Post on 31-Dec-2016
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.1
2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG
La presencia del ruido en el registro de biopotenciales es un hecho prácticamente
inevitable. En el registro del ECG la existencia de ruido se debe a muchas causas. Algunas de ellas
son controlables, pero otras han sido poco investigadas.
Un mejor conocimiento del ruido y sus causas puede ayudar en el paso posterior de la
cadena de procesado, que es su eliminación. Por ello se considera aquí interesante dedicar un
capítulo al mejor conocimiento del ruido y al estudio de los sistemas de adquisición orientados a
su reducción. El capítulo puede dividirse en tres partes.
En la primera se hace hincapié en el ruido presente en las derivaciones superficiales y
esofágicas. Las derivaciones superficiales son las mejor caracterizadas desde el punto de vista de
ruido. Sin embargo, el ruido en las derivaciones esofágicas (eECG), tanto unipolares (que
incluyen un electrodo superficial) como las bipolares, no ha sido tan estudiado en la bibliografía.
A las fuentes de ruido ya conocidas en las derivaciones superficiales habrá de añadirse una nueva
debida al movimiento del electrodo dentro del esófago y que convendrá caracterizar si se quieren
reducir sus efectos.
En la segunda parte del capítulo se describen brevemente algunos de los sistemas de
adquisición de señal diseñados y utilizados para el registro de las señales analizadas. El detalle del
diseño de estos sistemas y sus esquemas se encuentra en los anexos A, B y C.
Por último, en la tercera parte del capítulo, se presentan los resultados obtenidos sobre el
análisis del ruido en las derivaciones superficiales y esofágicas, y de las diversas causas que lo
originan.
2.1 Fuentes de ruido e interferencia en el ECG
2.2 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
Como paso previo a citar las fuentes de ruido cabe definir que es ruido. Una definición
común al hablar de sistemas electrónicos considera como aquella señal ajena a la señal de interés
y que es susceptible de provocar un error en nuestro sistema de medida. Así el ruido podremos
clasificarlo según sea una señal determinista o aleatoria, o bien según su origen: externo o interno
al sistema de medida. Normalmente se utiliza el término ruido cuando el origen es interno al
propio sistema de medida y la naturaleza de la señal suele ser aleatoria. Por contra, el término
interferencia se aplica a aquellas señales externas al sistema de medida, cuya evolución temporal
suele seguir una ley preestablecida que puede ser conocida de antemano, aunque su valor en un
instante determinado pueda venir caracterizado por una variable aleatoria. Por ejemplo las
interferencias debidas a la red de distribución eléctrica, y las producidas por equipos eléctricos o
electrónicos próximos al entorno de medida.
Así las fuentes de ruido e interferencia que se encuentran habitualmente en un registro
electrocardiográfico son:
Fuentes de ruido
Electromiograma (EMG)
Interfaz electrodo-paciente
Sistema de medida
Fuentes de interferencia
Red de distribución eléctrica
Otras fuentes: ordenadores, monitores, equipos electrónicos.
2.1.1 Ruido de electromiograma (EMG)
El electromiograma (EMG) es la principal fuente de ruido en el registro de ECG. Su
origen son los potenciales de acción asociados a la actividad muscular de los músculos
esqueléticos. Su reducción en el origen es difícil y requiere la colaboración del paciente o sujeto
en el que se mide. En la bibliografía se describen diversas técnicas para dicha reducción
(Fernández, 1996). Algunas se basan utilizar métodos de relajación para reducir al mínimo la
actividad muscular, otras recurren al suministro de drogas, miorelajantes, para reducir igualmente
dicha actividad, (Santopietro, 1977). Sin embargo, ninguna de estas técnicas permite eliminar por
completo la actividad, y además, escapan a nuestro entorno de trabajo y no son siempre
clínicamente justificables. La disposición de los electrodos de medida puede contribuir también a
una reducción considerable del nivel de ruido. Así, de acuerdo con la bibliografía, los niveles de
ruido que cabe esperar estarán entre 10 µV y 2 mV de amplitud. Este ruido suele modelarse como
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.3
un proceso estocástico de banda limitada entre prácticamente continua y 500 Hz y distribución
gaussiana.
Si se analiza el nivel de ruido de cualquier ECG, se observa que sus características no
permanecen constantes a lo largo del registro. La causa principal de esta falta de estacionariedad
es la respiración. Conviene, pues, distinguir entre dos tipos de EMG, el de soporte y el de
respiración.
El EMG de soporte está relacionado con la actividad de los músculos torácicos que no
intervienen en la respiración y su nivel de actividad dependerá de diversos factores como son
estado de relajación del paciente, frío, etc.
El EMG de respiración está directamente relacionado con la actividad de los músculos
que intervienen en el proceso de respiración. Además, el nivel de actividad muscular será
diferente a lo largo del ciclo respiratorio. Así, en la fase de inspiración aumentará el ruido de
EMG, mientras que en la fase de espiración el nivel será mas bajo. Ello es cierto siempre que se
mantenga un ritmo respiratorio no forzado o libre.
Para conocer mejor el ruido de origen respiratorio, se hicieron diversas pruebas en el
laboratorio con voluntarios a los que se les registraron el ECG superficial y esofágico con
diferentes patrones respiratorios. Se obtuvieron registros en los que el sujeto debía mantener la
respiración después de una inspiración durante toda la fase de adquisición, mantener una
espiración forzada lo más larga posible, ídem inspirando y por último manteniendo un ritmo
respiratorio periódico.
En vista de los resultados, se puede afirmar que el menor nivel de ruido debido al EMG se
obtuvo cuando el sujeto respiraba de forma periódica y pausada. El hecho de mantener la
respiración provocaba un sobresfuerzo y por consiguiente el aumento de la actividad muscular. Lo
mismo ocurría cuando se intentaba alargar algunas de las fases del ciclo respiratorio. En la figura
2.1 puede verse el resultado de estas medidas. Se ha representado el valor eficaz del ruido medido
en un intervalo isoeléctrico, segmento T-P, para tres casos. Se aprecia claramente la modulación
respiratoria en el nivel de ruido cuando el sujeto respiraba periódicamente. También puede verse
cómo cuando se mantenía la respiración o se intentaba alargar la fase de un ciclo respiratorio el
nivel de ruido iba aumentando a medida que transcurría el tiempo.
Al contrario de lo que ocurre con los registros superficiales, se ha observado en los
resultados experimentales que los registros esofágicos presentan siempre un nivel de ruido debido
al EMG mucho menor. La reducción del ruido es mucho mayor si se emplean derivaciones
esofágicas bipolares, con ambos electrodos situados dentro del esófago. La explicación de este
resultado se encuentra en las características del tejido esofágico y a la distancia de los electrodos
esofágicos a las principales fuentes de ruido de EMG anteriormente comentadas. El conducto
esofágico está formado por una doble capa de tejido muscular liso, llamado también músculo
2.4 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
visceral. A diferencia del músculo esquelético, especializado para contracciones relativamente
potentes de corta duración y bajo control voluntario, el músculo visceral está especializado para
las contracciones continuas de fuerza relativamente baja, produciendo movimientos difusos que
provocan la contracción de la totalidad de la masa muscular en vez de la contracción de las
unidades motoras individualmente. Esta característica del tejido muscular puede justificar el bajo
nivel de ruido de EMG que se obtienen en los registros esofágicos.
En las derivaciones esofágicas mixtas o unipolares, donde uno de los electrodos se sitúa
dentro del esófago y el otro puede ser otro electrodo colocado en la superficie del cuerpo o bien el
potencial medio obtenido a partir del terminal central de Wilson, el nivel de EMG que se obtiene
ya no es tan bajo como en las derivaciones bipolares pero sigue siendo menor que en las
derivaciones superficiales.
2.1.2 Ruido de electrodo
Los electrodos son el primer y principal elemento en la cadena de medida. Por tanto, el
ruido que pueda generarse en dicho elemento adquiere especial importancia. Su función es la de
transductor. Debe convertir las corrientes iónicas, que son el mecanismo de conducción de las
señales bioeléctricas en los tejidos, en corrientes eléctricas. Esta transducción debe ser hecha con
la mayor fidelidad posible, y además, no debe perturbar la señal a medir. Los parámetros
importantes son pues, la impedancia y el ruido. La impedancia debe ser lo más baja posible para
reducir el efecto de carga de la etapa posterior de amplificación y minimizar el efecto de las
interferencias de modo común que aparecen a la entrada.
0 5 1 0 1 5 2 0 2 5 3 0 3 5 4 00
1 0
2 0
3 0
4 0
5 0
6 0
7 0
8 0
s
uV
Figura 2. 1 EMG en tres registros adquiridos sobre el mismo sujeto con respiración periódica (x),inspiración (o) y manteniendo la respiración después de una inspiración (-).
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.5
El electrodo está formado por una superficie metálica y un electrólito en contacto con la
piel, en el caso de ECG superficial, o la pared interna del esófago. Por lo tanto, existen dos
transiciones en el camino de la señal bioeléctrica entre el interior del cuerpo y el sistema de
medida. La primera es el contacto entre la piel y el electrólito. En el caso de electrodos esofágicos
el electrólito es la mucosa que recubre el epitelio de la pared esofágica. La segunda es el contacto
entre el electrólito y la parte metálica del electrodo. La presencia de estas interfaces provocará un
intercambio iónico con la consiguiente aparición de un potencial de electrodo (Geddes y Baker,
1989). Debido a la gran variabilidad que puede presentar el potencial de contacto de todo el
conjunto, sólo se ha tabulado el potencial de la interfaz electrodo-electrólito. Para el electrodo
Ag/AgCl, utilizado en el registro de biopotenciales, el potencial de contacto es de
aproximadamente 0,222 V (Geddes y Baker, 1989), que si bien es alto, es muy estable y no
presenta problemas de biocompatibilidad. Los electrodos esofágicos utilizados son de acero
inoxidable y pueden presentar fluctuaciones del potencial de contacto de hasta 10 mV en una
solución salina del 0,9% (Geddes y Baker, 1989).
Las interfaces electrólito-piel y electrólito-esófago son difíciles de caracterizar porque
dependen de las características de la piel y el esófago. Existen bastantes estudios para caracterizar
la impedancia electrólito-piel pero, sin embargo, ninguno sobre la interfaz electrólito-esófago.
La impedancia de la interfaz electrólito-piel ha sido medida por diversos autores,
(McAdams y Josinet, 1991; Rosell et al., 1988) y se ha podido comprobar que para un mismo
sujeto la impedancia presenta variaciones dependiendo de la zona del cuerpo donde se aplique el
electrodo, del tiempo transcurrido desde su aplicación, de la composición de electrólito y del
estado de la piel y su preparación. El ruido que presenta dicha interfaz suele ser mayor que el
ruido térmico asociado a la parte real de la impedancia, especialmente a baja frecuencia,
presentando un comportamiento 1/fα (Fernández y Pallás, 1992), con α entre 1, 2 y 2.
Otra de las causas del ruido de electrodos está en las variaciones del potencial de contacto
de los electrodos cuando se someten a un esfuerzo mecánico. En el caso del eECG este efecto es
más notable puesto que los electrodos no se encuentran adheridos a la pared interna del esófago y
pueden desplazarse libremente. En la bibliografía se cita como “artefactos de movimiento” y sus
causas están en las variaciones de la interfaz electrodo-electrólito por efecto del movimiento, y en
las variaciones de la interfaz electrólito-piel y en la piel. Cuando la concentración iónica de la
interfaz electrodo-electrólito varía por el desplazamiento del electrodo, se produce una variación
del potencial de electrodo dando lugar al “artefacto” (Webster, 1984). Sin embargo, en el caso del
ECG superficial, cuando se utilizan electrodos con gel, la principal causa del artefacto está en las
variaciones que presenta la epidermis cuando se deforma (Talhouet y Webster, 1996; Ödman y
Öberg, 1982). Talhouet y Webster (1996) proponen un modelo eléctrico de la piel basado en dos
hipótesis. La primera es que el potencial de la piel proviene de una fuente de corriente producida
2.6 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
por una diferencia de actividad metabólica entre las células del estrato córneo y las células vivas
de las capas internas de la piel. La segunda es que esta corriente circula a través de los canales
extracelulares provocando una diferencia de potencial negativa entre el interior y el exterior de la
piel. En la figura 2.2 puede verse el circuito del modelo propuesto por Thakor y Webster (1978) y
modificado por Talhouet y Webster (1996), donde Zt representa la impedancia de las capas
internas de la piel, Zc es la impedancia del estrato córneo, e I la corriente que fluye a través del
medio extracelular. El potencial de la piel vendrá dado por
V Z It= − (2. 1)
La aplicación de una fuerza sobre el electrodo provocará un cambio en la impedancia Zt
produciendo un cambio en el potencial de signo contrario.
Para el ECG esofágico no existe un modelo para los artefactos producidos por el
movimiento, pero pueden extrapolarse algunos resultados del ECG superficial. La estructura de la
pared interior del esófago es ligeramente diferente a la piel. Se encuentra revestida por un epitelo
escamoso estratificado, que en el caso de los humanos no se encuentra queratinizado. En estado de
relajación, la mucosa esofágica está plegada profundamente con lo cual ejerce una ligera presión
sobre el electrodo esofágico. Podemos suponer que esta mucosa formará junto con el electrodo de
acero inoxidable un conjunto electrodo-electrólito al igual que ocurre en el registro de ECG
superficial, salvo que en este caso el aporte de electrólito viene dado por la mucosa esofágica. Al
desplazarse el electrodo provocará un cambio en esta interfaz generándose un potencial. Las
variaciones que cabe esperar de este potencial serán mucho mayores que en los electrodos
superficiales al tratarse de un electrodo de acero inoxidable y porque la concentración de
electrólito puede tener grandes variaciones a lo largo de la pared esofágica o con el movimiento.
I Zt
ZC
Figura 2. 2 Modelo eléctrico de la piel según Thakor y Webster para modelar los artefactos de movimientoen electrodos superficiales
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.7
Tal como se ha visto, la variación en el potencial de contacto electrodo-piel (esófago)
llevará asociada una variación de la impedancia de dicha interfaz. Si se conectan los electrodos a
un sistema de adquisición con impedancia de entrada Zin y corriente de polarización de entrada IB,
la variación en la impedancia del electrodo debida al artefacto provocará también una caída de
tensión adicional en el circuito de medida, figura 2.3.
Por tanto, la amplitud total del artefacto registrado, suponiendo que la impedancia de entrada sea
mucho mayor que la impedancia de electrodo, valdrá
V Z IV
ZVArt E B
elec
inelec= +
+∆ ∆ (2. 2)
A partir de esta expresión se deduce que para minimizar la amplitud del artefacto la corriente de
polarización de la etapa de entrada del sistema de adquisición deberá ser lo menor posible y la
impedancia de entrada lo mayor posible. El acoplamiento en alterna de la etapa de entrada del
sistema solventa el problema de la corriente de polarización y además evita que se sature la etapa
de amplificación posterior por el desequilibrio en el potencial de electrodos.
Según 2.2, la relación entre la variación del potencial de contacto del electrodo y el
artefacto de movimiento registrado es lineal. Sin embargo, la relación que existe entre la variación
del potencial de contacto y la impedancia de electrodo no está del todo clara. El modelo que se ha
planteado antes no tienen en cuenta que puede haber otros factores que influyan en dicha
impedancia. Para estudiar dicha dependencia se ha propuesto un circuito de medida que permite
registrar simultáneamente el ECG y la impedancia existente entre los dos electrodos de registro,
figura 2.4. La impedancia medida será una combinación de las impedancias de electrodo, ZE1 y
ZE2, junto con la impedancia del tejido circundante a los electrodos, Zb1, Zb2 y Zb3. Si se supone
que no existe variación temporal en la impedancia de los tejidos y que ésta es mucho menor que la
impedancia de electrodos, la impedancia resultante resulta ser la impedancia de los electrodos.
Velec
ZE
Zin
IB
Figura 2. 3 Modelo para la generación del artefacto de movimiento en el sistema de medida.
2.8 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
Para comprobar la validez del modelo se hicieron medidas sobre un voluntario, colocando
los dos electrodos de medida sobre el antebrazo y mediante un brazo articulado impulsado por un
motor se ejerció una presión periódica sobre uno de los electrodos. Se registró la variación del
potencial de contacto y la impedancia de los electrodos y tejido a 16 kHz. La separación de bandas
entre el contenido espectral del artefacto y la frecuencia de medida de la impedancia eléctrica,
simplifica el circuito de procesado analógico de las señales. En el apartado 2.2.2.1 se describe el
sistema de medida completo utilizado. Los resultados pueden verse en la figura 2.5, donde se
muestran dos registros obtenidos sobre el mismo voluntario. En ambos existe una gran correlación
entre la parte real de la impedancia y la amplitud del artefacto. En el primero hay un cambio de
signo en la variación de la impedancia respecto a la amplitud del artefacto.
Para intentar determinar si existía realmente una dependencia lineal entre el artefacto y la
impedancia, se decidió calcular la función de coherencia espectral entre ellas. Un valor de
coherencia espectral próximo a uno indicará que existe una clara dependencia lineal entre las
componentes de las dos señales a esa frecuencia (Bendat, 1990). En el primer caso de la figura
2.5, se ve claramente el cambio de signo en la variación de la impedancia, y la coherencia
espectral que se obtiene es muy baja (figura 2.6a). Esto permite afirmar que si bien existe una
relación entre ambas señales que tienen el mismo origen, la dependencia que existe entre ambas es
claramente no lineal. En el segundo caso de la figura 2.5, la evolución de la impedancia no era la
prevista, pero la función de coherencia espectral calculada permite afirmar que en este caso sí que
existe dependencia lineal entre artefacto e impedancia (figura 2.6b).
Zb1
Zb2
Zb3
ZE1
ZE2
ZE3
Zmc
Zd
Zmc
A.IIm
3DFLHQWH 6LVWHPD,QWHUID]
Figura 2. 4 Sistema de medida de impedancia y ECG propuesto para el estudio de los artefactos demovimiento.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.9
Los resultados anteriores han permitido corroborar que hay una dependencia entre
artefacto e impedancia, tal como se había constatado en la bibliografía. Sin embargo, en los
trabajos consultados la frecuencia de medida era mucho menor, 13 Hz, y los sistemas utilizados no
permitían el registro simultáneo de biopotenciales. Aquí se ha obtenido además que la
dependencia obtenida no siempre es lineal y que varía con el tiempo.
0 50 1000
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Hz0 50 1000
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
1
Hz
a) b)
Figura 2. 5 Función de coherencia espectral entre el artefacto de movimiento y la señal de impedancia,para las señales de la figura 2.5.
0 0.5 1 1.5 2-0.04
-0.02
0
0.02
0.04
s
mV
Artefacto de movimiento
0 0.5 1 1.5 2-0.1
0
0.1
0.2
0.3
s
%
Cambio en la impedancia
0 0.5 1 1.5 2-0.3
-0.2
-0.1
0
0.1
s
mV
Artefacto de movimiento
0 0.5 1 1.5 2-1
-0.5
0
0.5
s%
Cambio en la impedancia
a) b)
Figura 2. 6 Medidas del artefacto de movimiento y la parte real de la impedancia entre electrodos a16 kHz mediante el sistema propuesto.
2.10 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
En el caso del ECG esofágico se deben considerar, además de las variaciones de la
interfaz electrodo-esófago por el movimiento, las variaciones de impedancia eléctrica debidas al
volumen circundante a los electrodos. La medida de la señal de impedancia esofágica es conocida.
Geddes (1984) propuso un sistema para monitorización del ECG y la respiración basado en una
sonda esofágica formada por un catéter con seis electrodos anulares dispuestos cada 25 mm
(Geddes84). En este caso, lo que se pretendía era obtener la señal de respiración a partir de la
medida de impedancia eléctrica y por ello se elegían los dos electrodos que presentasen una mayor
sensibilidad. La variación máxima de impedancia obtenida era de 52 Ω. Posteriormente, Patterson
obtuvo resultados similares en la monitorización del volumen ventricular mediante la medida de
impedancia transtorácica utilizando un electrodo esofágico y medida a cuatro hilos (Patterson,
1987). Los cambios en la impedancia eran mucho menores en este caso, del orden de 0,1 Ω.
Por tanto, en la medida de impedancia para la monitorización de artefactos de movimiento
es lógico esperar cambios debidos a la respiración y al propio latido cardíaco que puedan
enmascarar los cambios en la impedancia debidos al movimiento del electrodo. Por ello, se pensó
en una alternativa consistente en registrar el movimiento del electrodo esofágico mediante un
microacelerómetro insertado en el interior del electrodo. En la bibliografía hay métodos
alternativos para registrar el movimiento del electrodo esofágico basados en técnicas
fluoroscópicas (Berbari et al., 1986), pero no se consideró su utilización aquí por los riesgos y
dificultades que conlleva el empleo de radiaciones ionizantes.
La utilización de un acelerómetro en el esófago no es nueva. A. Pinchak utilizó un
acelerómetro esofágico para el estudio de los movimientos del esófago inducidos por el sistema
cardiovascular y la respuesta de estos a la administración de fármacos (Pinchak, 1982). Al año
siguiente Wiley et al. (1983) publicaron un trabajo sobre la monitorización de intervalos sistólicos
en el acelerograma esofágico. H. Vermariën et al. (1986) propusieron utilizar de un acelerómetro
esofágico biaxial para el estudio de los ruidos cardíacos y murmullos en la parte posterior del
corazón mediante el fonocardiograma esofágico.
Si se desea registrar en sujetos despiertos, es necesario el uso de un sensor muy pequeño
con un cable delgado, flexible y de mínimo peso que produzca las mínimas molestias. El
acelerómetro piezoeléctrico será la elección óptima de transductor en cuanto a tamaño, coste y
sensibilidad. La aceleración medida se puede integrar dos veces numéricamente para obtener así la
señal de desplazamiento. El sensor utilizado finalmente ha sido un acelerómetro biaxial miniatura
FYSbeac2 (5 mm de diámetro y 0,9 gramos de peso) (Vermariën et al., 1986), mostrado en la
figura 2.7, con una cápsula de acero inoxidable que funciona como electrodo, permitiendo el
registro simultáneo del eECG. Está compuesto por dos cristales piezoeléctricos sensibles en dos
ejes perpendiculares entre sí, con un extremo conectado al cuerpo del transductor y el otro libre
para permitir su desplazamiento. La utilización de un acelerómetro biaxial permite el estudio del
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.11
desplazamiento en el plano transversal al tórax. Sin embargo, no fue posible la utilización de un
acelerómetro triaxial para el registro completo del movimiento del electrodo esofágcio. La
inclusión de un tercer eje en el electrodo requeriría un diámetro del sensor mucho del utilizado
mayor y dificultaría su colocación.
En la figura 2.8 puede verse una representación esquemática de uno de los dos sensores basados
en un elemento piezoeléctrico flexible, montado en voladizo, donde δ, representa la deformación
del extremo libre del cristal, que se mueve cuando se aplica una aceleración en la dirección x. Las
características frecuenciales de amplitud y fase en los dos ejes son constantes dentro de la banda
de interés y presentan una resonancia a 3,1 kHz. Las sensibilidades cruzadas en los dos ejes de
medida pueden verse en la figura 2.9. La sensibilidad respectiva para cada eje ‘x’ y ‘z’, es Sqx=2,3
pC s2/m y Sqz=2,4 pC s2/m.
El circuito acondicionador de señal necesario deberá convertir la señal de carga del
sensor, que tiene alta impedancia de salida, en una tensión proporcional al desplazamiento. En el
apartado 2.2.2.2 se describe el convertidor carga-tensión empleado.
Figura 2.7 Sensor de aceleración biaxialesofágico.
x
δ
lt
whl
Figura 2. 8 Representación esquemática de uno delos dos sensores del acelerómetro biaxial.
Figura 2. 9 Sensibilidades cruzadas de los ejes x y z del acelerómetro biaxial.
2.12 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
2.1.3 Ruido del sistema de medida
Una de las características más importantes del sistema de medida es el nivel de ruido que
introduce el circuito a la salida. Este ruido estará causado en gran parte por la primera etapa de
entrada. Para el análisis del ruido se considerará un sistema de medida básico formado por dos
separadores de señal, buffers, y un amplificador de instrumentación, que ha sido el adoptado en
los sistemas de adquisición del ECG utilizados. La figura 2.10 muestra el circuito utilizado para el
análisis con todas las fuentes de ruido consideradas. La estructura analizada fue propuesta en la
bibliografía por Pallás et al. (1989a). Presenta alta impedancia de entrada, acoplamiento en alterna
y respuesta frecuencial plana en la banda de señal del ECG.
El ruido generado por las resistencias se ha supuesto de origen térmico y su densidad
espectral de potencia viene dada por la expresión:
e f kTR VHzR
2 24( ) = (2.3)
donde k es la constante de Boltzman y vale 1,38•10-23 J/K, y T es la temperatura absoluta de la
resistencia R.
El ruido generado por los amplificadores operacionales se ha modelado con una fuente de
tensión y una fuente de corriente:
e f Kf
fV
Hzn VCV2 2 2
1( ) = +
(2. 4)
I f Kf
fA
Hzn ICI2 2 2
1( ) = +
(2. 5)
donde fCV y fCI son las frecuencias de codo por debajo de las cuales empieza a predominar el ruido
fliker del componente. KV y KI determinan la tensión y corriente de ruido respectivamente a
frecuencias por encima de la frecuencia de codo, donde predomina el ruido térmico e impulsional
(shot) del componente.
Para el ruido del amplificador de instrumentación se puede utilizar un modelo similar, si
bien en este caso la contribución de las corrientes de ruido es prácticamente nula al estar
conectadas las entradas del amplificador a la salida de los buffers. Queda, pues, la fuente de
tensión:
e f Kf
fV
HznAI VAICVAI2 2 2
1( ) = +
(2. 6)
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.13
Si se suponen todas las fuentes de ruido incorreladas, puede definirse una función de
transferencia que relacione cada una de ellas y su contribución a la salida. Analizando cada uno de
los circuitos resultantes se obtienen las expresiones:
( )( )H s
s R Z s C C s R C Z s C
s R Z s C C s R R Z s CR
E E
E E
1
22 1 2 2 1 2
22 1 2 1 2 2
1
1( )
( ) ( )
( ) ( )=
+ + +
+ + + +(2. 7)
( )H ssZ s C
s R Z s C C s R R Z s CR
E
E E
22
22 1 2 1 2 2
1
1( )
( )
( ) ( )=
+
+ + + +(2. 8)
( )( )H s
s R Z s C C s R R C
s R Z s C C s R R Z s CZe
E
E E
( )( )
( ) ( )=
+ +
+ + + +
22 1 2 1 2 2
22 1 2 1 2 2 1
(2. 9)
( ) ( )[ ]( )H s
s R Z s R C C s R R Z s C R C
s R Z s C C s R R Z s Ce
E E
E En( )
( ) ( )
( ) ( )=
+ + + + + +
+ + + +
21 2 1 2 1 2 2 2 1
22 1 2 1 2 2
1
1(2.10)
eZE
ZE C2
In2 en
In1
eR1 C1
R2
eR2
R1
+
eZE
ZE C2
In2 en
In1
eR1 C1
R2
eR2
R1
AIenAI
Figura 2. 10 Esquema simplificado de las etapas de entrada del sistema de medida con las fuentes deruido
2.14 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
( )[ ]( )H s
s R R Z s C C s R R Z s C R R C R R
s R Z s C C s R R Z s CI
E E
E En( )
( ) ( )
( ) ( )=
+ + + + +
+ + + +
21 2 1 2 1 2 2 1 2 1 1 2
22 1 2 1 2 2 1
(2.11)
La densidad espectral de ruido total a la salida de un buffer valdrá:
( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )e f H j f e H j f e H j f e f H j f e f H j f I fbuff R R R R Z Z e n I nE E n n
21
2
12
2
2
22
22
22
222 2 2 2 2= + + + +
π π π π π( ) ( ) ( )
La densidad espectral de ruido total a la salida del amplificador de instrumentación viene
dada por:
( )e f e f e f G ftotal AI buff nAI AI2 2 22= +( ( ) ( )) ( ) (2.12)
Los valores de los componentes diseñados para obtener la respuesta frecuencial
deseada para el canal de ECG superficial y para el canal esofágico son respectivamente,
R1=R2= 3,3 MΩ, C1=C2= 1 µF y C1=C2= 22 nF. El modelo de amplificador operacional
seleccionado es el OPA111AM (Burr-Brown), que es idóneo para esta aplicación al tratarse de
un operacional de entrada JFET con corrientes de ruido extremadamente bajas, alta impedancia
de entrada y tensión de ruido baja. Los valores de los parámetros se extrajeron de las curvas y
especificaciones del fabricante y son: KV = 6,9x10-9 nV/√Hz, fCV = 69 Hz, KI = 4x10-16 nV/√Hz
y fCI = 0,1 Hz El amplificador de instrumentación elegido fue el AD624 (Analog Devices)
cuyos parámetros de ruido son: KVAI = 4x10-9 nV/√Hz y fCVAI = 3 Hz.
Los resultados del análisis del ruido y las medidas experimentales realizadas en el
laboratorio pueden verse en las figuras 2.11 y 2.12. Las medidas se realizaron conectando cada
una de las entradas a una resistencia de 10 kΩ a masa para simular la impedancia de electrodo.
Puede apreciarse la gran coincidencia entre la curva experimental y la teórica.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.15
10-1 100 101 102 10310-8
10-7
10-6
Hz
V/√Hz
DEP Calculada
DEP Medida
Figura 2. 11 Densidad espectral de ruido medida y calculada a partir del modelo teórico para el canal deECG superficial.
10-1 100 101 102 10310-8
10-7
10-6
Hz
V/√Hz
DEP Calculada
DEP Medida
Figura 2. 12 Densidad espectral de ruido medida y calculada, a partir del modelo teórico, para el canal deECG esofágico.
2.16 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
La repetibilidad de las mediciones anteriores está supeditada a factores que normalmente
se pasan por alto. Durante la realización de las medidas del ruido del sistema de adquisición se
observó que cuando se empleaban condensadores cerámicos en la etapa de entrada del circuito de
acondicionamiento de señal, el nivel de ruido aumentaba, presentando una mayor densidad
espectral de ruido a baja frecuencia. Así mismo, se comprobó la existencia de corrientes de aire
que provocan fluctuaciones en la temperatura de los componentes aumentando así el ruido del
circuito. Para poder verificar esta hipótesis se midió el ruido de un buffer cuando estaba expuesto
al aire y montado con condensadores de dieléctrico cerámico y de plástico (MKT), y cuando
estaba montado con los mismos condensadores pero dentro de una caja envuelta realizada con un
aislante térmico. Los resultados pueden verse en las figuras 2.13a y 2.13b. Cuando el condensador
tiene un dieléctrico plástico no existe apenas diferencia en la densidad espectral de ruido cuando
se apantalla térmicamente. Por contra, puede observase claramente en las gráficas que con
condensadores cerámicos la densidad espectral de ruido por debajo de los 10 Hz aumenta
considerablemente.
Para justificar este comportamiento “extraño” se planteó un modelo en el cual se supone que las
corrientes de aire provocan una fluctuación en el valor de la capacidad debida a variaciones de
temperatura. Además, los cambios de temperatura modifican también el valor de la resistencia de
pérdidas del condensador asociada al componente. Sin embargo, habida cuenta de los valores
numéricos de los coeficientes de temperatura de los condensadores, este último efecto no es
suficiente para justificar el aumento del nivel de ruido observado. Aparte, otro factor a considerar
0 2 4 6 8 1010
-8
10-7
10-6
10-5
Hz0 2 4 6 8 10
10-8
10-7
10-6
10-5
Hz
(a) (b)
Figura 2. 13 Densidad espectral de ruido medida en el buffer utilizando condensadores de poliéster (a) ycerámicos multicapa (b) con el circuito apantallado térmicamente y sin apantallar (x).
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.17
es que existe una corriente de polarización continua a la entrada del operacional que al variar el
valor de la impedancia conectada a dicha entrada genera una componente de ruido. Para verificar
esta hipótesis se montó el circuito de la figura 2.14 donde el amplificador se diseñó con una
ganancia de 100.
Al variar la capacidad con el tiempo, C(t), la salida Vo(t) también variará. Si se supone
que R es suficientemente pequeña como para que no influya en la evolución de la corriente i(t)
que atraviesa C(t), el cálculo de Vo(t) es sencillo,
i td V C t
dtV
dC t
dtbat
bat( )( ( )) ( )= = (2.13)
La salida Vo(t) debida al C(t), suponiendo que las variaciones de C(t) son de origen
térmico, con T(t) la temperatura del componente, y αC el coeficiente de temperatura del
condensador de valor nominal C0, vale:
Vo t i t RR
RV C
dT t
dt
R
Rbat C( ) ( )( )= +
= +
1
2
11
2
10α (2.14)
Por ejemplo, para un condensador de 1 µF con dieléctrico cerámico multicapa tipo Z5U (Philips,
1995), el coeficiente de temperatura a 25°C es de 1,1%/°C. Se han realizado medidas con el
circuito de la figura 2.14, utilizando condensadores cerámicos multicapa y de poliéster. Los
resultados de la medida mostraron que cuando el condensador cerámico estaba expuesto al aire, el
ruido a la salida del circuito aumentaba considerablemente con respecto a la situación en la que se
ponía dentro de una caja de poliestireno expandido. A partir de las medidas y utilizando la
expresión 2.14 se puede llegar a deducir las variaciones de temperatura que experimenta el
componente debidas a las corrientes de aire. En este caso la variación máxima de la temperatura
con el tiempo era de ±0,017 °C/s. Integrando para todo el intervalo de medida se obtiene una
variación de +0,06 °C a -0,04 °C. En la figura 2.15 puede verse la evolución de Vo(t) con el
tiempo para el condensador cerámico en las dos condiciones.
Vbat
C(t)
R1
R2
R
Vo(t)
i(t)
Figura 2. 14 Circuito para el estudio del ruido en condensadores cerámicos cuando hay fluctuaciones detemperatura.
2.18 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
2.1.4 Interferencias en el sistema de medida
La amplificación y registro de biopotenciales, presentan frecuentemente problemas de
interferencias originados por la red de distribución eléctrica. La presencia de la red de distribución
eléctrica conlleva la aparición de campos eléctricos y magnéticos que interaccionan con el sistema
de medida y el paciente. Al tratarse de campos de baja frecuencia se estará siempre en campo
próximo y el campo magnético y eléctrico serán independientes. Además, podrán utilizarse
circuitos de parámetros concentrados para analizar las diferentes causas de la interferencia.
Han sido numerosos los autores que han tratado el tema de las interferencias producidas
por la red eléctrica en el registro de biopotenciales (Huhta y Webster, 1973; Thakor y Webster,
1980; Winter y Webster, 1983; Webster, 1984; Pallás, 1988; Metting, 1990; Fernandez, 1996). En
la bibliografía se han propuesto diversos modelos para analizar todas las posibles vías por las
cuales aparecerán las interferencias. Estas se pueden separar en dos grupos:
- Interferencias de origen interno
- Interferencias de origen externo
Las interferencias de origen interno provienen del propio equipo de medida y las causas
pueden ser varias. La más común es la fuente de alimentación cuando el equipo esta conectado a
la red eléctrica. El origen de estas interferencias ha sido estudiado por Fernández (1996) y se
pueden resumir en cuatro:
0 20 40 60-100
-50
0
50
100
s
uV
0 20 40 60-100
-50
0
50
100
s
uV
a) b)
Figura 2. 15 Resultados de la medida del ruido del circuito de la figura 2.14 utilizando un condensadorcerámico multicapa cuando está al aire (a), y cuando se coloca dentro de un recinto estanco e isotermo(b).
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.19
- Interferencias por desequilibrios en el transformador de la fuente de alimentación.
- Interferencias por el acoplamiento capacitivo entre primario y secundario en dicho
transformador
- Acoplamientos capacitivos en el interior del equipo.
- Interferencias superpuestas a las tensiones continuas de alimentación de los distintos
circuitos.
La solución a este tipo de interferencias pasa por un cuidadoso diseño tanto del circuito
de acondicionamiento de señal como de la fuente de alimentación. En algunos de los equipos
diseñados y utilizados para el registro del ECG se ha optado por el empleo de dos fuentes de
alimentación. La primera alimenta la parte de acondicionamiento de señal no aislada, que va
conectada a la tarjeta de adquisición de datos. La segunda fuente alimenta únicamente la parte
aislada conectada al paciente y se obtiene a partir de la primera fuente, o bien se obtiene a partir
de baterías, con lo cual se consigue un doble aislamiento.
Las interferencias de red de origen externo son las más estudiadas. Los caminos por los
cuales se acoplan pueden resumirse en cinco. Se pueden hacer de dos distinciones: las
interferencias causadas por campo eléctrico, acoplamiento capacitivo, y las causadas por campo
magnético.
En las interferencias de origen externo producidas por campo eléctrico se pueden
distinguir tres:
- Acoplamiento capacitivo a los cables de medida
- Acoplamiento capacitivo a los electrodos
- Acoplamiento sobre el paciente
En las interferencias producidas por campo magnético se pueden distinguir dos:
- Interferencias en modo diferencial producidas por la caída de tensión sobre el
tórax por las corrientes inducidas en el interior del paciente por un campo
magnético exterior
- Interferencias inducidas en el bucle de medida por la presencia de un campo
magnético.
Dado que los resultados de estas interferencias son muy distintos según se trate de
adquirir el ECG superficial o el esofágico, se analizan a continuación a partir de los modelos
aceptados en la bibliografía.
2.1.4.1 Interferencias por campo eléctrico
2.20 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
En el circuito de la figura 2.16 se ha representado un modelo simplificado del sistema de
medida junto con las interferencias de origen externo producidas por campo eléctrico. El sistema
de medida elegido es de tres electrodos. El acoplamiento de estas interferencias es
mayoritariamente capacitivo y por ello se han modelado con diferentes condensadores. Las
capacidades CC1 y CC2 modelan el acoplamiento a los cables de medida, mientras que CE1 y CE2
modelan el acoplamiento entre el conjunto electrodo-conector y la red eléctrica. Las capacidades
CP y CB, que modelan el acoplamiento entre paciente y red, y paciente y tierra respectivamente,
presentan una gran dispersión de valores y suelen tomarse como valores típicos en un caso de
fuertes interferencias CP = 10 pF y CB=100 pF. ZE1, ZE2 y ZE3 son las impedancias de electrodo.
ZC1 y ZC2 representan las impedancias de entrada en modo común del circuito acondicionador.
ZISO es la impedancia de aislamiento del equipo para mantener la seguridad eléctrica del paciente.
Se ha añadido, además, una capacidad CS que modela las interferencias internas del equipo
producidas por la fuente de alimentación.
ZE1
ZE2
AI
CP 0,2-20 pF
CS
ZE3
ZC2
VCM
ZC1
CB 100 pF-1 nF
GND
ZISO
IP
CC1
i1
CC2
i2
iS
VOVd
TIERRA
220 VAC
CE1
iE1
iE1 CE2
Figura 2. 16 Modelo circuital para el análisis de las interferencias de la red eléctrica en la medida delECG superficial para el acoplamiento por campo eléctrico.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.21
El esquema de la figura 2.17 representa el modelo planteado para el análisis de las
interferencias en registro del ECG esofágico. La nomenclatura utilizada para los componentes es
la misma, pero hay que hacer notar que la topología del circuito ha cambiado ligeramente. En este
caso el acoplamiento capacitivo directo que había entre el conjunto conector-electrodo y la red
eléctrica no existe pues los electrodos están situados dentro del cuerpo del paciente, que es un
buen conductor. La capacidad describe ahora el acoplamiento entre el electrodo-conector y el
volumen conductor que lo envuelve.
2.1.4.1.a Acoplamiento capacitivo a los cables y electrodos
Las corrientes interferentes en el registro superficial, iE1, iE2, i1 e i2, figura 2.16, circularán
en su mayoría a través de los electrodos hacia el paciente y del paciente a tierra vía CB y ZE3 en
serie con ZISO, que puede ser el camino de menor impedancia a tierra. En la figura 2.18 puede
ZE1
ZE2
AI
CP 0,2-20 pF
CS
ZE3
ZC2
VCM
ZC1
CB 100 pF-1 nF
GND
ZISO
IP
CC1
i1
CC2
i2
iS
VOVd
TIERRA
220 VAC
CE2
iE2
iE1CE2
σt
Figura 2. 17 Modelo circuital para el análisis de las interferencias de la red eléctrica en la medida delECG esofágico para el acoplamiento por campo eléctrico. La impedancia de la intefaz electrodo-esófagoestá situada dentro del cuerpo apantallada por un volumen conductor σt.
2.22 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
verse el circuito equivalente para este caso. Además, la impedancia de los condensadores de
acoplamiento será mucho mayor que el resto de impedancias en el circuito, con lo cual se puede
suponer que las corrientes que circularan por los electrodos únicamente dependerán del valor de
las capacidades y de la tensión de red. Haciendo estas simplificaciones se llega a que la tensión
interferente a la entrada del amplificador vale
Vd V Z C sC
C
Z
Zred E abab
ab
E
E
≈ +
∆ ∆(2.15)
Cab y ZE son el valor medio de las capacidades de acoplamiento a red de los cables-electrodos y la
impedancia de los electrodos. ∆Cab y ∆ZE representan el desequilibrio en dichas impedancias. De
la expresión anterior puede deducirse que aunque se consigan electrodos con impedancias
perfectamente apareadas, la interferencia puede ser grande puesto que las capacidades parásitas
pueden presentar diferencias notables. Como ejemplo de cálculo, si se supone ZE = 10 kΩ, ∆ZE =
5 kΩ, Cab = 0,05 pF y ∆Cab = 0,025 pF, la amplitud de interferencia que se obtiene a la entrada es
de aproximadamente 49 µV. Este nivel de interferencia es relativamente grande si se compara con
los niveles de señal que se quieren registrar. Este es un caso un poco pesimista ya que se ha
supuesto que los cables no están apantallados. Cuando los cables están apantallados sigue
existiendo el acoplamiento capacitivo entre la red y el conjunto electrodo-conector. El valor de
esta capacidad ha sido estudiado por Fernández (1996), y para un entorno típico de medida puede
acotarse por debajo de los 10 fF. El nivel de interferencia obtenido en este caso es de 9,8 µV.
ZE1
ZE2
ZE3
Zt1
Zt2
CB
ZC2
ZC1
Vd
CC1+CE1
CC2+CE2
Vred
ZISO
Figura 2. 18 Circuito equivalente para el análisis de las interferencias capacitivas en electrodos y cables demedida en el ECG superficial.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.23
Cuando los electrodos de medida están situados dentro del paciente, ya sea el esófago o
bien derivaciones intracardíacas, el acoplamiento de la red al conjunto electrodo-conector no es
directo, sino que hay un acoplamiento capacitivo entre la red y el paciente y entre éste y el
conjunto electrodo-conector que está situado en su interior. El circuito simplificado utilizado para
el análisis en este caso puede verse en la figura 2.19. La capacidad de acoplamiento del paciente a
la red, CP,contribuye directamente en el nivel de interferencia.
Si se desprecia la impedancia del tejido, Zti, las capacidades Ca y Cb quedan en paralelo
con las impedancias de electrodo. Por lo tanto, ya se puede prever que el nivel de interferencia
será mucho menor y vendrá ligado a la tensión de modo común y al desequilibrio de impedancias
de electrodos. Analizando el circuito y haciendo las mismas aproximaciones que en el caso del
ECG superficial se obtiene:
( )V V
Z
Z
Z
Z
Z
Zs
Z
ZZ C C
sC Zed cm
E
C
E
E
C
C
E
CC ab ab
ab
≈+
+ +
+
∆ ∆∆ ∆
2
2
1(2.16)
siendo Vcm la tensión de modo común a la entrada del amplificador que vienen dada por:
V VC
C C
Z
ZC C s
Zcm red
p
p B
E
ISOP B
E
≈+ +
++
3
3
1
( )
(2.17)
Si se incluye el acoplamiento capacitivo del equipo a la red eléctrica, CS, la expresión que se
obtiene es:
ZE1
ZE2
ZE3
CB
ZC2
ZC1
Vd
Ca
Cb
ZISO
Vred
CP
Zt1
Zt2Zt3
Ztc
Figura 2. 19 Circuito equivalente para el análisis de las interferencias capacitivas en electrodos y cables demedida en el ECG superficial.
2.24 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
( )( )( )V V
s C C C C
Z C C C C s C C C CZcm red
S B P ISO
E B P ISO S ISO S B PE≈
−+ + + + + + 3 (2.18)
Los valores de impedancia de electrodos pueden suponerse similares al caso de registro
superficial, al igual que impedancia de entrada. Las capacidades de acoplamiento del paciente a
red y a tierra se han tomado como 10 pF y 100 pF respectivamente. La capacidad de acoplamiento
entre el paciente y el conjunto formado por cable, conector y electrodo, se ha estimado
suponiendo una estructura similar a la de un condensador cilíndrico, donde la capacidad viene
dada (Pallás, 1994) por:
( )Cabh
r r= ε π2
2 1ln /(2.19)
El radio del conductor exterior, r2, será el esófago, que si bien no tiene una sección cilíndrica, se
puede suponer que tiene un radio medio de 1 cm. El radio del cable, r1, es aproximadamente de
1 mm y la longitud, h, 40 cm. La capacidad que se obtiene es de 9,6 pF. La capacidad de
acoplamiento del electrodo será mucho más pequeña, al tratarse de un cilindro de 3 mm de largo y
2 mm de diámetro, y no se ha considerado. Sustituyendo los valores en la expresión 2.16, se
obtiene un nivel de interferencia de 0,25 µV de amplitud. Si se analiza más en detalle la expresión
2.16 puede comprobarse que a la frecuencia de red, la principal contribución a la interferencia la
produce el desequilibrio en la impedancia de electrodos. La contribución de las capacidades
parásitas de cables y electrodos es prácticamente despreciable. Ello confirma la hipótesis de que el
paciente presenta un efecto de pantalla electrostática frente a las interferencias producidas por
campo eléctrico.
2.1.4.1.b Acoplamiento capacitivo al paciente
El cuerpo del paciente puede considerarse un volumen conductor a la frecuencia de la red
y por tanto existirá una capacidad de acoplamiento entre paciente y red, tal como se ha comentado
anteriormente. En consecuencia, el paciente no estará a un potencial cero respecto a tierra y a la
entrada del circuito de medida, incluyendo los electrodos, aparecerá una tensión de modo común.
El valor de esta tensión dependerá de las capacidades de acoplamiento del paciente, de la
impedancia del electrodo de referencia y de la impedancia de aislamiento del amplificador, tal
como recoge la expresión 2.17. Existen dos maneras a través de las cuales esta tensión de modo
común podrá provocar una interferencia. La primera vendrá dada por el rechazo en modo común
finito del amplificador, CMRR, cuyos valores típicos serán de 80 dB a 90 dB. En el siguiente
apartado se proponen topologías para poder aumentar más el CMRR. La segunda manera, mucho
más importante, es la conversión de la tensión de modo común en una tensión de modo diferencial
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.25
cuando hay diferencias en las impedancias de electrodo y/o impedancias de entrada. Para el caso
del ECG superficial, la tensión diferencial total resultante, incluyendo el CMRR del amplificador,
valdrá:
Vd VZ
Z
Z
Z
Z
Z CMRRcmE
C
E
E
C
C
≈ +
+
∆ ∆ 1(2.20)
La manera de poder reducir dicha interferencia pasa por utilizar electrodos con impedancias bajas,
y además, con el menor desequilibrio posible. Otra manera de reducir la interferencia es aumentar
todo lo posible la impedancia de entrada de modo común del amplificador, ZC, al igual que el
CMRR. En el apartado siguiente se verá una estructura para aumentar dicha impedancia sin
degradar las demás prestaciones del circuito. En la tabla 2.1 se pueden ver los valores utilizados
para el cálculo de la interferencia. Se ha supuesto un desequilibrio de impedancia de electrodos
del 50% y del 5% para la impedancia de entrada.
El nivel de interferencia que se obtiene en este caso es de aproximadamente de 0,72 µV,
de los cuales 0,46 µV corresponden al CMRR del amplificador. El resultado es similar para el
caso del ECG esofágico si se emplean los mismos valores de impedancia de electrodo y
desequilibrio.
El acoplamiento capacitivo del paciente a la red y tierra provocará además de la tensión
de modo común a la entrada del amplificador, una corriente de desplazamiento que circulará a
través de la impedancia del paciente a tierra provocando una caída de tensión interferente en modo
diferencial a la entrada del amplificador. La impedancia del tórax suele ser de 20 Ω y para el caso
del brazo puede llegar a ser de hasta 400 Ω entre el dedo y el hombro (Huhta y Webster, 1973). El
nivel de interferencia máximo que se podría obtener, con los valores considerados de
acoplamiento de paciente a red y a tierra, sería de 20 µV aproximadamente para el tórax. La
interferencia real normalmente no es tan grande puesto que no toda la corriente circula por la
impedancia del tejido que une los dos electrodos de medida. En el caso del ECG esofágico, esta
interferencia directa en modo diferencial es aún menor, puesto que al estar tan próximos los
electrodos, la corriente neta que atraviesa la impedancia del tejido comprendida entre ambos es
muy pequeña.
2.1.4.2 Interferencias por campo magnético
Tabla 2. 1 Valores de los componentes utilizados en el análisis de las interferenciasproducidas por la red eléctrica.
CB CP ZE ∆ZE ZC ∆ZC CISO CMRR
100 pF 10 pF 10 kΩ 5 kΩ 100 MΩ 5 MΩ 100 pF 80 dB
2.26 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
Generalmente los campos magnéticos presentes en el entorno de medida no suelen ser
muy elevados. Sin embargo, la proximidad del paciente al elemento generador de campo, la
presencia de un equipo que radie campos magnéticos elevados, y la naturaleza de las señales que
se pretenden adquirir, sugieren considerar también este tipo de interferencias. Fernández (1996)
realizó un estudio del nivel de interferencia que se podía llegar a tener en el caso de registros de
ECG superficiales. Según se ha comentado, las interferencias por campo magnético pueden surgir
por dos caminos diferentes. En el primer caso, el campo magnético induce una corriente en el
cuerpo del paciente que al circular por él provoca una caída de tensión. Los niveles estimados por
Fernández eran, para el caso del ECG superficial, de 60 nV, suponiendo el modelo de paciente
como un esferoide de conductividad 0,4 Ω/m con los electrodos situados sobre el tórax, y un
campo magnético de 80 µA/m. En el caso del ECG esofágico, las condiciones vuelven a ser
diferentes. La superficie atravesada por la densidad de corriente inducida, y que contribuye a la
interferencia es mucho menor. En el caso del ECG superficial era del orden de 0,12 m2 mientras
que en las derivaciones esofágicas bipolares este área se ve reducida a pocos centímetros
cuadrados, puesto que la separación entre electrodos es de 13 mm. Suponiendo un área de 5 cm2,
la interferencia es de sólo 0,3 nV. Si se consideran las derivaciones esofágicas unipolares, el nivel
de interferencia sigue siendo menor. En este caso la separación entre electrodos es de 10 cm a
15 cm, pero el área atravesada por la densidad de corriente susceptible de crear una interferencia
sigue siendo menor que en las derivaciones superficiales. Una primera estimación, al igual que en
el caso del eECG bipolar, es suponer el área atravesada por la densidad de corriente que provoca
la interferencia es igual al área de sección circular que contiene a los electrodos en ambos
extremos. Con esta consideración, el nivel de interferencia estimado es de 12 nV
aproximadamente, que es menor que en el ECG superficial.
En el segundo caso, la presencia de un campo magnético variable con el tiempo induce
una fuerza electromotriz en el bucle de medida formado por los cables, equipo, electrodos y
paciente. El valor de dicha tensión vendrá dado por la ley de Faraday
Vd
dtB dS f SB= − =∫& &
2π φ θcos cos (2.21)
donde φ y θ son los ángulos que indican la orientación del lazo de medida respecto al campo
magnético.
Las densidades de campo magnético habituales en el entorno de medida pueden variar
considerablemente entre 5 nT y 200 nT (Huhta y Webster, 1973) pudiendo llegar en entornos
hospitalarios hasta 1 mT (AHA Comittee Report; (Frank y Londner, 1971)).
Para el ECG superficial, considerando la derivación estándar I con los electrodos situados
sobre el tórax separados unos 30 cm, manteniendo los cables de medida trenzados lo más cerca
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.27
posible del paciente el área resultante será de aproximadamente 0,03 m2. La interferencia que
resulta valdrá entre 47 nV y 1,9 µV. Para el eECG bipolar, al igual que en el caso de las corrientes
inducidas en el paciente, el área atravesada por un posible flujo magnético es mucho más pequeña.
Considerando la misma separación de electrodos, 13 mm, y teniendo en cuenta que los cables
permanecen trenzados hasta la conexión con los electrodos, el área abarcada será de unos pocos
centímetros cuadrados. Por ejemplo, para 5 cm2 el nivel de interferencia que se obtendría sería de
0,8 nV a 31 nV.
Resulta, pues, que tanto las interferencias capacitivas como las inductivas son mucho
menores en el ECG esofágico que en el superficial y ello, junto con la mayor proximidad de los
electrodos a las aurículas, confiere en principio interés a las derivaciones esofágicas.
2.2 Sistemas de acondicionamiento y adquisición de señal
Una vez vistas las limitaciones impuestas por el entorno de medida y las características de
las señales a registrar, el siguiente paso está en el diseño de los sistemas de acondicionamiento y
adquisición de señal.
2.2.1 Adquisición del ECG
Tal como se ha visto en el apartado anterior, la calidad del ECG registrado dependerá en
gran medida de las características del sistema de adquisición. Para reducir las interferencias de la
red eléctrica y las variaciones del potencial de contacto de los electrodos, el amplificador de
biopotenciales deberá estar acoplado en alterna con impedancias de entrada grandes, tanto en
modo común como en modo diferencial, y deberá tener un rechazo del modo común, CMRR,
suficientemente alto. Una estructura posible es la propuesta por Pallás et al. (1989a) y analizada
desde el punto de vista del ruido en el apartado 2.1.3. Los dos seguidores de entrada, buffers,
permiten acoplar la señal en alterna y mantener la impedancia de entrada en modo común alta. Sin
embargo, está estructura diferencial desacoplada conlleva una reducción del CMRR (Pallás y
Webster, 1991). Además, impedancias de entrada grandes requieren resistencias de valor elevado
cuyas tolerancias suelen ser grandes, resultando por tanto en un empeoramiento del CMRR.
La figura 2.20 muestra un circuito nuevo (Ramos et al., 1997) que puede ampliarse
fácilmente a sistemas multicanal. Ahora los dos buffers están referidos a un punto común, C. Este
punto no está conectado a masa. En su lugar, para proporcionar un camino de polarización en las
entradas de los operacionales AO1 y AO2, se ha conectado una red de polarización. Dicha red
2.28 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
simula una resistencia de valor elevado sin necesidad de recurrir a resistencias grandes. La
impedancia equivalente entre el punto C y masa es
( )Z R R
R R
R R
A R
eq c aa c
b
b c
= + +
+
+
1
11 0
(2.22)
Si A0>>1, Zeq y la impedancia de entrada para cada buffer respecto al punto C valen (Pallás et al.,
1989a)
Z R RR R
Req
a c
bc a= + + (2.23)
ZC s
R R sR R C= + + +1
2
1 2 1 2 1 (2.24)
′ =′
+ ′ + ′ + ′ ′ ′ZC s
R R sR R C1
21 2 1 2 1 (2.25)
Por tanto, las impedancias de entrada en modo diferencial y en modo común para el circuito
completo pueden obtenerse aplicando la transformación estrella-triángulo,
Z Z ZZZ
Z
Z Z ZZZ
Z
Z Z ZZ Z
Z
de
C eqeq
C eqeq
= + ′ + ′
= + +′
′ = ′ + + ′
(2.26)
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.29
En el apartado 2.2.4.1.b se ha demostrado que la impedancia de entrada de modo común deberá
ser lo mayor posible para reducir la interferencia producida por el desequilibrio en la impedancia
de electrodos. El CMRR total del circuito en la figura 2.20 puede calcularse a partir de (Pallás y
Webster, 1991)
1 1 12 1
CMRR
Z
Z
Z
Z CMRR CMRRT
E
C
E
C B AI
=′
− + + (2.27)
donde CMRRB depende del apareamiento entre los componentes de los dos buffers y de la
impedancia de acoplamiento, Zeq. Si los amplificadores operacionales AO1 y AO2 están
perfectamente apareados, y el análisis del circuito lleva a una expresión del CMRRB que revela
que ésta depende de la tolerancia de los componentes y del valor de Zeq. Cuanto mayor sea Zeq,
menor será la tensión de modo común que pasará a modo diferencial ya que no existirá camino de
señal para que la tensión de modo común a la entrada de los buffers pueda convertirse en una
señal en modo diferencial a la salida. El comportamiento de modo común de esta etapa es similar
al de la entapa de entrada en un amplificador de instrumentación de tres operacionales (Pallás,
1994). Por tanto, si (Ze>> R’2||R2), entonces CMRRB→∞. En el anexo A pueden verse las
expresiones completas para la ganancia de modo común a modo diferencial y la de modo
OPA111
OPA111
OPA111
ECG
ELECTRODO
ELECTRODO
C1
C2
Ra Rb
R'1 Rc
R2
C'1
C'2
R1
R'2
C
AO2
AO1
AO3 AI
Figura 2. 20 Circuito de acondicionamiento de señal para biopotenciales con la etapa de entradaacoplada para aumentar el CMRR y la impedancia de entrada en modo común.
2.30 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
diferencial. Si se diseña el buffer con valores de resistencias diferentes, las resistencias R’2 y R2
deberán ser las de menor valor óhmico. En la figura 2.21 puede verse la ganancia teórica de modo
común a modo diferencial de los buffers acoplados en el amplificador del canal esofágico, para
diferentes valores de impedancia de acoplamiento, Ze. Los valores de los componentes son R1 = R2
= 3,3 MΩ, C1 = C2 = 22 nF y se ha supuesto un desequilibrio del 1% en las resistencias y del 5%
en los condensadores.
La mejora que se obtiene en el CMRR total es evidente. Para el canal esofágico se consigue una
mejora en el CMRRB de más de 50 dB a 50 Hz. La limitación en el CMRR total estará impuesta
ahora por el CMRR del amplificador de instrumentación. Con dispositivos comerciales, son
habituales valores entre 100 dB y 120 dB. Para el canal superficial la mejora no es tan notable
puesto que la frecuencia de corte paso alto de los buffers puede elegirse más pequeña con lo cual a
50 Hz los desequilibrios en los valores de resistencias y condensadores tendrán menor
repercusión.
Otro de los parámetros importantes del sistema de acondicionamiento es el ruido de la
etapa de entrada. En este caso, al añadir un componente más al circuito, Zeq, el ruido a la salida
puede aumentar. Se ha analizado el nuevo circuito y se ha visto que la contribución de cada una de
las fuentes de ruido al ruido total sigue siendo la misma que la expuesta en el apartado 2.1.3 y
además se ha añadido otra fuente de ruido que esta asociada a la impedancia de acoplamiento del
punto C a masa, Zeq. Si los componentes del circuito estuvieran perfectamente apareados, la
1 10 5
1
1
0.1
0.01
0.001
10
0.001 0.01 0.1 1 10 1001 10 8
1 10 7
1 10 6
4
GCD , Zeq=0Ω
Hz
GCD , Zeq=1MΩ
GCD , Zeq=10MΩ
GCD , Zeq=100MΩ
GCD , Zeq=1GΩ
Figura 2. 21 Ganancia teórica de modo común a modo diferencial de los buffers acoplados del amplificadordel canal esofágico con diferentes valores de Zeq, con un desequilibrio en las resistencias del 1% y del 5% enlos condensadores.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.31
contribución de esta fuente de ruido a la salida sería nula, puesto que aparecería por igual a la
salida de los dos buffers y no sería amplificada por el amplificador de instrumentación al estar en
modo común. Sin embargo, según se ha visto al estudiar el CMRR, los componentes pasivos no
tendrán idéntico valor y parte de este ruido de modo común se convertirá en ruido de modo
diferencial. El análisis detallado figura en el anexo B. En la figura 2.22 se representa la densidad
espectral de ruido teórica a la entrada del amplificador de instrumentación debida al ruido térmico
asociado a Zeq para el canal de ECG esofágico. Puede verse cómo el ruido debido a Zeq es menor
para un valor de Zeq mayor. Este resultado podría parecer extraño pero no es nuevo en la
bibliografía y ha sido estudiado por Vargas y Pallás-Areny, (1994) y (1996) en otros circuitos. Si
se calcula el valor eficaz de ruido en la banda de 0,5 Hz a 500 Hz en función del valor de Zeq, se
vuelve a obtener un resultado aparentemente paradójico, figura 2.23. Existe un valor de Zeq fijados
R1, R2 C1 y C2, para el cual el ruido debido a Zeq a la salida es máximo, mientras que para valores
de Zeq mayores el ruido decrece. Además, cuando R2 y R1 no son iguales, la función de
transferencia para la señal de ECG no depende de la disposición de los valores de R1 y R2, sino
que estas resistencias se pueden intercambiar y la función de transferencia sigue siendo la misma.
Sin embargo, el nivel de ruido debido a Zeq, sí que depende de la posición de las resistencias en el
circuito. Así pues, al igual que ocurre con el CMRRB, el valor más pequeño deberá ser el de R2.
Aparte se ha supuesto que el ruido de Zeq es únicamente de origen térmico debido al valor real de
Zeq. Sin embargo, Zeq es la impedancia equivalente de una red en T realimentada con un
operacional. La tensión y la corriente de ruido del operacional harán que el ruido asociado a Zeq
sea aún mayor. Por tanto, el amplificador operacional deberá ser de bajo ruido, con entrada FET
(alta impedancia de entrada) y tensión de desequilibrio pequeña.
0.001 0.01 0.1 1 10 1001 10
13
1 1012
1 10 11
1 1010
1 10 9
1 108
1 107
Hz
V/√Hz
Zeq=10MΩZeq=1GΩ
Figura 2. 22 Densidad espectral de ruido teórica debida a Zeq a la entrada del amplificador deinstrumentación.
2.32 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
2.2.2 Monitorización del movimiento del electrodo esofágico
2.2.2.1 Medida de impedancia
El sistema de medida de impedancia descrito en el apartado 2.1.2 funcionará
simultáneamente con el canal de adquisición del eECG. La forma más simple de poder realizar
ambas medidas es situando una fuente de corriente senoidal en la etapa de entrada del canal de
acondicionamiento del eECG. La corriente circulará a través de las impedancias de electrodo y
tejido provocando una caída de tensión que será amplificada al igual que la señal de eECG por el
amplificador de instrumentación. Para poder separar fácilmente a la salida del amplificador de
instrumentación ambas señales, la frecuencia de la portadora de corriente deberá ser mucho mayor
que la frecuencia máxima del eECG que se vaya a registrar. En este caso, tratándose de
electrocardiografía de alta resolución el ancho de banda para el ECG se ha limitado a 500 Hz, y la
frecuencia de portadora elegida ha sido de 16 kHz, suficientemente grande para poder ser filtrada
por el filtro paso bajo del canal de ECG y fácilmente separada del ECG por un filtro paso-alto en
el canal de medida de impedancia. Una frecuencia mayor de portadora hubiese simplificado más
la separación pero existía la limitación en el ancho de banda del amplificador de instrumentación.
Para la generación de la fuente de corriente senoidal y la demodulación coherente se ha utilizado
1 105
1 106
1 107
1 108
1 1090
5 109
1 108
1.5 108
2 108
Zeq (Ω)
Vef
Figura 2. 23 Valor eficaz del ruido teórico debido a Zeq a la entrada del amplificador deinstrumentación en función de Zeq.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.33
un circuito integrado comercial (NE5521, Philips) diseñado para el acondicionamiento de
sensores de posición basados en LVDT, que incorpora todas las funciones necesarias.
En la figura 2.24 puede verse el diagrama de bloques del sistema de medida de
impedancia. En el anexo C se ha incluido el esquema eléctrico completo.
La fuente de corriente diferencial se ha sustituido por una fuente de tensión diferencial y
dos impedancias, ZINY, suficientemente grandes para evitar la inclusión de una fuente de corriente.
Dado que la impedancia a medir, ZE1+ZE2+ZB, es pequeña y la corriente inyectada es del orden de
microamperios, la corriente que circulará por la impedancia será prácticamente constante.
2.2.2.2 Medida de aceleración
El desplazamiento del electrodo esofágico se ha medido a partir de sensor de aceleración
piezoeléctrico. Para poder adquirir la información de aceleración ha sido necesario diseñar el
sistema de acondicionamiento de señal para el sensor. Existen básicamente dos alternativas a la
hora de hacer el circuito (Serridge y Licht, 1986). Una de ellas es el amplificador de carga, cuyo
nombre correcto debería ser convertidor carga-tensión, que produce una tensión proporcional a la
carga de entrada. La segunda opción es un amplificador de tensión, que proporciona una tensión
de salida proporcional a la tensión de entrada. Al utilizar un sensor piezoeléctrico, la carga
generada por la deformación del sensor crea una diferencia de potencial entre los terminales del
sensor, que dependen de dicha carga y de la capacidad equivalente total que haya a la salida, que
incluye la capacidad del sensor y la del cable de conexión. La opción adoptada ha sido el
ZE1
16 kHz
++
ZE1
ZINY
ZINY
ZB
ZE1
ZE2
+
AI
Zelec
eECG
Butter. 3º
f-3dB =1kHzf-3dB =200 Hz
f-3dB =500 Hz
Figura 2. 24 Diagrama de bloques del sistema de medida de impedancia junto con el de adquisición deleECG.
2.34 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
amplificador de carga por cuanto es insensible a las variaciones de las características de los cables
de conexión y no necesita una recalibración de todo circuito dependiendo del cable empleado.
La figura 2.25 muestra el circuito equivalente del acelerómetro conectado al amplificador.
Ct es la capacidad equivalente acelerómetro, el cable y otras capacidades parásitas. Rt es la
resistencia equivalente de salida del acelerómetro, el cable y la de entrada del amplificador.
Analizando el circuito de la figura 2.25 y suponiendo que la ganancia en lazo abierto del
operacional es elevada, la salida del amplificador de carga vale
VQ
CR C s
oa
ff f
=
+
1
1(2.28)
La respuesta del conjunto es paso alto debido a la resistencia de polarización del
operacional, Rf. Existe pues un compromiso entre sensibilidad y ancho de banda para un valor de
Rf fijo. La frecuencia de corte deberá ser en este caso lo suficientemente baja para poder registrar
desplazamientos lentos del electrodo y si se quiere mantener una ganancia aceptable hay que
elegir valores de Rf grandes y de baja disponibilidad comercial.
Una posibilidad es sustituir la resistencia Rf por una red en T realizada con resistencias
estándar. Los resultados del análisis desaconsejan su utilización, principalmente por el incremento
considerable del nivel de ruido a la salida del circuito (Sánchez, 1996). En la figura 2.26 puede
demostrarse que la tensión de ruido del operacional queda amplificada aproximadamente por
1+R3/R4.
El diseño final se ha realizado con la primera estructura de amplificador de carga
utilizando resistencias especiales de 1 GΩ junto con un condensador Cf de 180 pF de bajas
pérdidas. La frecuencia de corte paso alto es de 0,5 Hz, que permite adquirir el movimiento del
electrodo producido por el latido cardíaco, y no presenta demasiada atenuación en la componente
respiratoria y los movimientos peristálticos del esófago.
Qa Ct Rt
Rf
Cf
VoVi+
-
Figura 2. 25 Circuito equivalente del acelerómetro más el cable, conectados al amplificador de carga.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.35
Después de la etapa de conversión carga-tensión se ha añadido una etapa de filtrado y
amplificación, quedando la sensibilidad total del conjunto en 220 mV/m/s2 y la banda pasante
entre 0,5 Hz y 500 Hz.
2.2.3 Sistemas de adquisición
La etapa de entrada descrita en el apartado 2.2.1 constituye la parte frontal del sistema de
registro del ECG de alta resolución. Sin embargo, son necesarios más elementos auxiliares para la
correcta adquisición del ECG. En el anexo C pueden verse los esquemas de los tres sistemas para
el registro de biopotenciales diseñados y utilizados en la adquisición de las señales presentadas.
El primer sistema dispone de dos canales para la adquisición del ECG, similares al
descrito en el apartado anterior (Ramos, 1992). La única diferencia entre ambos es la frecuencia
de corte paso alto a -3 dB, que en el canal 1 es de 0,02 Hz y en el canal 2 de 0,5 Hz para poder
eliminar las derivas de la línea base en el registro del eECG. El aislamiento de la etapa de entrada
se ha obtenido mediante dos amplificadores de aislamiento ISO100 (Burr-Brown) junto con una
fuente de alimentación aislada comercial para aplicaciones médicas. Después de la etapa de
aislamiento existe una etapa de filtrado paso bajo antialiasing, con respuesta Butterworth de 4º
orden y frecuencia de corte a -3dB de 500 Hz. La señal se ha adquirido mediante una tarjeta
comercial para PC, DT21EZ (Data Translation), de 12 bits y frecuencia de 2 kHz. Posteriormente
se añadió al sistema un módulo para la medida de impedancia eléctrica a dos hilos, descrito en
2.2.2.1.
Las especificaciones generales del sistema son:
- 2 canales
- Derivaciones bipolares
R4et4
R3
et3
et2R2
en
inRt
et
Ct
Figura 2. 26 Fuentes de ruido del amplificador de carga con una red en T en el lazo de realimentación.
2.36 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
- Frecuencia de corte del filtro paso alto 0,02 Hz y 0,5 Hz
- Ganancia 1000
- Medida de bioimpedancia
Frecuencia 16 kHz
Corriente máxima inyectada 5 µAef
Sensibilidad 100 mV/kΩ
- CMRR >100 dB a 50 Hz
- Ruido referido a la entrada <1 µVef
- Impedancia de entrada diferencial >20 MΩ a 50 Hz
- Impedancia de entrada en modo común >200 MΩ a 50 Hz
- Aislamiento del sistema Clase CF
El segundo sistema utilizado dispone de dos canales para el registro del ECG superficial y
esofágico (Sánchez, 1996) y, además, dos canales para la adquisición de la señal proveniente de
dos acelerómetros piezoeléctricos que permiten medir el movimiento del electrodo esofágico,
descritos en el apartado 2.2.2.2 (figura 2.28). Se puede adquirir cualquier derivación superficial
bipolar, como las estándar I, II y III. Para el eECG, la derivación adquirida es unipolar, se utiliza
como electrodo esofágico la cápsula de acero inoxidable que envuelve a los acelerómetros, y la
referencia puede ser el terminal central de Wilson o bien cualquiera de los electrodos
superficiales. La etapa de entrada está también aislada, en este caso mediante cuatro
optoacopladores con realimentación óptica para su linealización y baterías para la alimentación. El
filtrado paso bajo de las señales se ha dejado en la parte aislada y la adquisición de las señales se
realiza mediante la tarjeta DT21EZ.
AIB
B
AA ECG
AIB
B
AA eECG
G=1000
G=1000
fc=500 Hz
fc=500 Hz
fc=0,02 Hz
fc=0,5 Hz
AD624
AD624
ISO100
ISO100
Figura 2. 27 Diagrama de bloques del sistema de adquisición del ECG y eECG.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.37
El tercer sistema de adquisición ha sido diseñado y construido dentro de un proyecto de
investigación de la línea de señales bioeléctricas de la División de Instrumentación y
Bioingeniería. En este caso se trata de un sistema completo que incluye la parte de
acondicionamiento, adquisición y preprocesado de la señal (Rueda, 1997; Rami, 1996).
Físicamente se trata, como puede verse en la figura 2.29, de un sistema modular que
consta de cuatro tarjetas de adquisición y una tarjeta de control, interconectadas todas ellas a
través de un bus (backplane). También incorpora una fuente de alimentación aislada, de grado
médico, que proporciona la corriente necesaria a todas las tarjetas. El sistema se comunica con el
PC por medio de la tarjeta de control. En la figura 2.30, puede verse un diagrama de bloques del
sistema.
La tarjeta de adquisición incluye las funciones de acondicionamiento, amplificación, y
conversión analógica-digital. Cada tarjeta contiene cuatro canales programables en diferentes
aspectos. Cada canal permite adquirir, acondicionar y amplificar una señal de ECG. Es posible por
tanto, la adquisición simultánea de hasta dieciséis canales de ECG. Las tarjetas adquisición
incluyen además circuitos adicionales que permiten:
- Detectar la desconexión de electrodos, función muy útil en un sistema con 32 electrodos.
- Detectar la saturación de un canal producida por una variación de la línea base y
restaurar la señal en el menor tiempo posible.
- Medida de bioimpedancia a dos hilos.
Q/V
Q/V
B
a2fc=500 Hz
G AA
a1fc=500 Hz
G AA
B
B
AI
G=1000
fc=0,5 Hz AA ECGfc=500 Hz
AI AA eECG
G=1000
fc=500 Hz
B
WCTE1
E2
E3
Acelerómetro
Figura 2. 28 Diagrama de bloques del sistema de adquisición del ECG, eECG, y aceleración.
2.38 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
La tarjeta de control es la encargada de configurar las tarjetas de adquisición, de controlar
sus convertidores de la adquisición y transmisión hacia el PC de las señales digitalizadas, del
promediado en tiempo real de estas señales y de la comunicación entre el sistema y un PC.
Tarjeta de controly promediado
Bus del sistema
Tarjetasde adquisición
Figura 2. 29 Esquema del sistema de HRECG
PACIENTE
POSIB.PROMED.
CONTROL
ADQUIS.
SOFTWARE
ADQUIS.
VISUALIZA
ALMACE.
POSIB.PROCES.
USUARIO
PC DE CONTROL DEL SISTEMA
CONTROLSISTEMAHRECG
ACONDIC.Y AMPLIF.
FILTRADO
CONTROL
GANANCIA CONVER.DIGITAL
TARJETAS DE ADQUISICIÓNTARJETA DE CONTROL
Y PROMEDIADO
Figura 2. 30 Diagrama de bloques del sistema de HRECG
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.39
El paquete de software de PC permite al usuario configurar y controlar todo el sistema de
HRECG, suministrar a la tarjeta de control la información necesaria para permitir el promediado
en tiempo real, visualizar el ECG en tiempo real, guardar en fichero las adquisiciones y
promediados realizados, y visualizar registros que se hayan almacenado previamente.
Las especificaciones generales del sistema son:
- 16 canales
- Derivaciones bipolares o unipolares.
- Frecuencia de corte del filtro paso alto programable: 0,025 Hz o 0,5 Hz
A
BUS
DEL
SISTEMA
CAD
MICRO
PERMISO
CANAL 2 ECG
CANAL 1 ECG
ECG / IMP
CANAL 0
CON
CON
CON
DIRECCIÓNTARJETA
PARTE
DIGITAL
PARTE
ANALÓGICADE IMPEDANCIASUBSISTEMA
CANAL 3 ECG
CON
Figura 2. 31 Diagrama de bloques de una tarjeta de adquisición de cuatro canales, de diseño propio.
CONTROLCAD
COMUNIC.MICROS
PROMEDIADO
COMUNIC.ORDENADOR
ADQUISICIÓNA
BUS
DEL
SISTEMA
MEMORIA
CONTROL
A ORDENADOR
Figura 2. 32 Diagrama de bloques de la tarjeta de control
2.40 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
- Ganancia programable: 500,1000,2500 ó 5000
- Medida de bioimpedancia
Frecuencia 16 kHz
Corriente máxima inyectada 5 µAef
Sensibilidad 100 mV/kΩ
- CMRR >100 dB a 50 Hz
- Ruido referido a la entrada <1 µVef
- Impedancia de entrada diferencial >20 MΩ a 50 Hz
- Impedancia de entrada en modo común >200 MΩ a 50 Hz
- Conversión A/D
Convertidores Sigma-Delta
Margen dinámico ±2,5 V
Frecuencia de muestreo 2232 kHz
Resolución 16 bits
- Aislamiento del sistema Clase BF
2.3 Análisis del ruido y artefactos en el ECG superficial y esofágico
Las medidas sobre voluntarios fueron realizadas en la División de Instrumentación y
Bioingeniería del Departamento de Ingeniería Electrónica. Para ellas se utilizaron los sistemas de
adquisición descritos en el apartado 2.2. Los registros de ECG se realizaron teniendo en cuenta
una serie de consideraciones básicas:
1- Mantener la alimentación del sistema de adquisición aislada de la red eléctrica con la
finalidad de garantizar una protección máxima del sujeto.
2- Procurar el aislamiento, en lo posible, del área de medida frente a interferencias de la
red eléctrica u otros sistemas electrónicos próximos como, por ejemplo, monitores de ordenador.
3- Comprobar la correcta posición y contacto de los electrodos de medida.
4- Recostar al individuo en una camilla cómodamente y mantenerlo relajado en el
momento de la adquisición de la señal.
Para el registro del ECG superficial se han empleado electrodos desechables, de la marca
3M modelo Littman, que por sus características de adherencia y bajo ruido se consideran idóneos
para esta aplicación. Para la adquisición del ECG esofágico, en entornos hospitalarios se utiliza
con frecuencia catéteres nasogástricos que requieren la intervención de personal especializado.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.41
Sin embargo, dada la dificultad que conlleva su aplicación, aquí se han utilizado electrodos de
píldora de dos tipos, mucho más fáciles de colocar. El primer modelo es un electrodo bipolar
fabricado por la empresa ARZCO Medical Electronics Inc., diseñado y descrito por Arzbaecher
(1978). La colocación del electrodo es sencilla, mediante ingestión, que puede ser ayudada por
algún alimento semilíquido. En los cinco voluntarios analizados no hubo ninguna molestia
importante y pudo utilizarse en todos ellos. La extracción del electrodo es bien simple y se trata
únicamente de ir tirando suavemente del cable.
El segundo modelo de electrodo es un electrodo unipolar formado por una cápsula de
acero inoxidable cuyo interior incluye un acelerómetro biaxial, y sus dimensiones son similares al
anterior (figura 2.33). Su colocación sigue las mismas pautas del electrodo bipolar. Conforme el
sujeto va ingiriendo el electrodo, hay que liberar cable para permitir su descenso por el esófago,
hasta posicionarlo por debajo de las aurículas. Entonces se visualiza la señal que captura, y se
sube lentamente hasta conseguir un máximo en la amplitud de la onda P. Este procedimiento es
indoloro y no causa molestias en el sujeto, incluso si el tiempo de medida es largo. Únicamente
cabe mencionar que debido al mayor grosor del cable de medida que en el electrodo bipolar, hubo
voluntarios que no pudieron tragarlo.
2.3.1 Medidas del ruido en las derivaciones esofágicas y superficiales
En los apartados anteriores se han analizado las diferentes causas de ruido que se pueden
encontrar en el registro del ECG. Tal como se ha dicho, una de las principales causas del ruido en
las derivaciones superficiales es el ruido de EMG, especialmente el producido por los músculos
Figura 2. 33 Conjunto electrodo y acelerómetro esofágico
2.42 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
que intervienen en la respiración, y en cambio esta misma fuente de ruido no se manifiesta en las
derivaciones esofágicas bipolares. En la figura 2.34 puede verse el registro simultáneo de una
derivación esofágica y otra superficial, adquirido sobre un voluntario tendido en posición supina
sobre una camilla, que se encontraba relajado y respirando de forma normal. En un momento
determinado en que se mueve, aumenta el ruido de EMG únicamente en la derivación superficial.
Por la contra, el desplazamiento del electrodo esofágico provoca una variación del potencial de
contacto que se aprecia en la evolución de la línea base del registro. Además, se observa cómo
cambia ligeramente la morfología de la señal esofágica, pues la amplitud del complejo QRS es
menor después del artefacto.
Para la identificación de las fuentes de ruido se ha calculado la densidad espectral del
ECG superficial y esofágico. Además, se ha estimado la función de coherencia espectral entre
ambas señales para discernir el origen común de las distintas fuentes: ruido, interferencias y señal
de ECG. En la figura 2.35 puede verse la densidad espectral de ruido de un registro, calculada en
el segmento isoeléctrico T-P, para los dos señales. El resultado valida las hipótesis formuladas. El
ruido en la derivación esofágica es mucho menor, a partir de 10 Hz, donde predomina el EMG en
la derivación superficial. Por contra, a baja frecuencia el ruido 1/f del eECG es mayor. Las causas,
tal como se ha comentado, están en la movilidad del electrodo esofágico que provoca variaciones
en el potencial de contacto. También se puede comprobar que el nivel de interferencia de la red
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-1
0
1
2
s
mV
ECG Std. I, superficial
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-0.5
0
0.5
1
s
mV
eECG bipolar
Figura 2. 34 Registro con derivación superficial estándar I y esofágica bipolar.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.43
eléctrica en la derivación esofágica es mucho menor, según se había previsto. Sólo a 350 Hz y
420 Hz aparece una interferencia de valor comparable en los derivaciones. Estas componentes son
debidas al quinto y sexto armónico de la frecuencia de deflexión vertical del monitor del PC.
La variancia de ruido se ha calculado en el intervalo T-P filtrando paso alto la señal a
10 Hz con respuesta Butterworth y sin filtrar. Los resultados obtenidos indican que el nivel de
ruido en las derivaciones esofágicas es menor que en las superficiales siempre que se filtre paso
alto la señal. Si no se filtra, el ruido de baja frecuencia hace que algunos registros esofágicos
presenten más ruido, en especial cuando el voluntario realiza algún esfuerzo respiratorio
(mantener la respiración o inspiración o expiración prolongadas) (Vargas et al., 1993). Los niveles
típicos de ruido obtenidos en las derivaciones esofágicas filtradas están comprendidos entre 1 µVef
y 2 µVef, que son comparables al ruido del sistema de medida utilizado.
La función de coherencia espectral entre las dos derivaciones puede verse en la figura
2.35. En la banda comprendida entre 10 Hz y 40 Hz , que es la que contiene la mayor parte de la
energía del ECG, el valor coherencia espectral es próximo a uno, e indica que las dos señales
registradas provienen de la misma fuente, tal como era de esperar. A frecuencias por encima de
los 50 Hz la coherencia espectral es baja, lo cual indica un predominio del ruido sobre la señal.
0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500101
102
103
104
Hz
nV/∂Hz
ECG superficial
ECG esofágico
Figura 2. 35 Densidad espectral de tensión de ruido del ECG superficial y esofágico estimada en elintervalo isoeléctrico T-P.
2.44 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
Las interferencias comunes, detectadas en los espectros de ambas señales no tienen suficiente
amplitud para dar un valor de coherencia significativo.
El bajo valor de la función de coherencia en la banda de 0 Hz a 10 Hz se debe atribuir a
los artefactos de movimiento en la derivación esofágica. Pero el ruido que introduce el
desplazamiento del electrodo no sólo es aditivo. Al moverse el electrodo, cambia su orientación
respecto a las fuentes de señal, provocando una alteración en la forma de la señal detectada. Si el
desplazamiento no es muy grande puede modelarse el ruido como una modulación sobre la señal
de eECG. Si se mantiene el paciente relajado, se puede minimizar este efecto y conseguir
secuencias de latidos suficientemente largas para el estudio de los micropotenciales. En la figura
2.37 puede verse el efecto que provoca el desplazamiento del electrodo sobre dos latidos distintos
adquiridos en el mismo registro. Al principio del registro la morfología de la onda P es
monofásica mientras que al final se convierte en bifásica. El complejo QRS no presenta un cambio
tan acusado. El motivo de un cambio tan grande en una onda respecto a la otra puede justificarse
mediante un modelo simple donde las fuentes de señal son los dipolos cardíacos asociados a las
diferentes zonas del tejido cardiaco y la señal registrada es la diferencia de potencial entre dos
puntos dentro del esófago. Un modelo similar fue planteado por Peper et al. (1985) para el registro
de la señal del haz de His con electrodos intracardíacos. La proximidad del esófago a las aurículas
hace que un pequeño desplazamiento del electrodo conlleve un cambio grande en el ángulo sólido
con que la derivación bipolar esofágica ve el dipolo cardíaco equivalente, y ello produce un
cambio de la forma de la señal.
0 5 0 1 0 0 1 5 0 2 0 0 2 5 00
0 .1
0 .2
0 .3
0 .4
0 .5
0 .6
0 .7
0 .8
0 .9
1C o he re nc ia e s p e c tra l
H z
Figura 2. 36 Función de coherencia espectral entre el ECG esofágico y superficial.
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.45
2.3.2 Medidas de impedancia eléctrica
La impedancia eléctrica se ha medido con el sistema descrito en el apartado 2.2.2.1. Se
han adquirido registros sobre cuatro voluntarios realizando diferentes ejercicios respiratorios, tal
como se ha comentado, y se adquirían simultáneamente, además del eECG y ECG, la señal de
impedancia eléctrica en el electrodo bipolar. Se observan cambios en la impedancia eléctrica
debidos a las variaciones de impedancia del tejido circundante y a los cambios en la interfaz
electrodo-esófago. Las variaciones de impedancia del tejido circundante se deben
fundamentalmente a la respiración (cambios de volumen en los pulmones) y al latido cardíaco
(perfusión cardíaca). Estos cambios no suponen más del 5% de variación del valor medio de la
impedancia, entre 600 Ω y 700 Ω. Las variaciones en la impedancia debidas a los cambios en la
interfaz electrodo-esófago son mucho mayores llegando a producir en algunos casos variaciones
de más del 20%. No se han observado variaciones lentas significativas en el valor medio de la
impedancia lo cual indica que la interfaz electrodo-esófago presenta unas características más o
menos estables en reposo.
En la figura 2.38 pueden verse dos registros correspondientes a sujetos diferentes. En el
primero se observa un cambio repentino en la señal de impedancia eléctrica, indicando que ha
habido un movimiento en el electrodo de píldora. Si se observa la señal de eECG, hay un artefacto
0 100 200 300 400 500 600 700-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
ms
mV
Onda P
Onda P
QRS
QRS
Figura 2. 37 Efecto del desplazamiento del electrodo esofágico en las derivaciones bipolares sobre lamorfología de la onda P y complejo QRS adquiridas en el mismo registro.
2.46 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
y se aprecia un cambio en la morfología de las ondas después de la variación de la impedancia. El
otro registro presenta una situación normal donde no hay artefactos de movimiento por deglución
en la señales de impedancia y de eECG, y se aprecian cambios en la impedancia eléctrica debidos
al latido cardíaco y la respiración.
Si se observa el intervalo isoeléctrico T-P del eECG, aparece una onda invertida respecto al QRS.
Esta onda es un artefacto producido por el desplazamiento del electrodo, que coincide con el final
de la onda T, y queda reflejado en la señal de impedancia. El análisis espectral de las tres señales,
revela la presencia de componentes cardíacas y respiratorias en todas ellas (Ramos et al., 1993;
Ramos et al., 1993a) además de bandas laterales en torno a la frecuencia cardíaca producidas por
la modulación de amplitud respiratoria (Pallás et al., 1989b).
0 1 2 3 4-1
0
1
s
mV
0 1 2 3 4
-2
0
2
s
mV
0 1 2 3 4600
650
700
750
s
Ω
0 1 2 3 4-1
0
1
s
mV
0 1 2 3 4
-2
0
2
s
mV
0 1 2 3 4600
650
700
750
s
Ω
a) b)
Figura 2. 38 Evolución del ECG superficial, esofágico y la señal de impedancia esofágica en presencia de unartefacto de movimiento(a) y en reposo (b).
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.47
2.3.3 Medidas de aceleración en el esófago
La información aportada por las medidas de impedancia eléctrica reflejan que existe un
movimiento del electrodo esofágico correlado con la actividad cardíaca a consecuencia de la
actividad mecánica del corazón. A fin de poder estudiar mejor ese movimiento se han realizado
medidas en dos voluntarios con el electrodo esofágico que incluye un acelerómetro biaxial. Se han
adquirido, además de las señales de aceleración, una derivación superficial, I y II, y una derivación
esofágica unipolar utilizando como referencia el terminal central de Wilson, mediante el segundo
sistema de medido descrito en el apartado 2.2.3.
El electrodo esofágico se coloca igual que el bipolar pero produce mayores molestias
debido a la rigidez del cable. El sujeto en estudio se tumbaba en posición supina. Como ejes de
coordenadas para las señales de aceleración se tomaba como eje ‘z’ el correspondiente a la
dirección vertical del movimiento, perpendicular al plano del paciente, y como eje ‘x’ el
horizontal.
El ruido observado en la derivación esofágica unipolar es algo mayor que en las
derivaciones bipolares adquiridas, pero sigue siendo menor que en las superficiales, figura 2.39.
Si se comparan las señales de aceleración y ECG, puede verse una elevada correlación
entre los fenómenos cardíacos principales, en cada período, figura 2.40. Las oscilaciones
detectadas en las señales de aceleración se pueden asociar claramente con ciertos eventos del ciclo
cardíaco. Se distinguen tres zonas: la sístole auricular, A0, la contracción isovolumétrica y la
salida rápida del flujo ventricular, A1, y el instante de cierre de la válvula aórtica, A2 (Pinchak,
1982). Estas ondas presentan además una modulación con la respiración, en especial en el eje
perpendicular al tórax, ‘z’, producida por el llenado pulmonar. En la fase de inspiración hay un
aumento más acusado en la amplitud de la aceleración.
0 10 20 30 40 50 604
6
8
10
12
s
µV
Nivel de ruido
ECG std. I
eECG Unipolar
Figura 2. 39 Evolución del valor eficaz del ruido en la derivación superficial Std. I y esofágica unipolar.
2.48 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
El desplazamiento del electrodo esofágico se puede obtener a partir de la doble
integración de las señales de aceleración. En la figura 2.41 se ha representado el desplazamiento
del electrodo en los dos ejes durante un período de 20 s. La principal causa del movimiento del
electrodo es la respiración. Al registrar la aceleración, la respiración no se manifiesta, salvo en las
modulaciones observadas, por tener una evolución más lenta que los fenómenos relacionados con
el latido cardíaco y quedar atenuada por el efecto de filtrado paso alto implícito en el registro de
aceleración.
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4-1
0
1
2eECG
mV
s
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4-1
0
1Aceleración eje Z
m/s2
s
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4-2
0
2Aceleración eje X
m/s2
s
A0 A1 A2
A0A1 A2
Figura 2. 40 Comparación entre los diferentes eventos del latido cardíaco en las señales de aceleración y eleECG .
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.49
Además de la preponderancia del desplazamiento debido a la respiración, hay una
dirección preferente debido a los cambios de volumen del tórax durante el ciclo respiratorio y la
disposición anatómica del corazón, pulmones y esófago. El efecto de la respiración sobre el ECG
superficial ya había sido observado por Einthoven et. al, (1950), y analizado por Pallás et al.
(1989b). Si se representa la amplitud del complejo QRS y la señal de respiración obtenida a partir
de la aceleración vertical puede verse la gran correlación que existe entre ambas señales, figura
2.42. El desfase de 180o en la fase de la señal de desplazamiento respecto a la moduladora en
amplitud se debe a la posición relativa de los ejes de detección del acelerómetro.
-2 0 20
5
1 0
1 5
2 0D e sp laz am ie n to e je X
c m
s
0 1 0 2 0-2
-1
0
1
2D e sp laz am ie n to e je Z
c m
s-2 0 2
-2
-1
0
1
2
c m
Y
XZ
Figura 2. 41 Efecto de la respiración en el desplazamiento del electrodo esofágico en el plano transversalal paciente.
u.a
AceleraciónAmplitud QRS
Figura 2. 42 Comparación entre la respiración, amplitud del QRS, y el desplazamiento vertical delelectrodo obtenido a partir de la aceleración, (amplitudes normalizadas).
2.50 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia
2.4 Conclusiones
2.4.1 Conclusiones sobre el ruido e interferencias en el ECG
Se han analizado las diferentes fuentes de error en la adquisición del ECG superficial y
esofágico. La presencia de artefactos en el eECG se debe al movimiento del electrodo. Existe una
relación entre la impedancia de electrodo y el artefacto producido por su desplazamiento. Sin
embargo, esta relación no es lineal y esta influida por múltiples factores que pueden cambiar a lo
largo del registro. Se ha propuesto la utilización de un microacelerómetro adherido al electrodo
esofágico para estudiar su movimiento.
La utilización de condensadores cerámicos multicapa en las etapas de entrada del
amplificador, puede llevar a un aumento del ruido si existen corrientes térmicas de aire, debido a
sus grandes coeficientes de temperatura.
Las interferencias que aparecen en el registro del eECG son mucho menores que en las
derivaciones superficiales, en especial cuando se adquieren derivaciones esofágicas bipolares. La
causa está, tal como se había adelantado, en el apantallamiento electrostático que ofrece el cuerpo
del paciente sobre el electrodo, y en la proximidad entre electrodos que reduce el área efectiva
frente a interferencias de origen magnético y minimiza las producidas por corrientes de
desplazamiento en el cuerpo.
2.4.2 Conclusiones sobre los sistemas de adquisición
Se han propuesto mejoras en los sistemas de adquisición de biopotenciales para poder
aumentar el CMRR y la impedancia de entrada sin degradar la características de ruido. La
aportación estriba en el acoplamiento entre amplificadores, que permite superar las limitaciones
del uso de etapas separadas para cada canal.
2.4.3 Conclusiones sobre las medidas de ruido en el ECG
Se ha constatado que el ruido y las interferencias de la red eléctrica en las derivaciones
esofágicas bipolares es mucho menor que en las superficiales. Se puede llegar a obtener niveles de
ruido comparables al ruido del sistema de adquisición. La proximidad del electrodo esofágico al
corazón hace que un pequeño cambio en la posición del electrodo provoque un cambio importante
en la morfología de la señal. A partir de las medidas de aceleración, se ha visto que este
Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.51
desplazamiento está causado principalmente por la respiración y el propio latido cardíaco. Las
medidas de impedancia también reflejan estos cambios, pero pueden quedar enmascaradas por los
cambios de impedancia de los tejidos circundantes. Si se ha observado, sin embargo, que un
desplazamiento brusco del electrodo esofágico produce un cambio importante en la impedancia de
electrodo. Este cambio de impedancia puede ser utilizado para la monitorización del electrodo.
Las derivaciones esofágicas unipolares presentan menos alteraciones en la morfología de
las señales con el movimiento del electrodo, pero tienen como inconveniente un mayor nivel de
ruido que las bipolares, aunque sigue siendo menor que en las superficiales.