Post on 08-May-2020
ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
"DISECO Y CONSTRUCCIÓN DE UN APARATO TRASMISOR EN LA BANDA
DE 222 MHz A 232 MHz"
TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO
DE INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES
EDUARDO FABIÁN PÉREZ MOLINA
Quito Abril de 1986
2957
CERTIFICACIÓN
Certifico que el presente trabajo ha
sido realizado en su totalidad por el
Sr. Eduardo Fabián Pérez Molina bajo mi
dirección.
Ing. Herbert Jacobson.
DEDICATORIA
A mi esposa y a mis padres
AGRADECIMIENTO
Agradezco a Dios porque El es el supremo hacedor y guia
de mi vida.
Un reconocimiento especial a mi director de tesis por
su ayuda, a la vez que extiendo mis agradecimientos al HCJB
por permitirme utilizar sus laboratorios en la realización
de mi tesis.
Por ultimo quiero dar un agradecimiento muy especial a
mi esposa por su ayuda en el desarrollo como en la
culminación de este trabajo.
ÍNDICE
CAPITULO I
Introducción
1.1 Descripción y especificaciones del aparato construi-
do 1
1.2 Estudio sobre modulación FM, análisis matemático, sinu-
soidal y multitono 4
1.3 Estudio en forma general de un lazo de control de fase,
respuesta de frecuencia 11
1.4 Análisis de los amplificadores clase C de radiofrecuen-
cia (dobladores de frecuencia) 17
1.5 Características generales y comportamiento de los tran-
sistores VMOS en radiofrecuencia 26
1.6 Diseño de los Amplificadores de radiofrecuencia con los
parámetros "S" 32
CAPITULO II
Diseño' Electrónico
2.1 Etapa de amplificación de audio 41
2 . 2 Etapa exitadora 46
2.3 Control de frecuencia 54
2.4 Etapa amplificadora y multiplicadora de frecuencia.. 62
2 . 5 Etapa de potencia f 67
2.5.2 Antena de salida 78
2.5.3 Diseño con los parámetros S 83
2.6 Fuente de alimentación 86
CAPITULO III
Diseño mecánico
3.1 Consideración del montaje , 90
3.2 Descripción del montaje 93
3 . 3 Esquemas del montaje 95
CAPITULO IV
Mediciones experimentales
4.1 Distorsión de Audio 100
4 . 2 Ancho de banda . 102
4 . 3 Rendimiento , 103
4 . 4 Potencia del transmisor 103
CAPITULO V
5.1 Conclusiones 106
5.2 Bibliografía.
INTRODUCCIÓN
El presente trabajo trata del diseño y construcción de
un aparato transmisor de radio enlace .en la banda de VHf 222
MHz. a 232 MHz.
Este transmisor conforma un equipo completo de transmi-
sión recepción, junto con el receptor que se está desarro-
llando en otro trabajo de tesis.
Uno de los objetivos de este trabajo es conocer el
funcionamiento de los transistores de efecto de campo en el
rango de alta frecuencia, y a la vez aplicar las técnicas de
diseño en dicho rango.
En el capitulo I se realiza un estudio teórico de
algunos aspectos referentes a la frecuencia modulada, asi
como también de los elementos necesarios para el diseño del
transmisor, enfocando los puntos que se requieren para cum-
plir con este fin.
El capitulo II está constituido por la parte de diseño
eléctrico de todas las etapas que conforman el aparato
transmisor, en el mismo que se ha tratado de sintetizar
todos los aspectos que fueron considerados en el mismo.
El montaje mecánico y sus características está
considerado en el capitulo III, en el que se incluyen
los aspectos que optimizan al mismo en este rango de
frecuencia.
Por 61timo en el capitulo IV se presenta los resultados
prácticos los cuales permiten obtener algunas conclusiones
al compararlos, con los teóricos a los que se llega en el
capitulo I.
CAPITULO I
En el presente capitulo se realiza un análisis de concep-
tos teóricos que posteriormente serán utilizados en el
diseño del transmisor de radio enlace, además'nos permitirán
obtener parámetros teóricos que luego servirán como referen-
cia en el estudio de los resultados prácticos.
La primera parte contiene una descripción y especifica-
ciones del aparato, para luego entrar en un estudio matemá-
tico de modulación FM, lazo de control de fase y amplifica-
dores clase C.
En la segunda parte se realiza un estudio de los tran-
sistores que se utilizan en la construcción de la etapa de
salida del transmisor.
Por último se presenta una alternativa muy utilizada en
el diseño de amplificadores de potencia en radio frecuencia
que es el análisis mediante parámetros "s".
1.1 DESCRIPCIÓN Y ESPECIFICACIONES DEL APARATO CONSTRUIDO.
ESPECIFICACIONES
En nuestro pais la radio emisión está controlada por la
DIRECCIÓN NACIONAL DE FRECUENCIAS, organismo que basa su
regulación en las normas dadas por el FCC (Federal
Comunications Comission), por lo cual el transmisor debe
cumplir con las siguientes normas:
a.- El rango de frecuencia de la portadora debe variar entre
222,1 a 231,9 MHz cumpliendo con la norma 180F3 es decir
variar la frecuencia portadora en pasos de 200 KHz
quedando como margen de seguridad 20 KHz como separación
entre canales adyacentes.
b.- La potencia de salida para esta clase de transmisores
debe ser de 10 a 15 Watts en una impedancia de 50 oh-
mios .
c.~ La estabilidad de la frecuencia portadora debe estar en
2000 Hz.
d.- La modulación que debe utilizarse es FM directa.
e.- La desviación de frecuencia por modulación debe ser de +
75 KHz.-
f.~ La frecuencia de audio en el rango de 30 a 15.000 Hz
debe ser de ± 0.5 dB.
g.~ La distorsión del amplificador en el rango de audio debe
ser menor a 0.5 %.
h.- El ruido presente en la señal modulada debe ser menor
que -60 dB para un 100 % de modulación, tomando como
base un tono de 400 Hz,
i.- El ruido producido por modulación en AM debe ser menor
que -55 dB desde la referencia de la frecuencia portado-
ra.
j . - Todos los armónicos producidos por el transmisor deben
estar por lo menos 40 dB bajo la portadora.
DESCRIPCIÓN
El aparato está constituido de las siguientes etapas:
-Puente de poder
-Etapa de audio
-Etapa osciladora
-Etapa sintetizadora de frecuencia
-Etapa preamplificadora y dobladora de frecuencia
-Etapa de potencia
Así constituido el transmisor satisface las especificaciones
ya mencionadas.
1.2 ESTUDIO SOBRE MODULACIÓN FM TONO Y MÜLTITONO.
La modulación FM en su forma básica es el mensaje
trasladado en el espectro de frecuencias, siendo un proceso
no lineal, por lo que el espectro de la modulación no guarda
relación con el del mensaje y el ancho de banda de transmi-
sión casi siempre resulta mayor al doble de la información,
La ventaja de su utilización radica en que la relación
señal a ruido es mejor que en otros tipos de modulación por
lo que se requiere menor potencia de transmisión.
Dicha modulación es del tipo exponencial cuya forma
fasorial es:
Xc(t) = Re(Ap exp(jep(t))
Xc(t) = Ap eos (ep(t) )
Donde 0 p(t) es una función lineal del mensaje X (t)
como se muestra en la siguiente relación:
ep(t) - 2TTfp(t) + G(t) (1.2.1)
en donde fp es la frecuencia de la portadora y9(t) es el
ángulo de fase relativo de la onda modulada. Sabiendo además
que la velocidad angular es la derivada de la posición con
respecto al tiempo wd(t)= de(t)/dt produciéndose la propor-
cionalidad de la señal al mensaje. De este análisis se puede
definir la desviación de frecuencia instantánea,
Siendo:
f(t) - 1/2 TT de(t)/dt (1.2.2)
Y
-L
O0p(t) = 2TTfp(t) + 2UJ f(t)dt (1.2.3)
_ oo
resultando que la desviación instantánea de un mensaje es:
f(t) - Af * x(t) (1.2.4)
en donde el término Af representa la.constante de desvia-
ción de frecuencia.
Relacionando las ecuaciones (1.2.4) y (1.2.3) se ob-
tiene:-t.
0p(t) = 2TTfp*t + 2TTAf f X ( t ) d t (1 ,2.5)J
sustituyendo (1.2,5) en la forma general de una onda expo-
nencial se obtiene la ecuación de una onda modulada en
frecuencia:f
Xp(t) = Ap eos ( wp*t + 2TTAf \) (1.2.6)w-CO
ANÁLISIS ESPECTRAL DE LA ONDA DE UNA SERAL FM
El análisis espectral de la modulación FM en una des-
cripción exacta, resulta muy complicada y laboriosa salvo
para ciertas señales, por lo cual no se puede generalizar
sino más bien se prefiere analizar casos específicos como
son las señales de un tono y de dos tonos.
Sea la señal modulante:
f(t) = eos(wm*t)
Y
0(t) = f3sen(wm*t)
donde (3 es el Índice de modulación, y está definido como
= Af/fm que significa la máxima desviación de frecuencia
producida por el tono modulante, y solo se lo puede definir
para una modulación de tono.
Reemplazando el valor de /3 en la ecuación (1.2.1) se
obtiene:
S(t) = Ap eos (wpt + (3 sen wmt)
S(t) = Apcoswpt eos ( (3 senwmt)- Ap sen wpt sen ( (3 sen wmt)
la resolución de la ecuación anterior resulta muy complicada
por lo que debemos primero considerar la siguiente función:
F(t) = exp(x/2(t-t-' ))
F(t) = exp(xt/2)*exp(-xt/2) (1.2.7)
funciones que se pueden desarrollar en series de fourier.
exp(xt/2) = 1 + xt/2 + [ (x/2)"2*(t)"2]/2!+. . . + (x/2) ~n* (t) ~n/
exp(-xt/2) = 1 - xt/2 + [ (x/2) "2* (t) ~2]/2l+ ____
4- (- irn*(
las ecuaciones anteriores (1.2,8) y (1.2.9) se pueden resu-
mir en la siguiente serie:F(t)~ y. An(t) ~n
n=.oola manera de obtener los coeficientes An es multiplicar las
dos series (1,2.8) y (1.2.9) obteniendo la potencia del An
que se necesita calcular. La forma general es la siguiente:
An = [ (x/2)'vn]/ní-[(x/2) ~ (n+2) ]/ (n+1) ! + ... (1.2.10)
A(-n) - [(-x/2) ~n]/n!-[(-x/2r (n+2)]/(n+l) ! + . (1.2.11)
Para completar nuestro estudio debemos recurrir a las
funciones de Bessel :o
Jm(x) - (-D Wm!* [ (x/2) A(2m+n) ]/(n-Hn) !
reemplazando m por n y desarrollando la serie se obtiene:
Jn = [(x/2rn]/n!-[(x/2r(n+2)]/(n+l) ! + ... (1.2.12)
de las formas matemáticas anteriores {1.2.11) y (1.2. 12) se
advierte que son idénticas por tanto se dice que los An
corresponden a los Jrn de la serie de Bessel.
Por tanto se tiene:
exp ((t-t"1 ) x/2) = H A n * ( t ) ~ nco
exp ((t-t" ) x/2) = X J n ( x ) t " n (1.2.13)r\-~co
Considerando la fórmula de Euler:
exp ( j wt) = coswt + jsenv/t (1. 2. 14)
sea
wt = \ senwt
y reemplazando en la ecuación (1.2. 14) se obtiene:
exp(j (3 senwmt)=cos ( (?) senwmt) +jsen ( (3 senwmt ) (1.2.15)
si expresamos la función seno en forma exponencial:
sen(wrnt) = [exp (jwmt) -exp (-jwmt) ] /2j
y la reemplazamos en la ecuación (1.2.15) se obtiene:
exp(j (3 senwmt)= exp(j (5 ) * [exp ( jwmt ) -exp (-jwmt ) ] /2 j (1.2.16)
si en la serie (1,2. 13) reemplazamos :
exp(jwrnt) = t
exp (-jwmt) = -t
Coy utilizando la relación (1.2.16)
cos( (3 senwmt) - Jo ( (3 ) + / . 2 Jn ( 0 ) eos (nwmt )OO^ n [»ar
sen ( (3senwmt) = Z_ 2 Jn ( (3 ) sen (nwmt)
Con estas relaciones se puede obtener la expresión
general de una señal modulada en frecuencia,oo
S(t) = Ap Jn( (3 ) eos (wp +nwm)t (1,2.17)
donde n debe ser un número entero positivo y negativo.
ANÁLISIS PARA UNA SERAL MÜLTITONO
Sea la señal modulante:
f(t) = Alcos(wlt) + A2cos(w2t)
la forma general s(t) producida por la señal modulante antes
mencionada se puede obtener de igual manera que para una
señal de un solo tono esto es:
s(t) = Apeos(wpt + (3, senwlt + p¿senw2t) (1.2,18)
al desarrollar (1.2.18) se obtiene:
s(t) = Apeos (wpt + (3isenwlt) eos ( (\senw2t)
-Apsen (wpt + (?>i senwlt) sen ( £> senw2t)
como se puede observar esta señal esta conformada por dos
ondas moduladas en frecuencia producidas por un tono. Por
esta razón se pueden utilizar las relaciones para un solo
tono llegando a la forma general de una señal modulada en
frecuencia por dos tonos que se enuncia a continuación:OO 00
s (t) = ApJn( (?>,) Jm( (3*) eos (wp + nwl + mw2) t(\--cx> nrt--oo
ANCHO DE BANDA EN FM
Del análisis matemático se ha visto que el espectro en
FM es infinito por tanto la transmisión de una señal modula-
da requiere también de un ancho de banda infinito aán siendo
el mensaje de un ancho de banda fijo.
Pero los sistemas de FM prácticos tiene un ancho de
banda finito por lo que para hacerlos funcionales y evitar
las distorsión se utiliza un ancho de banda que abarque
todas las componentes espectrales significativas.
LINEAS DE BANDA LATERAL SIGNIFICATIVAS
Analizando las formas de las funciones de Bessel se ve
que Jn ( (3 ) decae muy rápidamente para | n (?> ] > 1 especial-
mente si (Í » 1. Si 0) es grande se puede deducir que Jn ((3)
es significativo solo para valores In < Q de aqui se
deduce que las lineas de banda lateral significativas están
contenidas en el intervalo de fp ± (3 fm.
A continuación se muestra un gráfico de bandas late-
rales significativas en función de (?) .
5o
4'
o.t /.o 10 ' ¿O
una regla práctica para escoger el ancho de banda es la
de Carlson:
B = 2 f in + 2 A f
B = 2 A f U + l/(3 )
en la transmisión de FM en banda angosta cuando ("J < 0.5 el
ancho de banda debe ser aproximadamente igual a 2fm.
Con el objeto de aclarar lo anterior se obtienen algu-
nos espectros de señal FM.
Si transformamos la ecuación (1.2.17} al dominio de la
frecuencia se tiene:
Ap = 2
S (f) = Jo (6 ) [ </ (f + fe) ] + T J2k ( (3 ) [ (f + [fe -
2k fm]) + cT(f + [fe + 2k fm])J - ]>] J2k - 1 ((3)
[ </ (f + [fe - 2k - 1 fm]) + </ (f + [fe + 2k - 1
f m] } ]
para realizar la comparación con los resultados prácticos se
gráfica | S (f) [.
•re -V Z-f11 -
10
Oco
M
I -f-1 3 4-
* t T f
-J-
-K I
1.3 ESTUDIO EN FORMA GENERAL DE UN LAZO DE CONTROL DE FASE,
RESPUESTA DE FRECUENCIA
Un circuito de control de fase es básicamente un
circuito fijador o estabilizador conformado por una red de
realimentacion, formando un sistema de lazo cerrado.
Se puede definir un sistema de lazo cerrado como aquel
que tiende a mantener una relación prescrita de una variable
del sistema a otra, comparándolas y usando estas diferencias
como un medio de control.
En forma general a esta red se la puede representar
asi:
TUs) Cfs)
La salida de este sistema de acuerdo a la teoria de
diagrama de bloques es:
C(s) = G(s)Ea(s)
C(s) = G(s) [R(s)-H(s)C(s>]
de donde:
C(s) = G(s)R(s)/(l+G(s)H(s) )
11
la relación C(s)/R(s) se la conoce como función de transfe-
rencia .
Como se puede observar para que el error sea cero el
valor de l+G(s)H(s) debe ser mucho mayor que la unidad en el
rango de funcionamiento de la red.
En los circuitos prácticos se tiene siempre un medio
cambiante debido al envejecimiento de los elementos y por
tanto su salida variará; situación que no tiene solución en
los sistemas de red abierta y por el contrario estas fluc-
tuaciones son compensadas en los sistemas realimentados
siendo esta una de sus múltiples ventajas.
A continuación se realizará un análisis comparativo de
estos dos sistemas.
Sea A G (s) la variación que se produce en la red, por
loquelaseñalalaentradaserá:
C(s) + Ac(s)
por tanto la variación en un sistema de red 'abierta es:
AC(s) = AG(s)R(s)
en cambio en un sistema de red cerrada es:
C(s) + AC(s) = [ A G(s)R(s)]/[l + (G(s) + A G(s)]H(s)
y si hacemos que G(s)H(s) » AG(S)H(S) ,que en la mayoría
de casos se cumple, se tiene que la variación es:
Ac(s) = [ A G(s)R(s)]/[l + G(s)H(s) J ~2
Comparando los resultados anteriores se obtiene que la
variación a la salida se reduce en un factor de
[1-fG (s)H(s)]"2 para el segundo caso.
12
Otro aspecto importante en los sistemas de lazo cerra-
do es su respuesta transitoria; es decir la capacidad del
sistema de llegar a su punto de estabilización, situación
que es controlable no asi en los de lazo abierto.
RESPUESTA DE UN SISTEMA DE LAZO CERRADO A UN ESCALÓN
UNITARIO
CÍO
C(s) = G(s)R(s)/(l + G(s) )
G(s) - kR(s}/( (s) ~2 + ps + k)
usando la notación generalizada para un sistema de segundo
orden se tiene que:
k =• (wn)~2
p = 2 ? wn
R(s)=l/s entrada escalón unitario en el
dominio de la frecuencia
entonces:
C(s) - [(wn)~2]/s[{s)"2 + 2 wns + (wn)~2]
13
pasando al dominio del tiempo:
C ( t ) = 1 - (1/ñ )*exp( - f w n t ) s e n ( w n @t + © )
= V i - (
Esta ecuación puede ser representada gráficamente como
se muestra a continuación:
12
RESPUESTA DE FRECUENCIA DE UN SISTEMA DE SEGUNDO ORDEN
La respuesta de frecuencia de estos sistemas se la
obtiene en el estado estable, es decir cuando el sistema
pasa del estado transitorio.
Este análisis se lo realiza .por medio de la transforma-
14
da de Fourier y por los diagramas de Bode que es un método
gráfico.
Sea s=jw y reemplazando en la función de segundo orden
se tiene:
C(jw) = 1/[1 + (2w|/wn)j - (w/wn}~2]
al graficarla para diferentes valores de ^ se obtiene las
siguientes curvas:
0,2 0,3 0,1 0,50,0 0,8 1,0 2 3 4 5 (i S 10
u = íü/ti)n = Relación de frecuencia
00
0,2 0,3 0,4 0,5 0,8 0,8 1,0 2
u)/w,, = Relación de frecuencia3 4 5 ü S U )
15
La teoría anterior vamos a aplicarla a un caso más
particular que es el sistema de control de frecuencia utili-
zado en el transmisor.
Un control digital de este tipo esta conformado por el
siguiente diagrama de bloques:
El mismo que realiza una detec-
- *- ción de fase de la señal de
salida, comparándola con una
fase de referencia y a través
de esto se controla la frecuen-
cia de salida.
en el que se definen los siguientes parámetros:
k<j>.- Determina al detector de fase y significa el valor en
voltios por cada radian de diferencia de fase entre la
frecuencia de referencia y la frecuencia de entrada.
kf._ Es la ganancia del filtro.
kv._ Es la razón de cambio entre la frecuencia de salida y
el voltaje de control del oscilador.
0o(s ) = K<f> Kf Kv /[s + ( k < J > kf kv/N) ]
Kf = 1 + Tls / t2s
C(s) = 1 / [(s/wn)"2 + (2?s/wn) + 1]
y de (1.2.4)wn = K$ Kv / n T2
TI = 2 f/wn
£ = Ti wn / 2
16
1.4 ANÁLISIS DE LOS AMPLIFICADORES CLASE C O DOBLADORES DE
FRECUENCIA
La eficiencia de un circuito amplificador varia según
la clase de funcionamiento del mismo, aumentando su eficien-
cia al pasar de clase A a B, y llegando a un rendimiento
teórico del 100% en clase C.
Si un amplificador debe proporcionar ganancia a una
frecuencia determinada debe utilizárselo en clase C, de lo
contrario presenta demasiada distorsión.
Los amplificadores clase C mantienen un alto rendimien-
to con elevadas potencias teniendo por esto una gran utili-
zación, su funcionamiento es no lineal por lo que también
•son conocidos como de señales fuertes o amplificadores de
potencia sintonizados-
A continuación se muestra el diagrama generalizado de
un amplificador clase C.
Ce.
-O
e¡ :L
I -P
17
Supondremos que el factor de calidad Q del circuito
resonante es lo suficientemente alto como para que eo este
constituido únicamente de la tensión continua y la componen-
te fundamental, esto quiere decir que todos los armónicos
son eliminados y que el voltaje o corriente de entrada son
sinusoidales.
La figura siguiente muestra curvas típicas de corriente
del circuito anterior.
18
Si la potencia de salida del elemento Pod fuera igual a
cero, se tendría un rendimiento del 100% y una potencia
instantánea
pod = eo io (1,4*1)
de donde la potencia media seria:f
Pod - 1/2FÍ \d d(wt) (1.4.2)U-Tf
la corriente io es diferente de cero para el intervalo
3l< wt < ©2 por tanto 0o
Pod = 1/2 TT \d d(wt) (1.4-3)ü0
el ángulo de conducción 0c se 'lo puede definir asi:
©c = ©2 - 01 (1,4.4)
©1 está medido en grados negativos o radianes a partir de
cero.
La potencia suministrada por la fuente de alimentación
&Z
P
Poo = 1/2TT ip Eod d(wt)Oelp0-
Poo = Eoo/2TT ) io d(wt) (1.4.5)0,
Siendo la potencia de salida
P2 = E2"2/Rac (1.4.6)
yE2 = E2 max / \TT (valor eficaz)
se tiene una eficiencia n igual a:
n = P2 /Poo
n = (Poo - Pod) / Poo (1.4.7)
Si ©c es lo suficientemente pequeño se puede
19
considerar que eo es constante para valores de 01 < wt <02
por lo que la potencia media se aproxima a :^
Pod = Eo ruin/ 2 TT J io dwt (1.4.8)6. .
Substituyendo (1.4.5) y (1.4.8) en (1.4.7) se obtiene
el rendimiento
n = 1 - Eo min / Eoo
Ajustando adecuadamente el circuito de salida Eo min
puede tender a cero obteniendo de esta manera un rendimiento
del 100%.
El circuito sintonizado a un máltiplo entero de la
frecuencia fundamental constituye un multiplicador de fre-
cuencia. Cabe notar que la obtención de los armónicos es
limitada ya que estos decrecen con la frecuencia.
ANÁLISIS DE LOS AMPLIFICADORES CLASE C
En los amplificadores sintonizados las formas de onda
de io y de eo no se parecen entre si, a diferencia de los
amplificadores no sintonizados, por lo cual para su análisis
se construyen características especiales a partir de las
dadas por los fabricante, con lo que se consigue una linea
recta como lugar de trabajo.
A causa del circuito resonante la tensión de salida es
aproximadamente cosenoidal por lo cual :
eo = Eoo ~ \T~2 E2 eos wt (1.4.10)
La señal de entrada Xi es cosenoidal con una componente
20
continua rr» L /1 /i -i i \i = Xii + V 2 X eos wt (1.4.11)
relacionando (1.4.10) vs (1.4.11) se obtiene una linea recta
como lugar de trabajo tomando a io ¿orno parámetro siendo
estas las características de corriente constante las mismas
que se muestran a continuación.
21
Las curvas de lineas de trazos representan una cantidad
de entrada por ejemplo Xi seria la tensión de regula y Yi
su corriente. La figura muestra curvas típicas de un tran-
sistor. Aquí se representan valores normalizados pues con
válvulas los niveles de voltaje y corriente son diferentes
que en los transistores.
Las ecuaciones paramétricas del lugar de funcionamiento
están dadas por las ecuaciones (1.4.10) y (1.4.11), el lugar
es entre P y Q. Aunque el lugar en funcionamiento debe
extenderse al doble de su longitud. Esto sucede cuando wt
varía desde - TT/2 a 3 TT/2 » El punto de funcionamiento se
desplaza desde Q a P y de P! a Q respectivamente. Sin embar-
go como el funcionamiento es clase C la corriente de salida
es cero para cuando se desplaza de Q a P1 , por ello que no
se incluye enelgráfico.
Los voltajes y corrientes son funciones pares por lo
que solo se analiza para O < wt < TT/2 . El lugar geométrico
desde .el punto Q a P se acota en espacios proporcionales a
eos wt como se indica. Esto quiere decir que cada longitud
es igual a PQ eos wt para wt = (0,10,20,...,90) grados.
Q es el punto de funcionamiento estático, sus coordena-
das son Xii y Eoo. Las coordenadas del punto P son Xi max y
Eo min, de las ecuaciones (1.4.10) y (1.4.11) se puede
obtener
Xi max = Xii +
22
Eo min = Eoo - V 2 E2
estos valores son desconocidos pues dependen del circuito
resonante y del dispositivo utilizado.
CIRCUITO RESONANTE
En la mayoría de los amplificadores se utiliza un
circuito tanque , siendo uno de los objetivos de este el
acoplar las impedancias de salida del transistor con la
carga del mismo,
La configuración del circuito tanque es:
I u-oo-
\
G
-o o-
Utilizando el circuito equivalente se tiene :
L
RJ = e
23
Eo rain « Eoo - V 2 E2
estos valores son desconocidos pues dependen del circuito
resonante y del dispositivo utilizado.
CIRCUITO RESONANTE
En la mayoría de los amplificadores se utiliza un
circuito tanque, siendo uno de los objetivos de este el
-acoplar las impedancias de salida del transistor con la
carga del mismo.
La configuración del circuito tanque es:
-oo-
-oo-
Utilizando el circuito equivalente se tiene :
23
Suponiendo que Rl » woL la eficiencia es:
n - Ib~2 Rl1 /(Ib~2(R +R11))
n = Rl1 /(R + Rl1 )
Qo es el Q propio de la bobina
Qo = woL / R
yQef = woL / ( R + Rl1 )
por tanto
n = 1 - (Qef /Qo)
Si Qo » Qef se obtiene una eficiencia alta.
En altas frecuencias el acoplamiento magnético no se
utiliza por sus altas pérdidas, por otra parte es difícil
obtener el coeficiente de acoplamiento, por lo que se utili-
za redes L o Pi como circuitos resonantes.
ANÁLISIS DE LOS IMPULSOS DE CORRIENTE PRESENTES EN UN
AMPLIFICADOR CLASE C
Un impulso de corriente en un amplificador que está
operando en clase C se representa en la siguiente figura:x
24
Del gráfico se puede obtener:
ib = O -Tí/2 < wt < - ®
ib = Ira ( eos wt - eos ) - © < wt < ©
ib = O . 0< wt < 3TT/2
cuando v/t igual a cero
ib = ib
Im =. ib / ( 1 - eos © )
Los impulsos de corriente se los puede representar en
series de Fourieroo oo
ib(t) - Ao + ¿_. An eos nwt + ¿^ Bn sen nwtrt = » n-i
como la función es par los coeficientes Bn son iguales a
cero obteniéndose Ao y Al
Ao - Im/fT (© -(sen 20/2))
Al - Im/TT (9 "(sen 20/2))
Siendo Ao la componente continua y Al la amplitud de la
fundamental,.
25 ,' ; ;!i
X"'ñ. 2957
1.5 CARACTERÍSTICAS GENERALES Y COMPORTAMIENTO DE LOS
TRANSISTORES VMOS EN RADIOFRECUENCIA
Los transistores VMOS (Vertical Oxido Semiconductor)
pertenencen a los transistores de efecto de campo, y combi-
nan las ventajas de los bipolares y de los MOSFET, dando
como resultado una familia de alta potencia y elevada ganan-
cia los cuales pueden trabajar a grandes voltajes. Por ello
es que a través de .los tiempos van ganando más y más popula-
ridad.
CONSTRUCCIÓN
Los transistores llamados MOSPOWER FETS pueden ser de
dos tecnologías básicas:
a.- Estructura en V que se usa para voltajes moderados
bajos*
b.- Estructura de doble difusión plana utilizada para gran-
des voltajes.
En la construcción,- en sus primeras etapas se debe
producir una doble epitaxial difusión. Primero formando un
substrato con portadores mayoritarios positivos (n+) seguido
por una parte epitaxial con portadores mayoritarios negati-
vos (n-), a esta le sigue una capa tipo p y luego otra de
tipo (n+) formando una estructura de cuatro capas como se
muestra en la figura.
26
COMPUERTAO
DRENAJE
En los transistores VMOS a diferencia de los tipo D
tienen una configuración anisotrópica en forma de una V que
se extiende a través de las capas (n+) , (p+) y una pequeña
parte en la tipo (n-),
Formando la V en la compuerta está el óxido metálico.
FUNCIONAMIENTO
Debido a la conformación de la compuerta existe un
fácil acceso de los portadores hacia la difusión tipo p,
actuando como un verdadero canal.
Al aplicar un campo eléctrico en la capa (n+) llamada
fuente los portadores mayoritarios se difunden hacia la capa
27
(p+) llamada el cuerpo que haciendo similitud con los bipo-
lares los portadores se difunden de base a emisor.
Comunmente los FET tienen un transistor bipolar pará-
sito en paralelo con el VMOS, pero-al aplicar un campo
eléctrico este desaparece, en el peor de los casos queda un
diodo parásito, pero polarizado inversamente por lo que su
efecto se hace despreciable.
El funcionamiento de este tipo de transistores al ser
polarizados correctamente ? es decir, la compuerta positiva
respecto a la fuente la corriente fluye a través del canal
n. Sobre un cierto voltaje (VT) el silicio tipo p se invier-
te formando un canal tipo n creando una baja resistencia
entre la fuente y el drenaje, obteniéndose por ello una alta
ganancia. Por esta razón no puede soportar voltajes elevados
a la entrada sin sufrir daño en- su estructura.
MODELOS DE ALTA FRECUENCIA
Los transistores VMOS de potencia, han experimentado un
gran avance en los rangos de radiofrecuencia, haciéndose
también necesario el desarrollo de modelos de simulación,
uno de los cuales describiremos a continuación.
El modelo físico se obtiene de la estructura misma del
VMOS
28
D1S | PADOR
De la figura anterior se puede trazar el modelo eléc-
trico del transistor incluyendo los elementos parásitos
presentes en radiofrecuencia.
Cate
29
En el gráfico anterior se muestran estos elementos:
Cpkg Capacitancia de entrada y salida del pakage del
transistor.
Lg Inductancia de la compuerta,'
Rg Resistencia de la compuerta.
Cgs Capacitancia del campo.
Cgr Capacitancia entre compuerta y ( n+).
Cgb Capacitancia entre compuerta y cuerpo.
Cdg Capacitancia entre drenaje y el pakage.
Rb Resistencia del cuerpo de la difusión tipo p.
Cdb Capacitancia del cuerpo a drenaje.
Ros Resistencia de salida no puede representarse
físicamente.
Rdp Resistencia del drenaje y el pakage.
Ldp Inductancia entre el drenaje y el pakage.
Rsp Resistencia de la fuente*
Rs Resistencia de la difusión tipo (n+) .
Con este modelo se ha logrado desarrollar programas
computacionales encaminados a la medición de valores de los
diferentes parámetros del transistor. En radiofrecuencia nos
interesa medir los parámetros "S" los cuales se obtienen
fácilmente.
30
VENTAJAS
La popularidad de la tecnología VMOS ha ido aumentando
debido a sus múltiples ventajas especialmente en su estabi-
lidad térmica.
El efecto de ruptura es reducido presentando un gran
rendimiento.
Comparando transistores bipolares y de efecto de campo
de similar potencia r trabajando con corrientes y voltajes
iguales se observa que los de efecto de campo trabajan con
mayor disipación de potencia a voltajes que se encuentran
alrededor del limite de trabajo. Esto quiere decir que el
SOA en el FET está limitado por potencia de disipación; en
cambio que en los bipolares se produce una concentración de
la corriente en una área física reducida lo que hace que se
obtenga a voltajes elevados menor potencia de la nominal.
Operacionalmente VMOS es fínico entre los transistores
de potencia pues la conducción depende del voltaje entre
compuerta y fuente y no a cualquier inyección de corriente.
Presenta una baja capacitancia de entrada, permitiendo
una gran aplicación en circuitos de conmutación. Además
debido a su gran resistencia de entrada el hfe clásico
carece de importancia.
31
1.6 DISECO DE AMPLIFICADORES CON PARÁMETROS SCATTERING "S"
Los parámetros "S" son utilizados en el diseño de
equipo en radiofrecuencia,- ya que los análisis y diseños
convencionales se ven seriamente limitados en los rangos de
alta frecuencia VHF y UHF.
Los parámetros h,z,y no pueden ser medidos a frecuen-
cias superiores a 100 MHz porque establecer las condiciones
de circuito abierto y corto circuito en los terminales de
los elementos resulta muy difícil, otro de los problemas que
se producen es que el transistor tiende a oscilar cuando se
cortocircuitan sus terminales-
Algunas de las ventajas de los parámetros "S" son:
1.- Los parámetros "S" se derivan de relaciones de potencia.
2. - Estos parámetros proveen un conocimiento físico del
elemento sin necesidad de un estudio profundo de semi-
conductores.
3,- A frecuencias de UHF y VHF son fácilmente medibles
porque están basados en las características de refle-
xión.
4.- La utilización de los parámetros "S" no requiere de un
circuito equivalente del transistor puesto que el ele-
mento es considerado como una red de dos puertos y el
comportamiento del mismo se define en términos de cuatro
parámetros Sil, Si 2, S21, S22 que s.on los parámetros
Scattering.
32
DEFINICIÓN DE LOS PARÁMETROS "S1
Para poder definirlos es necesario que en los termi-
nales del transistor se conecten cargas puramente resistivas
de un valor Zo, carga que se la llama irapedancia de referen-
cia.
Se deben definir dos grupos de parámetros (al,bl) y
(a2,b2) que representan las ondas incidentes y reflejadas
siendos estas
al - 1/2 ((vl//Zo) + \/2Ó ID
bl = 1/2 ((vl/v/Zo) - Vzó II)
a2 = 1/2 {(v2//Zo) -f-'\/ZÓ"l2)
b2 = 1/2 ((v2A/Zo) - N/"zcTl2)
Los valores a y b se relacionan por medio de los pará-
metros "S" de la siguiente manera:
bl = sil al + s!2 a2
b2 = s21 al + s22 a2
de donde se definen las relaciones matemáticas de los pará-
33
metros "S":
511 = bl/al |a2 = O "
512 = bl/a2 [al = O
521 - b2/al |a2 = O
522 = b.2/a2 |al = O
Coeficiente de reflexión entrada
Coeficiente de transconductancia
Coeficiente-de trans* inversa
Coeficiente de reflexión salida
Los parámetros Sil y S22 pueden ser medidos direc
taraente con las técnicas de lineas de transmisión por ejem-
plo utilizando la linea r'anurada, acopladores direccionales
etc.
S12 y S21 son relaciones de ganancia de voltaje.
Todos los parámetros son dependientes de la frecuencia
y presentan una parte real y otra imaginaria.
Para que un elemento este totalmente definido los cua-
tro parámetros "S" deben estar bien determinados,,
DISEÑO DE AMPLIFICADORES CON PARÁMETROS "S"
• Si representamos a un amplificador por medio de diagra-
mas de flujo tenemos
a.
34
7
bs = Vs N/ZO" /(Zs + Zo)
= (Zs - Zo) / (Zs + Zo)
= (zi - zo) / (zi + zo)
El análisis de un diagrama de flujo resulta simple,
aplicando la regla de Masón que generaliza la función de
transferencia entre cualquiera de los nodos de un sistema, a
través de la siguiente fórmula:
T = 52 TkA k /AK
donde:
Tk Ganancia de la k-ésimo camino de transferencia
Ak Valor de A pero sin incluir el k-ésimo camino de
transferencia.
A i suma de todas las ganancias de los lazos
individuales + suma de las combinaciones de dos
lazos que no se topan - suma de las combinaciones
de tres lazos que no se topan + ....
de esta manera se puede obtener cualquier función de
transferencia.
Para el diagrama de flujo que nos interesa
A = 1 - (Sil f s; + S21 S12 f 1 ps + S22 pl) + (Sil S22 (*! ps)
la ganancia de potencia aplicando este método es:
Gt = Pl / Pin
Pl = P(incidente en la carga) - P ( r e f l e j a d a )
Pl = |b2T2 (1 - |P1T2)
35 "
Pin = |bsr2 / (1 - I(°sr2)
Gt = |b2/bsT2 (1 - |fsT2) (1 - Iplp2)
|b2/bs| = S21 / ( (1 - Sil ps) (1 - S22 fl) - S21 S12 f l(°s
Gt = A / ((1 - Sil ps) (1 - S22 f>l) - S21 S12 ( 1 (°s)~2
A HS21T2/ (d ~ (°s~2) (1 - pl~2)
Otras relaciones que nos interesa son los parámetros
"S" para una carga arbitraria:
Sil1 = Al1 Al[(l - r2 S22) (Sil - rl1 ) + r2 S12 S21]
S121 = A21 B / [(1 - rl Sil) (1 ~ r2 S22 ) -rl r2 S12 S21]
S211 = Al1 C / [{1 - r2 S22) (1 - rlSll ) + rl r2 S12 S21]
S221 = A21/ A2[(l - rl Sil) (S22 - r2' ) + rl S12 S21]
donde :
B = S12 (1- |rlT2)
C = S21 (1- |r2p2)
Ai = [(1 - rl')(l - |rir2)^l/2]/(l - ri)
ri = (Zi1 - Zi)/(Zi' + Zi")
De estas relaciones se pueden obtener las condiciones de
estabilidad del transistor
1. - 1 Sil | y I S22 | deben ser menores que uno segán la ecua-
ción de Sil' .
2.- La ecuación de Sil1 nos muestra también que el plano r2
puede ser separado en dos partes y cuya solución es la
ecuación de un circulo donde la impedancia de entrada es
36
positiva y está dada por:
rs2 = C 2 I / ( i S 2 2 r 2 - I A | ~ 2 ) radio
C2 = S22 - A Sil1
(?s2 = i (S12 S21) /(IS22T2 - I A P2)| centro
de estas relaciones se puede obtener las condiciones de
estabilidad.
a.- La impedancia de entrada se hace positiva cuando r2 = O
y si el circulo incluye el origen de la carta de Smith
el interior del circulo nos da la impedancia de entrada
positiva,
b.- Si el circulo excluye el origen entonces la parte inter-
na del circulo presenta una impedancia de entrada nega-
tiva.
De igual manera se puede obtener la impedancia de
salida
rol = (C1) /(|Slir2 - | A T2)
PO! = I (S12 S21) /(|Slir2 - | A i~2) |
Una característica importante de los círculos rl y r2
es que son invariantes respecto al otro.
De aquí se puede definir más claramente la condición de
estabilidad absoluta* Esto quiere decir que las zonas de
inestabilidad caigan fuera de la carta de Smith por tanto:
S! - Irsll | > 1
s2 - |rs2i| > 1
también
37
|S22| <1
Como conclusión de este punto se sugiere los siguientes
pasos en la realización de un diseño
1.- Medir los parámetros "S" del transistor o elemento a
utilizarse si no los proporciona el fabricante; se debe
tomar en cuenta la frecuencia y potencia (nivel de
señal) a la que se miden.
2.- Calcular la estabilidad del elemento
a.- Se debe determinar si es unilateral o no (figura de
mérito u).
b.- Si |Sil I y |S22 I son menores que uno calcular k
k = ( 1 + A"2 - |S11S~2 - |S22r2)/(2|S12 S211)
b.l.-Si k > 1 se considera como incendieionalmente estable y
se puede utilizar las siguientes relaciones:
Rms = Cl1[(Bl ±\/Bl~2 - 4IC1T21)/2\Cl\~2]
Bl = 1 + IS11T2 - IS22T2 -A~2
Rml = C21 [(B2 ±\/B2~2 - 4|c2|"2 *)/2|C2|"2]
Bl = 1 + |S22T2 - [S11T2 -A~2
Si Bl < 1 se toma el signo + en la relación de ganancia
G max = IS21| | k ;
Se calcula los círculos de ganancia constante
ro2 = [ G/(l+ D2G)]C2! centro
Po2 = ([ 1- 2k|Sl2S21|G + IS12S21T2 G"2 ]"
D2G)
Y
D2= ¡S22 T2 - 1 A P2
G = Gp/Go
Go = |S21|"2
b.2.-Si k < 1 se debe encontrar la zona de estabilidad del
elemento, t razando los circuios de estabilidad y cuyo
centro y radio se dan continuación.
rs2 - C21 / ( I S 2 2 T 2 - I A T 2 ) centro
Rs2 = |S12S21|/( | S 2 2 r 2 - | A r 2 ) radio
en las que
A= S11S22- S12S21
Cl = Sil - A S22
C2 = S22 - Sil1
Bl = 1 - 1S11T2 - |S22T2 - 1 A T 2
B2 = 1 - I S 2 2 T 2 - IS11T2 - I A | ~ 2
Se debe d i b u j a r el circulo de la ganancia que se desea
G = Gp / Go
ro2 = [ G/(l+ D2G ]C2' centro
Ro2 = ([ 1- 2k|S12S21|G + [S12S21T2 G^2 ]Al/2)/(l +
D2G)
Escogiendo Rml se procede a verificar la estabilidad en
la entrada para lo cual se calcula Rms
Rms = [(Sil - RrnlA)/(l - Rml S22) ]
Se gráfica el circulo de estabilidad de entrada cuyo
centro y radio están dados por:
rsl = Cl1/ ( IS11T2 - | A T2)
39
Rsl = |S12S21|/ (iSlir2 - IAT2
Verificando que el Rms calculado se encuentre en un
punto de estabilidad,- de no ser asi se debe buscar otro Rml
hasta conseguir este objetivo.
40
CAPITULO II
En este capitulo se trata del diseño eléctrico del
transmisor; el cual se encuentra dividido en varias etapas
de acuerdo a su funcionalidad.
En cada punto de este capitulo se desarrollan las
diferentes partes que constituyen el aparato transmisor.
2.1 AMPLIFICADOR DE AUDIO
La etapa de audio según las especificaciones debe cum-
plir con la curva patrón de 75 us como constante de tiempo
que se muestra a continuación.
30
2*-ii
ZL
JLO
18
(C
14
13
.LOO iooo J.OOOO
A esta curva de frecuencia se la conoce como preénfasis
que no es más que dar mayor ganancia a las frecuencias altas
que a las bajas.
Para obtener esta respuesta existen varios métodos;
considerando como el más adecuado el utilizar un filtro
activo pasa bajos. El circuito utilizado es el siguiente;
o our
De la teoría de los filtros se obtiene la función de
trasferencia que no es más que la función de un sistema de
segundo orden.
V2 / VI = (k b (wc}~2) / (S"2 + a wc S + (b wc)~2)
Como vemos en el punto 1.2.3 las constantes a, b deter-
minan el comportamiento de respuesta de este circuito. Para
alcanzar el objetivo se debe escoger con mucho cuidado estas
constantes por lo que se procedió a utilizar métodos compu-
tacionales.
Los valores de a y b fueron:
42
a - 0.9
b - 1.5
Una vez que se tiene a y b se pueden calcular los
valores de las resistencias y capacitores del filtro median-
te las siguientes relaciones:
Rl = 2 / (a c + {[a~2 + 4 b (k - 1)] c~2 - 4 b el c}~l/2)w c
R2 = 1 / b c el w c~2
R3 = k ( Rl + R2 ) / (K -1) K í 1
R4 - k ( Rl + R2 )
Para nuestro caso k = 1 por tanto R3 = oo y R4 = O
Se debe escoger el valor de los capacitores c y el para
lo cual se hizo necesario recurrir a métodos computacio-
nales. Determinándose los siguientes valores:
c = 150 pF
el = 0.0039 uf
con estos valores se obtiene
Rl = 2.7 K
R2 - 39 K
Adicionalmente a este circuito se debe utilizar una red
pasiva de 50 us de constante de tiempo.
Si se escoge un capacitor de 1000 pF se requiere un
resistencia de 47 k para obtener esta constante.
A continuación se dará el diagrama del circuito de
audio implementado parte práctica. En este se incluye ele-
mentos de polarización.
43
-M5"
Otro aspecto del amplificador que debe tomarse en cuen-
ta según las especificaciones es el nivel de audio que se
requiere para obtener la desviación de frecuencia requerida
44
y de las pruebas realizadas se obtuvo este nivel de audio
con un valor de 175 mV pero debido a la red atenuadora este
nivel subió a 2,5 V que se encuentra dentro de las especifi-
caciones .
45
2.2 ETAPA EXCITADORA
Esta etapa del transmisor consiste de dos partes:
1.- Oscilador
2.- Amplificador separador
El oscilador en el transmisor tiene un papel importante
por lo que su diseño final fue muy laborioso resultado de
varios ensayos prácticos.
El utilizar circuitos integrados como osciladores no
permitió obtener buenos resultados debido a la proporción de
ruido que en ellos se genera por lo cual se optó por emplear
un oscilador de elementos discretos.
El diagrama del circuito utilizado en la práctica es el
siguiente
-vis
AUDIO
El elemento activo es un transistor FET que tiene
excelentes características a esta frecuencia. Este circuito
aprovecha las capacitancias parásitas propias del FET como
realimentación para producir la oscilación.,
46
DISERO
Para un buen funcionamiento del JFET U310 se asume una
corriente de 10 mA como corriente de polarización, para lo
cual se utiliza una fuente de corriente. La polarización de
la compuerta G debe ser negativa respecto a la fuente S, se
escoge 1 V como valor práctico de funcionamiento.
Vel = 470 mv para estabilidad
térmica
R4 = 470 mV / 10 mA
R4 = 47
Vc2= Ve + Vbel
Vc2= 1.1 V
_ Ic2= 0.1 mA
Ids= 10 mA
It = 10.1 mA
en el filtro de entrada debe caer por lo menos 2 V entonces:
Rfl = 2 v / 10.1 mA
Rfl = 198
se escoge Rfl = 220 1L que da una caida de tensión de 2.2 V.
La constante de tiempo del filtro debe ser de 10 ms, lo
que se obtiene con un condensador de 47 uF.
Para la polarización de fuente se tiene;
Rl + R2 = 9.8 V / 1 mA
Rl + R2 = 9. 8- K
que por razones de filtra je de rizado se divide la
47
resistencia de polarización de la siguiente manera
-Wc
se escoge 47 irF como el capacitor de filtro.
R3 = Ve3 / Ice
R3 = (Vb - Vbc2) / Ice
R3 = 530 raV / 1 mA
R3 - 53 O
El circuito equivalente para señal es el siguiente
L
48
configuración que corresponde a un circuito oscilador
Colpits como se muestra en la siguiente figura:
4—1
-¿ÍMJW&-L
L_
El circuito equivalente es
en donde si XI = El 2* - ¿ 1 y g = I/ rg
por tanto las ecuaciones de nodos son las siguientes:
O = (Yl + Yi + Y3) El - Y3 E2
O = ( 1 - Y3) El + (Y3 + Y2 + g) E2
que resolviendo para E2, y haciendo que el denominador del
49
determinante de la solución sea cero para obtener oscilación
se tiene:
7*1 = - [ (Yl + Yi) (Y2 + Y3 + g) + Y3 (Y2 +g) ] / Y3
para nuestro caso se tiene:
7"! = gm
g = 1 / rp
Yl = j w C gs
Y2 = j w Ceq
Y3 = 1 / ( R + j w L )
Yi = O
de las relaciones anteriores se obtiene:
wo = (Cgs + Cds) / Cgs Cds
gm > wo~2 Cgs Cds R + (wo"2 L Cgs - 1) /rp
los datos para el JFET U310 son:
gm = 13 mmhos
Cds = 2 pF
Cgs = 4.1 pF
R = 0.2 ohmios
con lo que se puede calcular el valor de Ceq y L de la
fórmula general de resonancia.
CT = (Cgs Cds) / (Cds + Cgs) + Ct
Ct = C (varactores) + Cp
Cp son las capacitancias en paralelo en el circuito tanque.
Una tercera parte en el diseño de esta etapa son las
entradas de control de frecuencia y de modulación.
Este circuito se muestra a continuación
50
V
p-f
1OO <
C.A.F AUDIO
los valores de los capacitores en paralelo con el varactor
se obtienen experimentalmente para obtener una constante
Kvco de aproximadamente 1 MHz por voltio.
La variación de frecuencia vs voltaje de control se
muestra en la siguiente figura :
-f
De los resultados anteriores se obtiene el valor de la
51
capacitancia en serie para la entrada de modulación.
El vatactor escogido para esta es el MV 2102 que es
especialmente diseñado para esta aplicación.
La etapa excitadora está conformada además por un
circuito amplificador separador de alta impedancia cuyo
circuito es el siguiente:
o—¡
'-.LQO-&-
Rs
47 -uf
El elemento activo es el FET canal N de doble compuerta
3N204 cuyas características eleéctricas son:
Cin = 4 pF
Cout = 2 pF
Idd max = 20 mA
La configuración del circuito de polarización es la
recomendada por el fabricante, en las primeras pruebas esta'
polarización era variable, encontrándose que el
funcionamiento óptimo se obtiene para una polarización
igual a:
52
Vgl = 1 V
Vg 2 = 6 . 8 V
Vs = 1.7 V
La resistencia conectada entre fuente y tierra R8
determina la corriente que fluye a través del FET.
R8 = Vs / Ids
Vs toma un valor de 1,5 V a 2 V e Ids 10 mA
R8 = 270_a
En la práctica se vio la conveniencia de usar R8 igual
a 180 -CL para obtener mayor amplificación.
El circuito de salida esta sintonizado a la frecuencia
fundamental de 113 MHz , calculando los valores de C y L con
la fórmula general de resonancia,
Para un valor de C igual a 8 pF se tiene:
Ceq = Cin + Cp + C
donde Cin (capacitancia de entrada de la próxima etapa)
igual a 4 pF y Cp (capacitancia parásita) igual a 5 pF.
Ceq = 17 pF
luego
L •= 100 nH
a continuación se muestra el diagrama total de esta etapa.
53
2.3 CONTROL DE FRECUENCIA
El control de la frecuencia, se lo hace en forma digi-
tal, debido a las múltiples funciones, y ventajas que pre-
senta sobre la forma de control analógica, obteniéndose de
esta manera mayor precisión y un barrido de frecuencia de la
portadora.
La precisión del control debe ser de 0.005% como lo
estipulan las normas para este tipo de aparatos que fácil-
mente se obtiene con este circuito. El diagrama de bloques
para el control es el siguiente.
En el que se observa como elemento fundamental el
circuito sintetizador de frecuencia, el cual proporciona
salidas digitales f por lo que se hace necesario utilizar
filtros pasabajos para convertir a una señal de voltaje
continuo, que controla al VCO.
Debido a la alta frecuencia de oscilación se hace
54
necesario utilizar el prescaler MC12015 divisor para 32/33
reduciendo la frecuencia de entrada al sintetizador a un
rango aceptable de trabajo.
El funcionamiento del MC145152 tsintetizador) se en-
cuentra en la hoja de datos del fabricante. Algunas de sus
características se describen a continuación.
Cl*.G*4 4* A* A o A* A\c V? //* /J5 fit. ríe.
Af
Polarización 3 a 9 V trabajará con 5 V, fin máxima 30
MHz a 5V.
Tiene varios valores de divisores de referencia: 8f
128, 256, 512, 1024, 2048, 2320, 4096.
Contienen dos módulos de programación N y A que sirven
para obtener la frecuencia deseada en la propagación se debe
considerar el factor de división del prescaler P/P + 1
siendo los valores menos significativos, notando que N > A
para su buen funcionamiento»
La división total de frecuencia está dada por la si-
guiente relación:
N total = H P + A
55
DISEÑO DEL CIRCUITO
1.- Se escoge la frecuencia del cristal que después de
varias alternativas se determina en un valor de 12.8 MHz
como la mejor posibilidad.
2.- Se procede a programar el divisor de referencia que se
lo hace mediante las entradas RAo, RAÍr RA2 escogiéndose
el valor de 256 como la mejor opcíónf la programación del
sintetizador para esta condición es la siguiente:
P i n 4 5 6
RAo RAÍ RA2
O l í
3.- Se encuentra la frecuencia de referencia que está dada
por la siguiente fórmula:
fr = frecuencia del cristal / relación de
división
fr = 12.8 / 256 Mhz
fr = 50 Khz
4.- Se- debe calcular el valor de N max y N min, que son
factores de división total del lazo de realimantación?
de acuerdo a las siguientes relaciones:
N max = f max / fr
N max = 116 MHz / 50 KHz
N max = 2320
N min = f min / fr
56
N min = 111 MHz / 50 KHz
N min = 2220
5.- La frecuencia del oscilador controlado por voltaje r
debe cumplir con la siguiente condición:
(2 f max - f min) < fvco < (2 f min - f max)
120 MHz < fvco < 106 MHz
dato dado en las hojas del fabricante.
6.- Luego se debe escoger el valor de ? que es el factor
que nos da el grado de sobreimpulso como vimos en el
capitulo I (punto 1.3) escogiendo un valor de f - 1.
7.- Se debe escoger el ancho de banda del lazo de control
que para nuestro caso debe ser menor a una frecuencia
apreciable de audio y se escoge fn = 5 Hz que nos de un
valor de wm
wm = 31.4159 rad/seg
8.- De las relaciones para un sistema de segundo orden se
puede calcular las constantes de tiempo y por tanto se
tiene:
wn = wn t / t
Rl C = k(j) Kvco / N max wn~2
N = 440
kcj>= Vdd / 2TT para (j)v y
KVCO = 2~rr ( A fvco / A Vvco )
Kvco = 2TT { 0.17) V / MHz
Kv = 5 V / 2TT
57
r>
Considerando que el valor de -C sea relativamente pe-
queño se ha determinado los siguientes valores con el
fin de no utilizar condensadores electrolíticos con las
relaciones (2.3.1) se puede calcular
Rl - 200 K
Ci= 2,2 uf
R2 = 27 K
adicionalmente a este circuito se considerará el
siguiente filtro para evitar la frecuencia de referencia
y además frecuencia parásitas y que no es más que un
seguidor de voltaje.
58
que es un sistema de segundo orden en el cual se tiene:
vo /vi = 1 / ( (S / wn) ~2 + 2 S / wn + 1 )
wn~2 = 1 / ( R2 Cl C2 )
wn"2 = 1 / Ti T2
Ti = Rl Cl
Ti = R Cl
T2 = R2 CE
T2 = R C2
2 f/wn = R2 C2 + R1C2
2 /wn = 2 R C2
/wn = R C2
por tanto las condiciones de este filtro resultan
wn"2 = 1 / TI T2
n = R C2
si f = 0.5
Cl = 4 C2
Ti = 4 T2
0.5 / wn = R C2
Además de esto se debe considerar la frecuencia natural
del lazo wn en relación con la frecuencia de cortes del
filtro y una regla práctica para estos circuitos es:
v/c = 5 wn
y la atenuación producida por cada polo del filtro es:
Sdb = n 20 log (wl / wr )
59
Sdb = 40 log ( wc / wr )
fe = 160 Hz típicamente
wc = 1005.3 rad / seg
fr = 50000 Hz
wr = 314.15926
Sdb = -99.79 db
R C2 = 0.5 / ( 2 TT * 50 * 10 exp 3^
R C2 = 1.592 uF
R = 100 K
C2 = 15.92 pF
Cl = 63.66 pF
Con esto el circuito eléctrico final en detalle es el
siguiente
1.4 ETAPA AMPLIFICADORA Y MÜLTIPLICADORA DE FRECUENCIA
La frecuencia del oscilador para este transmisor debe
ser de aproximadamente 227 MHz. Pero debido a que resulta
más fácil el diseño y construcción a-frecuencias menores se
lo hace a la mitad de frecuencia. Utilizándose después una
etapa dobladora de frecuencia de la portadora llegando al
rango de trabajo deseado para luego amplificarla.
El circuito utilizado en la parte práctica para el
doblador ha sido el resultado de un sinúmero de pruebas y
posibilidades diferentes siendo la mejor la siguiente:
04-15
El circuito de polarización como vimos en la etapa
excitadora es el recomendado por el fabricante para el FET
3N301.
62
El circuito de sintonía es un circuito resonante a la
frecuencia de 227 MHz, haciéndose necesario implementar un
circuito trampa a la frecuencia fundamental, la red de
sintonía se muestra a continuación:
•Li
De las pruebas prácticas se determina que el valor de
capacitancia de sintonía debe estar entre 10 y 20 pF f
escogiéndose un valor de 12 pF.
Cl = 12 pF y f = 227 MH2
entonces
Xcl = 58.427
de la fórmula de resonancia se puede calcular el valor de L
L = 41 nH
El circuito anterior visto a la frecuencia fundamental
es el siguiente:
63
Xll1 = j 29.11
Xcl1 = -j 117.371
por tanto
Xll' | I Xcl1 = 24
Para el circuito trampa se elige una impedancia 10
veces mayor entonces:
Xc2 = 176.05 C2 = 8 pF
utilizando la fórmula de resonancia
L2 = 248 nH
que resultan valores apropiados para la construcción física.
ETAPA AMPLIFICADORA
En esta parte del circuito también se utiliza un Fet de
doble compuerta, en la misma configuración que en la parte
anterior, a excepción de la parte de salida cuya forma es la
siguiente:
64
La salida del circuito debe estar acoplada a 50^n_. que
es la impedancia de entrada de la próxima etapa? y
considerando las capacitancias parásitas se tiene el
siguiente circuito equivalente:
La potencia de salida de esta etapa debe ser por lo
menos de 25 mw por lo que:
Vrms = 25 mw / 5 mA
Vrms « 5 V
P = V max"2 / 2 Rl
Rl = 5~2 / 25
Rl = 1000
a la salida se tiene un divisor capacitivo cuya relación de
transformación es:
(NI / N2) = (Rl / R2 }"1/2
(Ni / N2) =4.5
si X = 60
L3 = 42»07 nH
65
Ct = 11.69 pF
yQ - 1000 / 60
Q = 16.67
Considerando la capacitancia de salida del Fet y la que
presenta el circuito impreso se tiene que elegir uno de los
condensadores/ lo hacemos con C2, pues este debe ser
variable para obtener el máximo de salida. Se elige C2 entre
O y 10 pF, se toma un valor de C2 = 8 pF.
C4 toma el valor de 30 pF por la relación de
transforamación.
El diagrama del circuito total se muestra a
continuación:
o-f/5
66
2,5 ETAPA DE POTENCIA
Para el diseño de esta etapa se consideran las
especificaciones del aparato? es decir una potencia de
transmisión de 10 W y la frecuencia debe estar en el rango
de 222 MHz a 232 MHz.
Los transistores que se utilizan en esta etapa y que
cumplen con estas especificaciones son los MRF 136 para la
etapa final y MRF 134 para la etapa preamplificadora de
potencia cuyas características se muestra en las hojas de
datos»
Además de las especificaciones se deben tener presentes
los siguientes aspectos:
1.- El ancho de banda de trabajo es de 10 MHz, el cual no
requiere de técnicas de diseño de banda ancha.
2.- El amplificador de salida debe trabajar en clase C por
lo que el diseño con parámetros s no es aplicable*
3.- Se considera una carga de SOjTL que es una impedancia de
entrada estándar para antenas.
4,- En este rango de frecuecia se hace necesario utilizar
redes de acoplamiento de impedancias, para mejorar su
rendimiento.
5.- El preamplificador de potencia trabaja en clase A por lo
que se lo puede diseñar con parámetros "S".
67
DISEÑO
La configuración de los circuitos tanto de polarización
como de señal es la recomendada por el fabricante con
ligeras modificaciones que son el producto de los ensayos
realizados.
El circuito equivalente del transistor de salida a una
/ fecuencia de 227 MHz es el siguiente:
50.
Po = 10 W
Rl = (Vdd - Von)~2 / 2Po
Para Vdd = 20 V y Von = 2 V
Rl = 16 -
Las impedancias a acoplarse se muestran
continuación:
50.0-
68
Para la red de acoplamiento se utilizan dos tipos de
redes, L y pi.\D L
RED PI
r = R (eos © )"2
XI = r tan0
Xc = R / tan0
Q = tan0
Q = \/R /r -
£L
R > r
Xcl = Rl / Ql
Xc2 - R2 / (R2 (Ql~2 +' 1) - 1)
Xll = Ql Rl [1 + R2 / Ql Xc2]/(Ql"2 + 1)
La red de acoplamiento utilizada es:
OTO
¡oo IDO -n. -TZ SO JTJ-
Se escoge los valores de R intermediosr Rl - R2 = R3 = 50
tomando en cuenta los valores de voltaje de radio frecuencia
y posibilidad de eliminar los armónicos. Debiéndose anotar
que los valores de Q son bajos debido a la inestabilidad que
se presenta con Q mayores.
Para Ll:
rl = 5,05
Rl = 100
Q = 4,33
Xll = 21.9
Xcl = 23.09
Para L2
Para Pi:
r2 « 50
R2 = 100
Q = 1
Xc2 ~ 50
X12 - 50
Q = 1
70
Xc3 = 50
Xc4 = 50
X13 = 50
La red de acoplamiento ya simplificada es la siguiente
J50-J5-0
Los valores de C y L a la frecuencia de 227 MHz son:
Ll = 20,3 nH
L2 - 35 nH
L3 = 35 nH
Cl - 46,7 pP
C2 = 14 pF
C3 = 14 pF
Cp = 140 pF
La etapa de salida necesita una excitación de
aproximadamente 2 W según las especif icaciones e por lo que
la etapa preamplif icadora debe proporcionar este nivel de
señal.
La red de acoplamiento de impedancias que se utilizó es
71
la siguiente:
Xc
?r
iDe las hojas de datos la impedancia de entrada y de
salida del transistor HRF 134 son:
Zout = 17.5 - j 33.5
Zin = 9,1 - j 18.8
Si Po = 2 w, Vdd = 20 V y Von = 4 V se tiene:
Rl = 64
que en paralelo con la impedancia de salida se tiene:
A- -039-2
Acó piadora
-jfi.S
72
El problema es escoger el valor adecuado de R en el
punto medio de la red de acoplamiento, optándose por R = 100
y aplicando las relaciones para las redes L se tiene:
Para L3:
Q = 2
X15 = 43.22
Xc5 = 50
Para L4;
Q - 6.24
X16 - 16,01 .
Xc6 = 15.61
los valores de C y L a frecuencia de 227 MHz son;
C5 = 14 pF
C6 = 45 pF
L5 - 43 nH
L6 - 15 nH
El circuito de polarización es el recomendado por el
fabricante»
73
La red de acoplamiento de entrada debe acoplarse a
puesto que la etapa presedente tiene esta impedancia de
salida.
La red que se utiliza es la siguiente:
pf
en donde:
Q = 2.1
Xc7 = 19.2 .
X17 - 23.5
a frecuencia de 227 MHz y tomando en cuenta la capacitancia
de entrada los valores de C y L son:
C7 = 36.35 pF
L7 = 30 nH
El circuito definitivo se muestra a continuación:
74
o-vao
En las pruebas realizadas con este circuito se
obtuvieron los resultados esperados, a excepción del nivel
de salida de las armónicas, especialmente de la cuarta
armónica de 227 MHz que era de 38 db menor que la
fundamental por lo que se hizo necesario implementar un
circuito trampa para esta frecuencia.
El circuito equivalente a la salida es:
escogiendo :
Q = 10
Xc8 =17.3
aplicando la fórmula general de resonancia se puede obtener:
L8 = 3 nH
debido al rango elevado de frecuencia se debe utilizar
elementos inductivos diferentes a los convencionales cuyo
diseño es el siguiente:
d
-7777/7777777777
La capacitancia que se utiliza es la que se obtiene de
dos placas paralelas separadas una distancia x entre si
según el siguiente esquema:
C = Eo A / d
para
1 mra < d < 5 ram
Eo = 8.85 * 10 E--12 [coul/NnT2]
A = 2.82 * 10 E-03 [nT2]
se obtiene
5 pF < C < 25 pF
La inductancia producida por una linea de transmisión
es la que se utiliza para el circuito trampa.
6
L = 1/3 Zo * 10 E- 04 [uH/cm]
2o = 138 log (4h/d)
para
d = 1 mra
h = 7 mm
2o = 200
L = 6.65 [nH/cm]
con este montaje se obtuvo el resultado esperado,
77
2.5.2 DISEÑO DE LA ANTENA DE SALIDA
Para este tipo de transmisores la antena más adecuada
es la diédrica por su tamaño, directividad, ganancia y por
la simplicidad de construcción.
CONSTRUCCIÓN
Esta antena se la conoce como córner reflector y está
constituida por un elemento radiante (dipolo) que normalmen-
te es A/2 y asociada a un reflector construido de dos lámi-
nas conductoras en ángulo.
PARÁMETROS A DETERMINARSE
1.- Ángulo de diedro ( 0)
2.- Distancia dipolo diedro (S)
3.- Longitud dipolo (2A)
4.- Tamaño del diedro (LfH,G)
1.- La abertura del die'dro (ft) influye en los lóbulos de
radiación para ángulos de 180/n se puede obtener con el
método de las imágenes o también de datos experimetales
es decir de patrones ya establecidos.
Por facilidad de construcción y por tener lóbulo
estrecho se escoge un (3 = 90 grados.
Existe una correlación entre el ángulo del diedro y
la distancia S obteniendo un óptimo espaclamiente para
cada ángulo.
2. - S grande nos da como característica la presencia de
lóbulos secundarios, menor ganancia y mayor tamaño fí-
sico.
S pequeño reduce la resistencia de radiación a un
valor muy pequeño y por tanto de difícil acoplamiento.
¿-ara un ángulo de 90 grados y a la frecuencia de traba-
jo, S óptimo están entre 0.6 y 0.7.
79
Entonces por dimensiones fisicas y con el fin de
obtener una resistencia de Radiación de aproximadamente
50 de la figura 7 se escoge S.
O.I C-Z 0.3 Oí 0.5
Con el valor de A. y S se puede obtener el valor de
la ganancia de la antena:
G = 10 db
con relación al dipolo de A/2
0.6 0,7
3.- La longitud del dipolo sirve para obtener acoplamiento y
en general se usa dipolo doblado ( ^ /2) tanto por
facilidad de montaje como para poder variar S.
Para f = 227 MHz y A = 1.32 m
4.- Nos queda por dimensionar el reflector, la longitud L
determina el ancho de los lóbulos.
La región predominante es la cercana al punto en
que se refleja la onda para emitirse en forma paralela
al eje.
G < 0.1
H > 0,6
L > 2 S
81
Con estas consideraciones y suponiendo que vamos a
utilizar un reflector sólido es decir G = O se tiene las
siguientes dimensiones físicas:
0.7 =' 0.934 m
0.35>-= 0.462 m
ALIMENTACIÓN Y MONTAJE MECÁNICO
La alimentación de esta antena es balanceada aun con
cable coaxial de 50JTL y para aumentar la impedancia de
entrada de la misma se cortocircuita los terminales de
alimentación a /L / 4 .
2.5.3 DISEÑO CON LOS PARÁMETROS "S"
Esta técnica de diseño como vimos en el capitulo I
punto (1.6) es aplicable únicamente a amplificadores funcio-
nando en clase A, por lo cual para la etapa de salida no se
aplica pero si par la etapa preamplificadora de potencia,
quetrabajaenclaseA.
Para proceder al diseño se necesita tener los paráme-
tros del transistor en la frecuencia de trabajo y para la
polarización dada, entonces recurriendo a las hojas de datos
se tiene:
511 = 0.719
S21 = 5.334
512 = 0.136
-104
100
20
S22 = 0.757 | -107
1.- Análisis de estabilidad
Como primer paso se confirma que los módulos de Sil
y S22 sean menores a 1, lo cual se cumple.
2.- Se calcula el factor K
k = (!•+ | £ P2 - IS11T2 - |S22T2)/(2 |S21|
donde
A = Sil S22 - S12 S21
A = 0.363 -106.639
| A | = 0.363
luego
K = 0.029siendo K menor que 1.
83
2.5.3 DISEÑO CON LOS PARÁMETROS "S"
Esta técnica de diseño como vimos en el capitulo I
punto (1*6) es aplicable únicamente a amplificadores funcio-
nando en clase A, por lo cual para la etapa de salida no se
aplica pero si par la etapa preamplificadora de potencia,
que trabaja en clase A.
Para proceder al diseño se necesita tener los paráme-
tros del transistor en la frecuencia de trabajo y para la
polarización dada, entonces recurriendo a las hojas de datos
se tiene:
511 = 0.719
S21 = 5.334
512 = 0.136
-104
100
20
S22 = 0,757 -107
1.- Análisis de estabilidad
Como primer paso se confirma que los módulos de Sil
y S22 sean menores a lf lo cual se cumple-
2,- Se calcula el factor K
k = (1 + I A T2 - IS11T2 - |S22T2)/(2 |S21| |S12
donde
A = Sil S22 - S12 S21
A = 0.363 -106.639
I A 1 = 0.363
luego
K = 0.029siendo K menor que 1.
83
los círculos de ganancia constante que como vimos están
dados por las siguientes relaciones:
Po2 = [G/(l + D2 G) ]C2f
Oo2 = 0,656 | 123.22
Ro2 = 0.85
se procede de igual forma para diferentes ganancias como se
muestra en la carta de Smith adjunta.
En este punto surgió un problema en el cálculo, pues
fue dificil encontrar la estabilidad por lo que se procedió
a un cálculo experimental de la impedancia de entrada y
salida obteniéndose los siguientes valores:
para f = 227 MHz
Zout = 17.5 - j 33.5
Zin = 9.1 - j 18.8
Con lo que se procedió a diseñar la red de acoplamiento
como muestra la parte 2.5.
85
COORDENADAS DE IMPEDANCIA O ADMITANCIA
"5 3 s í "i; "fe "a1-1 1 I I 1.1 _! l..l_l_l.l_l.l_l_t. l_.l_l_) I , , 1 1 1 I t I I I I I I I
2.6 FUENTE DE ALIMENTACIÓN
La fuente de alimentación en el transmisor es muy
importante t especialmente se debe cuidar la cantidad de
rizado que en ella se genera; pues la frecuencia de
transmisión a la que se trabaja asi lo exige.
El circuito de control que se utiliza es el LM 723, que
por sus características da excelentes resultados.
De las notas de aplicación de este circuito integrado
se desarrolla la siguiente configuración.
DISEÑO
Las especificaciones del circuito integrado son:
Vin max = 40 V
• Vin min = 9.5 V
lo max = 150 mA
RR = 74 db
He Cfcyulfcce a la salida un voltaje de 20 V y una
corriente de 1 A entonces:
Ve = Vrf(Rl + R2)/ R2
Vr f = 6, 8 V
si escogemos
R2 = 1.5 K
Rl = 2.7 K
El voltaje de salida continuo debe estar entre los
siguientes limites:
Vin min + Vin pk < Ve < Vin rnax - Vin pk
Vin pk = Vout pp RR/ 2
Vout pp es el valor del voltaje pico a pico de rizado.
Para nuestro caso Vout pp = 3 V, de donde:
Vin pk = 7.5 V
17 < Ve < 32.5
por lo cual los requerimientos están dentro del rango de
trabajo del circuito integrado.
Para calcular el valor del filtro se procede de la
siguiente manera:
87
vin = vin pp/ 2 2
vin - 1.1 V
rf = Voltaje rms cié rizado/Voltaje de entrada al regulador
rf = .055
El voltaje de reducción es
Vr = Vin / V pk
Vr - 0.67
Rl = 16.7
Rs = 0.537
Rs/Rl = 3.2 %
Rs es la resistencia del secundario del transformador y Rl
resistencia de carga.
De las curvas siguientes se obtiene el wC_Rl
0.050.1
0.1 0.2 0.4 0.7 1 2 4 7 10 20 AO 70 1OO 2OO «OO 7001OOO
ufCRi_— C in Foradi, R¡_ 'n Ohmt, u - 7. «f. I " Lina Fr«qu»r»cy
*
wC Rl = 12.5
que a frecuencia de 60 Hz
C = 2072 uF
en un filtro 'capacitivo la corriente inicial es muy elevada
aproximadamente 10 veces la corriente nominal, por lo que se
debe escoger los diodos rectificadores para 10 A en nuestro
caso.
89
fe
CAPITULO III
En este capítulo se trata del montaje mecánico del
aparato transmisor, el mismo que consta de tres puntos*
3.1 CONSIDERACIONES PARA EL MONTAJE
En la realización y construcción de todo equipo
electrónico se debe considerar tempranamente la supresión de
la mayor contidad de ruido? y de esta manera obtener un
rendimiento y funcionamiento óptimos.
Las fuentes de ruido son muy variadas, por lo que
primeramente se debe determinar donde se encuentran las
fuentes de ruido asi como el canal de acoplamiento hacia los
circuitos. Estos canales pueden ser por medios conductivos o
a través de la impedancia coman del circuito, otro camino de
acoplamiento son los campos electromagnéticos en o fuera del
equipo siendo de más fácil eliminación los campos eléctricos
que los magnéticos.
Una manera de construir un equipo confiable es el
utilizar metales galvánicamente compatibles, además de
utilizar conductores blindados, tomando varios puntos a
tierra.
Otro aspecto importante es tener una buena tierra, y si
se utiliza circuitos integrados estos deben tener condensa-
dores de paso a tierra. Al trabajar en bajas frecuencias es
suficiente tener una sola tierra, no asi en frecuencias
altas.
Los amplificadores de alta ganancia deben estar
blindados para reducir los acoplamientos indeseados entre
etapas.
En los equipos de transmisión debe limitarse al mínimo
necesario el ancho de banda al igual que minimizar las ondas
de reflexión en las lineas de transmisión.
Una de las maneras de reducir el ruido es el obtener
circuitos balanceados, es decir, equilibrar la parte
resistiva y reactiva.
Al trabajar con circuitos digitales y analógicos se
debe tratar de independizar las tierras pues los mismos
generan mucho ruido al cambiar de estado lógico.
En la construcción de los circuitos prácticos se debe
elegir los elementos apropiados para la frecuencia de
trabajo. Algunas observaciones al respecto se dan a
continuación:
1.- Los capacitores electrolíticos solo deben ser utilizados
en frecuencia bajas, en cambio los de mica y cerámica
son muy buenos a altas frecuencias/ debiéndose notar
además que todos los condensadores resuenan a la frecuen
cía limite de trabajo.
2.- Los inductores con nácleo de aire generan más ruido que
los con material magnético. Un blindaje electrostático
sobre los trasformadores reduce grandemente el ruido.
91
3.- Se debe considerar el tipo de resistencia que se utiliza
según el rango de trabajo.
4.- Por ultimo se debe elegir los conductores adecuados asi
como su grosor pues mientras mayor es su diámetro son
menos suceptibies al ruido.
De la construcción de este aparato se pueden citar los
siguientes puntos:
1.- En la construcción física de los circuitos se debe tener
una tierra bien distribuida? es decir, tener caminos de
retorno a tierra de corrientes altas y bajas.
2.- En las etapa de RF se debe tener especial cuidado en la
distribución de los elementos, tratanto de optimizar la
distancia en las lineas que llevan RF.
3.-Se debe elegir un material de pocas pérdidas para
construir los circuitos impresos como el teflón.
4,- Además de la consideraciones eléctricas deben tenerse
presentes aspectos fisicos de tal manera que permita
realizar un mantenimiento del equipo.
92
3.2 DESCRIPCIÓN DEL MONTAJE
El montaje se lo hace en un chasis normalizado para
este tipo de transmisores y cuyas dimensiones son las
siguientes:
1 = 17 "
a = 12 "
h = 3.5 "
El cual está construido totalmente en aluminio por las
exelentes características de este.
Esta dividido en tres secciones:
l.~ Etapa de baja potencia
2.- Etapa de potencia
3.~ Etapa de control
ETAPA DE BAJA POTENCIA
La parte de baja potencia e encuentra aislada de las
demás etapas por medio de un blindaje conformado por un
pequeño chasis independiente del externo, debido a que en
esta etapa se encuentra el oscilador, evitándose de esta
manera las intermodulaciqnes parásitas.
ETAPA DE POTENCIA
Se encuentran montadas en el chasis general en la parte
93
determinada para esta efecto.
En esta parte se encuentran las fuentes de alimentación
y los amplificadores de salida.
ETAPA DE CONTROL
Los circuitos de control al igual que el de audio se
encuentran localizados en las partes laterales del chasis,
optimizando de esta manera el espacio disponible.
94
3.3 ESQUEMAS DEL MONTAJE
A continuación se muestran las vistas del aparato
construido.
VISTA FRONTAL
o
VISTA INTERIOR
95
VISTA POSTERIOR
96
Los diagramas de los circuitos impresos de cada una de
las etapas construidas se muestran a continuación:
ETAPA DE AUDIO
!r
ETAPA SINTETIZADORA DE FRECUENCIA
97
ETAPA OSCILADORA
ETAPAS PREAMPLIFICADORAS
98
ETAPA DE POTENCIA
FUENTE DE ALIMENTACIÓN
99
CAPITULO IV
MEDICIONES EXPERIMENTALES
En el presente capitulo se muestran algunos resultados
prácticos, con el objeto de comprobar con las
especificaciones y algunos aspectos teóricos el aparato
construido.
4.1 DISTORSIÓN DE AUDIO
La etapa de audio está construida con un amplificador
operacional por lo que el nivel de distorsión resulto
mínimo, encontrándose bajo los niveles de especificación
técnica es decir 0.5%.
El nivel de ruido presente en el transmisor es de 60
dbm menos que la portadora como se muestra en la siguiente
fotografía.
A continuación se muestran algunos espectros de modula-
ción en FM.
1.- Espectro con una señal modulante de 45 Hz.
Foto # 2
2.- La siguiente secuencia muestra la variación de la ener-
gía de la portadora y las bandas laterales.
Polo c 3
101
o-
Por último se muestra la respuesta obtenida en la red
de preénfasis.
(O 7
ioooodooo
4.2 ANCHO DE BANDA
Los circuitos que componen el trasnmisor trabajan con
igual ' respuesta de frecuencia en un ancho de banda mayor de
10 MHz a excepción de la etapa de potencia que registra una
variación de ± 0.1 dbm entre las frecuencias extremas es
decir 222.1 MHz y 231.9 MHz.
102
4.3 RENDIMIENTO
Refiriéndonos a la relación (1.4.7) el rendimiento está
dado por la relación de potencia de salida a potencia de
entradaf entonces:
El aparato consume 0.8 A a un voltaje-de alimentación
de 20 V.
Poo = V I
Poo = 16 W
La potencia de salida de acuerdo a la mediciones
prácticas es de 10 W siendo el rendimiento;
n = 62.5%
resultado que está de acuerdo con las especificaciones del
fabricante para los transistores de salida, significando
esto además que se logró obtener un buen acoplamiento entre
las diferentes etapas.
4.4 POTENCIA DEL TRANSMISOR
La potencia de salida del transmisor a la frecuencia de
227 MHz es de 40 dbm en una carga de 50-í . Cabe señalar
que en los resultados prácticos se utilizó un elemento
atenuador de 20 dbm con el objeto de tener niveles adecuados
que ingresen al analizador de espectros, en la siguiente
fotografía se muestra la potencia de salida vista en el
mismo.
103
Foto # 5
En las pruebas realizadas se observó que el nivel de
las armónicas, especialmente la cuarta tenia apenas 38 dbm
menos que la fundamental lo que obligó a utilizar un
filtro para eleminarla.
ESPECTRO SIN FILTRO
104
ESPECTRO CON FILTRO
Foto # 7
105
CAPITULO V
COMENTARIOS Y CONCLUSIONES
En este capitulo se realiza algunas comparaciones de
los resultados obtenidos y los desarrollos teóricos lo que
nos permitirá evaluar los resultados obtenidos.
En lo que se refiere a los espectros de frecuencia
modulada los obtenidos en la práctica concuerdan con los
teóricos/ para (3 pequeños las componentes de frecuencia
significativas son pocas dando un ancho de banda de transmi-
sión pequeño, para (3 grandes sucede lo contrario.
Al mostrar los espectros de modulación de FM se ha
querido mostrar el comportamiento de una onda modulada y
observar claramente como la amplitud de las diferentes ban-
das de frecuencia siguen una función matemáticas (funciones
de Bessel). Es asi como en la foto # 3 la frecuencia funda-
mental contiene la mayor cantidad de energía, en la foto # 4
la energía de la portadora decrece aumentando en las bandas
laterales-
Por otra parte el objetivo de conocer el comportamiento
de los transistores MOS en radiofrecuencia se ha cumplido a
cabalidad, pues se ha demostrado su eficiencia especialmente
en lo que a eliminación de armónicas se refiere, ya que con
transistores bipolares los niveles de las armónicas no
llegan a menos de 30 dbm de la fundamental.
El funcionamiento de los transistores MOS es diferente
a los bipolares pues configuraciones de redes de
acoplamiento que trabajan adecuadamente en estos no dan
buenos resultados con los MOS.
107
BIBLIOGRAFÍA
Robert A. Chipman, Teoría y Problemas de Lineas de
Transmisión, Mcgraw Hill.
ITT,Reference Data for Radio Engineers, 1984
Motorola Inc, MECL Device Data
National,Transistors Field Efect
Donald G. Fink, Electronics Engineers^ Hand Book,Mcgraw Hill
RCA, Circuitos de Potencia de Estado Sólido, Arbó.
W. García López, Amplificadores Operacionales, Paraninfo
Siliconix, Mospower Design Catalog
Paul M. Chirlian, Análisis de Circuitos Electrónicos
John D. Kraussp Antennas, Macgraw Hill.
National, Linear Data Book,1980
R. Dorff Sistemas de Control-
MANUAL
TRANSMISOR DE RADIO ENLACE PARA RADIODIFUSIÓN EN LA BANDA DE
222 MHz. A 232 MHz
Potencia de salida 10 W.
Alimentación 110 Vac.
Consumo de Potencia 20 W.
Salida conector para una carga de 50 ohmios
Medidor de voltajes internos 20 Vdc
15 Vdc
Medidor de consumo de corriente 1 Adc
Frecuencia de la portadora programable 222.1 a 231.9
MHz en pasos de 100 Khz.
A continuación se muestra la tabla de programación para
variar la frecuencia de la portadora.
FRECUENCIA N9 N8 N7 N6 N5 N4 N3 N2 Ni NO A5 A4 A3 A2 Al AO
PORTADORA
222.1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 0 1
222 .3 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 1
222 .5 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 1
222.7 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1
2 2 2 . 9 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1
223.1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1
FRECUENCIA N9 N8 N7 N6 N5 N4 N3 N2 NI NO A5 A4 A3 A2 Al AO
PORTADORA
223.3 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1
2 2 3 , 5 0 0 0 1 0 0 0 1 0 . 1 0 1 1 0 1 1
2 2 4 , 7 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 1 0 1
223.9 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
224.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1
224 .3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1
224 .5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1
^ 224 .7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 . 0 0 1 1 1
224 .9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 1
225.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1
225.3 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 0 1
225 .5 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 1
225.7 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 1
225.9 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1
226.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1
226 .3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1
-£. 226. 5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1
Í
226 .7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1
226 .9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 0 1"^""iu
* ; 227.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1?* 227.3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 0 1í ;
'y. 227.5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 1
-* 2 2 7 .7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1
FRECUENCIA N9 N8 N7 N6 N5 N4 N3 N2 NI NO A5 A4 A3 A2 Al AO
PORTADORA
227 .9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 1
228.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 1
228 .3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1
2 2 8 . 5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 0 1
228.7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1 1 1 1
2 2 8 . 9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 0 1
229.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1
229.3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 1 0 1
2 2 9 . 5 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1
229.7 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 0 0 1
229 .9 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1
230.1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 0 1
230.3 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1
23 0 . 5 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1
2 3 0 . 7 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1
230.9 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 1
231.1 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1
231.3 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 1
231.5 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 1 1
231.7 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 1 0 1
231.9 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 1 1 1
r**. ^
2O
-3n
H
35- nH
3íi\
3o
pf-
cJ—
rnrm
—pr
m^—
r-om
-i—^—
MOTOROLA
S E MIC O N D U CTO R S,3501 EOBtÜÉSTÉÍÑ BLVb;, AUSTIN.TEXAS 7872Í
PARALLEL INPUT PLL FREQUENCY SYNTHESIZER
The MC145152 is one oí a family of LSI PLL frequency synthesizerparts from Motorola CMOS. The family includes devices having serial,parallel and 4-bit data bus programmable inputs. Options include single-or dual-modulus capability, transmit/receíve offsets, choice of phasedetector types and choice of reference divider integer valúes.
The MC145152 is programmed by sixteen parallel inputs. The devicefeatures consist of a reference oscillator, selectable-reference divider,two output phase detector, 10-bit programmable divide-by-N counterand 6-bit programmable •*- A counier. When combined with a loop filterand VCO, the MC145152 can provide all the remaining functions for aPLL frequency synthesizer operating up to the device's frequency limit.For higher VCO frequency operation, a down mixer or a dual modulusprescaler can be used between the VCO and MC145152.
o General Purpose Applications —CATV TV TuningAM/FM Radios Scannlng ReceiversTwo-Way Radios Amateur Radio
• Low Power Drain• 3.0 to 9.0 Vdc Supply Range• >30 MHz Typical Input Capability @ 5 Vdc« 8 User Selectable Reference Divider Valúes - 8, 128, 256
512, 1024, 2048, 2320, 4096
o On- or Off-Chip Reference Osciílator Operation
• Lock Detect Signal• Dual Modulus/Parallel Programming
• -*-N Range = 3 to 1023
MC145152
CMOS LSSÍLOW POWER COMPLEMENTARY MOS)
• PARALLELFREQUENCY
INPUT PLLSYNTHESIZER
28 V • '1
L SUFF1XCERAMIC PACKAGE
CASE 733-02
28 y ui
P SUFF1XPLÁSTIC PACKAGE
CAS E 71 0-02
PIN ASSIGNMENT
1 r —
2 i
3 tzr
i £=
5 1 —
6 {=
7 cz:
a i —
9 CZ
1 0^— —
11er
i2C=;131=
i4cr:
fin
VSS
VDDRAO
RA1
RA2
T*R
v\f
ULD
OSCin
oscout
A4'
A3
AO
A2
A1
Mod Control N9
A5
NO
NI
N2N3
N8
N7
N6
N5
N4
m28:=] 27=] 26
ZZ)25
IZD24
^ 23
—-j 22
=D21
:=) 20
ZD 1 9 ''
1=318 .
=317
=MG
Z=) 15
«- nA?£ — > § 12 x 8 ROM ReferenceO^r ,110^" i n^Ao >• A Decoder
> y y - l ^ ' l ' ^ ^ ^ l ' ^ l ' l -
voD1-1 »-
VbS1^ *-
A A A CUIUIÜI
j ^/V\ ^ Logic ^__^
\S^ ,< •,!
10J25 24|22|21Í23| 11 |l2|l3|l4|l5h6 |17|18|19|20|
o o o ó o o o o ¿ o ó ¿ A ó o oA5 A3 A2 AO NO N2 N4 N5 N7 N9
Lock 28,,, nDetect LU
'' 90 ModulusControl out
L~^ Phase — -°*v
,
Note: NO through N9, AO through ABand3AO through RA2 have pullup resistorsnot shown.
©MOTOROLA, INC. 1980 DS9811
SWITCHING CHARACTERISTICS (TA = 25°C, CL = 50 pF)
Characteristic
Output Rise Time
Oulput Fall Time
Propagation Delay Time
dock to Modulus Control
Ouípul Pulse Width0R. 0V with ÍR inPhase with fy
Input Rise And FaK TimesOSC¡n, fjn
Input Pulse WidthOSCjn, í¡n
Symbol
1TLH
1THL
tPLH
1PHL
tWH(0)
ITLHÍTHL
tw
VDD359
359
359
3• 5
9
359
359
359
Mín
-
-
-
-
705030
403525
Typ1005040
1005040
805030
805030
12010080
-
302015
Max20010080
20010080
16010060
16010060
170150130
542
-
Uníts
ns
ns
ns
ns
ns
lis
ns
Characteristic
Operaling Frequency
OSCin Input = SQWaveVDD - Vss
Input = Sin Wave 500 mV p - p
Operating Frequency
f¡n Input = SQWaveVDD - Vss
Input = Sin Wave 500 mV p-p
Symbol
fmax
fmax
fmax
fmax
VDD
359
359
359
359
T|ow
Min Max
173335
n2017
91931
101821
25 °C
Mín Typ Max
27 1455 2765 35
21 10- 34 17- 34 17
- 15 8- 30 15
52 26
15 731 1531 15
ThighMin
_
-
-
_
Max
122133
91515
71522
61515
Units
MHz
MHz
MHz
MHz
r
T|ow = -40°CThign = 85"C
Semiconductor Products Inc.
MC145152
PHASE LOCKED LOOP - LOW PASS FILTER DESIGN
R2v—'
C
X.A VCO
(JNR2C
" 2
Assuming gain A is very large, then:
R2CS + 1F(s) = -
R1CS
NOTE: Sometimes Rl is spiit into two seríes resistors each Rl -*• 2. A capacitor CQ is then placed from the midpoint to ground to further filter <f>v and£R. The valúa for GC should be such Ihat the córner írequency of this network does not significantly affect «N.
DEFINITIONS: N = Total División Ratio in feedback loopK¿ = VD
KVCO -
for a typical design u^ = 2r/10 fr (at phase detector input)
f = 1
FIGURE!
PHASE DETECTOR OUTPUT WAVEFORMS
Reference(Ose - R)
fvFeedback
«in * N»
<Í>V
RELATED PHASE LOCKED LOOPS
Part Number
MC145144MC145145MC145146
MC145151MC145152
MC145155MC145156
Forrnat
4-Bil DataBus InputFormal
Parallel InputFormat
Serial InputFormat
Prescale
Single ModulusSingle ModulusDual Modulus
Single ModulusDual Modulus
Single ModulusDual Modulus
Phase Detector
3 State3 State/2 Output3 State/2 Output
3 State/2 Output2 Output
3 State/2 Output3 State/2 Output
jtffOT"O£7Oi-^ Semiconductor Products Inc.
DUAL MODULUS PRESCALING
The technique oí dual modulus prescaling is well esíab-lished as a method of achieving high performance frequencysynthesizer operation at high frequencies. Basically, the ap-proach allows relatively low-frequency programmablecounlers to be used as high-frequency programmahlncounters with speed capabilily of several hundred MHz. Thisis possible wíthout the sacrifice in system resolution and per-formance that would otherwise result if a fixed {singlemodulus) divider was used for Ihe prescaler.
In dual modulus prescaling, the lower speed countersmust be uniquely coníigured. Special control logic isnecessary to select the divide valué P or P + 1 in the prescalerfor the required amount of time (see modulus control defini-lion). The MC145152 contains this íeature and can be usedwith a variety of dual modulus prescalers to allow speed,complexity and cost to be tailored to the system re-quirements. Prescalers having P, P + l divide valúes in therange of +3/-M to -*-64/t-65 can be controlled by theMC145152.
Several dual modulus prescaler approaches suitable foruse with the MC145152 are given in Figure 7. The ap-proaches range from the low cost -157-16, MC3393Pdevice capable of systemspeeds in excess of TOO MHz to íheMC12000 series having capabilities extending to greater íhan500 MHz. Synthesizers featuring the MC145152 and dualmodulus prescaling are shown in Figures 8 and 9 for twotypical applications.
DESIGN GUIDELINES APPLICABLETO THE MC145152
The system total divide valué (Ntota|) will be dictated bythe application. i. e.
frequency imo the prescalerfrequency into the phase detector
_~
N is the number programmed into the t-N counter; A isthe number programmed into the -*• A counter. P and P -i- 1are the two selectable divide ratios available ¡n the íwomodulus prescalers. To nave a range of Ntotal valúes in se-quence, the + A counter ís programmed from zero throughP-1 for a particular valué N in the divide N counter. N isthen íncremented io N + 1 and the + A is sequenced fromzero through P- 1 again.
There are mínimum and máximum valúes that can beachieved for N^tal- These valúes are a function of P and thesize of the -*-Ñ and -*-A counters. The constraint N > Aalways applies. If Amax = P- 1 then Nm¡n > P- 1. ThenNtoíal-min = ( P - D P - i - A o r ( P - l ) P since A is free toassume the valué of zero.
To maximize system frequency capability, the dual modulusprescaler's output'must go from low to high after each groupof P or P + 1 input cycles. The prescaler should divide by Pwhen iís modulus control line is high and by P + 1 when itsmodulus control is low.
For the máximum frequency into the prescaler ( FVCothe valué used for P must be large enough such that:
A. FVCO max divided by P may not exceed the frequencycapabiliíy of Pin 1 of the MC145152.
B. The period of FVco divided by P must be greater thanthe sum of the times:a. Propagation delay through íhe dual modulus
prescaler.b. Prescaler setup or reléase time relative to its
modulus control signal.c. Propagation time from f¡n to the modulus control
output for íhe MC145152.
A sometimes useful simplificaron in the MC145152 pro-gramming code can be achieved by choosing the valúes forP of 8, 16, 32 or 64. For these cases, the desired valué forNtotal will result when Ntotal ¡n binary is used as the pro-gram code to the •*- N and •+- A counters treated in the follow-ing manner:
A. Assume the -t-A counter contains "b" bits where 2b
= pAlways program all higher order -*-A counter bitsabove "b" to zero.Assume the -«- N counter and íhe -+- A counter (with allthe higher order bits above "b" ignored) combined in-to a single binary counter of 10 + b bits in lengíh. TheMSB of this "hypothetical" couníer is to correspondlo the MSB of +N and the LSB is to correspond tothe LS B of -*- A. The system divide valué, N total f now
resulis when the valué of Nt0ia| in binary is used toprogram the "New" 10+ b bit counter.
FIGURE? - HIGH FREQUENCY DUAL MODULUSPRESCALERS FOR USE WITH THE MC145152
B.
C.
MCI 2009MC12011MC12013'MC3393
*5/*6-4-S/.+-9
-lOY -11•H5/-16
440 MHz500 MHz500 MHz140 MHz
"Proposed inlroduction in 1980
By using two devices several dual modulus valúes are achievable:
ModulusControl
Device A < —1:t
Device B
MC12009 MC12011 MCI 2013
* 207 * 21
--5Q/-*-5l
-t-40/-H41
-^-327 + 33_
* 647 -*- 65
+ 40/-*-4l—
—
NOTE: MC12009, MC12011 and MC12013 are pin equivalen!
Semiconductor Products Inc.
7
coLLJ <N[- 10
í ce id-eo u^2O uj5 xLU )_
M >w QLLI p-1
T a-H25 W
w §tC HILJ CO> >-ÜJ wu co£3
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LU >ce OD -1(D <
O «_ pes Q ,i=£ o o"
II •- 9!i|solí¿T >2. 1^g - 5 -rs tu X.» S2!s w <» O es
"i i cJ -S o
1S1N — O
IIcet
S.. IIí?, =LU —
O
ÍMTOTO«Oi.A Semiconductor Products Inc.
Advance Information
LOW-POWER TWO-MODULUS PRESCALER
The MCI 2015, MCI 201 6 and MC12017 are two-modulus pre-scalers which will divide by 32 and 33, 40 and 4.1, and 64 and 65respectively. An internal regulator is providod to alio wthese de vicoslo'be used over a wide range oí power-supply volrages. Suppiyvoliages of 4.5 V to 5.5 V may be connected to Pin 7. Suppíy voltagegreater than 5.5 V must be connected to Pin 8.
o 225 MHzToggle Frequency
© Low-Power—-7.5 mA Max al 6.8 V
© Control Inpui and Oulput are Compatible wiih Standard CMOS
Q''Connüctincj Pins 2 and 3 Allows Driving One TTL Load
e Suppíy Voltage 4.5 V to 9.5 V
MÁXIMUM RATtNGS
ELlECTRICAL CHARACTERISTICS (Vcc = 4.5 to 9.5, TA= -40°C to +85°C)
Charuciurislic
Ruijiilfiied Voltage, Pin 7
Puv.'i.-r Supply Volioge. Pin 8
Input Volioge
Opi-rating Teniperaiure Range
Sioiíifje Tompuraturü Ranga
Symbol
wVCG
V¡n
TATstg
Rango
4.5 to 5.5
5.5 to 9.5
200-800
-40 to +85
-65 to-H75
Unil
Vdc
Vdc
mVpp
. °c
,°c
Characioristíc
Totjjltí Fru<|uency(Sme wave input)
Sltí.vRate(:>quare wave inpul)
Su(-ply Curren)
ConlroIJnput HÍgíT?Un 32, 40 or 64)-'
Ctii ittol Input LíiwJU(( '33; 4-1 qr 65J
Ouijuii VoiKnjd Hiuir
Oui|iut Vohage Low
d,Mlkr ^'"Al
Pruijayaiion Delay': (logylü Inpul lo Ouipui] .
bui-ip Time
Rui :<JSG Timu
Symbol
Emaxfmin •
'ce
VOMVOL
1PHL-tPLH
is.
ir
Min
• 225
—
50 '
—
2.0
~
2.5
—
— '
—
—
Typ
_
, —
—
.6.0
—
"
—
_.
60
4.0
4.0
Max
—
20
— ,
7.5
• — •
0.8
-
0.5
80'
—
—
. • Unh -
MHzMHz
V//is
mA
V
V
V
V
ns
ns
ns
' Pin 2 Conntjcted lo Pin 3
Thi; ilocumunt coniums inlormaiion on a nev/ produci. Specificaiions and ¡níormálion heteinmi; -uiijeci 10 change withoui nolice.
MECL PLL COMPONENTS
LOW-POWERTWO—MOOULUS •
PRESCALER
P SUFFIXPLÁSTIC PACKAGE
CASE 626
r
PRESCALER BLOCK DI'AGRAM
ControlInpul
©MOTOROLA INC. 1DH2 AD1-626 R1
OUTLINE D1MENS1ONS
rs r~, /Y r'l
M1TE3-/
/
\ i
)/^\ MOTES:V < | I- LEAOS WITIIINÜ. 13 mm 2. DIM "L" TO CENTHK OF| J 1 J L J L [ ' ' (U.005J RADIUS ÜFTRUE LEAOS WHEN FÜHMEU
POSIT10N AT SEATING PARALLEL.PI.ANCAT MÁXIMUM 3. PACKAGE CONTOURMÁTERIALCONDIIION. OPTIONAL (KOUND OR
SQUARECORNERS)p -•
\ í \.nliiTíLjJ- f j\ i — "— °\— l't-M J-41—
_j Q [— — . ^-StATINC PLAÑE
DIM
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GIIJ -
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M1LLIMETERSM1N
9.1Ü_"B.HJ
3.94
"0.3B"""T.dz"
2.51
O./líU.20
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MAX
I0.1Ü""G.BQ"
1.45"0.5l
"Í.52ESC
1.27
^0.30,3.43
isc:-,~1 10°
0.51 ]~0.76
' INCHESMIN
0.370~bT240"Ó.IGS"
oroíü"' IÚMO
0.1 Ot0.03UO.ÜOU
0.300
MAX
O.IOfl*Ó.2GO ""orí 7 5'ó.ri?ñ0.060*useQ.ObO0.012'
BSC_L= ._.I_1Q1_
0.020 I 0.030
CASE 626-04
TIMING D1AGRAM
f i n 50%
ModulusComí ni
Seiup Time (is) — the mínimum time the modulus controlsignal musí be in the corree! logíc levelprior to a posilive íransitlon oí the clock
•• ín orderto be recognized, andlhuscouníby 128 or 129
Reléase Time (tr) — the mínimum ume tlie modulus controlsiynal musí be al the corrcct logíc levelfollowing a posHive transition oí theclock to be recognized.
Moiui"»l;i r«serves fluí righi 10 maku changes to any producís hurcin lo improve reliability, íunctíon or design. Motorola does nol aasunitíanyliabiluyansingotu u' ihü ;i!)nlit:.iiion tu usu ni nny produiii or circuii dcscnbod huruin: neiiher does il convoy nny liccnsu under ils paicni rights ñor the riohis oí ojhers.
Semiconductor Products Inc.BOX 20912 • PHOENIX, AR12ONA 85036 • A SUBSIDIARY OF MOTOROLA INC,
13WJ7 J I'KINI I 1) íti U!iA IH ü.'l Ml' U<M
RK TMOS Line
N-CHANNEL ENHANCEMENT-MO DE
TM.OS RF POWER FIELD-EFFECT TRANSISTOR . -
. . . düsicjned for wideband [arge-signal ampllfier and oscillatoriilJlilictilions in ihtí 2.0 lo 400 MH¿ rango.
« Guaranieed 28 Volt, 150 MHz Performance
Output Power = 1 5 WattsMínimum'Gain - l3dBElf ic ioncy: 60% (rypical)
« Small-Siynal and Larye-Signal CharacterUation
e Typical Performance at 400 MHz, 28 Vdc. 1 5 W
Outpui = 9.3 dB Gain . ' _
o 100% TustecJ Tor Load Mismaich At AI! Picase Angles'With30:1 VSWR
e Low Moise Figure — 1.0 dB (Typ) al 500 mA, 150 MH¿
« í-xccIliMii Thonruil StnbUiíy, Ideiilly S tillad For Cless A Opermipn.o Facilítales Manual Gain Control, ALCand Modulation Techniques
G O~
M.iXIMUM RATINGS
RftÜlHJ
UiíiVí Souict; Vullücjt;
Of ic ia U.iK! VijlKigC
ífUiS" ' '^ MU)
G.'itc Suurc;e Voliagu
Diaín Curren! --•• Continuous
'" -Darme cibovu 25°C
Sior^ijL! 'luin¡jtiruiuio Btinytí
Opc-íiriitiny Junciiori Tfimijeraiure
Symbol
VDSS
' VOGB
VGSlo,PD •
TS»J
Tj
Valuti
Gb
G5
±20
2.5
550.314 '
-65 10. i l S O
200
Unit
Vcii;
Vdc '
' _Vdc
Adc
WaitsW/°C
"C
°c
THi-HMAL CHARACTERISTICS
iü.il Riíüisi.irtce. Junction ia Cose
Syiribol MIIX
3.2
Unit
H,M. iidiij ¡Hit) Pticfísytntj - MUS iJoviUC'J .'ue su:;CL*pitble tu d.im¡jyi¡ Irom olucuustHltc cllíi.. ..n.iiili* iiiuciiitiiuns ni íiíifuiliiuj ¡tntl í)«ickiiyir.(| MOS tlüvicu!; slsoiilú bu uüstirvud.
15 W 2.0-400 MHz
N-CHANNELTMOS-BROADBAND RF.POWER
•SEAT1NG PLAÑE
STVIE2:PIN i. sounct
2. CATE3. SOUHCE4. DflAiN
DIM~A
5 3 ?
2 IbOJO
JLJOQ3
M X MIN
9S1~¡ O J70~1 14. \022H'Jj.'J7 ¡ U 2 í¿
Dflyo i"O 3SUJiá_ZB'_Í.O PiLLe ii£l
o 15 ; q.iíÚM J o 006iit"WTtr;?p" 1)7 Jtf]?ps? ¡"ó/Sítv P'-i'jíL"1029 ,"6"33b '"o -H'l£)_6 Á a "T5H&": ríí'jii
T38Í3 30
Ó.léO~]O. H3 i 0?30j
CASE 21Í-07
Inu. .(¿'MOIOROiAlNC.. I DSS876
f;t CTRICAL CHARACTERISTICS (Tc ; 25WC unluss othorwise notecl]
Churacturístic Symbol
O! CHARACTEFUSTICS
Ii Ui A I .» üuimx' Un;;¿J (V ,S O. l D - b O m A )
, ,,, : ' Ü V . V q s - 0 »
G.i ' Smin;i; Uííikíijju Ci
i . ;S :!0 v- VOS Pl
OK CMARACTERISTICS
Gii • Iliiuüliolil Voliugui l)S 10 V, 10 25 niA)
I tu .Miil ri;in;;i;umluei¡incií1 !):, !OV. l|-_> 250 mA)
D\C CHARACTERISTICS
•jíj 2E! V. VQS 0. I - 1.0 MhU]
. ,,,, -;ii v. vtib o. i i (j MH/I
Id- .-ir,!; I i . t i ' ts I tM C.ipíicitiiiicu(V[35 = '.'H V. Vi,;, - 0; f^ 1 ,l» Mil/)
FÍ/NCTIONAL CHARACTRRIST1CS
Min Typ Max
Jown VolMijci
TlA)
iiin Cuirtrnl- oíu Ciitruní
01
vfüR)DSS
IDSS
'GSS
Bb
— -
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2.(
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¡tncií0 MÍA)
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1.0
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Ni. .t- 1 ujun;. ¡)S 2U Vdi:. l|j • 500 niA. 1
1.. initiii Sutil ct; Powi.T GiiinWJD - ^a ^c. PIJU, • ibw.
DI u FlfiCitii iCY Í':'ÍJ 1 í'DO 28V<li:.PÜUt ' Ib" W. í-
l I- iiicül rtuvjyutinuíis (Hy. 1}DU • 28 Vüi:. POÜ, ; Ib W. 1 •
.'SWH 30 1 ;n ¡ill Phaso Anylu
160 MH^)
1 - 1 5 0 MH.:(Fig. 1 )í - 400 MH2 (Fig. 14)
150 MHí. IDQ^ 25 mAj
150 MH-¿, IDQ E 25 mA,. 1
NI-
Gps
">!l
'
13
50
1.0
169.3
GO
Nú üuyrütljliuu MI Oulpul
Uint
mAilc
.11!
FIGURE 1 - 150 MHz TEST CIRCUIT
RFC2C9 cío en
Inpui
V D D - 2 8 V
C Hl Uulpui
'¿ Arco 40Ü. Ib-11 5 pl"-Arco 404. 8 O GO ¡>F-IH |jf; Mtiu UnluiJí)24 pl: Mmi-UnlecuüÜO pl . ATC 100 Mils ChipO 01 /jF. 100 V
IOO^F. 40 vO 1 ,iF Eiio HetlKíip. 50 V
CI 1 - LiUO pl f-uuilihiu!Nbí3?.b'A Muioiola ¿luner
Ll - 2 ¡unib, 0.2ü"ID. / / lü AWG, 0.10" UumjL2 — 2 Turns. 0.23" ID, /Í18 AWG. 0.10" LunyL3 - 2 1 4 luiníi. O 2ír'IU. í / lü AWG, 0.12b" LuiujRFC1 -~ 20 Turns. 0.30" ID, ti20 AWG Enamul ClüSuwuundRFC2 -'-Furroxculje VK-200 -19/-1BR1 — 27 11, 1.0 WThin FilmR2 — - T O k i l . 1/4 WR3 — 10 Tuins. 10 kíJ B«ckman Insiruments 8108R4 - 1 . Í J kil. 1/2 WBuitre! - G10. 62 Mils
MO"TO«O£.A Semiconductor Products Inc.
& ¿ftiaBaSiiiaa ^
PICURE 2 — OUTPUT POWER versus INPUT POWER
2I1U «IIJU GÜÍ) 8ÜD
Pm. INPUT POWER [MIUWATTS)
10DU
f-IGURE 4 - OUTPUT POWER versus INPUT POWER
1 -1110 MU/
Inri -~ 2b mA
O 1.0 2.0 .3.0
I',,,. INJ'UTPDWEHIWATISJ
iFIGURE 6 — OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGE
f = 150 MHz
,'4
lli.' 18 '¿Ü 22 24 2G 23
VU(J. SUPPLY VULTAGE (VOLTS]
FIGURE 3 — OUTPUT POWER versus INPUT POWER
1,
200 .400 ÜÜO HÜÜ
P¡,,. INPUT POWER (MILLWATTS]
IODO
FIGURE 5 - OUTPUT POWER vmsus SUPPLY VOLTAGl:f = 100 MHz
•¿A
O. 12 14 18 18 2U TI 24 2EJ .28
; Vnu. SUI'PtY.VULrAUL (VU1.I.S).
7 — OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGEf = 200 MHz
16 18 2Ü 22 24
VOD- SUPPLY VOLIAGt (VDL1S)
Semiconductor Products Inc. -
„ F. . ;URE B ~ OUTPUT POWHR vursua SUPPLY VOLTAGE
I 400 MHü
H I G 18 . 21) '¿2 24 2 6 ' 2H
VU(j, SUI'I'LY VÜITAGE. (VÚLTSj
FIGURE 9 — OUTPUT POWER varsus GATE VOLTAGE
16,
-7.0 -G.Ü -5.0 -4.0 -3.0 -2.0 -1.0 O . l_0 20 3.0
VGS, GATE-SOUHCt VOUAÜC (VOLfS)
I iGUHE 10 — DHAIN 'CURRENT versus GATE VOLTAGE
(TRANSFER CHARACTERISTICS]
lyjnc. l l ISlinwn. VnSMi,] - 3 O V
.0 ' 2.Ü 3.0 4.0 5.Ü
VÜS. GAT11-SÜUHCE VÜLTAGE (VOLTS)
6.0 ' V.O
FIGURE 1T - GATE-SOUnCE VOLTAGE vursns
CASETEMPERATURE
-25 25 50 ' 75 100 12&
C. CASE TtMPEHATURf |°C|.
FIGURE 12 — CAP AGITAN CE versus
DRA1N-SOURCE VOLTAGE
1 11 H U 12 15 .20 2<1 2'á
V[)jj. UMA1N yUUHC!. VULlAGt (VUL1S)
FIGURE 13 — DC SAFE OpERATING ÁREA
lOc
b.Ü
3.n2.0
- r c n-c-
1.0 2.0 3.U 5.0 10 20 30' bO 70 100
VUy. ÜRAIN SÜUKCl VUUAÜL
/MíOXOJROÍ./I Semiconductor Products inc.
FIGURE 14 — 400 MH* TEST CIRCUIT
J_
RFC2CIO Cll C12' C13
BIÍIS 1Adjusí r- <R3 '•*
1 - ,-f J
J" DI
T cy r HHC1
V D D . - 2 8 V
HFOutfHM
JL'
Cl. C2. C3. C4 — 0-20 pF JohansonC¡5. OS — 270 pF. ATC 100 Mils ChipCEJ •- 53 pF Mini-UnlecüC7 — 18 pf-' Mini-UnletoCu.-- 0.01 jiF. 100 VCIO -• 100/iF. 40 VCl! -0.1 /iF Eriu Roclcap. 50 V1:1? . c i ü a n o p i - 1 u m i i i i H iDI - 1NÜ925A Mtmirolii Zuner -111 27 ll. 1.0 WThm FilmH2 •- 10W1. 1/4 W
R3 — lOTurns, 1Q kíl Beckman Insirumenis 8108R4 — 1.8 kíl. 1/2 W21, 22 — 1.6" x'0.166" MicrúalnpZ3 ~-0.5":<0.166"Microsiri|)Z4 — 0.75" x 0.1 66" MicrostnpZíj" 2.1" •- O.ltíG" MicrostripZ6 -r- 1.0" x 0.166" MicrostripRi:C1 • 15 ILIMIS. O .lOO'in. //2O AWCÍ FÍHiinol Cl.i'RFC2 - FKrrtixctibu VK-200 -• 19 / - ÍBBoíird •-• Glnss Tuílon. 57. Milu
FIGURE 15 — LARGE-S1GNAL SERIES EQUIVALENT, Zjnf
/ • . * . • • \^ • • \*. . * \ iiV-iT'" -i-•-••?»' • •;
IDOIbD200
,4ÜÜ
7.5 -.¡9.734 . 1 1 ' • jV.'íiÜ
'2.156 -.¡6.392.3U... ¡2.18
! • • • ' • ' f,; „_ J . , 'LtTr^^/v| 27 11 Shutii Hiisislnr Gniu-io-GrutiiiJ IU^ Í>N
FIGURE T 6 — LARGE-SIGNALSERIES EQUIVALLNTOUTPUT1MPEDANCE. ZOL'
13 ? • ¡ l l i f iS.ÜB- j l í i ' JB4 .74 -•1 28 - M 17
Cunjup¡il« ni llii; Dpli i i i i i tn . • .'intu wlucli (lie •--'. /*
m; u|iurnius m n uivun uiil|)til • •".' V.WKI. vulliígu. üinl liuiiUL'iicy. •/ 'vi.'•///-'/-',-vV. • ! , , - . . / '
MIOT'O/^Oi.^ Semiconductor Products Inc.
FIGURE 17 COMMON SOURCE SCATTERING PARAMETSRSVDS = 28 V, ID - 0.5 A
í
(MhUJ
•2.0
'5.0 ' '
10
70
'30
'10bu
• (30
. 7080
90 '
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190
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yoo
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' ~6 a vo" "0.923
0 H37
0.784
0.7510.7311 '0720 .0 709
0.7070 700
0.700
0.71 1
0 7 1 4
0.717
0 770
0 /23
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0 732
"0.735 ' '
0.730
0.740's^sOi0.7.120.7440.751
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0.760
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0 7750 781
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40.07"""
35.94• 27 23
" 20:75 '
16.491 1 3 4 1
11.439.8718.6637.784
7.008
6.435
5 899
5.439
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• 4. /Oi)
4 .455
4 200
3'967
3.756
3.b45ggr ffiffií?SB|jÍ
2.7U32.540
2.323
2.140
1.963 •1.8381.696
1.590
1.493 •
1 . 4151 332 -
1.259
1 105
1.145
1.091
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0.962
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" 0.879
0.838
"~0.824
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• 149 x
129
117
108 ••
103
• 99
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93
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• 88
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82
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B^ i-feÜHM0 7240.7240.736
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B^^íes^IIÍII
• 1 6 3
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104
Ili'1
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lüb
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-1651ÜÜ
- 1Ü7
107
1G7
108
Semiconductor Producís Inc.
f IGUHE 18 ~ . INPUT R6FLECT1ON COEFFlCIENT
vcrsus FREQUENCY '
2a v ' 5 °-5 A
•F IGURÉIS ~ S12, REVERSE TRANSMISSION COEFPICIENTversus FREQUENCY
VDS ---28 V !D .0.5 A
•1¡0".
' / s 801) Mtit
.'ii'IfilH'"
FU - IR £ 20 — S . FORWARD TRANSM1SS1ON COEFFICIENT
versus FREQUENCYVDS .- 28 V ID •- 0.5 A
1A)"
FIGURE 2T - S22- OÚTPUT REFLECTION COEFF!CI!£NTversus FREQUENCY
VDS = 2 B V 1 D ^ - 0 . 5 A
-I?
Semiconductor Products ¡nc.
'•¡i J. í! *,.> T A . 5 i tfl . • . ,.S >.-*?*. •** "••# /, A •.-í^V;;Mííí' - • • ' . • • • •> ' ; • ^¡!%%-¿7&11-í.-^^¡*&#;
The i lK TIV1OS Line
N-CHANNEL ENH ANCEMENT-MO DE
7MOS RF POWER F1ELD-EFFECT TRANSISTOR
i ! . - . l i j i u ' i l l i í i widcUiml l , i i - y t í - : . u j n ; i l ¡ n i i i j l i l i e r j r u l usc i l l . i iu i
. i , . |}l i i . j | i ( jns ni Uu; 2.0 lu 4OO Mil / . i ' J i
rf t j i i . i IüMliMMJ 2ü Vull. lÜÜMH/Pi;
Uuipiii PÜWUI 5 O WattsMiiMiuuiti G.nii 1 1 dB1 llx ii-ni:y D¡)''.. f íypic.il}
¿i l>iu.ill Si*jn.il iiful I.íifijf-Sivjiiíil Cl
* I rpu ,ii i'iMli.iin.ini.x- ,il '100 MH¿, 2U VJc. b Ü W
\ 7 \ i \ \ i \ t i ~ I iJ o díi i'i.nn
ji IwO".. rt::.linl fui LU.K! Mismatch Ai AII Pliusu Ainjlos VViih.M i v:;wit
j. 1 uw NuiSi; í-Kjur.- - 2.0 UU OviJ) íU 200 mA, 150 MH/
-v i A i- ir l l tMi! I tu:i in.il Sl.ihihly. lÜL'uIly SinlucJ For Clítbb A
U O
SL.,\ -.^asacia
híí> ¿$8^Bl^-í ríi?BMÍ--M ¡frMft
H8|F.MT'JVíOS
G O—
O ¿
ü.O W 2.0 100 MH/
N-CHANNELTMOSB R O A D B A N D RF POWER
FET
HAT1NGS
H.l(ÍIH)
St 'Mfv V.tll.nfv:
l . i ( tn . iJ . . . V i ) l i . K | . '
Ui. • uru-nt ( .iniiiiiiou:,
i 1 1 «i-vu i- 1 'is'.ip.iimn •..( 1 ^
Symbot
ID
esüb
•;jü-03
Til; ,MAt. CMARACTfc 'R lST lCS
Syr'nbul
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.! • • • |-f''. ii.iii. ir. ni li.nnllm.j in.l j.,
»ic^lil)l«. lo d.nn.iiji; I rom ele^
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L Mi,:
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STYLtS:PIN 1. SOUllCt
2. ÜATU '3. ÜQUHCL4. DHAiN
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24.3B I J'j.lt) 1 U%ll í ÍI'j'iiJ !
'.!»/ I / I-
Mtí j - 'J M/. + '.'' !'•? i _" •' .J<l. iJ?.'Ji. L.V'i.1 Ó'J'ii1'"! ^^'J
O lu", "d'ií'pi'ot'i'í't uliíjti •1H7ÍI ' Ill'j-1 I) //U ' II /'IH"1
¿OÜ7 U /!i
! i, .'? r i: ¿H U .'.tí; ! U .".'. I
L4J??_[...iou._{:.'Hí^ .i. yvjj ~? H¡ I~''i;i;i ]'(i fi;i |" u í tii~|
CAS1Í 211 07
. i,,n|.'iiMik K! Mi.U.iuUi Im: t: MOrOHOtAlNC
ELE- ¿TRIGAL CHARACTERISTICS (Tc - 2SUC unless oiherwisa notad)
Characiorístíc Symbol Min Typ Max Unh
OF[ CHARACTER1STICS
ür.i. i Suurcu BruakdownV | S- O. lq= 5.0 mA)
} i¿i.:i. Giiiu Vüliiiiju Driiin Curruul> [V > S " 2 8
GUI Sourcü l.eíik¿fgti Curruní[V ¡y -20 V. VDS3 0)
ON CHARACTERISTICS
G;n 1 hiu^hulU Vulunju
(i lOinA. VDS 10V)
huí. v.irti I riinüCünclucuincu1-. us •-• 10 V. 1D - 100 mA}
DV 'JAMIC CHARACTERISTICS
inp ¡ t CapaciUíncec u;- 20 V. VGS : O. I -' 1.0 MH/}
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FIGURE 1 — 150 MHz TEST CIRCUIT
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Cl. (M ' Aif:o--10Ü. 15-115
C'.j. 1CuCIU,'l.)lLl —
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10;,!-, 50 VC1 1— SBOpPFeudihru
!Nb92bA Muiorolii Zunur
3Turns.O 310" ID. W 1 8 AWG Enamel, 0.2" Long3 - 1 / 2 Turns. 0. 3 10" ID. »1 3 AWG Enamel. 0.25" Long
L3 -- 20 Turns. í/20 AWG En.miul WoinulL4 - foi foxct i lm VK.200 - 19 '/1 13Rl — 68 U. loO WThiu Film .R2 - 1 Okil. Í/4 WR3 lO.runv-. lOkll Buckiníin'lni.tniiiHiR4 — 1.8 kli, 1/2 W .R5 - 1.0 Mil. 20 W Carbón .Board — G10, G2 mils
is QIÜ8
Semiconductor Products Inc.
FIGURE 2 — OUTPUT POWER voraua INPUT POWER
Q " ,. 7ÍKJ 400 GOO BOO 1000
f'in. INHUI I 'UWtKíMILLWAIIS)
FIGURE 3 — OUTPUT POWER vorsus 1NPUT POWER
200 400 ROO 80(1
IV INPUT Í 'UWLHIMILLWAIIH)IOOÜ
FIGURE 4 - OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGEI 100 MHí
t J ÜP¡n = GOO
— 300 iiiW,
'|QQ = 50
12 H 1G 18 20 22 24 2C 28
VDD. SUI'PLY VÜUAGE [VOLTS)
FIGURE 5 - OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGEf T 5 0 MH¿
8.0
6.0
2.0
Pm - BUtí inW
IQQ = 50 m A '
12 11 16 Í8 20 22 24 26 28
VOD, SUI'PLY VOLT AGE (VOLTS)
FIGURE 6 — OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGE[ ^ 225 MHz
íi Or
IV I'l Iti IB 20 22 2-1 2G 28
VOU, SUPÍ'LY VOLÍAGE [VOLTS)
FIGURE 7 — OUTPUT POWER versus SUPPLY VOLTAGEí -400 MHz
B.Ür
1G 111 20 22
VGD. SUPPIYVOLTAGL'IVOUSI
2Ü 2U
MOXOfíOJ-.A Semiconductor Producís Inc.
FIGURE 8 — OUTPUT POWER vorsus GATE VOLTAGE
tt
I niA
Pm = Consianí 1QU MHí
71 150 MHz
Devicü Shuwii,
a 3-s v
" V Ü -l.U O 1.0 2.0 3.0 4.a 5.Ü
VGS. GATt-SÜU»Cn VQLTAGE (VULTS)
FIGURE 10 - GATE-SOURCE VOLTAGE vorsusCASE TEMPERATURE
25 25 50 75 100
rc. CASL TEMPERATUflE (UC)
150
FIGURE 12 -- CAPAC1TANCE vorsus VOLTAGE
FIGURES - DRAIN CURRENT vursus GATE VOLTAGE(TRANSFER CHARACTERISTICS)
IQ.
DRAI
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1.0 2.0 ' 3 .0 . -1.0 5 O G.O 7.0 8,0
VGS. GATE-SOUHCE VüUAGE |VOUS)
FIGURE 11 — MÁXIMUM AVAILABLE GAINwersus FREQUENCY
K
VDS '• M v
IQ - IDUmAUc
10 100 1ÜUU
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FIGURE 13 — MÁXIMUM RATEO FORWARD BIASEDSAFE OPERAT1NG ÁREA
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H2 10 klJ. l.-í] Wfíü - 10 I unís. l O K í í BL-ckíiiiin InstniínuíHü lí IUÜR'i - - 1.8 kíl. 1 /2 W¿I l.'l1 - O IUÜ" MK-n)bln|) • -
22 ; 1 1" •' O 166" Mu:roslii|)?3 - O Ob~ - O Ififí" Mu:itiüiii|i¿4 - • • 2.2" •" 0.1tí(5" MicrosuipZ5 — 0.8b" x 0.1 66" MicrosiripBuard - GUiss Tuflon, G2 mils
FIGURE 15 - LARGE-SIGNALSERIES EQUIVALENTINPUT/OUTPUT IMPtDANCES, 2¡nt,
4.; : : 1 68 íl Sliiim fíusislüi Gam-io-Giouniloí tl
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Semiconductor Products Inc.
FIGURE 16 — COMMON SOURCE SCAITERING PARAMEXERSVQS = 28 V. ]D -- 100 mA
1
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0.bÜ2
0.587
0 5930597
0.598
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0 586
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(±-1.0-2.0-5.6-10
-20"-30-39
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Semiconductor Products Inc.