mayoría de las aplicaciones con sensores emplean puentes, sin embargo, la
desviación del valor inicial de una o más resistencias en un puente, es tomado como una
variación en la magnitud de la variable que está siendo medida. En estos casos, el cambio de
voltaje de salida es una indicación del cambio de resistencia, lo cual es un error. Es común
32
que los cambios de resistencia sean muy pequeños, por lo tanto, el cambio de voltaje de salida
puede ser tan pequeño como decenas de mV inclusive con el uso de una fuente de excitación
de hasta BV = 10 V (típico en aplicaciones de celdas de carga).
En muchas aplicaciones con uso de un puente, puede no haber solo un elemento
variable, sino dos, o hasta los cuatro elementos, podrían variar. La Figura 14 muestra una
familia de cuatro puentes conducidos por voltaje, comúnmente usados y apropiados para
aplicaciones con sensores. En los cuatro casos las ecuaciones correspondientes para VO,
relacionan la salida de puente con el voltaje (constante) de la fuente y con los valores de las
resistencias del puente.
Figura 14 La sensibilidad y la linealidad del OV del puente alimentado por voltaje difiere para
cada configuración dependiendo del número de elementos activos.
En todos los casos asumimos un voltaje constante para VB. Es fácil notar a partir de las
ecuaciones dadas en la Figura 14, que la salida del puente es siempre directamente
proporcional a VB, por lo tanto, la precisión de las mediciones realizadas no será mejor que la
precisión de la fuente de alimentación utilizada. En cada caso, el valor de la resistencia fija del
puente, “R”, es escogida del mismo valor que el valor nominal de la resistencia(s) variable. Se
asume que la desviación de la resistencia(s) variable sobre el valor nominal será proporcional
al fenómeno físico medido, ya sea tensión (en caso de una galga extensométrica), o
temperatura (en el caso de una RTD).
33
La sensibilidad de un puente es el cociente de la relación entre el voltaje de salida a
escala completa y el voltaje entregado por la fuente de alimentación. Por ejemplo, si VB = 10
V, y la salida del puente a escala completa es 10mV, entonces la sensibilidad es 1mV/V. Para
los cuatro casos de la Figura 14, se puede decir que la sensibilidad aumenta mientras más sean
los elementos variables (aumenta de izquierda a derecha en la Figura 14).
La configuración mostrada en la Figura 14 A, donde un único elemento varía, es la
más apropiada para la medición de temperatura usando RTDs o termocuplas, esta
configuración también es usada con galgas extensométricas. Todas las resistencias tienen un
valor nominal igual, pero una de ellas (el sensor), es la variable por una cantidad ∆ R. Como
podemos notar en la ecuación mostrada en la Figura 14 A, la relación entre la salida de puente
y ∆R no es lineal. Por ejemplo, si R = 100 Ω y ∆R = 0.1 Ω (Cambio del 0.1 % de la
resistencia), la salida del puente será 2.49875 mV para VB = 10. Por lo tanto, la salida del
puente podrá estar en el rango 2.50000 mV – 2.49875 mV, es decir el error es de 0.00125 mV.
Es importante asentar, que la no linealidad de la que se ha estado hablando, se refiere a
la no linealidad del puente en sí mismo y no a la que pudiese presentar el sensor. En algunas
aplicaciones, la no linealidad de puente puede ser aceptable. Si no, hay varios métodos
disponibles para linealizar puentes. Debido a que existe una relación fija entre el cambio en las
resistencias del puente y su salida (mostrado en las ecuaciones), puede compensarse este error
a nivel de software o también pueden ser usadas ciertas técnicas circuitales.
Hay dos situaciones a considerar en el caso de un puente donde varíen dos elementos.
En el primer caso (Figura 14 B), se requiere de dos elementos idénticos que varíen en el
mismo sentido. El error en la linealidad de esta configuración, tiene un valor del 0.5 % / %, al
igual como ocurre en el caso en el que varía un solo elemento. Sin embargo, es interesante
notar que la sensibilidad es mejorada ahora por un factor de dos.
Un segundo caso del puente con variación de dos elementos, es el mostrado en la
Figura 14 C. Este puente requiere de dos elementos idénticos que varíen en sentidos
34
contrarios. Esta configuración es lineal, y además, al igual que en el primer caso donde varían
dos elementos, se tiene dos veces la sensibilidad de la configuración de la Figura 14 A.
La configuración donde todos los elementos varían mostrada en la Figura 14 D,
produce la mayor parte de señal para un cambio de resistencia dado, y es intrínsecamente
lineal. Esta es una configuración estándar en la para celdas de carga construidas con cuatro
galgas extensométricas idénticas.
Estos circuitos también pueden ser alimentados con fuentes de corrientes constantes,
como los mostrados en la Figura 15, para uno, dos o cuatro elementos activos. Como con los
puentes conducidos por voltaje, las expresiones de salida son mostradas en la figura al igual
que las sensibilidades.
La alimentación para puentes con fuentes de corrientes, son utilizadas pero no con
tanta frecuencia como lo son las alimentadas por voltaje. Sin embargo, esta es realmente
ventajosa cuando el puente está localizado remotamente de la fuente de excitación. Una
ventaja consiste en que la resistencia del cable no introduce errores en la medida. Además, es
preciso notar que con estas configuraciones alimentadas con una fuente de corriente constante,
todas las configuraciones son lineales excepto la configuración en la que varía un único
elemento, lo cual es el caso de la Figura 15 A.
Figura 15 La sensibilidad y la linealidad del OV del puente alimentado por corriente, es la
misma para todas configuraciones excepto la que posee un solo elemento activo.
35
2.4.3 Transmisor
Los transmisores son instrumentos que convierten la salida del sensor en una señal
suficientemente fuerte como para transmitirla al microcontrolador o a otro aparato receptor.
En muchas aplicaciones de control de procesos, la información es transmitida en forma
de corriente, con un span a escala completa de16 mA, y una variedad de compensación de 4 a
20 mA. La transmisión de información en forma de corriente, proporciona un grado de
inmunidad al ruido, ya que la información recibida no es afectada por caídas de voltaje en la
línea, ruido de voltaje inducido, entre otros. Al mismo tiempo, la compensación proporciona
un diferencia entre el cero (representado por 4mA) y ninguna información, debido a un
circuito abierto (flujo de corriente cero).
El XTR101 es un transmisor de dos hilos bajo el estándar de 4-20mA. El chip está
compuesto en su interior por un amplificador instrumental de alta precisión del tipo AI de dos-
AO (two-op Am In Amp), una fuente de corriente controlada por voltaje y dos fuentes de
corriente de referencia, ambas de 1mA. El esquema del chip es el mostrado en la Figura 16.
El chip opera según la siguiente teoría:
Básicamente, los amplificadores A1 y A2 (ver Figura 16) son amplificadores
instrumentales, donde A3 y Q1 (fuente de corriente controlada por voltaje) actúan como fuente
de alimentación simple para los amplificadores de instrumentación. La operación es
determinada por un laso de retroalimentación interno. El voltaje e1 (ver Figura 16) es
aplicado al pin 3, por lo tanto aparecerá en el pin 5 y lo mismo ocurrirá con e2 que es aplicada
al pin 4 y aparece en el 6. Por esto concluimos que la corriente en Rs (la cual fija el intervalo
de medida -span-) es Is= (e2 − e1)/RS = ein/RS. Esta corriente combinada con la corriente I3
forman I1. El circuito está diseñado de manera que I2 sea 19 veces I1.
A través de estas afirmaciones podemos conseguir ciertas ecuaciones que nos llevan a
obtener la función de transferencia del circuito:
Ecuación 17
ineRsvolt
ampsmAIo *)
40016.0(4 ++=
36
Figura 16 Esquemático simplificado del XTR101.
Como podemos notar al examinar la Ecuación 17 Io será 4mA cuando 012 =−= eeein
y su máximo valor será fijado en 20mA a través de una apropiada selección de Rs, basándonos
en el rango límite superior de ein. La elección de Rs se basa primordialmente en lograr la
ganancia requerida para la aplicación a diseñar y se halla por lo general a través de una
fórmula o en una hoja de datos.
2.5 Sistema de registro y almacenamiento
Un microcontrolador es un circuito integrado o chip que incluye en su interior tres
unidades funcionales: CPU, memoria y unidades de entrada y salida (E/S).
Generalmente consta de un generador de reloj integrado y una pequeña cantidad de
memoria RAM y ROM/EPROM/EEPROM/FLASH. Además dispone de una gran variedad de
dispositivos de entrada/salida, como convertidores de analógico a digital, temporizadores,
37
UARTs y buses de interfaz serial especializados, como I2C y SPI. Frecuentemente, estos
dispositivos integrados pueden ser controlados por instrucciones de procesadores
especializados.
El microcontrolador utilizado para ésta aplicación es el ATMEGA128L de ATMEL.
Este microcontrolador pertenece a la familia de microcontroladores de Advanced Reduced
Instruction Set Computing (RISC). Es un dispositivo muy versátil de 8 bits con 128 KBytes de
memoria flash. Es capaz de procesar 1MIPS por MHz permitiendo una optimización del
consumo de potencia versus la velocidad de procesamiento.
El ATMEGA128L posee ciertos módulos apropiados para la aplicación realizada,
como lo son: el convertidor analógico a digital (ADC), la unidad de transmisón/recepción
universal asíncrona/síncrona (USART) y el módulo de interfaz serial (SPI).
2.5.1 ADC
Un ADC (Analog-Digital Converter) es un dispositivo electrónico que como su
nombre lo indica convierte una señal analógica de entrada a un número digital.
La selección del ADC está basada en varios criterios del sistema, como por ejemplo la
resolución, velocidad de conversión, exigencias de alimentación, y tamaño físico. El ADC
debe tener suficientes bits para obtener la resolución requerida por la especificación de
exactitud. La fórmula para calcular la resolución de un ADC es dada en la Ecuación 18
Ecuación 18 nsolución 2Re =
Los bits binarios son los unos y los ceros usados para calcular los números binarios;
por ejemplo, un conversor con 8 estados digitales diferentes, tiene 8 bits significativos y n2 =
256 bits binarios (ver la Figura 19 ). El valor de voltaje de un solo bit, es llamado bit menos
significativo (LSB), y se calcula según la Ecuación 19.
38
Figura 17 Bits Significativos contra bits Binarios
Ecuación 19
n
FSVLSB
2=
El FSV es el voltaje en voltios a escala completa del conversor; de ahí, si un conversor
es de 12 bits, y el FSV = 10 voltios, se tendrá un LSB igual a bitmV /4414.2212/10 = . En un
ADC, un LSB es el cambio máximo de voltaje requerido a para que ocurra un cambio a la
salida de un bit, y es definido como:
Ecuación 20
)12( −=
n
FSVLSB
Hay muchas combinaciones diferentes transductor/ADC, y cada combinación tiene
exigencias diferentes. Casi cualquier transductor puede ser conectado con cualquier ADC, sin
embargo, no hay ninguna razón para esperar que el span del voltaje de salida del transductor
seleccionado corresponda perfectamente con el voltaje de entrada del ADC seleccionado; por
lo tanto, la etapa del amplificador debe encargarse de lograr la mejor correspondencia posible
entre dichos voltajes.
La etapa del amplificador amplía el span del voltaje de salida de transductor, y cambia
su nivel dc hasta que el span del voltaje de salida de transductor empareje con el span del
voltaje de entrada del ADC. Cuando los span son emparejados, la combinación transductor /
ADC consigue la exactitud máxima; cualquier otra condición sacrificaría la exactitud y/o el
rango dinámico.
39
En la Figura 18 (A), los span son iguales (3 V), pero ellos tienen un offset de 1 V. Esta
situación requiere que el nivel del voltaje de salida del sensor sea desplazado en un voltio para
que ambos span estén bien correspondidos. En la Figura 18(B), los span son desiguales (2 V y
4 V), pero no hay voltaje de descompensación (offset). Esta situación requiere que sea
amplificada la salida del sensor para poder emparejar los spans. Cuando los spans son
desiguales (2 V contra 3 V) y existe un voltaje de compensación (1 V), como es el caso en la
Figura 18(C), se requiere tanto un cambio de nivel en el voltaje de salida del sensor y como la
amplificación de este para emparejar los span.
Figura 18 Ejemplos de span que requieren corrección.
El error de cuantificación debido a la resolución finita del ADC y la no linealidad son
imperfecciones inevitables en todos los tipos de ADC. La magnitud del error de cuantificación
en el instante de muestreo está entre cero y mitad de un LSB.
2.5.2 Compilador
El compilador que se utilizó en la aplicación fue el CODEVISIONAVR 1.25.8
profesional el cual es un compilador de C, generador de programas automáticos y un
desarrollador para ambiente integrado diseñado para la familia de microcontroladores Atmel
AVR.
Este compilador implementa casi todos los elementos del lenguaje ANSI C, así como
los permitidos por la arquitectura AVR con algunas características adicionales que permiten
aprovechar las peculiaridades de la arquitectura AVR y las necesidades del sistema embebido.
40
2.5.3 RTC DS1302
El módulo RTC (reloj de tiempo real) DS1302 está compuesto por varios contadores,
los cuales llevan el tiempo a partir de una fecha y hora indicada. Éste dispositivo es capaz de
contar segundos, minutos, días del mes, mes, día de la semana y años válido hasta el 2100.
Además, ofrece la opción de desplegar la hora en formato de 24-h o de 12-h con un indicador
de AM/PM, lo cual lo hace muy versátil para el desarrollo de la aplicación.
Está diseñado para operar a muy baja potencia y retener la información de hora y fecha
en menos de 1 uWatt.
2.6 Comunicación
2.6.1 Comunicación serial
Para que un dispositivo –subsistema o módulo- pueda conectarse a un sistema, deben
existir reglas que digan cómo funciona el bus; estas reglas constituyen el protocolo de bus.
“Básicamente, un protocolo es un acuerdo entre las partes en comunicación sobre cómo se
debe llevar a cabo la comunicación” [5]. De esta manera, un protocolo constituye entonces ese
conjunto de reglas que posibilitan la transferencia de datos entre las partes de un sistema.
La comunicación serial es una forma de transportar datos con un mínimo de líneas.
Esta modalidad se introdujo con la aparición de los microcontroladores, para permitir una
comunicación con periféricos externos con el mínimo posible de líneas. Los fabricantes han
ido integrando protocolos de comunicación serial dentro de los microcontroladores. Estos
protocolos pueden ser de dos tipos: para la comunicación de circuitos electrónicos dentro de
un mismo equipo y para la comunicación entre equipos electrónicos. Entre los protocolos de
comunicación de circuitos electrónicos dentro de un mismo equipo se tienen como más
representativos el I2C, el SPI y el SCI. Mientras en la comunicación entre equipos electrónicos
se tienen el RS232, el CAN, el LIN y el USB. A continuación se explicarán los protocolos de
comunicación serial usados en la aplicación.
41
2.6.1.1 SPI
SPI significa interfaz serial periférica, por sus siglas en inglés Serial Peripheral
Interface. Es un sistema de comunicación serial entre periféricos, de bajo costo y velocidad
para comunicaciones de corta distancia, como por ejemplo, entre pequeños procesadores y sus
periféricos.
Es un sistema full-duplex, muy fácil de implementar entre dos hosts. Si se utiliza para
más de dos hosts, empieza a perder sus ventajas, en este caso el protocolo I2C funciona mejor.
Sin embargo, SPI es capaz de ofrecer tasas de transmisión mayores, pudiendo llegar a las
decenas de MHz [6].
El sistema está formado por un componente maestro y uno o más componentes
esclavos. El maestro, se define normalmente como un microcontrolador provisto de un reloj, y
los esclavos, como cualquier circuito integrado, los cuales reciben el reloj del maestro.
SPI, es una interfaz serial síncrona de cuatro hilos, la comunicación de datos se activa
mediante una señal baja, aplicada en la entrada de la línea de selección de esclavo (SS). Los
datos, se transmiten mediante tres conexiones: conexión para la entrada de datos serie (MOSI),
la de salida de datos (MISO) y la señal de reloj (SCLK). La Tabla 5 presenta un resumen de
estas señales.
Señal Descripción
SCLK Signal Clock, señal de reloj
MOSI Master Out – Slave In, maestro sale – esclavo entra
MISO Master In – Slave Out, maestro entra – esclavo sale
SS Slave Select, selección de esclavo
Tabla 3 Señales del sistema SPI.
El maestro, genera una señal de reloj y la envía a los esclavos. La línea de selección de
esclavo se utiliza para indicar con que esclavo se está intentando comunicar el maestro.
La comunicación entre el maestro y los esclavos funciona como procede:
1. El maestro pone en nivel bajo la línea de selección de esclavo del esclavo con el que
quiere interactuar. Esto indica al esclavo, que debe prepararse para iniciar la
comunicación.
42
2. El maestro, genera la señal de reloj de acuerdo con el modo SPI. Tanto el maestro como el
esclavo transmiten un bit por ciclo de reloj.
3. Después de un byte, el maestro pone la línea de selección de esclavo en nivel alto.
2.6.1.2 SCI
SCI significa interfaz de comunicación serial, por sus siglas en inglés Serial
Comunication Interface. Es un protocolo de comunicación serial asíncrono, full-duplex, que
tienen muchos microcontroladores, donde el usuario puede controlar la velocidad de
transmisión. Las señales utilizadas son RxD y TxD. Normalmente este tipo de interfaz la
incorporan los microcontroladores y los DSP (procesador digital de señal del inglés Digital
Signal Processor).
Utiliza en muchos casos una conexión directa entre dispositivos y transmite mientras
recibe, es el caso típico de la conexión entre dispositivos dentro de un mismo equipo. Pero
también puede tener que comunicar a cierta distancia pudiendo utilizar un driver a RS232, por
ejemplo.
2.6.1.3 RS232
RS232 es una interfaz que designa una norma para el intercambio serial de datos
binarios entre un DTE (equipo terminal de datos) y un DCE (equipo de terminación de circuito
de datos), aunque existen otras situaciones en las que también se utiliza la interfaz RS232. En
particular, existen ocasiones en que interesa conectar otro tipo de equipamientos, como pueden
ser computadoras. Evidentemente, en el caso de interconexión entre los mismos, se requerirá
la conexión de un DTE con otro DTE.
El RS232 consiste en un conector tipo DB-25 (de 25 pines), aunque es normal
encontrar la versión de 9 pines (DB-9). El conector DTE debe ser macho, mientras que el
conector DCE es hembra.
La interfaz RS232 está diseñada para distancias cortas, de unos 15 metros o menos, y
para velocidades de comunicación bajas, de no más de 20Kbps. A pesar de ello, muchas veces
se utiliza a mayores velocidades con un resultado aceptable. La interfaz puede trabajar en
comunicación asíncrona o síncrona y tipos de canal simplex, half-duplex o full-duplex. Las
43
líneas de handshaking de la RS232 se usan para resolver los problemas como en qué dirección
los datos deben viajar en un instante determinado.
Si un dispositivo de los que están conectados a una interfaz RS232 procesa los datos a
una velocidad menor de la que los recibe deben de conectarse las líneas handshaking que
permiten realizar un control de flujo tal que al dispositivo más lento le de tiempo de procesar
la información. Las líneas que permiten hacer este control de flujo son las líneas RTS y CTS.
Los diseñadores del estándar no concibieron estas líneas para que funcionen de este modo,
pero dada su utilidad en interfaces posteriores se incluyeron este modo de uso.
Las UART (Transmisor-Receptor Asíncrono Universal) se diseñaron para convertir las
señales que maneja el CPU y transmitirlas al exterior. Las UART deben resolver problemas
tales como la conversión de voltajes internos del DCE con respecto al DTE, gobernar las
señales de control, y realizar la transformación desde el bus de datos de señales en paralelo a
serie y viceversa. Es en la UART en donde se implementa la interfaz.
Los valores de voltaje se invierten desde los valores lógicos. Las señales se
considerarán en el estado de MARCA, (nivel lógico “1”), cuando el voltaje sea más negativo
que - 3V con respecto a la línea de tierra. Las señales se considerarán en el estado de
ESPACIO, (nivel lógico “0”), cuando el voltaje sea más positivo que +3V con respecto a la
línea de tierra. La gama de voltajes entre -3V y +3V se define como la región de transición,
donde la condición de señal no está definida. La magnitud máxima del voltaje que maneja el
driver de la interfaz es de 15V. En la práctica se utilizan +12V y -12V [7].
Para los propósitos de la RS232 estándar, una conexión es definida por un cable desde
un dispositivo al otro. Hay 25 conexiones en la especificación completa, pero es muy probable
que se encuentren menos de la mitad de éstas en una interfaz determinada. La causa es simple,
una interfaz full-duplex puede obtenerse con solamente 3 cables. Las señales del conector DB-
9 se muestran en la Figura 19 .
44
Figura 19 Asignación de pines en el conector DB-9.
2.6.1.4 I2C
I2C es un protocolo de comunicación entre circuitos integrados, lo cual viene de sus
siglas en inglés Inter-Intergrated Circuit. Consiste de dos cables, una línea de datos serial
(SDA) y una línea de reloj serial (SCL), para llevar información entre los dispositivos
conectados al bus. Cada dispositivo es reconocido por una dirección única y puede operar
como transmisor o receptor, dependiendo de la funcionalidad del mismo. Además, los
dispositivos pueden ser considerados como maestros o esclavos cuando realizan la
transferencia de datos. En la Tabla 4 se presentan las definiciones de la terminología del bus
I2C.
Término Descripción
Transmisor El dispositivo que envía los datos al bus.
Receptor El dispositivo que recibe los datos del bus.
Maestro El dispositivo que inicia una transferencia, genera la señal de
reloj y termina la transferencia.
Esclavo El dispositivo direccionado por el maestro.
Multi-maestro Más de un maestro puede intentar tener el control del bus al
mismo tiempo sin dañar los datos.
Arbitraje Procedimiento para asegurar que, si más de un maestro trata
simultáneamente de controlar el bus, a solo uno es permitido
hacerlo y el mensaje ganador no es dañado.
Sincronización Procedimiento para sincronizar la señal de reloj de dos o más
dispositivos.
Tabla 4 Definiciones de la terminología del bus I2C.
45
SDA y SLC son líneas bidireccionales, conectadas a un voltaje positivo a través de un
resistor de pull-up. Cuando el bus está libre, ambas líneas están en un nivel lógico alto. Las
etapas de salida de los dispositivos conectados al bus deben tener un drenador-abierto o
colector-abierto para poder realizar la función AND-cableada. Los datos en el bus I2C pueden
ser transferidos a una tasa de hasta 100Kbps en el modo estándar, o de hasta 400Kbps en el
modo rápido. El número de interfaces conectadas al bus es únicamente dependiente de la
capacitancia límite del bus de 400pF.
2.6.2 Comunicación inalámbrica
Los protocolos de bus descritos anteriormente dependen de un medio de transmisión
física para su implementación; ellos establecen una comunicación alámbrica. Una
comunicación inalámbrica no depende de un medio físico entre el emisor y el receptor para la
transmisión de un mensaje, se ocupa el espacio como canal de transmisión.
El término radiofrecuencia, también denominado espectro de radiofrecuencia o RF, se
aplica a la porción menos energética del espectro electromagnético, situada entre unos 3 Hz y
unos 300 MHz. Las ondas de radiofrecuencia, al ser ondas electromagnéticas, se desplazan a
la velocidad de la luz y sin necesidad de un medio material.
2.6.2.1 Zigbee
2.6.2.1.1 Definición
ZigBee es el nombre de la especificación de un conjunto de protocolos de alto nivel de
comunicación inalámbrica, para su utilización con radios digitales de bajo consumo. Está
basado en el estándar IEEE 802.15.4 de redes inalámbricas de área personal (WPAN). Su
objetivo son las aplicaciones que requieren comunicaciones seguras con baja tasa de envío de
datos y maximización de la vida útil de sus baterías.
2.6.2.1.2 Características de ZigBee/IEEE 802.15.4.
IEEE 802.15.4:
• Diversas bandas de trabajo: 2.4 GHz (16 Canales), 915 Mhz (10 Canales),
868 MHz (1 Canal)
46
• Tasas de transferencia: 250 Kb/s, 40 Kb/s, 20 Kb/s
• Topologías: estrella y punto-a-punto
• Métodos de acceso al canal: CSMA-CA (Carrier Sense Multiple Access with Collision
Avoidance)
• Bajo consumo energético
• Gran densidad de nodos por red
• Radio medio de alcance: 50 m (hasta 500 m, dependiendo del entorno).
ZigBee:
• Direccionamiento a nivel de red (16 bits)
• Soporte para enrutamiento de paquetes
• Tiene un consumo de 30mA transmitiendo y de 3uA en reposo. Este bajo consumo se
debe a que el sistema ZigBee se queda la mayor parte del tiempo dormido.
• Permite topología de malla, gracias a las posibilidades de enrutamiento
2.6.2.1.3 Tipos de dispositivos
Se definen tres tipos distintos de dispositivos ZigBee según su papel en la red:
1. Coordinador ZigBee (ZC) Debe existir uno por red. Sus funciones son las de
encargarse de controlar la red y los caminos que deben seguir los dispositivos para
conectarse entre ellos.
2. Router ZigBee (ZR). Interconecta dispositivos separados en la topología de la red,
además ofrece un nivel de aplicación para la ejecución de código de usuario.
3. Dispositivo final (ZED). Posee la funcionalidad necesaria para comunicarse con su
nodo padre (el coordinador o un router), pero no puede transmitir información
destinada a otros dispositivos. Este tipo de nodo puede estar dormido la mayor parte
del tiempo, aumentando la vida media de sus baterías.
Para poder tener una red, son necesarios como mínimo dos elementos. Un coordinador
(ZC) que creará la red, le asignara el NWKID (Identificador de red, NetWork IDentifier), y
47
poseerá los mecanismos necesarios para la incorporación y eliminación de nodos en la red.
Además es necesario, como mínimo, un nodo, que puede ser ZR o ZED, con el que
comunicarse.
2.6.2.1.4 Constitución
Está compuesto por diversas capas, adecuándose al modelo OSI. Las capas básicas,
física (PHY) y de control de acceso al medio (MAC) están definidas por el estándar IEEE
802.15.4, LR-WPAN (redes inalámbricas de área personal de tasa baja, Low Rate-Wireless
Personal Area Network). Este estándar fue diseñado pensando en la sencillez de la
implementación y el bajo consumo, sin perder potencia ni posibilidades.
El estándar ZigBee amplía el estándar IEEE 802.15.4 aportando una capa de red
(NWK) que gestiona las tareas de enrutado y de mantenimiento de los nodos de la red; y un
entorno de aplicación que proporciona una subcapa de aplicación (APS) que establece una
interfaz para la capa de red, y los objetos de los dispositivos tanto de ZigBee como del
diseñador.
Figura 20 Capas del estándar Zigbee.
Así pues, los estándares IEEE 802.15.4 y ZigBee se complementan proporcionando
una pila completa de protocolos que permiten la comunicaciones entre multitud de
dispositivos de una forma eficiente y sencilla.
48
2.6.2.1.5 Comunicaciones
Los datos que se desean enviar empiezan en las capas superiores de la pila, y cada capa
añade información propia, formando los PDU (Protocol Data Unit). Por lo tanto, cuando se
envía un conjunto de datos, este contiene información de control de todas las capas de la pila.
Cuando llega a su destino, cada capa extrae los datos que le concierne y, si es posible o
necesario, pasa el resto a la capa superior. Así se produce una comunicación virtual entre
capas de diferentes dispositivos.
En la capa física: los dispositivos inalámbricos envían los datos usando ondas
electromagnéticas. En este caso se utiliza modulación por frecuencia, en el espectro de los 2.4
GHz. Tenemos disponibles 16 canales en los que transmitir (separados entre si 5 MHz). El
acceso al canal se hace utilizando CSMA-CA (Carrier Sense Multiple Access with Collision
Avoidance) que es un mecanismo empleado para evitar que dos dispositivos usen el mismo
canal a la vez, produciendo una colisión. Todos los dispositivos que estén en el radio de
alcance del transmisor podrán escuchar el mensaje. Pero la mayoría de las veces queremos
comunicarnos con uno solo.
Para ello, se necesita alguna manera de identificar los dispositivos dentro de la red.
Esto lo provee la capa superior: la capa MAC. Así pues, cada dispositivo posee una dirección
MAC que debe ser única, de 64 bits. Esta dirección es la que identifica el origen y el destino
de una trama dentro de la red. Cada trama debe tener un tamaño máximo de 127 bytes,
incluyendo las cabeceras MAC, que son como máximo de 25 bytes (sin utilizar seguridad).
Teniendo esto en cuenta, y considerando las dos topologías de red posibles a este nivel,
a saber estrella y punto a punto, solo podemos enviar datos a los nodos que estén dentro de
nuestro radio de alcance. Esto es muy limitado. Para solucionarlo, debemos confiar en la
siguiente capa: la capa de red (NWK, NetWorK).
Hasta ahora, todo lo visto pertenecía a las especificaciones del estándar IEEE 802.15.4.
La capa de red la aporta ZigBee. Añade una nueva dirección lógica a los dispositivos (16 bits).
Esto permite que se puedan enviar datos a otros nodos que no están dentro de la cobertura de
transmisión. Para ello es necesario contar con unos dispositivos especiales que enrutan los
49
datos a través de la red, llamados routers (que han de ser ZC o ZR). Ahora sí podría crearse
una red amplia en la que cada nodo puede comunicarse con todos los otros nodos de la misma
red. Además podemos hacer redes usando topologías diferentes, como malla.
Con las capas PHY-MAC-NWK podemos crear una red completa, permitiendo a todos
los nodos, poder comunicarse con otros nodos, de la misma o de distinta red, resolviendo
problemas como el acceso simultáneo al canal o direccionamiento lógico de nodos. Aún así,
para permitir más funcionalidad se añade una capa a la pila que interactúe entre los objetos de
la aplicación que desee usarla y la capa de red. Esta es la subcapa de Aplicación (APS,
Aplication Support sub-layer).
La capa APS es la encargada de enviar los PDUs de una aplicación entre dos o más
dispositivos (llamada APSDE, APS Data Entity) y de descubrir y enlazar los dispositivos y
mantener una base de datos de los objetos controlados, conocida como AIB (APS Information
Base). Dos dispositivos se enlazan en la AIB en función de los servicios que ofrecen y de sus
necesidades. Esto es útil para el direccionamiento indirecto. Así, es posible enviar un paquete
a un dispositivo en función de la dirección de origen, ya que están vinculados. Esta tabla solo
puede estar presente en el dispositivo coordinador o en uno designado a tal efecto.
2.6.2.2 Modbus/RTU
Modbus es un protocolo de comunicaciones situado en el nivel 7 del Modelo OSI,
basado en la arquitectura maestro/esclavo o cliente/servidor, diseñado en 1979 por Modicon
para su gama de contadores lógicos programables (PLCs).
Modbus permite el control de una red de dispositivos, y comunicar los resultados a un
computador. Modbus también se usa para la conexión de un computador de supervisión con
una unidad remota (RTU) en sistemas de supervisión adquisición de datos (SCADA).
Este protocolo define una estructura de mensaje que los controladores reconocerán y
utilizarán, independientemente del tipo de red sobre la que se comuniquen. Describe el
proceso que usan los controladores para solicitar acceso a otros dispositivos, como responden
50
a solicitudes de otros dispositivos y como se detectan e informan los errores. Establece un
formato común para la disposición y contenido de los campos de mensaje.
Durante las comunicaciones en una red Modbus, el protocolo determina como cada
controlador conocerá su dirección de dispositivo, reconocerá un mensaje dirigido a él,
determina la clase de acción a tomar, y extrae los datos u otra información contenida en el
mensaje. Si se requiere una respuesta, el controlador construirá el mensaje de respuesta y lo
enviará utilizando el Protocolo Modbus.
2.6.2.2.1 Transacciones en Redes Modbus
Los puertos estándar Modbus en controladores Modicon utilizan una interfaz serial
compatible con RS-232 que define conectores, cableado, niveles de señal, velocidad de
transmisión en baudios y control de paridad.
Los controladores se comunican utilizando técnicas maestro - esclavo, en las que
solamente un dispositivo (el maestro) puede iniciar las transacciones (llamadas “consultas”).
Los otros dispositivos (esclavos) responden suministrando la información solicitada por el
maestro, o tomando la acción solicitada en la consulta.
El protocolo de Modbus establece el formato para la consulta del maestro mandando
hacia el dispositivo (o emitiendo) la dirección, un código de operación que define la acción
solicitada, alguna información adicional, y un campo de comprobación de error. El mensaje
respuesta del esclavo también se construye utilizando formato de protocolo Modbus. Contiene
campos que confirman la acción tomada, y o la información pedida, y el campo de
comprobación de error. Si ocurre un error en la recepción del mensaje, o si el esclavo es
incapaz de realizar la acción solicitada, el esclavo devuelve un mensaje de error como
respuesta.
En el nivel de mensaje, el protocolo Modbus sigue aplicando el principio maestro-
esclavo aún cuando el método de comunicación de red es punto a punto. Si un controlador
origina un mensaje, actúa como un dispositivo maestro y espera una respuesta de un
dispositivo esclavo. Igualmente, cuando un controlador recibe un mensaje construye una
51
respuesta esclava que devuelve al controlador origen del mensaje. En la Figura 25 se muestra
como sería el paquete de un ciclo de consulta/respuesta entre un maestro y un esclavo.
Figura 21 Maestro-Esclavo: Ciclo Consulta-Respuesta.
La Consulta: El código de operación en la consulta dice al dispositivo esclavo el tipo
de acción a realizar. Los bytes de información contienen toda la información adicional que el
esclavo necesita para desempeñar la función. El campo de información tiene que decirle al
esclavo en que registro empieza la petición y cuantos registros se quieren leer. El campo de
verificación de error provee un método para que el esclavo garantice la integridad del
contenido del mensaje.
La Respuesta: Si el esclavo hace una respuesta normal, el código de operación de la
respuesta es un eco del código de operación en la consulta. Los bytes de información
contienen los datos recopilados por el esclavo, como valores o estado de registros. Si se
detecta un error, el código de operación se modifica para indicar que la respuesta es un
mensaje de error y los bytes de información contienen el código que describe el error. La
verificación del campo de error permite que el maestro pueda confirmar que los contenidos de
mensaje son válidos.
2.6.2.2.2 Modos de transmisión serial
Se pueden establecer comunicaciones en redes estándar Modbus utilizando cualquiera
de estos dos modos de transmisión: ASCII o RTU. Los usuarios seleccionan el modo deseado,
52
junto con los parámetros de comunicación del puerto serial (velocidad de transmisión en
baudios, modo de paridad, etc.), durante la configuración de cada controlador. El modo y los
parámetros del puerto serial tienen que ser los mismos para todos dispositivos en una red
Modbus. En esta aplicación se utilizó Modbus con modo RTU.
Cuando los controladores se configuran para comunicarse en una red Modbus
utilizando modo RTU (Unidad de Terminal Remota), cada byte del mensaje contiene dos
caracteres hexadecimales de 4 bits. La ventaja principal de este modo es que su mayor
densidad de caracteres permite una mejor productividad de información que el modo ASCII
para la misma velocidad. Cada mensaje se transmite conjuntamente sin interrupción. El
formato de cada byte en modo RTU es [10]:
Característica Descripción
Sistema de Codificación ⋅ 8 bits binarios, hexadecimal, 0-9, A-F.
⋅ 2 caracteres hexadecimales en cada campo de 8 bits
del mensaje.
Bits por Byte ⋅ 1 bit de inicio
⋅ 8 bits de datos (el bit menos significativo se envía de
primero.)
⋅ 1 bit de paridad (par/impar o ninguno si no hay
paridad).
⋅ 1 bit de fin si se usa control de paridad; o 2 bits si no
se usa.
Campo de control de error Control de Redundancia Cíclica (CRC).
Tabla 5 Formato de cada byte en modo RTU.
2.7 Alimentación
Todos los dispositivos electrónicos, arquitecturas de microprocesadores, y en general
cualquier diseño electrónico requiere de fuentes de alimentación.
Frecuentemente, dicha alimentación proviene de una pila, una batería o de la red de
distribución de la energía eléctrica. Sin embargo, la alimentación requerida debe tener ciertas
53
peculiaridades, las cuales exigen que se diseñe un subsistema de alimentación, comúnmente
compuesto por reguladores para alcanzar tales peculiaridades.
2.7.1 Fuentes de alimentación compuesta por Pilas y Baterías
Estos dispositivos tienen la capacidad de proporcionar electricidad de forma autónoma,
es decir, sin necesidad de “enchufarse” a la red eléctrica.
Tanto en el caso de las baterías como en el de las pilas, al irse consumiendo la carga
disponible, su capacidad para mantener cierto voltaje de salida nominal va bajando. Por lo
tanto, se necesita de un subsistema de alimentación que sea capaz de suministrar
adecuadamente la tensión a cada dispositivo electrónico del que se componga el sistema, y
además proveer de una salida de voltaje y/o corriente confiable o regulado. Para ello se usan
fuentes de alimentación reguladas.
2.7.2 Fuentes de alimentación reguladas
De manera general, y de acuerdo a la variable que regulan, las fuentes de alimentación
reguladas se pueden clasificar en tres categorías:
- Fuente de alimentación de voltaje regulado.
- Fuente de alimentación de corriente regulada.
- Fuente de alimentación de voltaje y corriente regulada.
La fuente de alimentación de voltaje regulado es el tipo más común de fuente de
alimentación. Este tipo de fuente mantiene un voltaje DC aplicado a la carga. Dicho voltaje
DC se mantiene cerca del valor deseado a pesar de la variación en el voltaje AC de la línea o
de la demanda de corriente en la carga.
En las fuentes de alimentación de corriente regulada, se requiere que la corriente
entregada a la carga se mantenga constante. Para asegurar esto, la fuente regulada tiene un
sensor que le permite monitorear el voltaje a través de una resistencia pequeña conectada en
serie con la carga. Conociendo el voltaje en ella y el valor de su resistencia se puede tener una
idea de la corriente que está circulando por la carga. Con el lazo cerrado descrito
anteriormente, la fuente regulada es capaz de ajustar la corriente de salida.
54
Aunque ambos tipos de fuentes reguladas, voltaje regulado y corriente regulada, son de
gran utilidad para casos específicos, existe un tercer tipo de fuente regulada que une las
características de las dos anteriores en una sola: la fuente reguladora de voltaje y corriente.
Estas fuentes presentan un comportamiento dual: para ciertas corrientes exigidas por la carga,
la fuente funciona como reguladora de voltaje y si se supera el límite de corriente permitido,
automáticamente cambia a fuente de corriente regulada. Este tipo de fuente tiene la ventaja de
poseer este sistema de autoprotección contra sobrecarga. Una vez que se elimina la
sobrecarga, la fuente vuelve al estado regulador de voltaje.
Las fuentes de alimentación reguladas también pueden ser clasificadas por su
funcionamiento en reguladores conmutados y reguladores lineales. A continuación se presenta
dicha clasificación [11]:
- Los reguladores lineales requieren un voltaje DC en la entrada. Su comportamiento
puede ser visto como una resistencia variable que cambia automáticamente su valor; es
decir, que regulan la tensión de salida gracias a la caída de voltaje en elementos que
disipan la potencia. Como desventaja, los reguladores lineales tienen un bajo
rendimiento.
- Los reguladores conmutados son fuentes reguladas que se basan en un conmutador (un
switch) el cual interrumpe la corriente de la fuente a intervalos de duración variable. El
voltaje de salida (regulado) depende del voltaje de entrada y de la frecuencia de
conmutación. Destacan de las fuentes conmutadas su alto rendimiento.
2.7.2.1 Reguladores lineales
En la práctica, los reguladores lineales son ampliamente usados gracias a su
disponibilidad comercial. La disponibilidad de estos circuitos integrados ofrece una gran
ventaja en costo, dimensiones y fiabilidad. Existen reguladores lineales de pocos voltios hasta
de kilovoltios y las corrientes que pueden manejar son bastante altas. Existen diversos
parámetros que permiten caracterizar un regulador lineal. Tales parámetros se comentan a
continuación [12]:
55
- Máxima y mínima tensión de entrada. La máxima tensión de entrada es el voltaje
máximo aplicable entre el terminal de entrada y el terminal común sin dañar el
dispositivo. El mínimo voltaje de entrada es la tensión mínima requerida en el terminal
entrada sin que varíe la regulación de línea. Así se mantiene estable la salida.
- Rechazo al rizado. Es la oposición que le ofrece el dispositivo a las ondulaciones que
se tienen sobre el voltaje continuo.
- Máxima corriente de salida. Es la corriente que puede entregar el dispositivo sin que
varíe la tensión de entrada o sin que el dispositivo sufra. Sin embargo, es necesario
aclarar que la corriente máxima que puede entregar el dispositivo depende en gran
parte del voltaje de entrada. A medida que se aumenta el voltaje de entrada, la corriente
máxima que puede entregar el dispositivo disminuye ya que se debe limitar la potencia
disipada.
- Máxima potencia. En la hoja de datos de dispositivos, normalmente se observan curvas
de disipación de potencia que dan idea de cuanta potencia es capaz de disipar el
dispositivo con o sin disipador de calor.
- Protección contra temperatura excesiva. Muchos de los reguladores de voltaje poseen
un sensor de temperatura interno. Si la temperatura del dispositivo aumenta demasiado
(por excesiva disipación de potencia), la corriente de salida disminuye y el dispositivo
pasa a un estado de apagado mientras su temperatura permanece alta.
2.7.2.2 Reguladores de Conmutación
En los reguladores de conmutación, el elemento conmutador es un transistor que está
constantemente conmutando entre corte y saturación. En estas regiones de operación, el
transistor disipa muy poca potencia (típicamente menos de 1mW en corte y menos de 1W en
saturación). Debido a este modo de operación, los reguladores de conmutación son bastante
eficientes (a menudo alcanzan el 80% de eficiencia), especialmente cuando la diferencia entre
la entrada y salida es alta.
Además, los reguladores de conmutación pueden generar tensiones de salidas mayores
que la entrada no regulada y tensiones de salida de polaridad opuesta a la entrada. Los
56
principales problemas que tienen las fuentes conmutadas son el ruido de conmutación a la
salida y el costo.
Hay dos configuraciones básicas para el regulador de conmutación:
1. Step-down o “bucking”: en donde la tensión de salida viene a ser menor que la
de entrada. Y se puede además obtener una tensión de salida positiva ajustable
mediante el uso de un divisor de voltaje externo.
2. Step-up o “boosting”: en donde la tensión de salida es mayor que la tensión de
entrada. La única ventaja de los reguladores step-down con respecto a los
reguladores lineales es su alta eficiencia. Si embargo, los reguladores step-up
ofrecen una ventaja adicional cuando se necesita una tension de salida mayor
que la entrada no regulada.
2.8 Circuito Impreso
Una tarjeta de circuito impreso o PCB (del inglés Printed Circuit Board), “es un medio
para sostener mecánicamente y conectar eléctricamente componentes electrónicos, a través de
rutas o pistas de material conductor, grabadas desde hojas de cobre laminadas sobre un
sustrato no conductor” [13].
Las tarjetas de circuitos impresos (PCBs) son el método más común de ensamblar
circuitos electrónicos modernos. La mayoría de los circuitos impresos están compuestos por
entre una a dieciséis capas conductoras (de cobre), separadas y soportadas por capas de
material aislante (sustrato) laminadas (pegadas) entre sí.
Existen varios efectos que pueden ocasionar problemas en el desempeño de un circuito
de precisión realizado en PCB, entre ellos se incluyen: resistencias de salida, caídas de voltaje
en las hojas de metal, vías, y planos de tierra, la influencia de capacitancias parásitas, el
aterramiento del circuito y la absorción dieléctrica (DA). Además de la tendencia de los PCBs
para absorber la humedad atmosférica, lo que significa que los cambios de la humedad a
menudo contribuyen con algunos efectos parásitos que varían día a día.
57
2.8.1 Resistencia de los Conductores
Frecuentemente no se hace conciencia de que todas las líneas o vías de un PCB son
resistencias también. En sistemas donde sea requerida una alta precisión, hasta estas
resistencias pueden tener efectos de degradación.
En la Figura 22 se ilustra un método para calcular la resistencia R de una hoja
cuadrada de cobre, considerando la longitud Z, la anchura X, y el grosor Y.
Figura 22 Método para hallar la resistencia de una hoja de cobre.
A 25° C la resistividad de cobre puro es 1.724E-6 Ωcm y el grosor estándar de una
hoja de metal de cobre de un PCB es de 0.036 mm. Usando las relaciones mostradas en la
Figura 22, la resistencia de un elemento de cobre es por lo tanto 0.48 m Ω / área cuadrada. De
forma similar, se puede calcular fácilmente la resistencia de una vía.
Si consideramos la longitud de la línea Z y una anchura X, entonces la resistencia R de
la línea es simplemente el producto de Z/X por 0.48m Ω . Por ejemplo, si es usado un valor de
0.25mm como ancho de la vía (como sucede con frecuencia), al hallar la relación
resistencia/longitud (R/Z) obtenemos aproximadamente 19 Ω / cm, lo cual es una cantidad
muy grande.
Además, un factor que no debe ser ignorado, es que el coeficiente de temperatura de
resistencia para el cobre es aproximadamente 0.4 % / ° C a temperatura ambiente; y en el caso
particular de un circuito de precisión de impedancia baja, el TC podría cambiar la impedancia
neta del circuito debido a la temperatura.
58
De este modo, al tratarse de circuitos de precisión, puntos de diseño tan simples como
la resistencia de la pista de un PCB deben ser tomados en cuenta. Hay varias soluciones que
pueden dirigirse a esta cuestión, como hacer pistas más amplias (que puede tomar espacio
excesivo), el uso de cobre más pesado (que puede ser demasiado caro), o simplemente la
elección de dispositivos con alta impedancia de entrada para que no se creen divisores de
voltaje entre la caída de tensión debida a la resistencia de la pista y la impedancia de entrada
de un dispositivo.
2.8.2 Retorno de señales de corriente
La Ley de Kirchoff nos dice que en cualquier punto en un circuito, la suma algebraica
de las corrientes es cero. Lo que nos da a entender que todas las corrientes fluyen en círculos
y, en particular, que el retorno de la corriente debe ser siempre considerado al analizar un
circuito como el ilustrado en la Figura 23 [14] y [15].
Figura 23 Circulación de la corriente idealmente.
Frecuentemente es considerado el hecho de que la tierra devuelve una corriente "I". Sin
embargo, considerando el caso del circuito más habitual, donde la señal de una fuente de
energía de terminal simple es referenciada a tierra, es común asumir que todos los puntos en el
diagrama del circuito donde estén los símbolos de tierra están al mismo potencial.
Desafortunadamente esto no siempre es verdad.
La condición descrita es ilustrada en la Figura 24, donde, si esto realmente existiese,
habría una "conductividad infinita entre las tierras" que haría cero la diferencia de voltaje entre
la tierra de la fuente G1 y la tierra de la carga G2. Lamentablemente este acercamiento no es
59
una práctica sabia y, si se trabaja con circuitos de alta precisión, podrían presentarse errores
terribles.
Figura 24 Condición ideal entre las tierras: “Conductividad Infinita”.
Un modelo más realista de un sistema de tierra es el mostrado en la Figura 25. La
señal de corriente que retorna fluye a través de la impedancia compleja que existe entre la
señal de tierra G1y la G2 como es mostrado en la figura, ocasionándose una caída de voltaje
∆ V en este camino. Pero es importante notar que las corrientes externas adicionales, como
EXTI , pueden también fluir en este mismo camino. Es crítico entender que tales corrientes
pueden generar voltajes de ruido no correlacionados entre G1 y G2 (dependiendo de la
magnitud de la corriente y de la impedancia relativa de la tierra).
Figura 25 Modelo más realista de un sistema de tierra.
Alguna porción de estos voltajes indeseados podrían ser vistos por la señal de la carga,
y esta podría tener el potencial adecuado para corromper la señal transmitida. Es evidente, por
supuesto, que otras corrientes pueden fluir por el camino de impedancia de tierra sólo si hay
un camino de corriente para estas. En este caso, severos problemas podrían ser causados si un
60
circuito que maneje corrientes altas comparte un mimo laso de retorno de tierra con el de la
señal de la fuente.
2.8.3 Planos de tierra
Con el objetivo de conseguir una aproximación a la condición ideal de “conductividad
infinita” entre las tierras, se podrían crear capas en un lado del PCB de doble cara (o en una de
las capas de las múltiples existentes) hechas de cobre continuo y usarlas como la tierra del
circuito. La teoría detrás de esto, es que estas grandes cantidades de metal tendrán una
resistencia y una inductancia tan baja como sea posible. Lo cual ofrece la mejor conducción
posible en términos de reducción al mínimo de voltajes falsos debido a la diferencia de tierras
a través de los planos de conducción.
El concepto de planos de tierra también puede ser ampliado para incluir planos de
voltaje. Una pista de voltaje ofrece ventajas similares a las de una pista de tierra, es decir, un
conductor de impedancia muy baja. Así un sistema puede tener más de una pista de voltaje, así
como una pista de tierra.
A pesar que las pistas de tierra solucionan muchos de los problemas de la impedancia
de la tierra, ellos no siempre son suficientes para solucionar todos los problemas del
aterramiento. Inclusive una hoja continua de metal de cobre tiene resistencia e inductancia
residual, y en algunas circunstancias, éstos pueden ser suficientes para impedir la operación
apropiada el circuito. Al diseñar es apropiado tener cuidado con inyectar corrientes muy altas
en un plano de tierra, ya que éstas pueden producir caídas de voltaje que interfieren con la
circuitería sensible.
2.8.4 Separar Tierras Analógicas de las Digitales
Como un hecho de vida, la circuitería digital es ruidosa debido a los rápidos picos de
corrientes provenientes de la fuente durante la conmutación. Sin embargo, las etapas lógicas
con cientos de millivolts (o más) de inmunidad al ruido, tienen por lo general poca necesidad
de niveles altos de desacople de la fuente. Por otra parte, la circuitería analógica es
completamente vulnerable al ruido proveniente tanto de la fuente de energía como de la tierra.
De este modo, es ideal separar la circuitería analógica de la digital para prevenir que ruido de
61
la etapa digital afecte a la etapa analógica. Tal separación implica la disociación tanto de
retornos de tierra como de fuentes de poder, lo cual es inoportuno en un sistema con señales
mixtas (tanto digitales como analógicas). Sin embargo, si un sistema con señales mixtas debe
ser capaz de dar un rendimiento completo, es a menudo esencial tener las tierras de la etapa
analógica separada de las tierras digitales, y además tener las fuentes de energía separadas.
En un sistema, la tierra analógica y la digital deben ser unidas en algún punto, para
permitir señales que estén referenciadas a un potencial común. Este punto común
analógico/digital, es elegido de modo que no se introduzcan corrientes digitales en la parte de
las tierras analógicas del sistema.
2.8.5 Efecto Skin
A altas frecuencias, también se considera el efecto skin (efecto de piel), donde efectos
inductivos causan corrientes que fluyen sólo en la superficie externa de los conductores.
El efecto skin tiene la consecuencia de aumentar la resistencia de un conductor en
frecuencias altas. Sin embargo, este efecto es separado del aumento de la impedancia debido a
los efectos de la autoinductancia de los conductores cuando la frecuencia aumenta.
El efecto skin es un fenómeno complejo, y los cálculos detallados están más allá del
alcance de esta discusión. Sin embargo, una aproximación buena para el cobre es que la
profundidad de piel en centímetros es f
61.6, (f en Hz) [16].
Asumiendo que los efectos de piel se hacen relevantes cuando la profundidad de piel es
menos del 50 % del grosor del conductor, para una hoja de metal típica de circuito impreso
debemos estar preocupados por el efecto skin si se trabaja en frecuencias por encima de 12
MHz aproximadamente.
Donde el efecto skin es importante, la resistencia de piel para el cobre es
Ω− f*10*6.2 7 por cuadrado, (f en Hz). Esta fórmula es inválida si el grosor de piel es
mayor que el grosor del conductor [16].
62
2.8.6 Capacitancias parásitas
En cualquier PCB habrá un número grande de condensadores asociados con cualquier
circuito, y cuando dos conductores no son puestos en cortocircuito juntos, o no están
totalmente protegidos el uno del otro, habrá una capacitancia entre ellos. De este modo, En
aplicaciones donde importe el rendimiento a alta frecuencia, es muy importante considerar los
efectos de capacitancia vaga.
El ejemplo para ser considerado en esta discusión es el condensador de plato paralelo,
a menudo formado por conductores en lados opuestos de un PCB. El diagrama básico que
describe esta capacitancia es mostrado en la Figura 26.
Figura 26 Diagrama básico que describe un condensador de plato paralelo.
A partir de la fórmula presentada en la Figura 26, puede ser calculado que la
capacitancia entre conductores en lados opuestos de la tarjeta es 3pF/cm2, para un material
típico en PCB (Er = 4.7, d = 1.5 mm). El circuito debe ser diseñado de modo que esto no
afecte su rendimiento.
3 DISEÑO DEL SISTEMA
3.1 Diagrama de Bloques del sistema
64
3.2 Descripción y cálculos de las etapas de la aplicación
En este capítulo se describirán cada una de las etapas que comprenden la aplicación.
Adicionalmente, se listarán los componentes de cada una de las etapas, se explicarán los
cálculos realizados, se expondrán los criterios de diseño empleados y las modificaciones
realizadas a los circuitos preliminares.
3.2.1 Etapa de Adquisición de las señales de entrada
La primera etapa en la aplicación consiste de cuatro sensores: uno de temperatura,
uno de presión y dos de contacto. Estos serán explicados a continuación.
3.2.1.1 Sensor de Temperatura
Las premisas de diseño de la aplicación exigen medir la temperatura dentro de una
tubería, con el fin de evaluar si hubo escape de gas en la línea. Para ello se requiere de un
sensor capaz de medir dentro del rango de 0° C hasta 350° C, con una precisión del 0.1%
(0.35° C) y que soporte las siguientes condiciones de trabajo: temperatura ambiente de 60°
C, humedad relativa de 80%, altas vibraciones mecánicas e inmunidad al ruido.
Al avaluar las premisas listadas anteriormente se decidió utilizar como sensor de
temperatura una RTD (Resistance Temperature Detector). Esta decisión fue tomada al
analizar las prestaciones y limitaciones de cada uno de los posibles sensores de temperatura,
es decir, una termocupla, RTD o un termistor. Las principales características a evaluar para
la decisión del sensor fueron: el rango de temperatura, la precisión, la sensibilidad, la
linealidad y la estabilidad, las cuales se evidencian para cada sensor en la Tabla 2 ubicada en
el marco teórico.
La RTD de Platino seleccionada para la aplicación (ver Figura 27) es de tipo clase A
y su relación Resistencia vs. Temperatura persigue el estándar IEC-751. Fue escogida por las
siguientes características: estabilidad a altas temperaturas y resistencia a impactos en altas
temperaturas; ya que se requiere de un dispositivo capaz de demandar una excelente
operación a temperaturas extremadamente altas.
65
Figura 27 RTD de platino de la serie KN con TC=0.00385.
El sensor escogido fue fabricado con platino, muestra una resistencia de 100 Ω a 0ºC
y un TC= 0.00385. Dicha RTD persigue la relación temperatura-resistencia mostrada en la
Tabla 29 de la sección de anexos.
3.2.1.2 Sensor de Presión
Las premisas de diseño de la aplicación exigen medir presión dentro del rango de 0 a
3000 psi con una precisión del 0.1% (3 psi). Esta medición permitirá ver el patrón de
producción al observar la presión en el separador. Con esta se puede determinar si hay
obstrucción en la línea de flujo.
De los sensores de presión disponibles, se seleccionó un transductor piezoeléctrico ya
que es el de mejor y más avanzada tecnología, proveyendo una señal de respuesta a una
variación de presión lineal y son capaces de respuestas frecuenciales de hasta un millón de
ciclos por segundo. Tienen la desventaja de ser sensibles a los cambios en la temperatura y
precisar ajuste de impedancias, sin embargo en muchos sensores esta limitación ya es tomada
en cuenta y los proveedores ofrecen soluciones a estos problemas.
El sensor de presión seleccionado para la aplicación es el de la serie 13 mm de
Honeywell, ya que estos están diseñados especialmente para realizar mediciones de altas
presiones bajo ambientes hostiles. Está provisto con un sensor piezoresistivo con la
posibilidad de calibración y compensación de temperatura, lo cual lo hace un sensor de alta
confiabilidad, estable y exacto. El sensor puede ser alimentado tanto por una fuente de
66
corriente como por una de voltaje y es capaz de medir presiones en un rango desde 0 a 5000
psi dependiendo del modelo de sensor que se escoja. Basándonos en las premisas de diseño,
se seleccionó el modelo 13C 3000P (A,S) (1,4,5,6) (K,L) de la serie compensada. En la
siguiente figura se muestra una representación del sensor:
Figura 28 Sensor de presión de la serie 13 mm de Honeywell, modelo 13C 3000P (A,S)
(1,4,5,6) (K,L). Se utilizó la versión K (alimentación por voltaje) del sensor y ofrecerá una salida
entre 98mV a 102mV a escala completa trabajando en el rango de 0 a 3000 psi.
3.2.1.3 Sensores de contacto
Para la aplicación se requiere del uso de dos sensores de contacto con salida digital.
Esto se debe a que todos los circuitos del proyecto se encontrarán metidos en una especie de
armario metálico especial en la intemperie del lago de Maracaibo, y es necesario crear un
mecanismo sencillo que indique de forma clara y precisa el estado de las puertas del armario
(abierto/cerrado).
Para esto se diseñó un sistema con un switch de “puerta abierta o puerta cerrada”, el
cual cuando estamos en el caso de puerta abierta nos da a su salida el voltaje de entrada y
cuando esta en el caso de puerta cerrada ofrece a su salida cero voltios. De esta forma, el
voltaje de la salida del sensor será convertido a un valor digital a través del ADC del
microcontrolador y dependiendo del resultado del conversor (1 ó 0 lógico) se encenderá o
apagará un led (o algún otro sistema visual indicativo), con la finalidad de alertarnos con
respecto al estado de las puertas del armario. El mecanismo de respuesta visual es una tarea a
futuro fuera del alcance de este prototipo.
Para el segundo sensor de contacto con salida digital requerido, no se detalla en el
proyecto una función en específico, sino que se solicita para un posible uso futuro.
67
3.2.2 Etapa de Acondicionamiento de la Señal El objetivo esencial de esta etapa es ajustar y preparar las señales de salida de los
sensores de la etapa de adquisición, para que desempeñen la mejor operatividad posible
frente al proceso de digitalización incluido en la etapa de registro.
Esta etapa está constituida principalmente por un conjunto de circuitos dependiendo
de la salida del sensor que se vaya a acondicionar. Estos circuitos serán explicados en el
siguiente apartado.
3.2.2.1 Módulo de acondicionamiento de temperatura
Elección del sistema de acondicionamiento
El voltaje de salida del sensor de temperatura es del orden de los mV, por esto es
necesario ajustar la salida del sensor a las necesidades de un conversor A/D y así tener una
señal útil y comprensible por el microcontrolador.
Para ajustar la salida del sensor se pensó en utilizar el amplificador instrumental
INA101, ya que es apropiado para aplicaciones tanto de temperatura como de presión y
posee un alto valor de rechazo al modo común, lo cual es una característica muy deseada
para estos casos. Sin embargo, debido a que el módulo de acondicionamiento de la señal
estará alejado del módulo de procesamiento digital (mediciones remotas), es idóneo convertir
la señal de voltaje reflejada por el sensor, en una señal de corriente confiable a través de un
transmisor de corriente. El propósito del transmisor es evitar “falsas mediciones” debido a
caídas de voltaje en los cables; ya que aunque estas caídas serán de valores muy pequeños,
son bastante representativos debido a que la señal analógica que se está enviando a través de
ellos es de muy pocos voltios después de amplificarla, por lo tanto, cualquier valor de voltaje
que se le agregue a la señal por muy pequeño que sea, cambiará por completo el significado
de la medición.
Además, posee la ventaja de poder distinguir entre un resultado de 0mA producto de
averías y un 0mA producto de una medición de 0ºC, ya que el valor de corriente más bajo
para representar la menor medida de temperatura posible será de 4 mA.
68
Al hacer uso de resistencias relativamente bajas (100 Ω ) que cambian muy poco con
la temperatura (menos de 0.4 Ω /°C), las RTDs requieren de un preciso acondicionamiento de
señal con fuentes de excitación de corriente altamente precisas, amplificadores de alta
ganancia y conexiones para medición de 4 o 3 hilos para evitar errores debido a caídas de
voltaje en los cables.
Por estas razones se seleccionó el chip XTR101, el cual es un transmisor de dos hilos
bajo el estándar de 4-20mA; ya que está compuesto en su interior por un amplificador
instrumental de alta precisión, una fuente de corriente controlada por voltaje y dos fuentes de
corriente de referencia muy precisas, ambas de 1mA.
El diagrama circuital del chip es mostrado en la Figura 16 de la sección de marco
teórico y la configuración de pines del chip es la mostrado a continuación:
Figura 29 Configuración de pines del transmisor de corriente XTR101.
Para las mediciones de temperatura se utilizó el siguiente circuito mostrado en la
Figura 30 compuesto principalmente por el XTR101:
69
Figura 30 Transductor para una RTD.
En la configuración mostrada en la Figura 30, observamos que a la RTD (señalada en
la figura como RT) se le está alimentando con una de las fuentes de precisión del XTR101 de
valor 1 mA (ubicada en el pin 11) puesto que la RTD es un elemento resistivo y necesita de
alguna fuente de alimentación para que pueda producir una señal de salida útil. En la Figura
30 es posible observar la configuración como está colocada la RTD entre los pines del
XTR101, se tienen dos cables para alimentar la RTD con la fuente de precisión de 1mA y
dos más para medir su salida (voltaje generado al conducir la corriente de 1 mA por la RTD)
a través de los pines 4 y 7 del XTR101.
Cálculos
Los valores a calcular dentro del circuito mostrado en la Figura 36 son los
enmarcados en los círculos rojos: R4, RL, Rs y R2. Los cálculos necesarios para hallar los
valores deseados se muestran a continuación bajo las siguientes premisas:
Considerando que los límites de temperatura del proceso son de 0ºC a 350ºC y que
vamos a configurar el XTR101 para medir temperatura con una PT100, la cual produce 100
Ω a 0ºC y 229.7161 Ω a 350ºC (ver Tabla 29). El transmisor será configurado para aportar
4mA a 0ºC y 20mA a 350ºC.
Para seleccionar el valor de Rs hallamos la sensibilidad de la RTD:
70
Ecuación 21
37.0º0º350
1007161.229≈
−
Ω−Ω=
∆
∆
CCT
R
Debido a que estamos alimentando la RTD con una de las fuentes de corriente de
referencia de 1mA, y como tenemos un span de temperatura de 350ºC; podemos hallar el
span del voltaje de entrada eIN de la siguiente forma:
Ecuación 22
mVmAein 130350*)350
7161.129(*1 ≈=∆
Al despejar Rs de la Ecuación 17 tenemos:
Ecuación 23
Ω≈
−
=
−∆
∆= 56.373
016.0130
1640
016.0
40
mV
mA
volt
amps
e
IoRs
in
Como no existe un valor comercial de 373.56, se utilizó una resistencia de 390 Ω .
Con el fin de hacer que el límite inferior de corriente de salida, es decir 4mA, corresponda al
límite inferior de temperatura, es decir 0ºC:
A 0ºC, )(*12' TT RRmAe ∆+=
Ecuación 24
mVCC
mAe 100)º0*º350
716.129100(*12' =
Ω+Ω=
Como eIN (la entrada de voltaje diferencial) debe ser cero a 0ºC, se hizo:
0' 4º0@2 =−= Vee Cin
mVeV C 100' º0@24 ==
Ecuación 25
Ω=== 1001
100
14
4 mA
mV
mA
VR
71
A 350ºC,
Ecuación 26
mVCC
mAe 716.229)º350*º350
716.129100(*12' =
Ω+Ω=
Para hallar R2 y chequear que se cumpla con el CMV (voltaje de modo común):
Ecuación 27
Ω== kmA
VR 5.2
2
52
Entonces, e2min = 5V + 0.1V = 5.1V
Y e2max = 5V + 0.2323 = 5.2323V
Mientras que e1= 5V + 0.1V = 5.1V
Se cumple con el requisito del CMV el cual dice que tanto e1 como e2 deben estar
entre 4 y 6 volts.
La carga máxima deberá ser:
Ecuación 28
Ω=−
=−
= 62020
6.1124
20
6.11
mA
VV
mA
VVR ps
L
Para que este valor pueda ser legible y aceptado por el microcontrolador de la
siguiente etapa, hay que convertir la señal de corriente en voltaje. Para esto se colocó una
resistencia de precisión a la salida del circuito y de esta forma fijar un voltaje máximo
permitido por el microcontrolador. En nuestro caso el voltaje máximo permitido es de 3.3V,
por lo tanto se colocó una resistencia de 160 Ω para obtener a la salida V = 20mA * 160 =
3.2 V máximo.
Para obtener una relación entre el voltaje que arroje nuestro circuito y la temperatura,
se realizaron varios cálculos haciendo uso de algunas de las ecuaciones señaladas
anteriormente. Estos cálculos se muestran en la Tabla 30 mostrada en la sección de anexos.
72
La gráfica de la Figura 31 nos muestra la relación casi perfectamente lineal del voltaje de
salida del XTR101 vs. La temperatura obtenida por la RTD utilizada.
Voltaje vs. Temperatura y = 0,007x + 0,6623
R2 = 0,9998
0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
3,5
0 50 100 150 200 250 300 350 400
Temperatura
Vo
ut
del
XT
R101
Figura 31 Gráfica de la relación Voltaje de salida del XTR101 vs. Temperatura. El diagrama circuital del acondicionamiento de la señal de temperatura con los
componentes finales se muestra a continuación:
Figura 32 Diagrama circuital del acondicionamiento del sensor de temperatura.
3.2.2.2 Módulo de acondicionamiento de presión
Elección del sistema de acondicionamiento
Frecuentemente, los circuitos de acondicionamiento para galgas extensométricas
constan de fuentes de excitación de voltaje o corriente muy precisas y de amplificadores de
73
ganancia. Además, debido a que muy rara vez los puentes de galgas son balanceados
perfectamente, algunos acondicionadores de señales usan eliminación de offset, lo cual
permite un ajuste de la relación entre las resistencias del puente y de ésta forma se logra
remover el voltaje de offset inicial.
Para acondicionar la señal de salida proveniente del sensor de presión se utilizó el
transmisor de corriente XTR101 que opera según el estándar de 4-20 mA. Las razones de
selección de este chip son análogas a las presentadas en el módulo de acondicionamiento de
temperatura en el sentido en que las mediciones de presión también se harán de forma remota
al resto de circuito. Pero además, se agrega el valor de que el XTR101 ya posee internamente
todos los componentes deseados (mencionados anteriormente) para un acondicionador de
este tipo de señal.
El circuito montado para acondicionar la salida del sensor de presión es el mostrado a
continuación en la Figura 33:
Figura 33 Transductor para una galga extensométrica.
El sensor de presión seleccionado consiste de un puente Wheatstone con cuatro
elementos resistivos (donde todas las resistencias varían, con una RNOMINAL=350 Ω ) y es
alimentado a través de un voltaje fijo aplicado en las puntas del puente como se puede
observar en la Figura 33. Debido a que todas las resistencias en el puente varían y según la
Figura 14, el error de linealidad del sensor puede ser considerado casi cero.
VB
74
La sensibilidad del puente es la relación entre máximo cambio esperado en el voltaje
de salida y el voltaje de excitación, por lo tanto basándonos en la Figura 33 la sensibilidad
del sensor de presión vendría a ser:
Ecuación 29
VKmAVB 0735.5)8.1*0147.1(9.6 =Ω−=
Ecuación 30
VmVV
mVadSensibilid /11.20
0735.5
102==
Cálculos
El único valor a fijarse del circuito en la Figura 33 es el enmarcado en el círculo rojo:
Rs (resistencia que fija el rango de ganancia RSPAN). Los cálculos necesarios para hallar el
valor deseado se muestran a continuación bajo las siguientes premisas:
Considerando que el rango de presión con el que trabaja el proceso es de 0 a 3000psi,
y que el sensor de presión seleccionado provee un voltaje de salida con un span a escala
completa de 98mV a 102mV, éste voltaje de salida del sensor será el voltaje de entrada par el
XTR101 ( ine∆ ) y a partir de el hallamos Rs de la siguiente forma:
Ecuación 31
Ω≈
−
=
−∆
∆= 96.283
016.0102
1640
016.0
40
mV
mA
volt
amps
e
IoRs
in
Con el rango menor de span, es decir con 98mV, necesitaríamos una resistencia de
aproximadamente 272 Ω y con el rango mayor de aproximadamente 284 Ω , como no existen
tales valores para resistencias comerciales, se utilizará una resistencia de 300 Ω .
De esta forma diseñamos para obtener a la salida del transmisor 4mA al tener una
presión de 0 psi y 20mA cuando tengamos 3000psi. Para que valor pueda ser legible y
aceptado por el microcontrolador de la siguiente etapa, hay que convertir la señal de
corriente en voltaje. Para esto se colocó una resistencia de precisión a la salida del circuito y
75
de esta forma fijar un voltaje máximo permitido por el microcontrolador. En nuestro caso el
voltaje máximo permitido es de 3.3V, por lo tanto se colocó una resistencia de 160 Ω para
obtener a la salida V = 20mA * 160 = 3.2 V máximo.
El diagrama circuital del acondicionamiento de la señal de presión con los
componentes finales se muestra a continuación:
Figura 34 Diagrama circuital del acondicionamiento del sensor de temperatura.
3.2.3 Etapa de Registro y Almacenamiento
3.2.3.1 Microcontrolador
3.2.3.1.1 Descripción de los pines
El microcontrolador ATMEGA128L es un chip de 64 pines de los cuales 53 son
líneas de entrada-salida digital con propósito general. Está compuesto por 6 puertos, del
puerto A al puerto F con 8 bits cada uno y un puerto de 5 bits llamado puerto G. En la Figura
35 se ilustra la configuración de pines del microcontrolador ATMEGA128L:
76
Figura 35 Configuración de pines del ATMEGA128L.
Los puertos B, D y F utilizados para la aplicación están compuesto por 8 pines
generales de entrada-salida digital, sin embargo están multiplexados para cumplir con
funciones alternativas de otros módulos cuando éstos se habiliten sin importar su
configuración como pin de entrada-salida digital.
Puerto B
Al habilitar el módulo SPI los pines del puerto B se configuran según la Tabla 6 a
pesar de su configuración como pines de entrada-salida digital de propósito general. Para la
aplicación se configuraron de la siguiente manera:
PTB7 PTB6 PTB5 PTB4 PTB3 PTB2 PTB1 PTB0
x BUSY DATARDY RST MISO MOSI SCLCK SSEL
Tabla 6 Configuración de los pines del puerto B utilizados para el módulo SPI.
Puerto D
Para la aplicación, los pines del puerto D se utilizaron para establecer comunicación
I2C entre el RTC y el microcontrolador, los pines se configuraron según la Tabla 7:
77
PTD7 PTD6 PTD5 PTD4 PTD3 PTD2 PTD1 PTD0
x x x RST x x Línea de datos SCLK
Tabla 7 Configuración de los pines del puerto D utilizados para comunicación serial.
Puerto F
Se habilitó el módulo ADC para lo cual se utilizó este puerto y se configuró de la
siguiente manera:
PTF7 PTF6 PTF5 PTF4 PTF3 PTF2 PTF1 PTF0
x x x x ADC3 ADC2 ADC1 ADC0
Tabla 8 Configuración de los pines del puerto B utilizados para el módulo SPI.
3.2.3.1.2 Módulo del ADC
El microcontrolador ATMEGA 128L cuenta con un módulo convertidor de analógico
a digital con las siguientes características: 10 bits de resolución, 8 canales de entrada simple
multiplexados, 7 canales con entrada diferencial y trabaja en el rango de 0V a el voltaje de
alimentación del módulo.
Es preciso conocer si las características de este convertidor son apropiadas para
cumplir con todos los requerimientos que exige la aplicación, para esto se completó la
siguiente tabla con los datos de ambas mediciones (tanto de temperatura como de presión)
relevantes a realizar por el ADC:
Medición Unidad ini fin Span Prec.
% Prec. Abs VL VH
Span Volts Divs
Volts / Div
Med / div
Presión PSI 0 3000 3000 0,1 3 0 3,3 3,3 1024 0,0032 2,930 Temp Celsius 0 350 350 0,1 0,35 0 3,3 3,3 1024 0,0032 0,342
Tabla 9 Configuración del ADC según los datos requeridos.
Basándonos en los valores de la Tabla 9, podemos concluir que es factible el uso de
este convertidor, ya que el valor de cada medición por división para cada una de las dos
mediciones que necesitan del ADC en la aplicación, cumplen con la precisión deseada.
Además, el span del transmisor XTR101 y del ADC están acoplados (se hicieron coincidir) y
78
poseen los mismos límites de voltaje de inicio y fin, característica importante para
aprovechar el rango dinámico del módulo y así alcanzar un óptimo desempeño.
El modo de operación general del ADC es el siguiente: convierte el voltaje de entrada
analógico en un valor digital de 10 bits mediante aproximaciones sucesivas, donde el mínimo
valor representado por el ADC es tierra (GND) y el mayor es el voltaje de referencia del
módulo (en nuestro caso es 3.3V) menos el LSB. Por lo tanto, según la Ecuación 20
tenemos:
10242Re 10 ==solución
bitmVV
LSB /23.312
3.310
=−
=
Al seleccionar 2 entradas simples, PF0 y PF1 (ver Figura 35) una para capturar el
valor de temperatura y la otra para capturar el valor de presión, se pasa el valor recibido a los
circuitos de sample and hold. Tras esperar 11 ciclos de reloj (de los 13.5 que toma la
conversión en realizarse), el ADC presenta el resultado con una resolución de 10 bits (entre 0
y 1023) en el registro de data (Data Register, ADCH y ADCL). Cuando el proceso de
conversión culmina, el módulo tiene la posibilidad de ocasionar una interrupción si el
usuario lo configura para esto.
La configuración inicial del ADC es la descrita a continuación:
El primer paso es establecer el valor del reloj del ADC, ya que éste sólo puede
trabajar en un rango entre 50 – 200 KHz para una resolución de 10 bits. Por lo tanto debemos
fijar un valor apropiado para el pre-escalador, para que al dividir la frecuencia del reloj del
sistema (3.6864 MHz) entre 2n, donde n es el número fijado para el pre-escalador, resulte en
una frecuencia dentro del rango permisible por este módulo. Para esta aplicación se fijo el
pre-escalador en 3, con lo cual el reloj del ADC sería 460.8 KHz. Luego se selecciona el
voltaje de referencia para el ADC como un voltaje externo proporcionado por la tarjeta de
desarrollo del microcontrolador (3.3 V). Seguidamente, seleccionamos los canales que se
multiplexarán en los bits MUX (3:0) del registro ADMUX, deshabilitamos las interrupciones
de este módulo (ADIE=0) y escogemos el modo de conversión simple al colocar en nivel
79
bajo al bit ADFR del registro ADCSRA. Por último, se procede a habilitar el módulo del
ADC, para ello se coloca en nivel alto el bit ADEN del registro ADMUX.
El bit ADIF del registro ADCSRA es una bandera de lectura para señalar que una
interrupción ha ocurrido, sin embargo como las interrupciones están inhabilitadas, este bit no
nos interesa. En la Tabla 10 y en la Tabla 11 se muestra un resumen de las configuraciones
anteriormente descritas.
ADMUX
REFS1 REFS2 ADLAR MUX4 MUX3 MUX2 MUX1 MUX0
0 1 x 1 0 0 0 0
Tabla 10 Configuración del registro de selección del multiplexor del módulo del ADC.
ADCSRA
ADEN ADSC ADFR ADIF ADIE ADPS2 ADPS1 ADPS0
1 0 0 x 0 0 1 1
Tabla 11 Configuración del registro de Control y Estatus del módulo del ADC.
3.2.3.1.3 Módulo del TIMER1
El contador de 16 bits está conformado por dos registros de 8 bits cada uno ubicados
en memoria: el registro alto TCNT1H que contiene los 8 bits más significativos del contador,
y el TCNT1L que contiene los 8 bits menos significativos.
El sistema de reloj del módulo puede funcionar a partir de su reloj interno o a partir de
una fuente externa. El reloj del sistema es seleccionado a partir de los bits CS1 (2:0) en el
registro TCCR1B. Mientras ninguna fuente de reloj es seleccionada el módulo permanece
inactivo.
Este módulo ofrece varios modos de operación, sin embargo para la aplicación se usó
el modo de operación “normal”, el cual consiste en que el contador incrementará su valor por
cada ciclo de reloj del módulo hasta alcanzar su máximo valor, es decir 0 x FF. A partir de
ése momento la cuenta se iniciará de nuevo desde el valor 0 x 00 y se colocará en nivel alto
la bandera TOV1, la cual indica que el contador llegó a su máximo valor (overflow). El
80
módulo ofrece la posibilidad de hacer una interrupción cuando una condición de overflow
ocurra.
La configuración inicial del TIMER es la descrita a continuación:
El primer paso es elegir el reloj del módulo. Se decidió utilizar como fuente del
módulo TIMER el reloj del sistema dividido entre 1024, por lo tanto concluimos que la
velocidad del contador será de:
Ecuación 32
KHzMHz
6.31024
6864.3= .
El modo de operación seleccionado a través de los bits WGM1 (3:2) del registro
TCCR1B es el modo normal, con la peculiaridad de que en el registro TCNT1H se
encontrará el valor 0 x FE y en el registro TCNT1L el valor 0 x 98. Esto produce que la
cuenta del módulo se inicie en el valor 0 x FE98 y no en 0 x 0000. El valor se incrementará
normalmente hasta llegar al valor 0 x FFFF, de esta manera y dado a que tenemos el reloj del
módulo fijado en 3.6 KHz podemos hallar cuanto tiempo se tardará en alcanzar la condición
de overflow de la siguiente forma:
Ecuación 33 35916709800 dXxFExFFFF ==−
Ecuación 34
ms10036001*359 ≈
Después de configurar el módulo, el contador empezará a incrementar su valor hasta
que alcance el valor de 0 x FFFF, momento en el cual, al comenzará nuevamente la cuenta,
se fijará un uno lógico en la bandera TOV1 y se producirá una interrupción.
Desde la Tabla 12 hasta la Tabla 15 se muestra un resumen de las configuraciones
anteriormente descritas.
TCCR1B
ICNC1 ICES1 RESERVADO WGM13 WGM12 CS12 CS11 CS10
0 0 0 0 0 1 0 1
Tabla 12 Configuración del registro Timer/Counter1 Control Register B del módulo timer.
81
TCNT1H
ADEN ADSC ADFR ADIF ADIE ADPS2 ADPS1 ADPS0
1 1 1 1 1 1 1 0
Tabla 13 Configuración del registro Timer/Counter1 alto del módulo timer.
TCNT1L
ADEN ADSC ADFR ADIF ADIE ADPS2 ADPS1 ADPS0
1 0 0 1 1 0 0 0
Tabla 14 Configuración del registro Timer/Counter1 bajo del módulo timer.
TIMSK
ADEN ADSC ADFR ADIF ADIE ADPS2 ADPS1 ADPS0
0 0 0 0 0 1 0 0
Tabla 15 Configuración del registro Timer/Counter1 Control Interrup Mask del módulo timer.
3.2.3.1.4 Módulo de Comunicación SPI
El modo de operación general de este módulo consiste en: el SPI maestro inicializa el
ciclo de comunicación al colocar el pin SS en nivel bajo para seleccionar el esclavo con el
que establecerá la comunicación. Seguidamente, el maestro y el esclavo preparan la data a
ser enviada en el siguiente pulso del reloj a través del registro desplazador de cada uno de
ellos. La data es enviada del maestro al esclavo a través de la línea de transmisión MOSI y
recibida desde el esclavo hasta el maestro por la línea de comunicación MISO. Para
establecer una comunicación siendo el ATMEL128L el maestro, se debe fijar el pin SS en
cero para seleccionar al esclavo, seguidamente se coloca el byte a enviar en el registro de
data (SPDR) y se dá inicio al reloj del este módulo el cual hará que se comience la
transmisión del byte. El hardware dentro del módulo comenzará el desplazamiento bit a bit
del byte de data desde el bit más significativo hasta el menos significativo. Después de
enviar todo el byte, el reloj se parará, con lo cual la bandera SPIF se activará indicando el fin
de la transmisión. El módulo es capaz de producir una interrupción al terminar la transmisión
de cada byte si se le configura para esto.
Para la aplicación, el módulo SPI se configuró de la siguiente manera: el
microcontrolador será el dispositivo maestro (MSTR = 1 en el registro SPCR) con una tasa
82
de reloj fijada en 230.400 KHz, a través de configurar los bits SPR (1:0) del registro SPCR
para que el reloj del sistema (3.6864 MHz) sea dividido entre 16 y la transmisión se dará
desde el bit más significativo hasta el menos significativo (DORD = 0). Para la
implementación no se requirió de las interrupciones provenientes de este módulo, por lo
tanto se encuentran deshabilitadas. Después de realizadas todas estas configuraciones, se
procede a habilitar en el módulo poniendo en nivel alto el bit SPE del registro SPCR.
En la Tabla 16 se muestra un resumen de las configuraciones anteriormente descritas.
SPCR
SPIE SPE DORD MSTR CPOL CPHA SPR1 SPR0
0 1 0 1 1 1 0 1
Tabla 16 Configuración del registro SPCR (Control de registros del SPI)
3.2.3.2 Módulo de RTC DS1302
La interconexión entre el DS1302 y el microprocesador es a través de comunicación
serial síncrona y se requiere únicamente de tres conexiones para poder establecer una
comunicación con la RAM del módulo: (1) RST (reseat), (2) entrada-salida (línea de datos),
y (3) SCLK (reloj serial). Los datos se pueden enviar hacia y desde la RAM del módulo en
transferencias de 1 byte a la vez o en 31 bytes si se selecciona el modo “Burst”.
El módulo está compuesto por un registro de desplazamiento, lógica de control, un
oscilador, un RTC y la RAM, siendo el sistema de reloj del módulo un cristal externo de
32.768 KHz
La operación general del RTC consiste en: al colocar la línea RST en alto se inicia la
transferencia de datos, por lo tanto los 8 bits que proporcionan la información de dirección y
comando (ver Tabla 17 ) serán transmitidos en serie uno a uno en el flanco de subida del
SCLK al registro de desplazamiento. Estos 8 bits especifican: cuáles de los 40 bits serán
accedidos, si el siguiente ciclo será una lectura o escritura y el modo de transferencia (1 byte
o 31 bytes). Después de los primeros ocho ciclos de reloj se habrá guardado la palabra del
83
comando en el registro de desplazamiento, y los relojes adicionales serán para iniciar la
lectura o escritura según el comando especificado en los primeros 8 bits.
Cada transferencia de datos es iniciada por un byte de comando (ver Tabla 17 ). El
MSB (bit 7) debe ser un 1 lógico, si es 0 el DS1302 deshabilitará la escritura en la RAM. El
bit 6 especifica datos del reloj/calendario si contiene un 0 lógico o datos de la RAM si
contiene un 1 lógico. Los bits (5:1) especifican los registros a ser escritos o leídos, y el LSB
(bit 0) especifica una operación de escritura (entrada) si contiene un 0 lógico, o una
operación lectura (salida) si contiene un 1 lógico. El byte de comando se transfiere siempre
comenzando con el LSB (bit 0).
7 6 5 4 3 2 1 0
1 RAM / CK A4 A3 A2 A1 A0 RD/W
Tabla 17 Configuración del byte de comando.
3.2.3.3 Memoria
Para registrar los valores provenientes del microcontrolador se utilizó un módulo
basado en una tarjeta SD denominado uALFAT. En la Figura 36 se muestra el módulo de
memoria utilizado.
Figura 36 Módulo de memoria utilizado basado en una tarjeta SD.
El uALFAT posee la posibilidad de establecer comunicación vía SPI, I2C o por
UART con cualquier microcontrolador y posee las siguientes prestaciones: rápido encendido
(pocos milisegundos), tres modos de operación, una rápida escritura/lectura (60 KBps) y bajo
consumo de potencia (12 mA), lo cual lo hacen ventajoso frente al uso de memorias flash
externas, ya que se requiere como punto primordial el ahorro de energía.
84
La configuración de los pines para la tarjeta de desarrollo es la mostrada en la Tabla 18:
# Pin Nombre Uso
1 UART_Tx / DataRDY Si
2 UART_Rx / BUSY Si
3 I2C_SCI No
4 I2C_SDA No
5 SPI_SCK Si
6 SPI_MISO/RTS Si
7 SPI_MOSI Si
8 SPI_SSEL# Si
9 RESET# Si
10 GND Si
11 VCC Si
12 SD_SCK/WAKE/BL# No
13 VBAT No
Tabla 18 Configuración de los pines del uALFAT para comunicación SPI.
Éste módulo se comunica con el ATMEGA128L vía SPI a través del puerto B. El
objetivo de la comunicación entre ellos es guardar en la tarjeta SD la información
proveniente del microcontrolador. Cada cierto tiempo, en la memoria se registrará el
siguiente paquete de datos mostrado a continuación:
Presión Temperatura Sensor de contacto 1 Sensor de contacto 2 Hora Minuto Segundo Dia Mes Año
Para configurar el módulo se fijó inicialmente la línea SPI_SSEL = 1 y SPI_SCK = 1
para indicarle al módulo que la comunicación será vía SPI, y se compiló un código basado en
las librerías que provee el UALFAT [17], las cuales permiten inicializar el dispositivo,
escribir un archivo, leerlo, cerrarlo, abrirlo, entre otras funciones suficientes para lograr
nuestro objetivo (almacenar el paquete de datos a enviar por el microcontrolador en la tarjeta
SD y poder leer los archivos guardados si el microcontrolador lo ordena).
3.2.4 Etapa de Comunicación
3.2.4.1 Modulo Zigbee
El módulo utilizado en la aplicación es el P/N PAN802154HARL fabricado por
Panasonic. Este módulo es un dispositivo de comunicación para transmisiones a baja tasa
85
para largos trayectos. Está basado en la plataforma de desarrollo del diseño de la referencia
del uso del sensor de Freescale™ ZigBee (SARD) y opera en la banda de los 2.4GHz.
El PAN802154HARL usa el transmisor-receptor 802.15.4 de Freescale (MC13193) y
el microcontrolador (GT60). Además, posee en la tarjeta de desarrollo una interfaz RS-232 y
una antena de cerámica para transmitir/recibir en el espectro de radiofrecuencia. El diagrama
del módulo se ilustra en la Figura 37.
Figura 37 Izquierda: Localización de los conectores. Derecha: Módulo Zigbee.
La interfaz RS232 del módulo se comunica con periféricos externos a través de los
jumpers 2 (ver Figura 37, J2). La configuración de estos jumpers es la mostrada en la Tabla
19:
Pin # Nombre del pin Función
J2-1 - no se usa
J2-2 - no se usa
J2-3 RS232_Tx Línea de transmisión para el puerto Serial
J2-4 - no se usa
J2-5 R232_Rx Línea de recepción para el puerto serial
J2-6 - no se usa
J2-7 - no se usa
J2-8 - no se usa
J2-9 GND Tierra
J2-10 - no se usa
Tabla 19 Configuración y funciones de los pines de RS232 del Módulo Zigbee.
86
El cable de conexión vía RS232 entre el módulo y el microcontrolador es configurado
como se ilustra en la Figura 38:
Figura 38 Cable para la conexión vía RS232 del módulo Zigbee.
Los pines de alimentación del módulo se encuentran en el Jumper J4 (ver Figura 37)
y sus funciones están mostradas en la Tabla 20, debido a que no se utiliza el conversor A/D
de éste módulo, no es necesario conectar los pines J4-3 ni J4-4:
Pin # Nombre del pin Función
J4-1 GND Tierra
J4-2 VCC poder
J4-3 GND Tierra
J4-4 AD_REF voltaje de referencia del ADC
Tabla 20 Configuración y funciones de los pines de alimentación del Módulo Zigbee.
Para la aplicación se alimentó el módulo receptor y se conectó su interfaz RS232
como se explicó anteriormente al microcontrolador por uno de los puertos USART de la
tarjeta de desarrollo. Al encender el módulo del coordinador (conectado a una computadora),
su led se ilumina indicando que está siendo alimentado, posteriormente se oprime el pulsador
del coordinador para que éste inicie la búsqueda de dispositivos de recepción y los asocie.
Al encender el dispositivo receptor su led se encenderá y se apagará por breves instantes
indicando que los dispositivos se asociaron.
La configuración para la transmisión por UART es la siguiente: tasa de baudios =
38.4bps, 1 bit de stop, 1 bit de start, sin paridad y sin control de flujo. El módulo coordinador
conectado a una PC, puede enviar un paquete de datos en cualquier momento al módulo
receptor conectado al microcontrolador, ambos con la misma configuración. Los datos son
87
enviados de forma inalámbrica al receptor exactamente como se recibieron de la PC. El
módulo receptor recibe el paquete de datos y los envía vía RS232 hacia el microcontrolador.
El ATMEGA128L responderá a las peticiones del coordinador a través de las rutinas escritas
en el código. Este le devolverá una respuesta al módulo receptor vía RS232 y este a su vez
enviará el paquete de datos de manera inalámbrica por reemplazo de cables hacia el módulo
del coordinador. Un esquema de la comunicación entre los módulos es el mostrado en la
Figura 39.
Figura 39 Esquema de la comunicación entre los módulos zigbee.
La distancia a la cual pueden comunicarse estos dispositivos es de 1000 metros si hay
línea de vista entre los ellos. Si no existe una línea de vista entre los dispositivos, habiendo
obstáculos entre ellos (como por ejemplo edificios) la distancia entre los dos módulos podía
ser tan buena como 60 metros.
3.2.5 Etapa de Alimentación Todas las etapas que componen la aplicación están constituidas por dispositivos
electrónicos que requieren de alimentación para poder realizar apropiadamente sus
funciones. Sin embargo, como es de esperarse, cada etapa tiene sus propios requerimientos
de corriente, voltaje y potencia. Es por ello que el sistema de alimentación de la aplicación
consta de dos etapas las cuales se explicarán a continuación.
3.2.5.1 Fuente de poder del sistema
La fuente de poder principal del sistema (escogida por la empresa Seebeck) consta de
una batería sellada de plomo-ácido regulada por válvula. La batería fue comprada a los
proveedores Interberg de España, los cuales poseen 40 años de experiencia en la fabricación
de baterías para aplicaciones industriales. Una representación de la batería usada es mostrada
en la Figura 40.
88
Figura 40 Batería sellada de plomo-ácido regulada por válvula.
Las dimensiones y características eléctricas de la batería se muestran a continuación
en la Tabla 21.
Voltaje Capacidad Largo (mm) Ancho (mm) Alto (mm) Peso (Kg) 12V 100Ah/10h 171 72 211 8
Tabla 21 Dimensiones y características eléctricas de la batería utilizada.
A partir de esta batería se alimentan todas las etapas de la aplicación. Debido a la
necesidad de un voltaje regulado para algunas etapas, fueron utilizados reguladores
conmutados y lineales para cumplir con los requisitos de corriente y voltaje que demandan
dichas etapas del sistema.
3.2.5.2 Reguladores de voltaje
Debido a la necesidad de alimentar el módulo del zigbee y el microcontrolador con
un voltaje de 3.3V muy estable, y puesto a que el sistema de alimentación de la aplicación
consta de una batería de 12V, fue preciso utilizar un conversor de voltaje DC/DC que maneje
y convierta los 12V provenientes de la batería en un voltaje mucho menor.
Como se mencionó en el marco teórico, el principio de funcionamiento de los
reguladores lineales equivale al de una resistencia conectada entre la entrada y la salida cuyo
valor se ajusta automáticamente, la cual por efecto Joule, disipa en forma de calor el exceso
de potencia eléctrica disponible en la fuente primaria colocada a su entrada (siempre mayor
al que su carga le exige). Basándonos en el planteamiento anterior, es absurdo en términos de
eficiencia, utilizar un regulador lineal directamente desde la batería de 12V para lograr un
voltaje regulado de 3.3V.
89
El conversor utilizado es del tipo Reductor (Buck), ya que el voltaje proveniente de la
batería será reducido eficientemente (hablando en términos de rendimiento energético) a 5V
para su posterior uso en las etapas de la aplicación que demanden un voltaje regulado menor.
El conversor está basado en el chip LT3430, el cual tiene un amplio rango de aceptación de
voltaje de entrada y ofrece una corriente de salida de 3A, suficientes para los requerimientos
de nuestro circuito.
La prestación más idónea de la tarjeta de conversión DC-DC utilizada es su
capacidad de ofrecer directamente los 3.3V necesarios para alimentar tanto al
microcontrolador como al módulo del zigbee. Esto se debe a que la tarjeta cuenta con un
regulador lineal LM3940, el cual al ser alimentado con 5V (provenientes del conversor
LT3430) ofrece a su salida 3.3V fijos con 3A. Por lo tanto nos ofrece la versatilidad de una
salida de 5V o de 3.3V dependiendo únicamente de la posición de 1 jumper (Ver círculo rojo
en la Figura 41). El diagrama circuital de la tarjeta de conversión de voltaje utilizada se
muestra a continuación en la Figura 41.
Figura 41 Diagrama circuital de la tarjeta de conversión de voltaje DC-DC utilizada.
90
3.3 Lógica de Programación
El código desarrollado en el ATMEGA128L a través del compilador CodevisionAVR
persigue de manera general la siguiente lógica:
Rutina principal
Interrupción del modulo TIMER1
Esta interrupción está programada para que se origine cada 100 ms al ocurrir un
overflow. En la rutina principal se definieron variables como: adq_TIME = 10*n, seg = 0 y
n= 2. Al entrar en la interrupción, el microcontrolador sigue la siguiente rutina:
91
Interrupción por recepción de la UART
Esta interrupción está programa para efectuarse cada vez que el módulo Zigbee
detecte una transmisión y se la envíe al microcontrolador vía RS232. El propósito de esta
interrupción es estar alertar a los requerimientos de la unidad principal (PC) transmitidos a
través del coordinador. Al detectarse la interrupción se seguirá la siguiente lógica:
4 DISEÑO DEL PCB
Las etapas de registro, almacenamiento, comunicación y alimentación de la aplicación
se encuentran dispuestas en PCB. Por lo tanto, a la única etapa que faltaría por realizarle su
respectiva tarjeta impresa sería a la etapa de adquisición/acondicionamiento de la señal.
En este apartado se explica los criterios en los que se basó la construcción del PCB
para dicha etapa. Además, se mostrará el resultado final de la elaboración de la tarjeta
impresa.
4.1 Criterios de diseño
Consideraciones generales
Considerando que el circuito al cual se le fabricó su PCB es un circuito
completamente analógico y que los efectos de ruido producto del mismo PCB son más
notorios en circuitos analógicos de altas velocidades, es propicio usar técnicas especiales
92
para la disposición de los componentes en la tarjeta impresa. Esto ayudará a que los efectos
de ruido producto del PCB sean transparentes al circuito.
El ruido es la limitación primaria en el funcionamiento de un circuito analógico.
Algunos tipos de ruido considerados en la fabricación del PCB fueron:
Emisiones conducidas es el ruido que los circuitos analógicos generan al ser
conectados con otros circuitos. Generalmente este tipo de ruido es insignificante en
circuitos analógicos, a menos que sea un circuito que demande alta energía (tal como
un amplificador audio que exige grandes corrientes a la fuente de alimentación), lo
cual no es nuestro caso.
Emisiones irradiadas es el ruido que generan (transmiten) los circuitos analógicos a
través del aire. Este también es generalmente insignificante en circuitos analógicos, a
menos que sea de alta frecuencia como por ejemplo un vídeo, lo cual no es nuestro
caso.
Susceptibilidad a la conducción es el ruido proveniente de circuitos externos que es
conducido al circuito analógico a través de sus conexiones a otros circuitos. Debido a
que todo circuito analógico se debe conectar con el “mundo exterior” por lo menos
con una conexión a tierra, una conexión a energía, una entrada, y una salida. El ruido
se puede conducir en el circuito a través de todas esas trayectorias, así como a través
de cualquiera otra que esté presente.
Susceptibilidad a la Irradiación es el ruido que se recibe a través del aire (o es
transmitido a los circuitos analógicos) a partir de alguna fuente externa. En muchos
casos, los circuitos analógicos que residen en un PCB pueden contener también
circuitos con lógica digital de alta velocidad incluyendo chips DSP, relojes de alta
velocidad y las señales digitales conmutadas, que crean una considerable
interferencia de radiofrecuencia (IRF). Además, existen un sin fin de fuentes capaces
de irradiar ruido, entre las comunes que podrían afectar nuestra aplicación tenemos:
circuitos digitales próximos (en nuestros caso el módulo del zigbee), relámpagos,
truenos, entre otros.
93
Construcción mecánica del PCB
Es importante además seleccionar un PCB con las características mecánicas
apropiadas para nuestra aplicación. Para ello hay que tomar en cuenta el tipo de material con
el que se desea fabricar el sustrato y el grueso de la lámina de cobre.
Los materiales de fabricación del PCB están disponibles en varios grados según lo
define la Asociación Nacional de Fabricantes de Material Eléctrico (NEMA, National
Electrical Manufacturers Association). Sería muy conveniente si esta organización estuviese
aliada con la industria de electrónica – para que controlen parámetros como: resistencia y
constante dieléctrica del material. Desafortunadamente, ése no es el caso. La NEMA es una
organización eléctrica de seguridad, y los diversos grados del PCB describen sobre todo la
inflamabilidad, la estabilidad a altas temperaturas y la absorción de la humedad de la tarjeta.
Por lo tanto, al especificar un grado para el material de construcción no se garantizan los
parámetros eléctricos del material.
Los materiales laminados se etiquetan con FR (lo cual representa la resistencia a la
llama) y con G (lo cual representa los grados). Para nuestra aplicación se recomienda el uso
del material FR-4 (material de resina epoxi/fibra de vidrio), ya que este es frecuentemente
utilizado en aplicaciones industriales de alta calidad. Además ofrece excelentes propiedades
tanto mecánicas como eléctricas. La recomendación de este material es basada en que
necesitamos una baja absorción de la humedad y un buen desempeño a altas temperaturas, ya
que este equipo estará situado en la intemperie en el lago de Maracaibo afrontando una
temperatura ambiente de 60º C y una humedad relativa del 80%.
Después de seleccionar el material del substrato de la tarjeta, la siguiente decisión fue
cuál será el grosor de la lámina de cobre. Como el circuito no tendrá un gran consumo de
energía, es suficiente con realizar láminas de 1 onza de cobre [18].
El siguiente paso en el diseño del PCB es escoger de cuantas capas se fabricará la
tarjeta, teniendo como opciones: de una capa, de dos o de múltiples capas. Sin embargo, se
decidió realizarlo en dos capas por las razones que se expondrán a continuación:
El diseño de una sola capa es barato pero extremadamente susceptible al ruido
producto de radiaciones, lo cual a la larga podría dar muchas complicaciones al circuito
94
analógico a montarse y causar un funcionamiento imprevisto o en el mejor caso “falsas
mediciones” en datos que deben ser muy precisos.
Las tarjetas de doble cara son sencillas de “cablear” gracias al hecho de tener la
posibilidad de dos láminas para poder enrutar las señales. Además, el poder reservar la capa
inferior para un plano de tierra y enrutar el resto de las señales en la capa superior nos
proporciona ciertas ventajas, tales como:
Dado a que la tierra es con frecuencia la conexión más común del circuito, es sensato
tenerla continua en la capa inferior para obtener un sencillo enrutamiento del circuito.
Aumenta la fuerza mecánica de la tarjeta.
Baja la impedancia de todas las conexiones de tierra en el circuito, lo cual reduce el
ruido conducido indeseable.
Agrega una capacitancia distribuida a cada red en el circuito - ayudando a suprimir el
ruido irradiado.
Actúa como un protector al ruido irradiado que viene por debajo de la tarjeta.
Por último, las tarjetas de doble cara a pesar de sus ventajas, no son el mejor método
de construcción, especialmente para los diseños sensibles o de alta velocidad. El grosor más
común de la tarjeta es de 1.5 milímetros [18], y esta separación es demasiado grande para
poder disfrutar completamente de algunas de las ventajas enumeradas arriba, como por
ejemplo, debido al grosor de la tarjeta la capacitancia distribuida será muy baja.
Diseños críticos demandan la fabricación de un PCB de múltiples capas por varias razones:
Obtener un mejor enrutamiento para la energía así como sucede con las conexiones
de tierra. Si la energía está también en un plano, está disponible para todos los puntos
en el circuito simplemente agregando vías (conexiones entre las capas de un PCB).
Al estar otras capas disponibles para el enrutamiento de la señal, se hace más sencillo
este proceso.
Habrá una capacitancia distribuida entre el plano de energía y el de tierra, reduciendo
el ruido de alta frecuencia.
Se obtiene un mejor rechazo a las interferencias electromagnéticas y de
radiofrecuencia (EMI/RFI). Esto se debe al efecto de imagen del plano, cuando un
95
conductor se coloca cerca de una superficie conductora paralela, la mayor parte de las
corrientes de alta frecuencia volverán directamente debajo del conductor, fluyendo en
la dirección opuesta. Esta imagen del espejo del conductor dentro del plano crea una
línea de la transmisión. Puesto que las corrientes son iguales y contrarias en la línea
de la transmisión, es relativamente inmune al ruido irradiado. Los efectos de la
imagen del plano trabajan bien tanto con los planes de tierra como con los planos de
energía, pero ellos deben ser continuos. Cualquier boquete o discontinuidad hace que
los efectos beneficiosos desaparezcan rápidamente.
Después de todos los basamentos anteriores, podríamos concluir que la mejor opción
es realizar un PCB con múltiples capas, sin embargo, dada la simplicidad del circuito y a que
sería óptimo poder fabricarlo en el país a un costo de venta razonable; es preferible la opción
de un circuito de doble capa, ya que nos ofrece ventajas, costo y disponibilidad acorde con
las necesidades.
Aterramiento
Como el circuito montado en PCB es completamente analógico, no se tuvo que tomar
medidas de distribución en cuanto a dividir la tarjeta en un sector analógico y otro digital, lo
cual es uno de los métodos más simples y más eficaces de supresión del ruido. Sin embargo,
si se tomaron en cuenta las siguientes consideraciones:
Los circuitos que se montaron en el PCB tienen tierras separadas. Aunque “tierras
separadas” no implica que las tierras estén separadas eléctricamente en el sistema.
Tienen que ser comunes en un cierto punto, preferiblemente uno solo y que sea un
punto de baja impedancia. Todos los retornos se conectaron juntos en un solo punto,
que es el llamado “la tierra del sistema” o chasis. Se evitó crear los lazos de tierra a
través de múltiples conexiones al chasis.
Se realizaron rutas tan cortas como era posible.
Se colocó el circuito analógico lo más cercano posible a los pines de entrada-salida
de la tarjeta.
96
Características de las pistas del PCB
El patrón de disposición de los componentes en un PCB puede hacerlo susceptible al
ruido irradiado. Una buena disposición es una que reduce al mínimo la susceptibilidad del
circuito analógico a tantas fuentes de ruido irradiadas como sea posible.
Una tarjeta es susceptible al ruido irradiado porque el patrón de las rutas y los brazos
de los componentes forman antenas. Un tipo básico de antena es el conductor recto. Esta
antena funciona porque un conductor recto tiene una inductancia parásita, y por lo tanto
puede concentrar flujo de fuentes externas.
Otro tipo importante de antena es el lazo. La inductancia de un conductor recto
aumenta dramáticamente al doblarlo en lazos parciales o completos. Al aumentar la
inductancia, baja la frecuencia en la cual el conductor junta señales irradiadas en el circuito.
.
Cuando no se utiliza un plano de tierra, se forma un lazo entre la señal y la tierra.
Esto produce un campo eléctrico E y un campo magnético perpendicular H, que forman la
base de una antena de lazo.
Al utilizar un diseño de dos capas, se forma una antena de lazo mucho más pequeña a
la del caso anterior por la diferencia entre la ruta de la señal y la de retorno.
Para mejorar el diseño, la señal y el retorno deben coincidir uno a uno, para así
eliminar totalmente los efectos de antena de lazo.
Reflexiones producto de las pistas
Una reflexión puede ocurrir cuando una ruta del PCB se desvía en un ángulo de 90º
de su dirección original. Esto se debe principalmente al cambio en el ancho de la pista.
Cuando la pista se desvía, su anchura aumenta a 1.414 veces su ancho, lo cual perturba las
características de la línea, especialmente la capacitancia y la autoinductancia distribuidas en
la pista, ocasionando una reflexión. Dado a que no todas las rutas del PCB pueden ser rectas,
tendrán que curvearse, pero para esto se hizo uso del sistema que posee la herramienta
Protel, el cual da un cierto efecto de redondeo sobre las pistas.
97
El desacoplamiento
El ruido puede propagarse en el circuito analógico a través de los pines de poder del
circuito. Para resolver esto, es común utilizar los condensadores de “puente” usualmente
llamados de Bypass necesarios para reducir el ruido de acople proporcionado por la fuente de
energía de baja impedancia.
Es indispensable la selección de condensadores apropiados, la Tabla 22 describe los
tipos más comunes de condensador y las máximas frecuencias donde son útiles. Altas
frecuencias demandan el uso de un condensador de cerámico. Sin embargo, la auto
resonancia del condensador debe ser conocida y evitada, sino el condensador podría no sólo
no ayudar, sino empeorar el problema.
Tipo Máxima Frecuencia
Electrolítico de Aluminio 100 KHz
Electrolítico de Tantalum 1 MHz
Mica 500 MHz
Cerámico 1 GHz
Tabla 22 Condensadores más comunes con las máximas frecuencias donde son útiles.
En la Figura 42 se ilustra la auto resonancia típica del condensador utilizado en la
aplicación (de 0.01 µ F cerámico).
Figura 42 Auto-resonancia típica de un condensador de 0.01uF.
98
4.2 Diseño del PCB
Para el diseño del circuito impreso se utilizó la herramienta Altium Designer, DXP,
Protel 2004 y se consideraron los puntos mencionados en el apartado anterior.
El primer paso en este programa es realizar el esquemático del circuito al cual se le
realizará el PCB. Para esto la herramienta cuenta con un variado panel de librerías que
incluyen muchos de los dispositivos electrónicos comúnmente utilizados, los cuales están
ordenados rigurosamente en carpetas diferenciadas por sus fabricantes. Si el dispositivo no
aparece en las librerías, Protel ofrece la opción de crear un dispositivo nuevo y de añadirle o
crear su respectivo footprint (esquemático del dispositivo electrónico que se dibuja en la
tarjeta impresa).
En nuestro caso, el circuito montado consta de varios componentes comunes pasivos
(resistencias, condensadores, transistores npn, diodos, molex, entre otros) y de dos ICs. Los
circuitos integrados utilizados son los transmisores XTR101 del fabricante Burr-Brown. Este
se encuentra dentro de las carpetas de fabricantes ofrecidas en las librerías de Protel, sin
embargo, el modelo utilizado para la aplicación, el XTR101AP, no se encuentra disponible.
Por lo tanto se procedió a crear una librería nueva que incluyese el IC requerido. Para ello se
diseñó el esquemático del chip y se le agregó el footprint adecuado, en nuestro caso sería un
DIP-14 pines.
El módulo que requiere de un PCB es el de acondicionamiento, que incluye el
circuito de acondicionamiento de temperatura más el de presión. Ambos circuitos requieren de
una alimentación común, por lo tanto se colocó en la tarjeta impresa un molex de 4 pines
donde cada uno de ellos sería: Vcc y GND (ambos compartidos por los dos circuitos), la señal
de salida del circuito de presión y la señal de salida proveniente del circuito de temperatura.
Estos 4 pines son los encargados de dar comunicación al módulo con otros módulos externos.
Además, se colocaron 2 molex para poder conectar posteriormente los sensores que medirán
los parámetros físicos requeridos.
El esquemático del circuito montado es el que se ilustra en la Figura 43. Como se
observa en él, se etiquetaron los pines de Vcc, GND, salida de presión (Sal_Presion) y salida
de temperatura (Sal_Temp) para una mejor comprensión del circuito. La herramienta Protel
99
ofrece la posibilidad de chequear si el esquemático cumple con ciertos parámetros eléctricos y
de conexión que se establecen al comienzo del proceso, y de esta forma alertar si alguna
violación ocurriese y de esta forma corregirla.
Figura 43 Diagrama circuital completo del módulo de acondicionamiento.
Después que el esquemático fue creado y compilado, asegurándonos que la
compilación ocurrió sin errores, procedemos a crear el PCB para él. Para ello, el primer paso
es fijar ciertas características como: la unidad empleada para realizar cálculos, el tamaño del
PCB, el número de capas, el tipo de montaje (through-hole o superficial) y las dimensiones
tanto de las pistas como de las vías. En nuestro caso se utilizó:
El sistema imperial o Británico, donde 1 mils (milésima de pulgada) equivale a 1
inch y 1 inch equivale a 2.54 cm.
El tamaño del PCB fue fijado en 8 x 6 cm, o lo que es lo mismo 3150 x 2360
mils.
El número de capas fue fijado a dos, una capa para las pistas de las señales en
general y de Vcc y la otra capa que constituirá un plano de tierra.
Las dimensiones de las pistas se fijaron en 12 mils de ancho para las rutas de las
señales y de 25 mils de ancho para las rutas de Vcc.
100
Las dimensiones de las vías se fijaron en 25 mils para el diámetro menor y el
diámetro mayor en 40 mils, en la Figura 44 se muestra las dimensiones de las
vías.
Figura 44 Dimensiones de las vías del PCB.
El siguiente paso es fijar las reglas de diseño tales como: las características eléctricas
y las de “cableado” como por ejemplo el ángulo con el que se trazarán las desviaciones en las
pistas, en la Figura 45 se muestra la técnica empleada:
Figura 45 Dimensiones de las pistas redondeadas del PCB.
Finalmente, cuando todas las características están adecuadamente configuradas,
procedemos a distribuir los componentes del PCB en la tarjeta. Seguidamente, unimos los
componentes a través de las pistas en la capa que designamos especialmente para esta labor y
luego fijamos las posiciones de las vías hacia la capa que contiene el plano de tierra. El PCB
terminado se muestra en la Figura 46.
101
Figura 46 PCB completo del módulo de acondicionamiento.
Para asegurarnos de que todo quedó de acuerdo con las reglas que establecimos al
inicio del procedimiento, corremos la herramienta de Protel DRC (Design Rule Check,
Chequeo de las reglas de diseño) y si no tenemos mensajes de error habremos culminado de
realizar el PCB de una forma satisfactoria.
102
5 RESULTADOS Y ANÁLISIS Se realizaron varias pruebas módulo a módulo de la aplicación para comprobar su
correcta operación y medir errores como se plantea a continuación:
Pruebas de sensores conectados al circuito de acondicionamiento
Se aplicó calor y fuerza tanto a los sensores utilizados en la aplicación como a
instrumentos industriales aprobados para cada medición (temperatura y presión) a los cuales
llamaremos transductor patrón o de referencia, y al comparar la salida de los sensores
utilizados en la aplicación con la ofrecida por los transductores de referencia, se encontró en
principio errores no admitidos en la precisión, para esto se cambió el juego de resistencia de
los circuitos acondicionadores y se volvió a realizar la prueba, comprobándose que los
circuitos acondicionadores funcionan según lo esperado.
Pruebas del módulo de acondicionamiento conectado al de registro
Se conectó los sensores al módulo de acondicionamiento y después de adaptar su
salida a la ideal para el módulo de registro (conformado por el microcontrolador) se
expusieron nuevamente los sensores a la magnitud física para la que están fabricados, y se
comprobó por inspección a través de Hyperterminal que los valores recolectados por el ADC
y codificados para representar un valor legible de temperatura y presion según sea el caso,
correspondían con los valores deseados y dentro de la precisión requerida. En la Tabla 23 y
la Tabla 24 se tabuló algunos datos de las pruebas realizadas tanto para presión como para
temperatura.
Termocupla industrial (° C) RTD (° C) Error 28 27,94 0,21 31 31,03 0,10 23 22,96 0,17 18 17,97 0,17 40 39,89 0,28 26 26,01 0,04 45 44,87 0,29
Promedio 0,18 Tabla 23 Pruebas de temperatura realizadas a los módulos de acondicionamiento y registro.
103
Instrumento industrial (psi) Sensor de Presión (psi) Error 100 98,6 1,4 80 81 1,25 50 50,10 0,20 75 74,13 1,16 63 62,74 0,41
Promedio 0,88 Tabla 24 Pruebas de presión realizadas a los módulos de acondicionamiento y registro.
Pruebas de comunicación
En primera instancia para probar los módulos del zigbee se hizo una prueba sencilla,
se conectó el módulo coordinador a una computadora a través del terminal RS232 y de igual
forma se conectó el módulo receptor a otra computadora vía RS232 ambas configuradas a
una velocidad de 38.4Kbps. El primer paso fue asociar los módulos al encender el
coordinador y luego el receptor, en seguida mediante la herramienta Hyperterminal se mandó
un mensaje al módulo receptor y éste lo recibió.
En segunda instancia se probó conectar los módulos del zigbee al resto de la
aplicación una vez que estuvo totalmente probada. Las conexiones fueron de la siguiente
manera: el módulo coordinador se conectó a una computadora vía Hyperteminal y el módulo
receptor se conectó por RS232 al microcontrolador. Se realizó un programa de prueba
sencillo para que al recibir un comando de la PC, el microcontrolador ofreciera una respuesta
apropiada y se la enviase de regreso a la PC. La prueba resultó satisfactoria, sin embargo,
cuando se intentó enviar información desde un salón a otro alejados aproximadamente unos
100 m, la comunicación dio fallas. Por lo tanto se recomienda el uso de repetidoras de alta
ganancia en el trayecto entre un módulo y otro o simplemente habrá que colocar varios
módulos receptores a poca distancia (menos de 80 m) si no hay línea de visión para asegurar
una comunicación fiable.
104
6 CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES El prototipo funciona según los requerimientos exigidos, sin embargo se debe
estudiar más a fondo otras posibilidades de mejoras en la calidad del proyecto, sobre todo al
nivel de ahorro de energía y de alcanzar la precisión deseada para los valores medidos. Es
recomendable probar que tanto mejoran los resultados utilizando un conversor AD de 12
bits. Es aconsejable realizar otras pruebas posteriores a fin de verificar el comportamiento
del circuito en todo el rango posible de presión y temperatura al cual serán sometidos los
sensores, puesto que no se contaba con los instrumentos ni medidas de seguridad necesarias
para realizar estas pruebas.
La ventaja principal del diseño del sistema es su modularidad, característica que lo
hace muy versátil para pruebas de nuevos dispositivos con miras hacia la optimización a
futuro de la aplicación.
Basándonos en un ahorro de energía, dado a que lo ideal es que la batería con la cual
se alimenta la aplicación opere apropiadamente la mayor cantidad de tiempo posible; seria
ideal estudiar la posibilidad de poner a trabajar el microcontrolador en un estado de
“dormido” para que sólo funcione el módulo del contador a través de un oscilador de cristal
de 32KHz y se despierte el microcontrolador completo al entrar en las rutinas de atención de
la interrupción ocasionada al módulo del contador. Dentro de esta rutina habría que verificar
si hubo algún requerimiento de configuración o de lectura de la memoria, ya que fuera de la
rutina todos los módulos se encontrarían apagados.
Los componentes de tipo “trough-hole”, debido a su tamaño, son más apropiados
para aplicaciones donde el espacio no sea un requerimiento muy importante (como es nuestro
caso). Sin embargo, estos componentes aunque resultan de menor costo que los de montura
superficial, a la hora de fabricar el PCB implican más costo debido a que las casas de
fabricación de circuitos impresos tienen que perforar los agujeros donde se ubicarán los
componentes. El número de agujeros y la variación del diámetro de estos tienen un impacto
105
grande en el precio. Además, por cuestiones de ruido mencionadas oportunamente, no es
conveniente crear huecos ni obstrucciones de ningún estilo en planos de tierra o de poder.
Por lo tanto se sugiere el uso de componentes con montura superficial para el diseño final.
Cuando se vaya a soldar el PCB, es recomendable cortar los brazos de los
componentes la mayor longitud posible, ya que si éstos tienen un largo significativo
formarán antenas y particularmente si están doblados.
Es de vital importancia una buena limpieza del PCB inclusive con agua destilada, ya
que los circuitos impresos pueden ser afectados fuertemente si se encuentran sucios o si
poseen residuos del material de limpieza; y estas impurezas bajarán las características de
aislamiento del substrato.
106
7 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1] Creus, Antonio, “Instrumentación Industrial”, Cuarta edición. Editores Boixareu,
Barcelona-España. (1989).
[2] Jung, Walt. “Op Amp Applications Handbook”, Analog Device, Inc. (2005).
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[3] García Abían, Jonathan, “Sistema prototipo fly-by-wire”, Trabajo final de carrera,
Universidad Politécnica de Cataluña, Barcelona, pp. 33-36. (2005).
Disponible en: http://bibliotecnica.upc.es/PFC/arxius/migrats/35753-1.pdf.
[4] Mayné, Jordi, “Sistemas de comunicaciones”, SILICA, pp. 40-41. (2004).
[5] Tanenbaum, Andrew S., “Redes de computadoras”, Prentice Hall, México, pp. 26-37,
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[6] S. Wurcer, L. Counts, “A Programmable Instrumentation Amplifier for 12-Bit
Resolution Systems”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-17 #6, (Dec.
1982), pp. 1102–1111.
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Disponible en: http://www.netvouz.com/pipistrellum?tags=sistemas_comunicaciones_r35_silica.pdf.
[9] Hamacher, C., Vranesic, Z. y S. Zaky, “Computer Organization”, 5ta edición, Mc
Graw Hill, pp. 272-282. (2002).
[10] “Protocolo Modbus Guía de referencia” MODICON, Inc., Industrial Automation
Systems. (Junio 1996).
[11] Gottlieb, Irving, “Regulated Power Supplies”, 4ta edición, Editorial TAB. (1992).
[12] Ruiz, Gustavo “Electrónica básica para Ingenieros” Capítulo 11, pp 196-197.
Disponible en: http://grupos.unican.es/dyvci/ruizrg/html.files/LibroWeb.html
[13] Circuito impreso. Disponible en: http://es.wikipedia.org/wiki/Circuito_impreso
[14] Comunicación serial: conceptos generales.
Disponible en: http://digital.ni.com/public.nsf/allkb/039001258CEF8FB686256E0F005888D1.
[15] García Abían, Jonathan, “Sistema prototipo fly-by-wire”, Trabajo final de carrera,
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107
Disponible en: http://bibliotecnica.upc.es/PFC/arxius/migrats/35753-1.pdf.
[16] Jung, Walt. “Op Amp Applications Handbook”, Analog Device, Inc. (2005). Capítulo
7.2.
[17] Tarjeta uALFAT con conector transflash para una SD.
Disponible en: http://www.ghielectronics.com
[18] “Analog Dialog 30th Anniversary Issue”, Analog Devices, Ask the Applications
Engineer–10, James Bryant.
8 ANEXOS
En la siguiente tabla se muestran los datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino, estándar PIA con Ro=99.996 Ω y A, B, C cero. TC=3.93e-3. Los valores de las resistencias están en Ohms:
Temp
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 °C
0 999,96 100,39 100,79 101,19 101,59 101,99 102,39 102,79 103,18 103,58
10 103,98 104,38 104,77 105,17 105,57 105,97 106,36 106,76 107,16 107,55
20 107,95 108,35 108,74 109,14 109,53 109,93 110,33 110,72 111,12 111,51
30 111,91 112,30 112,70 113,09 113,49 113,88 114,28 114,67 115,06 115,46
40 115,85 116,25 116,64 117,03 117,43 117,82 118,21 118,61 119,00 119,39
50 119,79 120,18 120,57 120,96 121,36 121,75 122,14 122,53 122,93 123,32
60 123,71 124,10 124,49 124,88 125,27 125,67 126,06 126,45 126,84 127,23
70 127,62 128,01 128,40 128,79 129,18 129,57 129,96 130,35 130,74 131,13
80 131,52 131,91 132,30 132,68 133,07 133,46 133,85 134,24 134,63 135,02
90 135,40 135,79 136,18 136,57 136,95 137,34 137,73 138,12 138,50 138,89
100 139,28 139,66 140,05 140,44 140,82 141,21 141,60 141,98 142,37 142,75
110 143,14 143,53 143,91 144,30 144,68 145,07 145,45 145,84 146,22 146,61
120 146,99 147,37 147,76 148,14 148,53 148,91 149,29 149,68 150,06 150,44
130 150,83 151,21 151,59 151,98 152,36 152,74 153,13 153,51 153,89 154,27
140 154,65 155,04 155,42 155,80 156,18 156,56 156,95 157,33 157,71 158,09
150 158,47 158,85 159,23 159,61 159,99 160,37 160,75 161,13 161,51 161,89
160 162,27 162,65 163,03 163,41 163,79 164,17 164,55 164,93 165,31 165,69
170 166,06 166,44 166,82 167,20 167,58 167,95 168,33 168,71 169,09 169,47
180 169,84 170,22 170,60 170,97 171,35 171,73 172,10 172,48 172,86 173,23
190 173,61 173,99 174,36 174,74 175,11 175,49 175,87 176,24 176,62 176,99
200 177,37 177,74 178,12 178,49 178,87 179,24 179,61 179,99 180,36 180,74
210 181,11 181,48 181,86 182,23 182,60 182,98 183,35 183,72 184,10 184,47
220 184,84 185,22 185,59 185,96 186,33 186,70 187,08 187,45 187,82 188,19
230 188,56 188,94 189,31 189,68 190,05 190,42 190,79 191,16 191,53 191,90
240 192,27 192,64 193,01 193,38 193,75 194,12 194,49 194,86 195,23 195,60
108
250 195,97 196,34 196,71 197,08 197,45 197,81 198,18 198,55 198,92 199,29
260 199,66 200,02 200,39 200,76 201,13 201,49 201,86 202,23 202,60 202,96
270 203,33 203,70 204,06 204,43 204,80 205,16 205,53 205,90 206,26 206,63
280 206,99 207,36 207,72 208,09 208,46 208,82 209,19 209,55 209,92 210,28
290 210,64 211,01 211,37 211,74 212,10 212,47 212,83 213,19 213,56 213,92
300 214,28 214,65 215,01 215,37 215,74 216,10 216,46 216,82 217,19 217,55
310 217,91 218,27 218,64 219,00 219,36 219,72 220,08 220,44 220,81 221,17
320 221,53 221,89 222,25 222,61 222,97 223,33 223,69 224,05 224,41 224,77
330 225,13 225,49 225,85 226,21 226,57 226,93 227,29 227,65 228,01 228,37
340 228,73 229,09 229,44 229,80 230,16 230,52 230,88 231,24 231,59 231,95
350 232,31
Tabla 25 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PIA).
En la siguiente tabla se muestran los datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino, estándar PA con Ro=100 Ω y A=0.0039848, B=-5.87e-07, C=-4e-12. TC=3.92e-3. Los valores de las resistencias están en Ohms:
Temp
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 °C
0 100,00 100,40 100,80 101,19 101,59 101,99 102,39 102,79 103,18 103,58
10 103,98 104,38 104,77 105,17 105,57 105,96 106,36 106,76 107,15 107,55
20 107,95 108,34 108,74 109,13 109,53 109,93 110,32 110,72 111,11 111,51
30 111,90 112,30 112,69 113,09 113,48 113,87 114,27 114,66 115,06 115,45
40 115,85 116,24 116,63 117,03 117,42 117,81 118,21 118,60 118,99 119,38
50 119,78 120,17 120,56 120,95 121,35 121,74 122,13 122,52 122,91 123,31
60 123,70 124,09 124,48 124,87 125,26 125,65 126,04 126,43 126,83 127,22
70 127,61 128,00 128,39 128,78 129,17 129,56 129,95 130,33 130,72 131,11
80 131,50 131,89 132,28 132,67 133,06 133,45 133,84 134,22 134,61 135,00
90 135,39 135,78 136,16 136,55 136,94 137,33 137,71 138,10 138,49 138,87
100 139,26 139,65 140,03 140,42 140,81 141,19 141,58 141,97 142,35 142,74
110 143,12 143,51 143,89 144,28 144,66 145,05 145,43 145,82 146,20 146,59
120 146,97 147,36 147,74 148,13 148,51 148,89 149,28 149,66 150,04 150,43
130 150,81 151,19 151,58 151,96 152,34 152,73 153,11 153,49 153,87 154,25
140 154,64 155,02 155,40 155,78 156,16 156,55 156,93 157,31 157,69 158,07
150 158,45 158,83 159,21 159,59 159,97 160,35 160,73 161,11 161,49 161,87
160 162,25 162,63 163,01 163,39 163,77 164,15 164,53 164,91 165,29 165,67
170 166,05 166,42 166,80 167,18 167,56 167,94 168,31 168,69 169,07 169,45
180 169,82 170,20 170,58 170,96 171,33 171,71 172,09 172,46 172,84 173,22
190 173,59 173,97 174,34 174,72 175,10 175,47 175,85 176,22 176,60 176,97
200 177,35 177,72 178,10 178,47 178,85 179,22 179,60 179,97 180,34 180,72
210 181,09 181,47 181,84 182,21 182,59 182,96 183,33 183,71 184,08 184,45
220 184,82 185,20 185,57 185,94 186,31 186,69 187,06 187,43 187,80 188,17
230 188,55 188,92 189,29 189,66 190,03 190,40 190,77 191,14 191,51 191,88
240 192,25 192,62 192,99 193,36 193,73 194,10 194,47 194,84 195,21 195,58
250 195,95 196,32 196,69 197,06 197,43 197,80 198,16 198,53 198,90 199,27
109
260 199,64 200,00 200,37 200,74 201,11 201,48 201,84 202,21 202,58 202,94
270 203,31 203,68 204,04 204,41 204,78 205,14 205,51 205,88 206,24 206,61
280 206,97 207,34 207,70 208,07 208,43 208,80 209,16 209,53 209,89 210,26
290 210,62 210,99 211,35 211,72 212,08 212,44 212,81 213,17 213,53 213,90
300 214,26 214,62 214,99 215,35 215,71 216,08 216,44 216,80 217,16 217,53
310 217,89 218,25 218,61 218,97 219,34 219,70 220,06 220,42 220,78 221,14
320 221,50 221,86 222,22 222,58 222,95 223,31 223,67 224,03 224,39 224,75
330 225,11 225,47 225,83 226,18 226,54 226,90 227,26 227,62 227,98 228,34
340 228,70 229,06 229,41 229,77 230,13 230,49 230,85 231,20 231,56 231,92
350 232,28
Tabla 26 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PA).
En la siguiente tabla se muestran los datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino, estándar PC con Ro=100 Ω y A=0.003908, B=-5.8019e-07, C=-4.2735e-12. TC=3.89e-3:
Temp
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 °C
0 100,00 100,39 100,78 101,17 101,56 101,95 102,34 102,73 103,12 103,51
10 103,90 104,29 104,68 105,07 105,46 105,85 106,24 106,63 107,02 107,40
20 107,79 108,18 108,57 108,96 109,35 109,73 110,12 110,51 110,90 111,28
30 111,67 112,06 112,45 112,83 113,22 113,61 113,99 114,38 114,77 115,15
40 115,54 115,93 116,31 116,70 117,08 117,47 117,85 118,24 118,62 119,01
50 119,40 119,78 120,16 120,55 120,93 121,32 121,70 122,09 122,47 122,86
60 123,24 123,62 124,01 124,39 124,77 125,16 125,54 125,92 126,31 126,69
70 127,07 127,45 127,84 128,22 128,60 128,98 129,37 129,75 130,13 130,51
80 130,89 131,27 131,66 132,04 132,42 132,80 133,18 133,56 133,94 134,32
90 134,70 135,08 135,46 135,84 136,22 136,60 136,98 137,36 137,74 138,12
100 138,50 138,88 139,26 139,64 140,02 140,39 140,77 141,15 141,53 141,91
110 142,29 142,66 143,04 143,42 143,80 144,17 144,55 144,93 145,31 145,68
120 146,06 146,44 146,81 147,19 147,57 147,94 148,32 148,70 149,07 149,45
130 149,82 150,20 150,57 150,95 151,33 151,70 152,08 152,45 152,83 153,20
140 153,57 153,95 154,32 154,70 155,07 155,45 155,82 156,19 156,57 156,94
150 157,31 157,69 158,06 158,43 158,81 159,18 159,55 159,93 160,30 160,67
160 161,04 161,41 161,79 162,16 162,53 162,90 163,27 163,65 164,02 164,39
170 164,76 165,13 165,50 165,87 166,24 166,61 166,98 167,35 167,72 168,09
180 168,46 168,83 169,20 169,57 169,94 170,31 170,68 171,05 171,42 171,79
190 172,16 172,53 172,89 173,26 173,63 174,00 174,37 174,74 175,10 175,47
200 175,84 176,21 176,57 176,94 177,31 177,68 178,04 178,41 178,78 179,14
210 179,51 179,88 180,24 180,61 180,97 181,34 181,71 182,07 182,44 182,80
220 183,17 183,53 183,90 184,26 184,63 184,99 185,36 185,72 186,09 186,45
230 186,81 187,18 187,54 187,91 188,27 188,63 189,00 189,36 189,72 190,09
240 190,45 190,81 191,18 191,54 191,90 192,26 192,63 192,99 193,35 193,71
250 194,07 194,44 194,80 195,16 195,52 195,88 196,24 196,60 196,96 197,33
260 197,69 198,05 198,41 198,77 199,13 199,49 199,85 200,21 200,57 200,93
270 201,29 201,65 202,01 202,36 202,72 203,08 203,44 203,80 204,16 204,52
280 204,88 205,23 205,59 205,95 206,31 206,67 207,02 207,38 207,74 208,10
110
290 208,45 208,81 209,17 209,52 209,88 210,24 210,59 210,95 211,31 211,66
300 212,02 212,37 212,73 213,09 213,44 213,80 214,15 214,51 214,86 215,22
310 215,57 215,93 216,28 216,64 216,99 217,35 217,70 218,05 218,41 218,76
320 219,11 219,47 219,82 220,18 220,53 220,88 221,23 221,59 221,94 222,29
330 222,65 223,00 223,35 223,70 224,05 224,41 224,76 225,11 225,46 225,81
340 226,17 226,52 226,87 227,22 227,57 227,92 228,27 228,62 228,97 229,32
350 229,67
Tabla 27 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PC).
En la siguiente tabla se muestran los datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino, estándar PB con Ro=100 Ω y A=0.0039692, B=-5.8495e-7, C=-4.2325e-12. TC=3.91e-3:
Temp
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 °C
0 100,00 100,40 100,79 101,19 101,59 101,98 102,38 102,78 103,17 103,57
10 103,96 104,36 104,75 105,15 105,55 105,94 106,34 106,73 107,13 107,52
20 107,92 108,31 108,70 109,10 109,49 109,89 110,28 110,67 111,07 111,46
30 111,86 112,25 112,64 113,03 113,43 113,82 114,21 114,61 115,00 115,39
40 115,78 116,18 116,57 116,96 117,35 117,74 118,13 118,53 118,92 119,31
50 119,70 120,09 120,48 120,87 121,26 121,65 122,04 122,43 122,82 123,21
60 123,60 123,99 124,38 124,77 125,16 125,55 125,94 126,33 126,72 127,11
70 127,50 127,89 128,28 128,66 129,05 129,44 129,83 130,22 130,60 130,99
80 131,38 131,77 132,15 132,54 132,93 133,32 133,70 134,09 134,48 134,86
90 135,25 135,64 136,02 136,41 136,79 137,18 137,57 137,95 138,34 138,72
100 139,11 139,49 139,88 140,26 140,65 141,03 141,42 141,80 142,19 142,57
110 142,95 143,34 143,72 144,11 144,49 144,87 145,26 145,64 146,02 146,41
120 146,79 147,17 147,55 147,94 148,32 148,70 149,08 149,47 149,85 150,23
130 150,61 150,99 151,37 151,76 152,14 152,52 152,90 153,28 153,66 154,04
140 154,42 154,80 155,18 155,56 155,94 156,32 156,70 157,08 157,46 157,84
150 158,22 158,60 158,98 159,36 159,74 160,12 160,50 160,87 161,25 161,63
160 162,01 162,39 162,77 163,14 163,52 163,90 164,28 164,65 165,03 165,41
170 165,79 166,16 166,54 166,92 167,29 167,67 168,05 168,42 168,80 169,17
180 169,55 169,93 170,30 170,68 171,05 171,43 171,80 172,18 172,55 172,93
190 173,30 173,68 174,05 174,43 174,80 175,18 175,55 175,92 176,30 176,67
200 177,04 177,42 177,79 178,16 178,54 178,91 179,28 179,66 180,03 180,40
210 180,77 181,15 181,52 181,89 182,26 182,63 183,01 183,38 183,75 184,12
220 184,49 184,86 185,23 185,60 185,98 186,35 186,72 187,09 187,46 187,83
230 188,20 188,57 188,94 189,31 189,68 190,05 190,42 190,78 191,15 191,52
240 191,89 192,26 192,63 193,00 193,37 193,73 194,10 194,47 194,84 195,21
250 195,57 195,94 196,31 196,68 197,04 197,41 197,78 198,14 198,51 198,88
260 199,24 199,61 199,98 200,34 200,71 201,08 201,44 201,81 202,17 202,54
270 202,90 203,27 203,63 204,00 204,36 204,73 205,09 205,46 205,82 206,19
280 206,55 206,92 207,28 207,64 208,01 208,37 208,73 209,10 209,46 209,82
290 210,19 210,55 210,91 211,28 211,64 212,00 212,36 212,73 213,09 213,45
300 213,81 214,17 214,53 214,90 215,26 215,62 215,98 216,34 216,70 217,06
310 217,42 217,78 218,14 218,51 218,87 219,23 219,59 219,95 220,31 220,67
320 221,02 221,38 221,74 222,10 222,46 222,82 223,18 223,54 223,90 224,26
111
330 224,61 224,97 225,33 225,69 226,05 226,40 226,76 227,12 227,48 227,83
340 228,19 228,55 228,90 229,26 229,62 229,98 230,33 230,69 231,04 231,40
350 231,76
Tabla 28 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PB).
En la siguiente tabla se muestran los datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino, estándar PD (IEC-751) con Ro=100 Ω y A=0.0039083, B=-5.775e-7, C=-4.183e-12. TC=3.85e-3.
Temp
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 °C
0 100,00 100,39 100,78 101,17 101,56 101,95 102,34 102,73 103,12 103,51
10 103,90 104,29 104,68 105,07 105,46 105,85 106,24 106,63 107,02 107,40
20 107,79 108,18 108,57 108,96 109,35 109,73 110,12 110,51 110,90 111,29
30 111,67 112,06 112,45 112,83 113,22 113,61 114,00 114,38 114,77 115,15
40 115,54 115,93 116,31 116,70 117,08 117,47 117,86 118,24 118,63 119,01
50 119,40 119,78 120,17 120,55 120,94 121,32 121,71 122,09 122,47 122,86
60 123,24 123,63 124,01 124,39 124,78 125,16 125,54 125,93 126,31 126,69
70 127,08 127,46 127,84 128,22 128,61 128,99 129,37 129,75 130,13 130,52
80 130,90 131,28 131,66 132,04 132,42 132,80 133,18 133,57 133,95 134,33
90 134,71 135,09 135,47 135,85 136,23 136,61 136,99 137,37 137,75 138,13
100 138,51 138,88 139,26 139,64 140,02 140,40 140,78 141,16 141,54 141,91
110 142,29 142,67 143,05 143,43 143,80 144,18 144,56 144,94 145,31 145,69
120 146,07 146,44 146,82 147,20 147,58 147,95 148,33 148,70 149,08 149,46
130 149,83 150,21 150,58 150,96 151,33 151,71 152,08 152,46 152,83 153,21
140 153,58 153,96 154,33 154,71 155,08 155,46 155,83 156,20 156,58 156,95
150 157,33 157,70 158,07 158,45 158,82 159,19 159,56 159,94 160,31 160,68
160 161,05 161,43 161,80 162,17 162,54 162,91 163,29 163,66 164,03 164,40
170 164,77 165,14 165,51 165,89 166,26 166,63 167,00 167,37 167,74 168,11
180 168,48 168,85 169,22 169,59 169,96 170,33 170,70 171,07 171,43 171,80
190 172,17 172,54 172,91 173,28 173,65 174,02 174,38 174,75 175,12 175,49
200 175,86 176,22 176,59 176,96 177,33 177,69 178,06 178,43 178,79 179,16
210 179,53 179,89 180,26 180,63 180,99 181,36 181,72 182,09 182,46 182,82
220 183,19 183,55 183,92 184,28 184,65 185,01 185,38 185,74 186,11 186,47
230 186,84 187,20 187,56 187,93 188,29 188,66 189,02 189,38 189,75 190,11
240 190,47 190,84 191,20 191,56 191,92 192,29 192,65 193,01 193,37 193,74
250 194,10 194,46 194,82 195,18 195,55 195,91 196,27 196,63 196,99 197,35
260 197,71 198,07 198,43 198,79 199,15 199,51 199,87 200,23 200,59 200,95
270 201,31 201,67 202,03 202,39 202,75 203,11 203,47 203,83 204,19 204,55
280 204,90 205,26 205,62 205,98 206,34 206,70 207,05 207,41 207,77 208,13
290 208,48 208,84 209,20 209,56 209,91 210,27 210,63 210,98 211,34 211,70
300 212,05 212,41 212,76 213,12 213,48 213,83 214,19 214,54 214,90 215,25
310 215,61 215,96 216,32 216,67 217,03 217,38 217,74 218,09 218,44 218,80
320 219,15 219,51 219,86 220,21 220,57 220,92 221,27 221,63 221,98 222,33
330 222,68 223,04 223,39 223,74 224,09 224,45 224,80 225,15 225,50 225,85
340 226,21 226,56 226,91 227,26 227,61 227,96 228,31 228,66 229,02 229,37
350 229,72
Tabla 29 Datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino (PD).
112
En la siguiente tabla se muestran los datos Temperatura vs. Resistencia de una RTD de Platino, estándar PD (IEC-751) con Ro=100 Ω y A=0.0039083, B=-5.775e-7, C=-4.183e-12. TC=3.85e-3. Además se muestran las relaciones entre temperatura y voltaje de salida de la etapa de acondicionamiento (Vout):
Temp Resistencia e'2=1mA*Rt ein = e'2 - (1mA*R4) Io=0,004+(0,016+(40/390))*ein Vout=Io*Rl
°C 0 100 0,1 0 0,004 0,6400
1 100,391 0,1004 0,0004 0,0040 0,6474
2 100,78 0,1008 0,0008 0,0041 0,6548
3 101,172 0,1012 0,0012 0,0041 0,6622
4 101,562 0,1016 0,0016 0,0042 0,6696
5 101,953 0,1020 0,0020 0,0042 0,6770
6 102,343 0,1023 0,0023 0,0043 0,6844
7 102,733 0,1027 0,0027 0,0043 0,6918
8 103,123 0,1031 0,0031 0,0044 0,6992
9 103,513 0,1035 0,0035 0,0044 0,7066
10 103,9 0,1039 0,0039 0,0045 0,7140
11 104,292 0,1043 0,0043 0,0045 0,7214
12 104,682 0,1047 0,0047 0,0046 0,7288
13 105,071 0,1051 0,0051 0,0046 0,7362
14 105,46 0,1055 0,0055 0,0046 0,7436
15 105,85 0,1059 0,0058 0,0047 0,7510
16 106,239 0,1062 0,0062 0,0047 0,7584
17 106,627 0,1066 0,0066 0,0048 0,7657
18 107,016 0,1070 0,0070 0,0048 0,7731
19 107,405 0,1074 0,0074 0,0049 0,7805
20 107,794 0,1078 0,0078 0,0049 0,7879
21 108,182 0,1082 0,0082 0,0050 0,7952
22 108,57 0,1086 0,0086 0,0050 0,8026
23 108,959 0,1090 0,0090 0,0051 0,8100
24 109,347 0,1093 0,0093 0,0051 0,8173
25 109,735 0,1097 0,0097 0,0052 0,8247
26 110,123 0,1101 0,0101 0,0052 0,8320
27 110,51 0,1105 0,0105 0,0052 0,8394
28 110,898 0,1109 0,0109 0,0053 0,8467
29 111,286 0,1113 0,0113 0,0053 0,8541
30 111,673 0,1117 0,0117 0,0054 0,8614
31 112,06 0,1121 0,0121 0,0054 0,8688
32 112,447 0,1124 0,0124 0,0055 0,8761
33 112,835 0,1128 0,0128 0,0055 0,8835
34 113,222 0,1132 0,0132 0,0056 0,8908
35 113,608 0,1136 0,0136 0,0056 0,8981
36 113,995 0,1140 0,0140 0,0057 0,9055
37 114,382 0,1144 0,0144 0,0057 0,9128
38 114,768 0,1148 0,0148 0,0058 0,9202
39 115,155 0,1152 0,0152 0,0058 0,9275
40 115,541 0,1155 0,0155 0,0058 0,9348
41 115,927 0,1159 0,0159 0,0059 0,9421
42 116,313 0,1163 0,0163 0,0059 0,9495
113
43 116,699 0,1167 0,0167 0,0060 0,9568
44 117,085 0,1171 0,0171 0,0060 0,9641
45 117,47 0,1175 0,0175 0,0061 0,9714
46 117,856 0,1179 0,0179 0,0061 0,9787
47 118,241 0,1182 0,0182 0,0062 0,9860
48 118,627 0,1186 0,0186 0,0062 0,9934
49 119,012 0,1190 0,0190 0,0063 1,0007
50 119,397 0,1194 0,0194 0,0063 1,0080
51 119,782 0,1198 0,0198 0,0063 1,0153
52 120,167 0,1202 0,0202 0,0064 1,0226
53 120,552 0,1206 0,0206 0,0064 1,0299
54 120,936 0,1209 0,0209 0,0065 1,0372
55 121,321 0,1213 0,0213 0,0065 1,0445
56 121,705 0,1217 0,0217 0,0066 1,0517
57 122,09 0,1221 0,0221 0,0066 1,0591
58 122,474 0,1225 0,0225 0,0067 1,0663
59 122,858 0,1229 0,0229 0,0067 1,0736
60 123,242 0,1232 0,0232 0,0068 1,0809
61 123,626 0,1236 0,0236 0,0068 1,0882
62 124,01 0,1240 0,0240 0,0068 1,0955
63 124,393 0,1244 0,0244 0,0069 1,1027
64 124,777 0,1248 0,0248 0,0069 1,1100
65 125,16 0,1252 0,0252 0,0070 1,1173
66 125,543 0,1255 0,0255 0,0070 1,1246
67 125,926 0,1259 0,0259 0,0071 1,1318
68 126,309 0,1263 0,0263 0,0071 1,1391
69 126,692 0,1267 0,0267 0,0072 1,1464
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73 128,223 0,1282 0,0282 0,0073 1,1754
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82 131,66 0,1317 0,0317 0,0078 1,2406
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114
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115
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116
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247 193,012 0,1930 0,0930 0,0150 2,4045
248 193,374 0,1934 0,0934 0,0151 2,4113
249 193,736 0,1937 0,0937 0,0151 2,4182
250 194,098 0,1941 0,0941 0,0152 2,4251
117
251 194,46 0,1945 0,0945 0,0152 2,4319
252 194,822 0,1948 0,0948 0,0152 2,4388
253 195,184 0,1952 0,0952 0,0153 2,4457
254 195,545 0,1955 0,0955 0,0153 2,4525
255 195,907 0,1959 0,0959 0,0154 2,4594
256 196,268 0,1963 0,0963 0,0154 2,4662
257 196,629 0,1966 0,0966 0,0155 2,4731
258 196,99 0,1970 0,0970 0,0155 2,4799
259 197,351 0,1974 0,0974 0,0155 2,4868
260 197,712 0,1977 0,0977 0,0156 2,4936
261 198,073 0,1981 0,0981 0,0156 2,5005
262 198,433 0,1984 0,0984 0,0157 2,5073
263 198,794 0,1988 0,0988 0,0157 2,5141
264 199,154 0,1992 0,0992 0,0158 2,5210
265 199,515 0,1995 0,0995 0,0158 2,5278
266 199,875 0,1999 0,0999 0,0158 2,5347
267 200,235 0,2002 0,1002 0,0159 2,5415
268 200,595 0,2006 0,1006 0,0159 2,5483
269 200,954 0,2010 0,1010 0,0160 2,5551
270 201,314 0,2013 0,1013 0,0160 2,5620
271 201,674 0,2017 0,1017 0,0161 2,5688
272 202,033 0,2020 0,1020 0,0161 2,5756
273 202,393 0,2024 0,1024 0,0161 2,5824
274 202,752 0,2028 0,1028 0,0162 2,5892
275 203,111 0,2031 0,1031 0,0162 2,5960
276 203,47 0,2035 0,1035 0,0163 2,6029
277 203,829 0,2038 0,1038 0,0163 2,6097
278 204,188 0,2042 0,1042 0,0164 2,6165
279 204,546 0,2045 0,1045 0,0164 2,6233
280 204,905 0,2049 0,1049 0,0164 2,6301
281 205,263 0,2053 0,1053 0,0165 2,6369
282 205,622 0,2056 0,1056 0,0165 2,6437
283 205,98 0,2060 0,1060 0,0166 2,6505
284 206,338 0,2063 0,1063 0,0166 2,6573
285 206,696 0,2067 0,1067 0,0167 2,6641
286 207,054 0,2071 0,1071 0,0167 2,6708
287 207,411 0,2074 0,1074 0,0167 2,6776
288 207,769 0,2078 0,1078 0,0168 2,6844
289 208,127 0,2081 0,1081 0,0168 2,6912
290 208,484 0,2085 0,1085 0,0169 2,6980
291 208,841 0,2088 0,1088 0,0169 2,7047
292 209,198 0,2092 0,1092 0,0169 2,7115
293 209,555 0,2096 0,1096 0,0170 2,7183
294 209,912 0,2099 0,1099 0,0170 2,7251
295 210,269 0,2103 0,1103 0,0171 2,7318
296 210,626 0,2106 0,1106 0,0171 2,7386
297 210,982 0,2110 0,1110 0,0172 2,7454
298 211,339 0,2113 0,1113 0,0172 2,7521
299 211,695 0,2117 0,1117 0,0172 2,7589
300 212,052 0,2121 0,1121 0,0173 2,7657
301 212,408 0,2124 0,1124 0,0173 2,7724
302 212,764 0,2128 0,1128 0,0174 2,7792
118
303 213,12 0,2131 0,1131 0,0174 2,7859
304 213,475 0,2135 0,1135 0,0175 2,7926
305 213,831 0,2138 0,1138 0,0175 2,7994
306 214,187 0,2142 0,1142 0,0175 2,8062
307 214,542 0,2145 0,1145 0,0176 2,8129
308 214,897 0,2149 0,1149 0,0176 2,8196
309 215,252 0,2153 0,1153 0,0177 2,8264
310 215,608 0,2156 0,1156 0,0177 2,8331
311 215,963 0,2160 0,1160 0,0177 2,8398
312 216,317 0,2163 0,1163 0,0178 2,8466
313 216,672 0,2167 0,1167 0,0178 2,8533
314 217,027 0,2170 0,1170 0,0179 2,8600
315 217,381 0,2174 0,1174 0,0179 2,8667
316 217,736 0,2177 0,1177 0,0180 2,8735
317 218,09 0,2181 0,1181 0,0180 2,8802
318 218,444 0,2184 0,1184 0,0180 2,8869
319 218,798 0,2188 0,1188 0,0181 2,8936
320 219,152 0,2192 0,1192 0,0181 2,9003
321 219,506 0,2195 0,1195 0,0182 2,9071
322 219,86 0,2199 0,1199 0,0182 2,9138
323 220,213 0,2202 0,1202 0,0183 2,9205
324 220,567 0,2206 0,1206 0,0183 2,9272
325 220,92 0,2209 0,1209 0,0183 2,9339
326 221,273 0,2213 0,1213 0,0184 2,9406
327 221,626 0,2216 0,1216 0,0184 2,9473
328 221,979 0,2220 0,1220 0,0185 2,9540
329 222,332 0,2223 0,1223 0,0185 2,9607
330 222,685 0,2227 0,1227 0,0185 2,9674
331 223,038 0,2230 0,1230 0,0186 2,9741
332 223,39 0,2234 0,1234 0,0186 2,9807
333 223,743 0,2237 0,1237 0,0187 2,9874
334 224,095 0,2241 0,1241 0,0187 2,9941
335 224,447 0,2244 0,1244 0,0188 3,0008
336 224,799 0,2248 0,1248 0,0188 3,0075
337 225,151 0,2252 0,1252 0,0188 3,0141
338 225,503 0,2255 0,1255 0,0189 3,0208
339 225,855 0,2259 0,1259 0,0189 3,0275
340 226,206 0,2262 0,1262 0,0190 3,0342
341 226,558 0,2266 0,1266 0,0190 3,0408
342 226,909 0,2269 0,1269 0,0190 3,0475
343 227,261 0,2273 0,1273 0,0191 3,0542
344 227,612 0,2276 0,1276 0,0191 3,0608
345 227,963 0,2280 0,1280 0,0192 3,0675
346 228,314 0,2283 0,1283 0,0192 3,0741
347 228,664 0,2287 0,1287 0,0193 3,0808
348 229,015 0,2290 0,1290 0,0193 3,0874
349 229,366 0,2294 0,1294 0,0193 3,0941
350 229,716 0,2297 0,1297 0,0194 3,1007
Tabla 30 Relación Voltaje de salida del XTR101 vs. Temperatura a partir de la relación Resistencia vs. Temperatura del estándar PD (IEC-751) con TC=3.85e-3.